CN113131734A - 电流检测装置和功率因数矫正装置 - Google Patents

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Abstract

本申请提供了一种电流检测装置，用于检测通过转换电感的交流电流，电流检测装置包括：第一感应电路，包括与转换电感耦合的第一辅助电感；第二感应电路，包括与转换电感耦合的第二辅助电感；第一感应电路与第二感应电路之间的检测节点用于输出检测信号；与第一感应电路并联的第一开关管，与第二感应电路并联第二开关管，当转换电感所在电路的交流电源为正时，第一开关管导通以使第一感应电路短路，第二开关管关断以使第二感应电路输出检测信号，当该交流电源为负时，第二开关管导通以使第二感应电路短路，第一开关管关断以使第一感应电路输出检测信号。通过在转换电感的一个辅助电感输出检测信号时，短路另一个辅助电感，提高检测准确性。

Description

电流检测装置和功率因数矫正装置
技术领域
本申请涉及电流检测领域，尤其涉及一种电流检测装置和功率因数矫正装置。
背景技术
在一些电路中，需要对电路中某些元件两端的电压或流过某些元件的电流进行检测，从而对电路进行控制。当交流(alternating current，AC)电源为一些电路供电时，流过电路中某些元件的电流的方向可能随着交流电源的正负发生变化。
如图1所示，以电路中的电感为例，为了检测电感上的交流电流，可以利用第一辅助绕组L11和第二辅助绕组L12分别与该电感形成耦合，以感应该电感上的电流，产生感应电动势。第一辅助绕组L11和第二辅助绕组L12串联连接，检测节点A可以位于第一辅助绕组L11和第二辅助绕组L12之间。开关管Q5与第一辅助绕组L11串联连接，开关管Q6与第二辅助绕组L12串联连接。根据交流电源的正负，控制开关管Q5和Q6的导通和关断，以使得当交流电流为正时，第一辅助绕组L11与地电位断开连接，第二辅助绕组L12与地电位连接，从而能够对第二辅助绕组L12产生的感应电动势进行测量。反之，当交流电流为负时，第二辅助绕组L12与地电位断开连接，第一辅助绕组L11与地电位连接，对第一辅助绕组L11产生的感应电动势进行测量。通过两个辅助绕组L11和L12，以及两个开关管Q5和Q6，可以使得检测节点A的电位的正负不随交流电源的正负发生变化。通过简单的比较器电路，就可以根据检测节点A的电位，实现对电感上的交流电流进行测量。
当交流电流为正时，与第一辅助绕组L11串联的开关管Q5关断，第一辅助绕组L11与参考电位断开连接，第一辅助绕组L11所在的支路电位浮空。电感L11与开关管Q5之间通过导线连接，检测节点A与电感L11之间通过导线连接，因此，检测节点A与开关管Q5之间可能存在较长的导线。由于导线之间的电磁耦合，当电路的工作频路较高时，电路中导线的电位可能受到干扰。而当导线的电位浮空且导线较长时，更加容易受到干扰。检测节点A与开关管Q5之间的导线受到电路中其他元器件的电磁干扰，会影响电感L11和电感L12之间的连接点的电位，产生较大的干扰，影响检测的准确性。
发明内容
本申请提供一种电流检测装置，在转换电感的一个辅助电感输出检测信号时，短路转换电感的另一个辅助电感，从而避免该另一个辅助电感断路对检测信号的干扰，提高检测的准确性。
第一方面，提供一种电流检测装置，所述电流检测装置用于检测通过转换电感的交流电流，所述电流检测装置包括：第一感应电路和第二感应电路，所述第一感应电路包括与所述转换电感耦合的第一辅助电感，所述第二感应电路包括与所述转换电感耦合的第二辅助电感，所述第一感应电路的第一端与所述第二感应电路的第一端之间的检测节点用于输出检测信号；第一开关管和第二开关管，所述第一开关管与所述第一感应电路并联连接，所述第二开关管与所述第二感应电路并联连接；当所述转换电感所在电路的交流电源为正时，所述第一开关管导通以使得所述第一感应电路短路，所述第二开关管关断以使得所述第二感应电路输出所述检测信号，当所述转换电感所在电路的交流电源为负时，所述第二开关管导通以使得所述第二感应电路短路，所述第一开关管关断以使得所述第一感应电路输出所述检测信号。
在转换电感的一个辅助电感输出检测信号时，短路转换电感的另一个辅助电感，从而避免该另一个辅助电感断路对检测信号的干扰，提高检测的准确性。
结合第一方面，在一些可能的实现方式中，所述第二感应电路包括与所述第二辅助电感串联连接的第一限流电阻。
通过将第一限流电阻与第二辅助电感串联连接，降低第二感应电路短路时的电流，减小功耗。
结合第一方面，在一些可能的实现方式中，所述电流检测装置包括分压电路，所述分压电路包括串联连接的第一电阻电路和第二电阻电路，所述分压电路与所述第一感应电路、所述第二感应电路串联连接，所述分压电路的第一端与所述第一感应电路的第一端连接，所述分压电路的第二端与所述第二感应电路的第一端连接，所述检测节点位于所述第一电阻电路和第二电阻电路之间。
通过将分压电路与第一感应电路、第二感应电路串联连接，并将分压电路中两个电阻电路的连接点作为检测节点，使得第一感应电路、第二感应电路可以共用同一个分压电路，减小电流检测装置中的电阻数量，减小面积。
结合第一方面，在一些可能的实现方式中，所述第一开关管为N型金属氧化物半导体场效应晶体管NMOS，所述第一开关管的源极与所述电流检测装置的参考地电位连接。
将作为第一开关管的NMOS的源极接地，降低控制第一开关管的难度，降低对控制信号的要求。
结合第一方面，在一些可能的实现方式中，所述电流检测装置还包括，比较器，用于接收所述检测信号，并将所述检测信号与参考信号相比较，输出比较信号。
通过比较器，将检测信号与参考信号进行比较，从而实现对电流的检测。
