JP5579810B2 - 力率改善回路の制御装置、充電装置 - Google Patents

Description

本発明は、入力電流の波形を入力電圧の波形に近づけて力率の改善を行う力率改善回路の制御技術に関する。

電気自動車やハイブリッドカーには、走行用モータの駆動源である高圧バッテリが搭載され、このバッテリを充電するための充電装置が設けられる（例えば、特許文献１、２参照）。このような、充電装置においては、通常、力率改善回路（以下、ＰＦＣ（Power Factor Correction）回路と表記する）が備わっている。

図１８は、ＰＦＣ回路の一例を示している。ＰＦＣ回路６０は、インダクタＬ３、ダイオードＤ５、コンデンサＣ１、スイッチング素子Ｑ３から構成される公知の回路である。スイッチング素子Ｑ３は、例えばＭＯＳ−ＦＥＴからなり、制御部７０からのパルス信号によりオン・オフしてスイッチング動作を行う。このスイッチング動作によって、電圧波形（正弦波）に対して相似形となる電流波形が生成され、電流波形が正弦波に近づくことで力率が改善される。また、このとき、インダクタＬ３とダイオードＤ５とによって、電圧の昇圧（または降圧）およびＡＣ−ＤＣ変換が行われる。

上述したＰＦＣ回路６０において、制御部７０は、所定の電圧が出力されるようにスイッチング素子Ｑ３のオン・オフを制御する。このため、ＰＦＣ回路６０の入力電圧および入力電流を、それぞれ電圧検出回路（図示省略）および電流検出回路（図示省略）により検出し、これらの検出値に基づいて、制御部７０がスイッチング素子Ｑ３を制御する。ここで、ＰＦＣ回路６０の入力側は、例えば１００〜２００Ｖの高電圧であるのに対し、制御部７０側は、例えば５Ｖの低電圧である。そこで、高電圧側の電流が誤って制御部７０側に流れないようにするために、入力電圧を検出する電圧検出回路と制御部７０との間を、電気的に絶縁する必要がある。そのため絶縁アンプ等の部品が必要になり、さらに絶縁距離の確保も必要となって、小型化・低コスト化の妨げとなっていた。

特開２００９−２４７１０１号公報 特開２０１０−８８１５０号公報

本発明の課題は、入力電圧を検出する電圧検出回路を設けなくても、所望の動作を行うことが可能な力率改善回路の制御装置を提供することにある。

本発明に係る力率改善回路の制御装置は、交流電源に接続され、スイッチング素子のオン・オフ動作により、交流電源からの入力電流の波形を正弦波に近づけて力率の改善を行う力率改善回路と、力率改善回路の動作を制御する制御部とを備える。力率改善回路は、入力電流を検出する電流検出回路と、当該力率改善回路の出力電圧を検出する電圧検出回路とを有している。制御部は、力率改善回路の起動時に、スイッチング素子をオン状態に固定して、この状態で交流電源からスイッチング素子を通って流れる入力電流の波形を、電流検出回路の出力に基づいて分析し、当該分析結果に基づいて力率改善回路の入力電圧を決定する初期処理を実行する。また、制御部は、初期処理の実行後、決定された入力電圧と、電流検出回路で検出された入力電流と、電圧検出回路で検出された出力電圧とに基づいて、スイッチング素子のオン・オフ動作を制御する。

本発明では、力率改善回路の起動時に、制御部が入力電流の波形分析を行い、当該分析結果に基づいて入力電圧を決定し、その入力電圧に基づいて力率改善回路の制御を行うようにしている。このため、入力電圧を検出する電圧検出回路を設けなくても、もともと備わっている入力電流検出回路を利用して入力電圧を決定し、所望の力率改善動作を行うことができる。したがって、従来のような絶縁アンプ等の部品や絶縁距離の確保が不要となる。

本発明において、制御部は、入力電流の波形分析時に、入力電圧について、電圧レベルと、周波数と、正弦波に同期した基準タイミングとを決定するようにしてもよい。また、これに加えて、正弦波の正負に同期した符号判定基準を決定するようにしてもよい。

