CN208571909U

CN208571909U - 一种自举电路

Info

Publication number: CN208571909U
Application number: CN201821327273.7U
Authority: CN
Inventors: 郭晓锋; 耿玮生
Original assignee: Mornsun Guangzhou Science and Technology Ltd
Current assignee: Mornsun Guangzhou Science and Technology Ltd
Priority date: 2018-08-17
Filing date: 2018-08-17
Publication date: 2019-03-01
Anticipated expiration: 2028-08-17

Abstract

本实用新型公开了一种用于集成电路内部用NMOS作为高侧开关时的自举电路。该自举电路包括了线性稳压器、二极管D1和自举电容C1外，还增加了欠压保护电路和下拉电路。该自举电路在线性稳压器没有足够时间给自举电容充电的情况下，当欠压保护电路检测到自举电压和高侧开关输出之间的电压低于设定值，便会输出高电平，下拉电路受欠压保护电路输出的上升沿触发会下拉高侧开关输出使之持续变低一段固定时间，而线性稳压器便会在此段时间内给自举电容充电。只要设定欠压保护电路的设定阈值大于高侧开关管良好导通所需的栅源电压，便可以保证下次高侧开关打开时栅极有足够高的电压使其良好导通，得到高的电源效率。

Description

一种自举电路

技术领域

本实用新型涉及集成电路技术领域，具体涉及一种集成电路高侧开关的自举电路，特别是涉及一种带欠压保护的自举电路。

背景技术

随着集成电路的发展及集成度的提高，越来越多的产品用到集成MOS器件的高侧开关，比如开关模式的电源变换器、音频功放、马达驱动等。因为NMOS器件在相同的面积条件下，比PMOS具有更大的驱动能力和更小的导通电阻，所以越来越多的高侧开关使用NMOS器件进行集成，尤其是在高压电路中。作为高侧开关管使用的NMOS因为一端连接电源，所以需要一个比电源电压更高的驱动电压去驱动栅极才能让NMOS管工作在线性区或深线性区，发挥它的导通优势。所以需要一个自举电路来产生一个比电源电压更高的驱动电压。

传统的自举电路及其典型应用如图1。其中MNHS为高侧开关管，具体是由NMOS管来集成实现。因为MNHS的漏极连接输入电压VIN，且其栅极受驱动电路的输出来控制，所以要求驱动电路的电源是一个比输入电压VIN更高的电压，该电压被称为自举电压BS。驱动电路一般都受逻辑控制电路经过电平转换电路来控制，其中逻辑控制电路的输入为系统的逻辑控制信号，而电平转换电路的功能是把逻辑控制电路的输出信号的电源域由一般的内部电源和地转换成自举电压BS和MNHS源极输出电压SW。

传统的自举电路由图1中的线性稳压器、二极管D1和自举电容C1组成。当SW为低电平时，线性稳压器的输出电源给自举电容C1充电，当SW为高电平时，就会通过自举电容C1所存储的电荷抬高自举电压BS，得到比电源电压更高的电压BS，作为驱动电路的电源。本电路中二极管D1的作用为防止电流反灌。

在图1的电路结构中，其缺点在于：要使BS有足够高的电压，必须保证线性稳压器有足够的时间给自举电容充电。可随着集成电路产品应用的多样化和控制模式的复杂化，并不能保证输出SW有足够时间为低电平电压，即不能保证充电的时间，例如在直流-直流开关降压变换器的某些应用中。这时，自举电容所存储的电荷就会慢慢消耗，导致自举电压降低，直接影响高侧开关的导通性能，降低产品的电源效率甚至出现功能错误。

实用新型内容

有鉴如此，本实用新型要解决的技术问题是提供一种自举电路，在线性稳压器没有足够时间给自举电容充电的情况下，仍然能保证有足够高的自举电压，保证高侧开关的良好导通性能及整个产品的电源效率。

本实用新型提供的一种自举电路，应用于NMOS管MNHS的驱动，NMOS管MNHS的驱动电路供电电压为BS，NMOS管MNHS的源极输出电压为SW，自举电路包括：线性稳压器、二极管D1和自举电容C1，线性稳压器的输入端用于输入供电电压VIN，线性稳压器的输出端连接二极管D1的阳极，二极管D1的阴极用于为NMOS管MNHS的驱动电路提供供电电压BS，二极管D1的阴极还连接电容C1的一端，电容C1的另一端用于连接NMOS管的源极，其特征在于：还增加了欠压保护电路和下拉电路；