结合第一方面，在一些可能的实现方式中，所述转换电感是无桥功率因素校正PFC装置中的电感，所述转换电感用于为所述PFC装置中的电容正向充电，当所述PFC装置的交流电源为正时，所述转换电感用于接收所述交流电源的电能正向充电；当所述PFC装置的交流电源为负时，所述转换电感用于接收所述交流电源的电能反向充电。
第二方面，提供一种无桥功率因素校正PFC装置，所述PFC装置包括：所述转换电感，电容，第一方面所述的电流检测装置，所述转换电感用于为所述PFC装置中的电容正向供电，当所述PFC装置的交流电源为正时，所述转换电感接收所述交流电源的电能正向充电；当所述交流电源为负时，所述转换电感用于接收所述交流电源的电能反向充电。
结合第二方面，在一些可能的实现方式中，所述PFC装置包括：控制器，第三开关管，当所述第三开关管导通时，所述转换电感用于充电；当所述第三开关管关断时，所述转换电感用于为所述电容正向供电；所述控制器用于根据所述检测信号控制所述第三开关管的导通。
第三方面，提供一种芯片系统，所述芯片系统包括第一方面所述的电流检测装置。
第四方面，提供一种电子设备，包括第二方面所述的无桥功率因素校正PFC装置。
附图说明
图1是一种电流监测装置的示意性结构图。
图2是一种的具有PFC功能的交流-直流转换电路的示意性结构图。
图3是一种升压型直流-直流转换电路的示意性结构图。
图4是PFC电路在连续导通模式的工作波形示意图。
图5是PFC电路在断续导通模式的工作波形示意图。
图6是图腾柱结构无桥PFC电路的示意性结构图。
图7是交流开关结构无桥PFC电路的示意性结构图。
图8是双电感结构无桥PFC电路的示意性结构图。
图9是一种电流检测方式的示意性结构图。
图10是另一种电流检测方式的示意性结构图。
图11是本申请实施例提供的一种电流检测装置的示意性结构图。
图12是本申请实施例提供的另一种电流检测装置的示意性结构图。
图13是电流检测装置的等效电路图。
图14是本申请实施例提供的电流检测装置的工作波形。
图15是本申请实施例提供的一种PFC装置的示意性结构图。
图16是本申请实施例提供的另一种PFC装置的示意性结构图。
图17是本申请实施例提供的又一种PFC装置的示意性结构图。
具体实施方式
下面将结合附图，对本申请中的技术方案进行描述。
在一些电路中，需要对电路中某些元件两端的电压或流过某些元件的电流进行检测，从而对电路进行控制。例如，功率因数校正(power factor correction，PFC)电路通常需要对流经电路中电感的电流进行检测。
更高的功率密度和更高的转换效率是开关电源两个重要的课题，特别在信息和通信技术(information and communication，ICT)领域和消费类电子产品领域，电源部件的小型化和高效率对降低产品成本和提升用户体验格外重要。
电流和电压之间的相位差会造成功率的损失。因此，为了提高电力利用率，可以调整电压和电流之间的相位差。PFC技术用于调整电压和电流之间的相位差，以提高用电设备功率因数。有源功率因数校正是指通过有源电路(主动电路)让输入功率因数提高，控制开关器件让输入电流波形跟随输入电压波形。
根据国际电工委员会(international electro technical commission，IEC)61000-3-12标准，输入功率75瓦(Watt，W)以上的用电设备，对输入电流谐波有限制要求，因此电源输入功率达到75W以上时，通常需要使用PFC电路。
图2是一种的具有PFC功能的交流(alternating current，AC)-直流(directcurrent，DC)转换电路的示意性结构图。
交流市电输入需要经过电磁干扰(electromagnetic interference，EMI)防护/滤波、整流、功率因数校正和DC-DC转换，最终得到输出直流电。
为了满足全球制式需求，电源的输入电压范围通常覆盖90～264伏特(volt，V)的交流电压，因此对于第一级功率转换电路即PFC电路，要求在宽的输入范围下均能保持高的转换效率。
图3是一种升压(boost)型DC-DC转换电路的示意性结构图。图3所示的电路可以实现PFC功能与DC-DC转换功能。
升压型DC-DC转换器包括电感L、二极管D、开关管Q和输出电容C。电感L的第一端用于接收直流电压Vin，电感L的第二端、二极管D的阳极、开关管Q的第一端连接，二极管D的阴极与输出电容C的第一端连接，输出电容C的第二端与开关管Q的第二端接地。负载电阻R与电容C并联连接。升压(boost)型DC-DC转换电路的电源电压即输入电压Vin为直流电压。负载电阻R两端的输出电压为Vo。
当开关管Q导通时，电流流过电感线圈L，在电感线圈未饱和前，电流线性增加，电能以磁能的形式储存在电感线圈中，此时，电容C放电为负载提供能量。开关管Q导通时流经电感L的电流称为励磁电流。
当开关管Q关断时，电感L两端产生自感电动势VL，以保持电流方向不变。这样，VL与电源VIN串联向电容和负载供电，从而实现升压，并使得电压和电流之间的相位相同。开关管Q关断时流经电感L的电流称为退磁电流。
开关管通常采用金属氧化物半导体场效应晶体管(metal-oxide-semiconductorfield effect transistor，MOSFET)(即金属氧化物半导体(metal-oxide-semiconductor，MOS)管)。
为了实现AC-DC的转换，传统的Boost PFC电路包含输入整流桥。可以将AC电源作为整流桥的输入，将整流桥的输出作为图3所示的DC-DC转换电路的电源输入。
图3所示的电路可以工作在连续导通模式(continuous conduction mode，CCM)、边界导通模式(boundary conduction mode，BCM)和断续导通模式(discontinuousconduction mode，DCM)。