欠压保护电路检测电压BS和电压SW之间的电压差，当该电压差低于设定值时，欠压保护电路输出高电平至下拉电路；

下拉电路受欠压保护电路输入高电平的上升沿触发会下拉电压SW，使之持续变为低电平一段固定时间，而线性稳压器便会在此段时间内给自举电容C1充电。

作为欠压保护电路的一种具体的实施方式，包括：V/I转换、比较器和电阻R1，V/I转换的两个输入端分别用于输入电压BS和电压SW，V/I转换的输出端同时连接电阻R1的一端和比较器的反向输入端，电阻R1的另一端接地，比较器的同向输入端用于输入设定值，比较器的输出端为欠压保护电路的输出端。

作为上述欠压保护电路具体实施方式的改进，还包括：电阻R2和开关管MN2，电阻R2一端连接电阻R1的另一端，电阻R2的另一端接地，开关管MN2的漏极连接电阻R2的一端，开关管MN2的源极连接电阻R2的另一端，开关管MN2的栅极连接比较器的输出端。

作为V/I转换的一种具体的实施方式，包括：PMOS管MP1、PMOS管MP2、高压NMOS管MN1、电阻R3和电容C2，PMOS管MP1的源极为V/I转换的第一输入端，PMOS管MP1的漏极连接电阻R3的一端，电阻R3的另一端为V/I转换的第二输入端，PMOS管MP2的源极同时与PMOS管MP1的源极和电容的一端连接，PMOS管MP2的栅极同时与PMOS管MP1的栅极、电容的另一端及PMOS管MP1的漏极连接，PMOS管MP2的的漏极连接高压NMOS管MN1的漏极，高压NMOS管MN1的栅极连接电阻R3的另一端，高压NMOS管MN1的源极为V/I转换的输出端。

作为欠压保护电路具体实施方式的改进之一，比较器的同向输入端输入的设定值由零温度电流和电阻R4产生，零温度电流的输出端同时连接比较器的同向输入端和电阻R4的一端，电阻R4的另一端接地。

作为欠压保护电路具体实施方式的改进之二，还包括电阻R5和电容C3，电阻R5连接于V/I转换的输出端和比较器的反向输入端之间，电容C3的一端连接较器的反向输入端，电容C3的另一端接地。

作为下拉电路的一种具体的实施方式，包括：固定延时电路、NMOS管MNPD和限流电阻RPD；固定延时电路的输入端连接欠压保护电路的输出端，NMOS管MNPD的栅极连接固定延时电路的输出端，NMOS管MNPD的源极接地，NMOS管MNPD的漏极与电阻RPD的一端相连，电阻RPD的另一端用于连接NMOS管MNHS的源极；固定延时电路用于将欠压保护电路输入高电平的上升沿转换为固定时间的高脉冲，该高脉冲控制NMOS管MNPD导通，将电压SW下拉为低电平。

需要说明的是：上述下拉电路具体实施方式中描述了“固定延时电路用于将欠压保护电路输入高电平的上升沿转换为固定时间的高脉冲”，其中的“欠压保护电路输入高电平”与实用新型内容第三段的“欠压保护电路输出高电平”并不矛盾。实用新型内容第三段针对的是“欠压保护电路”，是“高电平”的产生主体，因此用“输出”；此处针对的是“固定延时电路”，是“高电平”的接收对象，因此用“输入”。本申请说明书中其它类同描述不再解释说明。

作为上述自举电路技术方案的改进，其特征在于：还包括欠压保护使能，欠压保护使能输出欠压保护电路的使能信号，只有欠压保护电路输出信号为高电平时，欠压保护电路才能正常工作。

作为上述自举电路技术方案的另外一种改进，其特征在于：还包括占空比检测、轻载检测和或非门X1；

占空比检测用来检测开关电源的开关信号占空比，当占空比大于设定值时输出高电平；轻载检测用来检测开关电源的负载，当负载小于设定值时输出高电平；

占空比检测的输出信号和轻载检测的输出信号通过或非门X1运算得到欠压保护电路的使能信号。

作为占空比检测的一种具体的实施方式，包括：电平转换电路、单端转双端、电平检测和比较器；占空比检测电路的输入为电压SW，该电压SW经电平转换电路将其电源域转换为内部电源和地，电平转换电路转换后的信号经过单端转双端电路转换为差分的时钟信号，此差分的时钟信号通过电平检测电路来检测其高电平和低电平持续时间，生成代表高电平和低电平有效时间的电压模拟信号，将此对电压模拟信号送入比较器进行比较，即可产生代表占空比是否大于某设定值的占空比检测输出信号。

作为轻载检测的一种具体的实施方式，包括：电压采样管MNS、电流采样管MPS1与MPS2、电流镜MP4与MP5、偏置电流MN1与MN2，和反馈管MP3组成的采样电路，以及电阻R6与R4、正温度系数电流Iptat和比较器组成的轻载比较电路；电压采样管MNS的漏极用于连接NMOS管MNHS的源极，电压采样管MNS的栅极用于连接NMOS管MNHS的的栅极，电压采样管MNS源极依次经电流采样管MPS1的源极、电流采样管MPS1的漏极、电流镜MP4的源极、电流镜MP4的漏极、偏置电流MN1的漏极、偏置电流MN1的源极后接地，电流采样管MPS2的源极用于连接NMOS管MNHS的的漏极，电流采样管MPS2的漏极依次经电流镜MP5的源极、电流镜MP5的漏极、偏置电流MN2的漏极、偏置电流MN2的源极后接地，电流采样管MPS1与MPS2的栅极连接后接地，电流镜MP4与MP5的栅极连接后连接电流镜MP5的漏极，偏置电流MN1与MN2的栅极连接后用于连接电压偏置输入信号，反馈管MP3的源极连接电流镜MP5的源极，反馈管MP3的栅极连接电流镜MP4的漏极，反馈管MP3的漏极经电阻R6后接地，反馈管MP3的漏极还连接比较器的反向输入端，正温度系数电流Iptat的输出端同时连接比较器的同向输入端和电阻R4的一端，电阻R4的另一端接地，比较器的输出端即为轻载检测的输出端。

术语解释：

电源域：芯片内部用到相同电源和地的电路，称之具有相同的电源域。

内部电源和地：输入电压通过内部的转换器所产生，内部电路工作所用到的电源和地；

差分的时钟信号：即相位相反、具有相同共模电平的一对时钟信号。

电压偏置输入信号：由电流镜生成电路输出的电压信号，通常可连接至其它MOS管栅极产生不同电流。

本实用新型的工作原理为：当NMOS管的源极输出信号SW为低电平时，线性稳压器的输出电源给自举电容C1充电，使自举电容C1两极板产生足够的电压差。当NMOS管的源极输出信号SW为高电平时，就会通过自举电容C1所存储的电荷抬高自举电压BS，得到比电源电压更高的电压，作为驱动电路的电源。二极管D1防止自举充电电流反灌。在某些应用中，如果SW在工作中不能变低或变低的时间不足时，线性稳压器没有机会给自举电容充电，或充电很小不足够支持BS的工作电流时，BS的电压就会慢慢降低。此时，当欠压保护电路检测到BS和SW之间的电压低于设定值，便会输出高电平，下拉电路受欠压保护电路输出的上升沿触发会下拉SW使之持续变低一段固定时间，而线性稳压器便会在此段时间内给自举电容充电。只要设定欠压保护电路的设定阈值大于高侧开关管良好导通所需的栅源电压，便可以保证下次高侧开关打开时栅极有足够高的电压使其良好导通，得到高的电源效率。

本实用新型的有益效果总结为：高侧开关输出SW没有足够时间为低时，也能保证驱动电路的电源电压足够高，保证后续高侧开关打开时的导通性能，得到高的电源效率。

附图说明

图1是传统的自举电路及其应用图；

图2是本实用新型的自举电路及其应用图；

图3是本实用新型第一实施例自举电路中的欠压保护电路和下拉电路的电路图；

图4是图3中欠压保护电路的实现图；

图5是本实用新型第二实施例自举电路及其应用图；

图6是本实用新型第三实施例非隔离的高压直流-直流开关降压变换器所用自举电路及其应用图；

图7是图6自举电路中占空比检测电路的实现图；

图8是图6自举电路中轻载检测电路的实现图。

具体实施方式

如图2为本实用新型的自举电路及其应用图，本申请的实用新型构思为：在现有技术的自举电路的基础上增加欠压保护电路和下拉电路，该自举电路在线性稳压器没有足够时间给自举电容充电的情况下，当欠压保护电路检测到自举电压和高侧开关输出之间的电压低于设定值，便会输出高电平，下拉电路受欠压保护电路输出的上升沿触发会下拉高侧开关输出使之持续变低一段固定时间，而线性稳压器便会在此段时间内给自举电容充电。只要设定欠压保护电路的设定阈值大于高侧开关管良好导通所需的栅源电压，便可以保证下次高侧开关打开时栅极有足够高的电压使其良好导通，得到高的电源效率。