图4是PFC电路在连续导通模式的工作波形，以开关管Q为N沟道MOS(n-channelMOS，NMOS)管为例进行说明。
在开关管Q的工作频率固定的情况下，当低压输入或重载状态时，PFC电路系统进入CCM模式。
NMOS的栅极(gate，g)和源极(source，s)之间的栅源电压Vgs控制源极和漏极(drain，d)之间导通或关断。在CCM模式，受Vgs的控制，PFC电路中NMOS的源极和漏极之间的漏源电压Vds和流经电感L的的电流IL的波形如图4所示。
IL始终大于零。开关管Q导通，在电感线圈未饱和前，电流线性增加，电能以磁能的形式储存在电感线圈中。开关管Q关断后，IL下降线性下降。
Vds的波形为方波。当Vgs控制开关管Q导通时，Vds为0。当Vgs控制开关管Q断开时，Vds与输出电压Vo相等。
开关管Q关断时，电感电流不为零，即续流二极管D的电流不为零，即续流二极管D两端存在正向电压。因此，在开关管Q关断后，续流二极管D关断，在续流二极管D由正向导通至关断的过程需要一定时间，续流二极管D反向关断的过程中反向恢复电流较高，损耗较大。对电感电流进行零电流检测(zero current detect，ZCD)，在续流二极管D关断后关断开关管Q，可以降低续流二极管D的损耗。
图5是PFC电路在断续导通模式的工作波形，以开关管Q为N沟道MOS(n-channelMOS，NMOS)管为例进行说明。
在开关管Q的工作频率固定的情况下，当高压输入或轻载状态时，PFC电路系统进入DCM模式。
在DCM模式，受Vgs的控制，PFC电路中NMOS的源极和漏极(drain，D)之间的漏源电压Vds和流经电感L的的电流IL的波形如图5所示。
开关管Q关断后，IL下降。IL下降为零之后，电感L与电路中的容性元件产生振荡。Vds在IL下降为零之后发生振荡，IL为零时的Vds值为Vds振荡的最大值。
开关管Q的导通和关断需要时间，从而产生开关损耗。降低开关管Q的导通和关断时开关管Q两端的电压，即NMOS的漏源电压Vds，使得开关管Q在IL下降为零之后Vds振荡过程中处于电压最小值时导通，实现振铃谷底开通，可以降低开关损耗。
因此，在传统的Boost PFC电路中，通过检测检测电感辅助绕组的方法，可以实现电感电流过零检测。电感辅助绕组产生的电压的极性与电感L上的电压的极性相反，开关管Q导通时，辅助绕组电压为负值，且与整流后的交流电压幅值成比例。开关管Q关断时，其上电压感应为正值，与输出电压和整流后交流电压的差值成比例。当流经电感L的电流下降为零之后，电感L与开关管Q的杂散电容谐振，辅助绕组电压谐振下降。当辅助绕组产生的电压低于设定的门限电压(threshold voltage)时，控制开关管Q导通。合理设计门限电压，可以降低开关管Q的损耗。
在传统的Boost PFC电路中，由于输入整流桥中的整流二极管压降带来的损耗，导致低压输入下转换效率低。在90V交流电压输入的情况下，输入整流桥带来的转换效率损失通常达到1.5％左右，成为限制功率密度提升的瓶颈。为了解决整流桥损耗问题，提升转换效率(特别是低压输入下的转换效率)，可以采用无桥PFC拓扑。
图6、图7和图8分别为三种无桥PFC电路拓扑结构图，三种结构均能有效减少传统PFC电路中整流电路的二极管带来的损耗，提升转换效率。
图8所示双电感结构无桥PFC电路中，在AC电源Vac的正负半周，电流分别流经电感L1和电感L2。无桥PFC电路中使用两个电感，即电感L1和电感L2，不利于小型化设计。
图6所示的图腾柱结构无桥PFC电路和图7所示的AC开关结构无桥PFC电路，在AC电源输入正负半周电流均流经同一电感，因此仅需一个功率电感，是当前高密小型化电源主流的两种结构。
图6所示的无桥PFC电路，交流电源Vac为正时，开关管Q1的体二极管作为续流二极管。
开关管Q2导通时，开关管Q1关断，电源、电感L1、开关管Q2、二极管D2形成回路，电源为电感L1充电。
开关管Q2关断时，开关管Q1的体二极管导通，随后控制开关管Q1导通。如果开关管Q1关断，电源、开关管Q1的体二极管、电容C1(以及并联的负载电阻R1)、二极管D2形成回路，电源和电感L1为电容C1充电。如果开关管Q1导通，电源、开关管Q1、电容C1(以及并联的负载电阻R1)、二极管D2形成回路，电源和电感L1为电容C1充电。
开关管Q2连续两次导通之间的时间可以称为一个转换周期。
交流电源Vac为负时，开关管Q2的体二极管作为续流二极管。
开关管Q1导通时，电源、电感L1、开关管Q1、二极管D1形成回路，电源为电感L1充电。
开关管Q1关断时，开关管Q2的体二极管导通，随后控制开关管Q2导通。如果开关管Q2关断，电源、电感L1、二极管D1、电容C1(以及并联的负载电阻R1)、开关管Q2的体二极管形成回路，电源和电感L1为电容C1充电。如果开关管Q1导通，电源、电感L1、二极管D1、电容C1(以及并联的负载电阻R1)、开关管Q2形成回路，电源和电感L1为电容C1充电。
开关管Q1连续两次导通之间的时间可以称为一个转换周期。
交流电源到电容C1仅经过两个个二极管器件，降低了电压损耗。
图7所示的无桥PFC电路，开关管Q1和开关管Q2串联连接，构成开关电路。开关管Q1和开关管Q2同时导通或同时关断。开关管Q1的源极与开关管Q2的源极连接。根据交流电源的正负，开关电路流经的电流方向发生变化。而MOSFET由于体二极管存在，对其中一个方向的电流不能完全关断，因此开关管Q1和开关管Q2的体二极管方向相反，串联作为开关电路。
交流电源Vac为正时，电感L1、二极管D1、二极管D4、开关管Q1、开关管Q2与电容C1组成Boost DC-DC转换电路。开关管Q1和开关管Q2导通时，励磁电流流过电感L1、开关管Q1与开关管Q2。开关管Q1和开关管Q2关断时，退磁电流流过电感L1、二极管D1、电容C1与二极管D4。开关管Q1和开关管Q2连续两次导通之间的时间可以称为一个转换周期。
交流电源Vac为负时，电感L1、二极管D2、开关管Q1、开关管Q2、二极管D3与电容C1组成Boost DC-DC转换电路。开关管Q1和开关管Q2导通时，励磁电流流过电感L1、开关管Q1与开关管Q2。开关管Q1和开关管Q2关断时，退磁电流流过L1、二极管D2、电容C1与二极管D3。开关管Q2连续两次导通之间的时间可以称为一个转换周期。
交流电源到电容C1仅经过两个二极管器件，降低了电压损耗。
交流电源Vac为负时，电感L1、开关管Q1与开关管Q2上的电流方向与正半周时相反。因此，简单的通过比较器将辅助绕组产生的电压与门限电压进行比较的方式，无法实现图6和图7所示的无桥PFC电路的AC电源牛输入正、负两个半周期的电流过零检测。
对于图7所示的AC开关结构无桥PFC电路，如果开关管Q1、开关管Q2在非常通的情况下采用固定的频率导通和关断，不检测电感电流，则PFC电路根据负载情况进入CCM或DCM。CCM情况下续流二极管(D1、D3)的反向恢复时间长，反向承受电压高，因此反向恢复导致的损耗大，最终造成转换效率低。为了提升转换效率，该方案设计的续流回路通常需要使用宽禁带半导体器件。如图7中的D1和D3需要使用碳化硅SiC二极管，导致系统成本变高。
对于图6所示的图腾柱结构无桥PFC电路也存在类似的问题。图6中的续流MOSFET(Q1和Q2)的体二极管反向恢复时间长，可以使用氮化镓GaN或碳化硅SiC功率开关管。
另外，由于系统不检测电感电流过零，因此MOSFET不能实现振铃谷底开通，开关器件MOSFET处于硬开关状态，开关损耗大，转换效率较低，并且开关频率受到限制，不利于小型化设计的实现。
可以采用两个电流互感器实现对电感电流的检测。
图9是对图6所示的图腾柱结构的无桥PFC电路进行检测的示意性电路图。
当交流电源Vac输入正半周时，Q2为励磁回路功率管，Q1为退磁回路功率管，此时退磁电流流过电流互感器T1，通过T1次级可以检测到电感电流过零；同理，当交流电源Vac输入负半周时，退磁电流流过电流互感器T2，通过T2次级可以检测到电感电流过零。
图10是对图7所示的图腾柱结构的无桥PFC电路进行检测的电路示意图。当交流电源Vac输入正半周时，通过退磁电流流经电流互感器T1，可以通过电流互感器T1检测电感电流过零；当交流电源Vac输入负半周时，通过退磁电流流经电流互感器T2，可以通过电流互感器T2检测电感电流过零。
额外增加两个电流互感器，导致电路结构复杂，电路成本高，并且互感器占据印制电路板(printed circuit board，PCB)面积大，不利于产品小型化。
采用图1所示的电路结构，能够对图6和图7所示的无桥PFC电路进行电感电流的检测。
图1中，电感L1为无桥PFC电路中的电感。流经电感L1的电流方向的正负与无桥PFC电路中的电源的正负相同。
电感L11和电感L12分别是两个辅助电感，与电感L1电磁耦合。电感L11和电感L12也可以称为电感L1的辅助绕组。电感L11和电感L12串联连接。电感L11和电感L12之间的检测节点A的电压作为比较器(comparator，COMP)电路的正极端子的输入。参考电压VR作为比较器电路负极端子的输入。
电感L11的一端和电感L12的一端连接。电感L11和电感L12的另一端分别通过开关管Q5和开关管Q6连接到地电位。参考信号Vp输入开关管Q6的控制端口，参考信号Vp经反相器(inverter，INVR)反向后输入开关管Q5的控制端口。参考信号Vp控制开关管Q5和开关管Q6的交替导通和关断。参考信号Vp是与无桥PFC电路中AC电源的正负相同的方波或大致方波。因此，参考信号Vp能够根据无桥PFC电路中AC电源的正负，控制开关管Q5和开关管Q6中的一个开关导通，另一个关断，从而使得电感L11和电感L12根据无桥PFC电路中AC电源的正负交替向比较器提供信号。
电感L11和电感L12之间可以串联电阻R2和电阻R3。电阻R2和电阻R3之间的连接点可以作为检测节点A，检测节点A的电压作为比较器电路的正极端子的输入。
随着电路制造工艺的发展，电路的工作频率提高，电路的性能得到提升。在较小的工艺尺寸和较高的工作频率的情况下，金属导线之间发生耦合产生的耦合电压、电流增大。
开关管Q5关断时，电感L11与开关管Q5连接的一端电位浮空。在PCB板中，断开状态的开关管Q5中存在电荷，可以经导线传输至检测节点A。当检测节点A与开关管Q5之间的导线受到电路中其他元器件电磁干扰产生电位变化时，将会影响电感L11和电感L12之间的连接点的电位，产生较大的干扰，影响检测的准确性。
为了解决上述问题，本申请实施例提供了一种电流检测装置，在一个辅助电感输出检测信号时，将另一个辅助电感所在的感应电路短路，以减小干扰，提高检测准确性。
图11是本申请实施例提供的一种电流检测装置的示意性结构图。
电流检测装置1100用于检测通过转换电感L1的电流。电流检测装置1100也可以称为电流检测电路。
电流检测装置包括：第一感应电路1110和第二感应电路1120，所述第一感应电路1110包括与所述转换电感L1耦合的第一辅助电感L11，所述第二感应电路1120包括与所述转换电感L1耦合的第二辅助电感L12。第一感应电路1110的第一端与第二感应电路1120的第一端之间检测节点用于输出检测信号。
辅助电感可以是转换电感L1的辅助绕组。