为了使得本领域的技术人员更好地理解本申请的实用新型构思，以下结合具体的实施例进行详细说明。

第一实施例

本实用新型第一实施例采用的原理框图与图2相同，其中欠压保护电路和下拉电路的具体电路如图3所示。

欠压保护电路由V/I转换(中文名称为电压-电流转换)、比较器、电阻R1、电阻R2和开关管MN2组成，V/I转换的两个输入端连接电容C1两端(即分别输入电压BS和电压SW)，V/I转换的输出端同时连接电阻R1的一端和比较器的反向输入端，电阻R1的另一端经电阻R2后接地，比较器的同向输入端用于输入设定值VREF，比较器的输出端为欠压保护电路的输出端。开关管MN2的漏极连接电阻R1的另一端，开关管MN2的源极接地，开关管MN2的栅极连接比较器的输出端。

下拉电路由固定延时电路、NMOS管MNPD和限流电阻RPD组成，固定延时电路的输入端连接欠压保护电路的输出端，MNPD的栅极连接固定延时电路的输出端，MNPD的源极接地，MNPD的漏极与电阻RPD的一端相连，电阻RPD的另一端连接NMOS管MNHS的源极。

本实施例的工作原理为：V/I转换将输入检测的电压信号(BS和SW的电压差)转变为电流信号，此电流信号流过电阻R1(和R2)所产生的电压信号与参考电压VREF(即比较器的同向输入端输入的设定值)比较，当BS与SW间的电压差比参考电压VREF低时，比较器输出高电平，代表自举电压需要增大。比较器的输出高电平上升沿经过固定延时电路产生一个固定时间的高脉冲，该高脉冲控制MNPD导通、下拉SW为低电平。电阻RPD的作用是限流，保证下拉的可靠性。

本实施例也可以去掉电阻R2和开关管MN2，增加电阻R2和开关管MN2的有益效果在于开关管MN2在欠压保护输出不同状态时能有效控制电阻R2的开路和短路，利用正反馈产生比较的迟滞窗口，防止临界阈值附近的噪声或其它干扰。

图3中的欠压保护电路具体实现的电路参见图4。图4中的VI转换由PMOS管MP1、PMOS管MP2、高压NMOS管MN1、电阻R3和电容C2组成；Izc为零温度电流，流在电阻R4上得到参考电压VREF。MP1和电阻R3串接后两个端点为V/I转换的两个输入端，可以将输入的电压BS和电压SW二者之间的电压差转换为电流信号，所得到的电流信号通过电流镜MP1和MP2进行镜像，即可获得电压-电流转换的输出电流Is，有

公式(1)中V_GS1为MP1的栅源电压，K为电流镜MP2和MP1的镜像比例。电流-电压转换的输出电流流入电阻R1(和R2)所产生的电压信号与参考电压VREF输入比较器的两端。电阻R2的目的是产生比较的迟滞效应，MN1为高压MOS管，在电路中起着隔离高低压的作用。由于电压SW在工作中会不停跳变，为了减小其对比较器负端输入信号的耦合干扰，在输入处加入了由电阻R5和电容C3组成的滤波电路。当BS与SW间电压比较低时，比较器输出高电平，代表自举电压偏低。

第二实施例

本实施例较实第一实施例不同之处在于增加了欠压保护使能，其自举电路及其应用如图5所示。

欠压保护使能可由若干逻辑门组成，输出使能信号至欠压保护电路，控制欠压保护电路的工作状态，只有输出信号为高电平时，欠压保护电路才能正常工作。当无需欠压保护电路工作时，可以通过关闭欠压保护使能节约功耗。

第三实施例

本实施例较第一实施例不同之处在于增加了占空比检测、轻载检测和或非门X1；占空比检测用来检测开关电源的开关信号占空比，当占空比大于设定值时输出高电平；轻载检测用来检测开关电源的负载，当负载小于设定值时输出高电平；占空比检测的输出信号和轻载检测的输出信号通过或非门X1运算得到欠压保护电路的使能信号。本实施例的自举电路及其应用如图6所示。