第一辅助电感L11与转换电感L1耦合，也可以称为第一辅助电感L11与转换电感L1电磁耦合。由于第一辅助电感L11与转换电感L1之间的电磁耦合，第一辅助电感L11能够感应转换电感L1上电流的变化。当流经转换电感L1的电流发生变化时，第一辅助电感L11的两端产生感生电动势。
第一辅助电感L11可以与转换电感L1形成变压器。第二辅助电感L12可以与转换电感L1形成变压器。第一辅助电感L11的线圈匝数可以小于转换电感L1的线圈匝数。也就是说，第一辅助电感L11产生的感生电动势可以小于转换电感L1两端的电压。转换电感L1两端的电压可以是第一辅助电感L11两端电压的数倍。
电流检测装置1100包括：第一开关管1130和第二开关管1140，所述第一开关管1130与所述第一感应电路1110并联连接，所述第二开关管1140与所述第二感应电路1120并联连接。
当所述转换电感L1所在电路的交流电源为正时，所述第一开关管1130导通以使得所述第一感应电路1110短路，所述第二开关管1140关断以使得所述第二感应电路1120输出所述检测信号，当所述转换电感L1所在电路的交流电源为负时，所述第二开关管1140导通以使得所述第二感应电路1120短路，所述第一开关管1130关断以使得所述第一感应电路1110输出所述检测信号。
所述第一开关管1130和所述第二开关管1140可以根据第一控制信号导通或关断。
第一控制信号控制第一开关管1130和第二开关管1140的开通和关断。第一控制信号可以是控制器产生的。该控制器可以位于电流检测装置1000中，也可以位于电流检测装置1000之外。
第一控制信号包括第一开关管1130的控制信号和第二开关管1140的控制信号。第一开关管1130的控制信号控制第一开关管1130的导通和关断。第二开关管1140的第二控制信号控制第二开关管1140的导通和关断。
第一控制信号使得当所述转换电感L1所在电路的交流电源为正时，所述第一开关管1130导通以使得所述第一感应电路1110短路，所述第二开关管1140关断以使得所述第二感应电路1120输出所述检测信号，当所述转换电感L1所在电路的交流电源为负时，所述第二开关管1140导通以使得所述第二感应电路1120短路，所述第一开关管1130关断以使得所述第一感应电路1110输出所述检测信号。
第二感应电路1120输出检测信号，可以理解为第二辅助电感L12输出检测信号。
第一开关管1130可以是压控开关器件或流控开关器件。例如，第一开关管1130可以是NMOS管。第一开关管1130的源极可以与电流检测装置1100的参考地电位连接。
第二开关管1140可以是压控开关器件或流控开关器件。第二开关管1140可以是NMOS管。第二开关管1140的源极可以与电流检测装置1100的参考地电位连接。
NMOS管导通，要求NMOS管的栅源电压大于阈值电压。NMOS管的源极与电流检测装置1100的参考地电位连接，可以降低控制NMOS导通的难度，降低对栅极电压的要求，即降低第一控制信号的设置难度。
转换电感L1的交流电源，也可以理解为转换电感L1所在电路的交流电源，该交流电源为转换电感L1供电。
当交流电源为正时，通过控制第一开关管1130导通，以短路第一感应电路，第一感应电路与导通的第一开关管1130形成回路，从而避免第一感应电路对第二感应电路的检测结果产生干扰，提高检测的准确性。
可以对第二感应电路中第二辅助电感产生的电压进行检测，或者，也可以对第二辅助电感产生的电压通过串联电阻进行分压从而进行检测。
电流检测装置1100可以包括第一电阻电路和第二电阻电路。第一电阻电路和第二电阻电路用于第二辅助电感产生的电压进行分压。
在一种可能的实施例中，第一感应电路1110的第二端可以连接第一参考电位，第一电阻电路可以位于检测节点与第一感应电路1110的第一端之间。在另一种可能的实施例中，第一感应电路1110的第二端可以连接第一电阻电路的第一端，第一电阻电路的第二端与第一参考电位连接。
类似地，在一种可能的实施例中，第二感应电路1120的第二端可以连接第二参考电位，第二电阻电路可以位于检测节点与第二感应电路1120的第一端之间。在另一种可能的实施例中，第二感应电路1120的第二端可以连接第二电阻电路的第一端，第二电阻电路的第二端与第二参考电位连接。
第一参考电位与第二参考电位可以相等或不相等。第一参考电位与第二参考电位均可以的电位可以与参考地电位相等。电位也可以理解为相对于零电势的电势差或电压。参考地电位即零电势的参考电压。
优选地，电流检测装置1100还可以包括分压电路，所述分压电路包括串联连接的第一电阻电路和第二电阻电路，所述分压电路与所述第一感应电路、所述第二感应电路串联连接，所述分压电路的第一端与所述第一感应电路连接，所述分压电路的第二端与所述第二感应电路连接。
分压电路串联连接在第一感应电路和第二感应电路之间。在第一感应电路短路时，第二感应电路通过分压电路中的检测节点输出检测信号。在第二感应电路短路时，第一感应电路通过分压电路中的检测节点输出检测信号。第一感应电路短路时与第二感应电路短路时，流经分压电路的电流方向相反。第一感应电路和第二感应电路可以共用分压电路进行检测信号的输出，从而可以减少电路中电阻的数量，降低电流检测装置的面积。
为了降低电流检测装置1100的功耗，分压电路中，第一电阻电路的阻值可以大于1kΩ。第二电阻电路的阻值也可以大于1kΩ
第二感应电路1120可以包括与第二辅助电感L12串联连接的第一限流电阻。第一限流电阻可以取较大值，第一限流电阻可以大于1千欧(kilohm，kΩ)。
通过在第二感应电路中增加限流电阻，可以减小第二感应电路短路时的短路电流，减小电流检测装置的功耗，降低电流检测装置产生的热量。
同理，第一感应电路1110也可以包括与第一辅助电感L11串联连接的第二限流电阻。第二限流电阻可以大于1kΩ。