本实施例主要应用在非隔离的高压直流-直流开关降压变换器集成电路的设计中，非隔离的高压直流-直流开关降压变换器的主功率开关管即为高侧开关管MNHS，因为高压NMOS器件在相同的面积条件下比高压PMOS具有更小的导通电阻，所以越来越多的输出主功率管使用高压NMOS器件进行集成，也因此需要利用自举电路，产生一个比电源更高的驱动电压去驱动栅极，保证主功率管工作在深线性区，降低导通损耗，得到更高的电源效率。

如图6，其中MNHS为变换器的主功率管，其集成于芯片之中，通常由高压的NDMOS管来实现，其栅极受驱动电路的输出来控制，驱动电路的输入信号由逻辑控制电路经过电平转换电路来得到，其中逻辑控制电路通常由时钟信号、脉冲宽度比较信号和部分保护信号所形成的数字逻辑门组成，产生数字输出信号，而电平转换电路的功能便是把此数字输出信号的电源域由线性稳压器所产生的内部电源和地转换成自举电压BS和功率管源极输出SW。

当该变换器工作在输入输出电压接近的条件下，即开关变换的占空比很大的情况下时，每个周期电压SW被拉低的时间极短，造成线性稳压器没有足够时间给自举电容充电，而自举电容一直在耗电，所以自举电压会慢慢变低，影响输出功率管的导通特性。

另有，当该变换器工作在轻载模式时，为了提高轻载效率，减小芯片工作电流，变换器会进入节电模式，该模式下会关闭输出功率管和包括振荡器、脉冲宽度比较器、误差放大器等大部分电路，电压SW会自由振荡接近输出电压，当输出电压较高时，同样会造成线性稳压器无法给自举电容充电，自举电容慢慢耗电，直接影响退出轻载模式时的性能。

如上所述，该变换器在大占空比或轻载模式时，都存在传统电路所无法解决的BS耗电变低导致效率低下或影响其它性能的问题，而如果利用本实用新型的自举电路则会很好的解决此问题，具体电路实现架构如图6所示。

本实施例变换器所用的自举电路与上面实用新型电路类似，包括了线性稳压器、二极管D1、自举电容C1、欠压保护电路、和下拉电路。所不同的是，在此实施例中，欠压保护使能扩展为占空比检测、轻载检测和或非门X1。占空比检测是用来检测开关电源变换的的开关信号占空比，当占空比大于某一设定值(如90％)时输出高电平。轻载检测用来检测该变换器的负载，当负载小于某一设定值(如100mA)时输出高电平。占空比检测的输出信号和轻载检测的输出信号通过或非门X1运算得到欠压保护电路的使能信号。这样，当变换器工作在大占空比或轻载模式时，欠压保护电路就使能正常工作，在自举电压变低时自动通过下拉电路拉低SW，使自举电容有足够的时间充电，保证自举电压处于较高电平。反之，当变换器工作在其它模式或条件下时，则欠压保护电路无需工作，节省了电路功耗。

本实施例占空比检测电路的具体实现如图7所示，由电平转换电路、单端转双端、电平检测和比较器组成。

占空比检测电路的输入为变换器主功率管的源极输出电压SW，电压SW经电平转换电路将其电源域转换为内部电源和地，电平转换后的信号经过单端转双端电路转换为差分的时钟信号，此差分时钟信号通过电平检测电路来检测其高电平和低电平持续时间，生成代表高电平和低电平有效时间的电压模拟信号，将此对电压模拟信号送入比较器进行比较，即可产生代表占空比是否大于某设定值的占空比检测输出信号。注意在设计电平检测电路时，需要通过偏置电流充放电的比例或电容的比例来达成占空比检测电路的占空比设定值。

本实施例中轻载检测的具体电路实现如图8所示。轻载检测电路主要由功率管及外围器件、采样电路和轻载比较电路组成。

L1为储能电感、C1为输出电容、D1为续流二极管，它们为变换器集成电路的外围器件，与芯片共同构成一个完整的开关电源变换器。在集成电路内部，MNHS为片内集成的高侧主功率管，其一般由许多大尺寸的的高压NDMOS并联而成，以获得较小的导通电阻来提高效率。