电流检测装置1100还可以包括比较器，比较器用于接收第一辅助电感或第二辅助电感输出的检测信号，并将所述检测信号与参考信号相比较，输出比较信号。
参考信号可以是恒定的参考电压，参考电压大于或等于0V。
通过简单的比较器电路，就可以对检测信号和参考信号的比较，从而实现对转换电感上的电流的检测。
转换电感L1可以是PFC装置中的电感，PFC装置用于将交流电源输出的交流电压转换为直流电压。该PFC装置也可以称为PFC电路或无桥PFC电路。PFC装置的具体结构可以参见图6和图7。
本申请实施例提供的电流检测装置，可以通过PCB板或者集成电路芯片实现。在PCB板上，通过在转换电感上增加辅助电感和少量的分立器件即可实现转换电感的电流过零检测。
转换电感L1是PFC装置中的电感，则转换电感的交流电源即PFC装置中的交流电源。
转换电感L1用于为PFC装置中的电容正向供电。当转换电感L1为电容正向供电时，电容正向充电。
当PFC装置中的交流电源为正时，所述转换电感L1用于接收电源的电能正向充电，即交流电源为转换电感L1正向充电；当PFC装置中的交流电源为负时，转换电感L1用于接收电源的电能反向充电，即交流电源为转换电感L1反向充电。
将本申请实施例提供的电流检测装置应用于PFC装置中，避开了电路CCM工作状态，无需使用昂贵的宽禁带半导体器件。另外，有利于电源小型化设计的实现。使用本申请实施例提供的技术方案无需大尺寸的电流互感器，占用空间小。同时可以实现振铃谷底开通，降低MOSFET开关损耗，提升电源转换效率，利于小型化设计的实现。
图12是本申请实施例提供的一种电流检测装置1200的示意性结构图。
电流检测装置1200用于转换电感L1上流经的交流电流进行检测。转换电感L1可以是图6或图7所示的PFC电路中的转换电感L1。
电流检测装置1200包括第一感应电路1110，第二感应电路1120。第一感应电路1110包括第一辅助电感L11和限流电阻R1。第二感应电路1120包括第二辅助电感L12和限流电阻R3。第一辅助电感L11与转换电感L1电磁耦合。第二辅助电感L12与转换电感L1电磁耦合。
电流检测装置1200包括开关管Q3和开关管Q4。开关管Q3即第一开关管1130，开关管Q4即第二开关管1140。开关管Q3和开关管Q4均为NMOS管。开关管Q3与第一感应电路1110并联连接。开关管Q4与第二感应电路1120并联连接。
当交流电流为正时，第一控制信号Vp为高电平，控制开关管Q4关断，第一控制信号Vp经反相器INVR后为低电平，控制开关管Q3导通。
开关管Q3导通时，将第一感应电路1110短路，第一辅助电感L11两端产生的感生电动势施加在限流电阻R3的两端，不会影响检测信号ZCD的电压值。
当交流电流为负时，第一控制信号Vp为低电平，控制开关管Q3关断，第一控制信号Vp经反相器INVR后为高电平，控制开关管Q4导通。
开关管Q4导通时，将第二感应电路1120短路，第一辅助电感L12两端产生的感生电动势施加在限流电阻R1的两端，不会影响检测信号ZCD的电压值。
电流检测装置1200包括分压电路1250。分压电路1250包括第一电阻R2和第二电阻R4。
当交流电流为正，开关管Q4关断时，电流检测装置1200的等效电路图如图13的(a)所示。
当交流电流为负，开关管Q3关断时，电流检测装置1200的等效电路图如图13的(b)所示。
图13的(a)是交流电源正半周期时电流检测装置的等效电路图。
第二辅助电感L12产生感生电动势VC。
开关管Q4的源极和衬底之间存在体二极管。开关管Q4关断时，相当于开关管Q4的体二极管与分压电路并联。
图6和图7所示的无桥PFC电路在一个转换周期内的等效电路图如图3所示。以图3的电路为例，对图13的(a)所示的电流检测装置等效电路图的工作原理进行说明。
图14是图13的(a)所示的电流检测装置的工作波形。
在时间段t0-t1，MOSFET Q的栅源电压控制MOSFET Q导通，则MOSFET Q的栅源电压Vgs1为高电平，MOSFET Q的漏源电压Vds1为0。流经电感L1的电流IL线性增加，第二辅助电感L12上产生的电压VC的极性与电感L1上的电压的极性相反，为负值，大小为常数。
参见图13的(a)，电流检测装置中，当VC为负时，开关管Q4的体二极管导通，分压电路两端的电压固定为开关管Q4体二极管的导通电压。因此，检测端口ZCD的电压VZCD钳位，几乎等于0。
在时间段t1-t4，MOSFET Q的栅源电压控制MOSFET Q关断，MOSFET Q的栅源电压Vgs1为低电平(电压等于0)。
在时间段t1-t2，续流二极管导通，负载电压即MOSFET Q的漏源电压Vds1，因此Vds1为大于0的常数。
流经电感L1的电流IL线性减小，辅助电感L12上产生的电压VC的极性与电感L上的电压的极性相同，为正值。
电流检测装置中，VC大于0，开关管Q4体二极管关断。因此，电阻R3、电阻R4、电阻R2分压。由于VC大小恒定，检测端口ZCD的电压VZCD为大于0的常数。
在t2时，流经电感L1的电流IL下降为0。此时，忽略二极管D的导通压降，可以认为MOSFET Q的漏源电压Vds1与电容两端的电压差(即负载两端的电压差)相等。续流二极管处于导通和关断的临界点。
在时间段t2-t3，电感L1的电流到零点后，二极管D自然关断，此时导通MOSFET Q，二极管D不产生反向恢复电流。
电感L1与MOSFET Q的杂散电容谐振，MOSFET Q的漏源电压Vds1谐振下降，电流IL反向，即IL小于0，第二辅助电感L12两端产生的电压VC下降，ZCD端口的电压VZCD下降。
在t3时，流经电感L的电流IL下降至最低，VC和VZCD下降为0。
在时间段t3-t4，VC振荡下降且小于0，VZCD钳位至几乎等于0，Vds1继续谐振下降，电流IL上升。
在t4时刻，电流IL上升为0，VC和Vds1下降至最低点，控制MOSFET Q导通，可以降低MOSFET Q的开关功耗。
通过检测VZCD下降至小于预设值的点，并在预设的时间延时之后，控制MOSFET Q导通，就可以实现MOSFET Q振铃谷底开通。例如，可以检测VZCD为0的点，并在振荡周期的四分之一的延时之后，控制MOSFET Q导通。
图13的(b)是交流电源负半周期时电流检测装置的等效电路图。
第一辅助电感L11产生感生电动势VC。
开关管Q4的源极和衬底之间存在体二极管。开关管Q4关断时，相当于开关管Q4的体二极管与分压电路并联。
交流电源负半周期时电流检测装置的工作原理与正半周期时类似。
应当理解，第一辅助电感L11、转换电感L1之间的互感系数，第二辅助电感L12、转换电感L1之间的互感系数相同或不同。
当第一辅助电感L11、转换电感L1之间的互感系数，第二辅助电感L12、转换电感L1之间的互感系数不同时，可以通过合理设置电阻R1至电阻R4的阻值，以使得在转换电路所在电路中，电源交流电压大于零和小于零两种情况下，VZCD相等时，流经转换电感L1的电流的大小相等，方向相反。
当第一辅助电感L11、转换电感L1之间的互感系数，第二辅助电感L12、转换电感L1之间的互感系数相同时，电流检测装置中的电阻R1与电阻R3的阻值可以相等或不等。电阻R1与电阻R3的阻值相等时，电阻R2与电阻R4的阻值相等。电阻R1与电阻R3的阻值不相等时，可以通过合理设计电阻R2与电阻R4的阻值，使得在转换电路所在电路中，电源交流电压大于零和小于零两种情况下，VZCD相等时，流经转换电感L1的电流的大小相等，方向相反。
电流检测装置可以用于对无桥PFC电路中的转换电感进行检测，转换电路所在电路可以是无桥PFC电路。无桥PFC电路用于将交流电源输出的交流电压转换为直流电压。
当无桥PFC电路的交流电源为正时，转换电感用于接收电源的电能正向充电；当无桥PFC电路的交流电源为负时，转换电感用于接收电源的电能反向充电。
图15是本申请实施例提供的一种PFC装置的示意性结构图。PFC装置也可以称为PFC电路。
PFC装置1500包括电流检测装置1110，转换电感1510，电容1520。
转换电感1510用于为所述PFC装置中的电容1520正向供电。
当PFC装置1500的交流电源为正时，转换电感1510用于接收交流电源进行正向充电；当交流电源为负时，转换电感1510用于接收交流电源进行反向充电。
PFC装置还可以包括控制器，第三开关管。
当所述第三开关管导通时，所述转换电感用于充电；当所述第三开关管关断时，所述转换电感用于为所述电容正向供电。
第三开关管可以是交流电源为正时，如图3所示的PFC装置等效电路中的开关管Q。在交流电源为正和交流电源为负两种情况下，第三开关管可以是相同或不同的开关管，参见图16和图17的说明。
控制器可以用于根据检测信号控制所述第三开关管的导通。当检测信号小于或等于预设值时，控制器可以控制第三开关管导通。
电流检测装置可以包括比较器。比较器用于接收第一辅助电感或第二辅助电感输出的检测信号，并将所述检测信号与参考信号相比较，输出比较信号。
由于比较信号是根据对检测信号和参考信号的比较得到的，控制器根据检测信号控制所述第三开关管的导通，也可以是控制器根据比较器输出的比较信号控制第三开关管。
第一参考电位与第二参考电位不相等时，可以为流经转换电感的电流为正和为负两种情况设置不同的延时，根据不同的延时控制PFC装置中的第三开关管，以使得第三开关管在流经转换电感的电流为正和为负两种情况均能实现振铃谷底开通。
在PFC装置中，转换电感与交流电源连接。
当交流电源为正时，第一开关电路与第一电容电路并联连接，第一电容电路包括串联连接的负载电容和第一二极管。第一二极管的负极与电容的正极连接，或者，第一二极管的正极与电容的负极连接，以使得电容能够正向充电。
第一开关电路导通时，将第一电容电路短路，交流电源为转换电感正向充电。
第一开关电路断开时，交流电源和转换电感为负载电容正向充电。
当交流电源为负时，第二开关电路与第二电容电路并联连接，第二电容电路包括串联连接的负载电容和第二二极管。第二二极管的负极与电容的正极连接，或者，第二二极管的正极与电容的负极连接，以使得电容能够正向充电。
第二开关电路导通时，将第二电容电路短路，交流电源为转换电感反向充电。
第二开关电路断开时，交流电源和转换电感为负载电容正向充电。
第三开关管是第一开关管或第二开关管。第一开关管和第二开关管可以是相同或不同的开关管。
图16是本申请实施例提供的一种PFC装置的示意性结构图。
本申请实施例提供的电流检测装置可以应用于图腾柱无桥PFC装置中。
控制器控制导通的开关管，根据交流电源的正负确定。
当交流电源为正时，控制器用于根据所述检测信号控制开关管Q1的导通。也就是说，交流电源为正时，开关管Q1相当于图3所示的等效电路图中的开关管Q。
当交流电源为负时，控制器用于根据所述检测信号控制开关管Q2的导通。也就是说，交流电源为负时，开关管Q2相当于图3所示的等效电路图中的开关管Q。
控制器根据检测信号控制所述第三开关管的导通，也就是说，在图腾柱无桥PFC装置中，交流电源为正时开关管Q1为第三开关管，交流电源为负时开关管Q2为第三开关管。
图17是本申请实施例提供的一种PFC装置的示意性结构图。
本申请实施例提供的电流检测装置可以应用于AC开关结构无桥PFC装置中。
当交流电源为正时，控制器用于根据所述检测信号控制开关管Q1和开关管Q2的导通。也就是说，交流电源为正时，开关管Q1和开关管Q2相当于图3所示的等效电路图中的开关管Q。