集成于芯片内部的采样电路包括电压采样管MNS、电流采样管MPS1和MPS2、电流镜MP4和MP5、偏置电流MP1和MP2、以及反馈管MP3。电压采样管MNS宽长比远小于主功率管，且与主功率管都受驱动输出信号DRVH控制，当DRVH为高时，MNHS导通，输入电压VIN向电感存储能量，同时MNS也打开，将SW电压由其漏极导通至源极。VB为内部产生的电压偏置，其连接MN1和MN2构成采样电路的偏置电流。MPS1、MPS2为电流采样管，其尺寸相同，栅极接地，工作于线性区。MP4和MP5同样构成一组电流镜，工作于饱和区，由于栅极电压相等，因此源极电压即P、Q两点电压相等。流过MP3的电流即为采样电流Isens，同时MP3构成了反馈回路，使得电路对P、Q的电压差值能够快速响应并稳定环路。

轻载比较电路包括电阻R1和R2、正温度系数电流Iptat以及比较器。采样电流流入电阻R1产生采样电压信号VSENS，正温度电流Iptat流入电阻R2产生轻载参考电压VREF。比较器比较采样电压信号和轻载参考电压，输出轻载检测输出信号。

DRVH为高时，MNHS、MNS导通，电感电流以一定的斜率线性上升，此时可以通过对电感电流进行采样，来判断变换器的负载是否为轻载。由于流过MNS的电流相对较小，因此流过MNHS的电流可近似等于电感电流，则Q点和P点的电压分别为

VQ＝VIN-(I_MN2+I_SENS)R_MPS2 公式(2)

VP＝(VIN-I_LR_MNHS)-I_MN1(R_MNS+R_MPS1) 公式(3)

公式(2)中的I_MN1和公式(1)中的I_MN2为流过MN1和MN2的为偏置电流，因设计其尺寸相同，故电流相等。I_L为电感电流，I_SENS为M5的漏极电流即采样电流。R_MPS1与R_MPS2为工作在线性区的电流采样管MPS1和MPS2的导通电阻，由于其尺寸设计相同，故导通电阻相等。RMHS为主功率管的导通电阻，通常很小。R_MNS为电压采样管MHS的导通电阻，实际电路设计中，取(W/L)_MNS＞＞(W/L)_MPS1＝(W/L)_MPS2,则有R_MPS1＝R_MPS2＜＜R_MNS。考虑到VP＝VQ，综合以上可以得到：

可见，采样电流与电感电流的比值，即采样比例由电流采样管MPS1和主功率管MNHS的导通电阻比值决定，只要在版图布局中使得二者匹配较好，就可以得到与电感电流成固定比例的采样电流I_SENS，也就是说可以通过采样电流的大小来识别变换器负载的大小。采样电流I_SENS流入电阻R1产生采样电压信号VSENS，与参考电压VREF进行比较，就可以输出轻载检测输出信号。其中参考电压利用正温度系数的电流是为了补偿主主功率管导通电阻的温度特性。

以上所述是本实用新型的优选实施例，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本实用新型原理的前提下，做出的若干改进和润饰也应视为本实用新型的保护范围。

Claims

1.一种自举电路，应用于NMOS管MNHS的驱动，NMOS管MNHS的驱动电路供电电压为BS，NMOS管MNHS的源极输出电压为SW，自举电路包括：线性稳压器、二极管D1和自举电容C1，线性稳压器的输入端用于输入供电电压VIN，线性稳压器的输出端连接二极管D1的阳极，二极管D1的阴极用于为NMOS管MNHS的驱动电路提供供电电压BS，二极管D1的阴极还连接电容C1的一端，电容C1的另一端用于连接NMOS管的源极，其特征在于：还增加了欠压保护电路和下拉电路；

2.根据权利要求1所述的自举电路，其特征在于：欠压保护电路包括：V/I转换、比较器和电阻R1，V/I转换的两个输入端分别用于输入电压BS和电压SW，V/I转换的输出端同时连接电阻R1的一端和比较器的反向输入端，电阻R1的另一端接地，比较器的同向输入端用于输入设定值，比较器的输出端为欠压保护电路的输出端。

3.根据权利要求2所述的自举电路，其特征在于：欠压保护电路还包括：电阻R2和开关管MN2，电阻R2一端连接电阻R1的另一端，电阻R2的另一端接地，开关管MN2的漏极连接电阻R2的一端，开关管MN2的源极连接电阻R2的另一端，开关管MN2的栅极连接比较器的输出端。