当交流电源为负时，控制器用于根据所述检测信号控制开关管Q1和开关管Q2的导通。也就是说，交流电源为负时，开关管Q1和开关管Q2相当于图3所示的等效电路图中的开关管Q。
控制器根据检测信号控制所述第三开关管的导通，也就是说，在图腾柱无桥PFC装置中，第三开关管包括开关管Q1和开关管Q2。
本申请实施例还提供一种芯片系统，其特征在于，所述芯片系统包括前文所述的电流检测装置。
芯片系统可以是专用集成电路(application specific integrated circuit，ASIC)，也可以通过PCB实现。
本申请实施例还提供一种电子设备，其特征在于，所述电子设备包括前文所述的无桥功率因素矫正PFC装置。
本领域普通技术人员可以意识到，结合本文中所公开的实施例描述的各示例的单元及算法步骤，能够以电子硬件、或者计算机软件和电子硬件的结合来实现。这些功能究竟以硬件还是软件方式来执行，取决于技术方案的特定应用和设计约束条件。专业技术人员可以对每个特定的应用来使用不同方法来实现所描述的功能，但是这种实现不应认为超出本申请的范围。
所属领域的技术人员可以清楚地了解到，为描述的方便和简洁，上述描述的系统、装置和单元的具体工作过程，可以参考前述方法实施例中的对应过程，在此不再赘述。
在本申请所提供的几个实施例中，应该理解到，所揭露的系统、装置和方法，可以通过其它的方式实现。例如，以上所描述的装置实施例仅仅是示意性的，例如，所述单元的划分，仅仅为一种逻辑功能划分，实际实现时可以有另外的划分方式，例如多个单元或组件可以结合或者可以集成到另一个系统，或一些特征可以忽略，或不执行。另一点，所显示或讨论的相互之间的耦合或直接耦合或通信连接可以是通过一些接口，装置或单元的间接耦合或通信连接，可以是电性，机械或其它的形式。
所述作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个网络单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部单元来实现本实施例方案的目的。
另外，在本申请各个实施例中的各功能单元可以集成在一个处理单元中，也可以是各个单元单独物理存在，也可以两个或两个以上单元集成在一个单元中。
以上所述，仅为本申请的具体实施方式，但本申请的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本申请揭露的技术范围内，可轻易想到变化或替换，都应涵盖在本申请的保护范围之内。因此，本申请的保护范围应以所述权利要求的保护范围为准。

Claims (9)

1.一种电流检测装置，其特征在于，所述电流检测装置用于检测通过转换电感的交流电流，所述电流检测装置包括：
第一感应电路和第二感应电路，所述第一感应电路包括与所述转换电感耦合的第一辅助电感，所述第二感应电路包括与所述转换电感耦合的第二辅助电感，所述第一感应电路的第一端与所述第二感应电路的第一端之间的检测节点用于输出检测信号；
第一开关管和第二开关管，所述第一开关管与所述第一感应电路并联连接，所述第二开关管与所述第二感应电路并联连接；
当所述转换电感所在电路的交流电源为正时，所述第一开关管导通以使得所述第一感应电路短路，所述第二开关管关断以使得所述第二感应电路输出所述检测信号，当所述转换电感所在电路的交流电源为负时，所述第二开关管导通以使得所述第二感应电路短路，所述第一开关管关断以使得所述第一感应电路输出所述检测信号。
2.根据权利要求1所述的电流检测装置，其特征在于，所述第二感应电路包括与所述第二辅助电感串联连接的第一限流电阻。
3.根据权利要求1或2所述的电流检测装置，其特征在于，所述电流检测装置包括分压电路，所述分压电路包括串联连接的第一电阻电路和第二电阻电路，所述分压电路与所述第一感应电路、所述第二感应电路串联连接，所述分压电路的第一端与所述第一感应电路的第一端连接，所述分压电路的第二端与所述第二感应电路的第一端连接，所述检测节点位于所述第一电阻电路和第二电阻电路之间。
4.根据权利要求1-3中任一项所述的电流检测装置，其特征在于，所述第一开关管为N型金属氧化物半导体场效应晶体管NMOS，所述第一开关管的源极与所述电流检测装置的参考地电位连接。
5.根据权利要求1-4中任一项所述的电流检测装置，其特征在于，所述电流检测装置还包括比较器，用于接收所述检测信号，并将所述检测信号与参考信号相比较，输出比较信号。
6.根据权利要求1-5中任一项所述的电流检测装置，其特征在于，所述转换电感是无桥功率因素校正PFC装置中的电感，所述转换电感用于为所述PFC装置中的电容正向充电，
当所述PFC装置的交流电源为正时，所述转换电感接收所述交流电源的电能正向充电；当所述PFC装置的交流电源为负时，所述转换电感接收所述交流电源的电能反向充电。
7.一种无桥功率因素校正PFC装置，其特征在于，所述PFC装置包括：转换电感、电容、如权利要求1-5中任一项所述的电流检测装置，
所述转换电感用于为所述PFC装置中的电容正向供电，
当所述PFC装置的交流电源为正时，所述转换电感接收所述交流电源的电能正向充电；当所述交流电源为负时，所述转换电感接收所述交流电源的电能反向充电。
8.根据权利要求7所述的PFC装置，其特征在于，所述PFC装置还包括：控制器、第三开关管，
当所述第三开关管导通时，所述转换电感用于充电；当所述第三开关管关断时，所述转换电感用于为所述电容正向供电；
所述控制器用于根据所述检测信号控制所述第三开关管的导通。
9.一种电子设备，其特征在于，包括权利要求7或8所述的无桥功率因素校正PFC装置。
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