4.根据权利要求2所述的自举电路，其特征在于：V/I转换包括：PMOS管MP1、PMOS管MP2、高压NMOS管MN1、电阻R3和电容C2，PMOS管MP1的源极为V/I转换的第一输入端，PMOS管MP1的漏极连接电阻R3的一端，电阻R3的另一端为V/I转换的第二输入端，PMOS管MP2的源极同时与PMOS管MP1的源极和电容的一端连接，PMOS管MP2的栅极同时与PMOS管MP1的栅极、电容的另一端及PMOS管MP1的漏极连接，PMOS管MP2的漏极连接高压NMOS管MN1的漏极，高压NMOS管MN1的栅极连接电阻R3的另一端，高压NMOS管MN1的源极为V/I转换的输出端。

5.根据权利要求2所述的自举电路，其特征在于：比较器的同向输入端输入的设定值由零温度电流和电阻R4产生，零温度电流的输出端同时连接比较器的同向输入端和电阻R4的一端，电阻R4的另一端接地。

6.根据权利要求2所述的自举电路，其特征在于：欠压保护电路还包括电阻R5和电容C3，电阻R5连接于V/I转换的输出端和比较器的反向输入端之间，电容C3的一端连接较器的反向输入端，电容C3的另一端接地。

7.根据权利要求1所述的自举电路，其特征在于：下拉电路包括：固定延时电路、NMOS管MNPD和限流电阻RPD；固定延时电路的输入端连接欠压保护电路的输出端，NMOS管MNPD的栅极连接固定延时电路的输出端，NMOS管MNPD的源极接地，NMOS管MNPD的漏极与电阻RPD的一端相连，电阻RPD的另一端用于连接NMOS管MNHS的源极；固定延时电路用于将欠压保护电路输入高电平的上升沿转换为固定时间的高脉冲，该高脉冲控制NMOS管MNPD导通，将电压SW下拉为低电平。

8.根据权利要求1所述的自举电路，其特征在于：还包括欠压保护使能，欠压保护使能输出欠压保护电路的使能信号，只有欠压保护电路输出信号为高电平时，欠压保护电路才能正常工作。

9.根据权利要求1所述的自举电路，其特征在于：还包括占空比检测、轻载检测和或非门X1；

10.根据权利要求9所述的自举电路，其特征在于：占空比检测包括：电平转换电路、单端转双端、电平检测和比较器；占空比检测电路的输入为电压SW，该电压SW经电平转换电路将其电源域转换为内部电源和地，电平转换电路转换后的信号经过单端转双端电路转换为差分的时钟信号，此差分的时钟信号通过电平检测电路来检测其高电平和低电平持续时间，生成代表高电平和低电平有效时间的电压模拟信号，将此对电压模拟信号送入比较器进行比较，即可产生代表占空比是否大于某设定值的占空比检测输出信号。

11.根据权利要求9所述的自举电路，其特征在于：轻载检测包括：电压采样管MNS、电流采样管MPS1与MPS2、电流镜MP4与MP5、偏置电流MN1与MN2，和反馈管MP3组成的采样电路，以及电阻R6与R4、正温度系数电流Iptat和比较器组成的轻载比较电路；电压采样管MNS的漏极用于连接NMOS管MNHS的源极，电压采样管MNS的栅极用于连接NMOS管MNHS的栅极，电压采样管MNS源极依次经电流采样管MPS1的源极、电流采样管MPS1的漏极、电流镜MP4的源极、电流镜MP4的漏极、偏置电流MN1的漏极、偏置电流MN1的源极后接地，电流采样管MPS2的源极用于连接NMOS管MNHS的漏极，电流采样管MPS2的漏极依次经电流镜MP5的源极、电流镜MP5的漏极、偏置电流MN2的漏极、偏置电流MN2的源极后接地，电流采样管MPS1与MPS2的栅极连接后接地，电流镜MP4与MP5的栅极连接后连接电流镜MP5的漏极，偏置电流MN1与MN2的栅极连接后用于连接电压偏置输入信号，反馈管MP3的源极连接电流镜MP5的源极，反馈管MP3的栅极连接电流镜MP4的漏极，反馈管MP3的漏极经电阻R6后接地，反馈管MP3的漏极还连接比较器的反向输入端，正温度系数电流Iptat的输出端同时连接比较器的同向输入端和电阻R4的一端，电阻R4的另一端接地，比较器的输出端即为轻载检测的输出端。