本発明において、制御部は、基準タイミングの決定にあたって、商用周波数を確定した後、正弦波の開始時刻を確定するようにしてもよい。

本発明において、制御部は、力率改善回路の現在の出力電圧を目標電圧と比較し、その偏差に基づいて電圧の位相補償を行う電圧位相補償部と、この電圧位相補償部の出力と入力電圧とに基づいて、正弦波の成形を行う乗算器と、力率改善回路の現在の入力電流を乗算器の出力と比較し、その偏差に基づいて電流の位相補償を行う電流位相補償部と、この電流位相補償部の出力に応じたデューティを有するＰＷＭ信号を生成し、当該ＰＷＭ信号をスイッチング素子へ出力するパルス変調器とを有する構成としてもよい。

本発明において、制御部は、決定した基準タイミングを、一定条件下で更新するようにしてもよい。例えば、電流検出回路の出力に基づき、入力電流の波形を監視し、当該電流波形に位相進みまたは位相遅れがある場合に、位相ずれを補正することにより、基準タイミングを更新するようにしてもよい。

本発明において、制御部は、入力電流波形の分析結果に基づいて入力電圧を決定する代わりに、出力電圧波形の分析結果に基づいて入力電圧を決定してもよい。

本発明に係る充電装置は、上述した力率改善回路の制御装置と、力率改善回路から出力される電圧をＤＣ−ＤＣ変換して、充電用の直流電圧を生成するＤＣ−ＤＣコンバータとから構成される。

本発明によれば、入力電圧を検出する電圧検出回路を設けなくても、所望の動作を行うことが可能な力率改善回路の制御装置を提供することができる。

本発明の実施形態を示したブロック図である。 初期処理時の電流経路を示した図である。 図２の各部の信号波形および検出値を示した図である。 制御手順の概要を示したフローチャートである。 初期処理の詳細手順を示したフローチャートである。 正弦波分析処理における電圧レベルの決定を説明する図である。 正弦波分析処理における周波数の決定を説明する図である。 制御部の機能をブロックで表した図である。 基準タイミング決定処理の手順を示したフローチャートである。 正弦波に同期した基準タイミングの決定を説明する図である。 正弦波の正負に同期した符号判定基準を説明する図である。 ＰＦＣ通常制御の詳細手順を示したフローチャートである。 正弦波の合成に用いるテーブルを示した図である。 終了処理の手順を示したフローチャートである。 基準タイミングの更新を説明する図である。 本発明を充電装置に適用した場合のブロック図である。 図１６のＤＣ−ＤＣコンバータの具体例を示した回路図である。 従来例を示した回路図である。

以下、本発明の実施形態につき、図面を参照しながら説明する。各図において、同一の部分または対応する部分には、同一の符号を付してある。

まず、図１を参照して、実施形態の構成を説明する。図１において、ＰＦＣ（力率改善）回路１００は、外部の交流電源１と負荷３との間に設けられていて、制御部２００によりその動作が制御される。交流電源１は、例えばＡＣ１００Ｖの商用電源である。交流電源１とＰＦＣ回路１００との間には、突入電流防止用のリレー２が接続されている。このリレー２の開閉は、制御部２００により制御される。制御部２００は、マイクロコンピュータから構成される。ＰＦＣ回路１００の出力端には、負荷３が接続されている。

ＰＦＣ回路１００は、インダクタＬ１，Ｌ２、ダイオードＤ１，Ｄ２、コンデンサＣ、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２、電流検出回路１１，１２、および電圧検出回路１３を備えている。インダクタＬ１の一端は、交流電源１の一端に接続され、インダクタＬ１の他端は、電流検出回路１１に接続される。インダクタＬ２の一端は、リレー２を介して交流電源１の他端に接続され、インダクタＬ２の他端は、電流検出回路１２に接続される。ダイオードＤ１は、電流検出回路１１と電圧検出回路１３との間に設けられている。ダイオードＤ２は、電流検出回路１２と電圧検出回路１３との間に設けられている。コンデンサＣの一端は、ダイオードＤ１，Ｄ２のカソードに接続され、コンデンサＣの他端は、グランドに接地されている。

スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、例えばＭＯＳ−ＦＥＴからなり、それぞれダイオードＤ３，Ｄ４が並列に接続されている。スイッチング素子Ｑ１のドレインは、ダイオードＤ１のアノードに接続され、スイッチング素子Ｑ１のソースは、グランドに接地されている。スイッチング素子Ｑ２のドレインは、ダイオードＤ２のアノードに接続され、スイッチング素子Ｑ２のソースは、グランドに接地されている。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の各ゲートには、制御部２００からＰＷＭ（Pulse Width Modulation；パルス幅変調）信号が与えられる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、このＰＷＭ信号によりオン・オフして、スイッチング動作を行う。

電流検出回路１１，１２は、交流電源１からの入力電流を検出する回路である。電流検出回路１１は、トランス１５および抵抗Ｒ１，Ｒ２から構成される。トランス１５の一次側巻線は、インダクタＬ１とダイオードＤ１との間に設けられている。トランス１５の二次側巻線には、抵抗Ｒ１，Ｒ２が接続されている。電流検出回路１１の出力は、制御部２００に入力される。電流検出回路１２は、トランス１６および抵抗Ｒ３，Ｒ４から構成される。トランス１６の一次側巻線は、インダクタＬ２とダイオードＤ２との間に設けられている。トランス１６の二次側巻線には、抵抗Ｒ３，Ｒ４が接続されている。電流検出回路１２の出力も、制御部２００に入力される。

電圧検出回路１３は、ＰＦＣ回路１００の出力電圧を検出する回路であり、直列に接続された抵抗Ｒ５，Ｒ６から構成される。抵抗Ｒ５，Ｒ６は、ＰＦＣ回路１００の出力電圧を分圧する分圧抵抗である。抵抗Ｒ５，Ｒ６の接続点の電圧（分圧電圧）は、制御部２００に入力される。

以上のようなＰＦＣ回路１００においては、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の高速スイッチング動作により、交流電源１から供給される入力電圧の電圧波形（正弦波）に対して相似形となる電流波形が生成され、電流波形が正弦波に近づくことで力率が改善される。また、このとき、インダクタＬ１，Ｌ２とダイオードＤ１，Ｄ２とによって、電圧の昇圧および整流（ＡＣ−ＤＣ変換）が行われる。

次に、本発明の基本的な原理について説明する。本発明では、ＰＦＣ回路１００の入力電圧を検出するための電圧検出回路を設けずに、もともと備わっている、入力電流を検出するための電流検出回路１１，１２を利用して、入力電圧を決定するという手法を採用している。このため、ＰＦＣ回路１００の起動時に、図２に示すように、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を共にオン状態に固定し、この状態で、入力電圧を決定するための初期処理を実行する。初期処理の詳細については後述する。

図２において、制御部２００からリレー２へＨ（High）レベル信号を出力し、リレー２をオンさせて接点が閉じた状態にする。また、制御部２００からスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のゲートへＨレベル信号を出力し、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２をオン状態にする。スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２がオンに固定された状態では、太線で示すように、交流電源１からインダクタＬ１，Ｌ２、電流検出回路１１，１２、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２、リレー２を通って、入力電流が流れる。

詳しくは、交流電源１のインダクタＬ１側がプラス電位のときは、交流電源１→インダクタＬ１→電流検出回路１１のトランス１５の一次巻線→スイッチング素子Ｑ１→ダイオードＤ４→電流検出回路１２のトランス１６の一次巻線→インダクタＬ２→リレー２→交流電源１の経路で入力電流が流れる。また、交流電源１のインダクタＬ２側がプラス電位のときは、交流電源１→リレー２→インダクタＬ２→電流検出回路１２のトランス１６の一次巻線→スイッチング素子Ｑ２→ダイオードＤ３→電流検出回路１１のトランス１５の一次巻線→インダクタＬ１→交流電源１の経路で入力電流が流れる。なお、リレー２の接点の抵抗により、インダクタＬ１，Ｌ２に流れる電流を制限することができる。

図３は、図２の各部の信号波形および電流・電圧の検出値を示している。（ａ）は交流電源１の電圧波形（入力電圧の波形）、（ｂ）はインダクタＬ１に流れる入力電流の波形、（ｃ）はインダクタＬ２に流れる入力電流の波形、（ｄ）はＰＦＣ回路１００の出力電圧の波形、（ｅ）は制御部２００からスイッチング素子Ｑ１のゲートに印加されるＰＷＭ信号の波形、（ｆ）は制御部２００からスイッチング素子Ｑ２のゲートに印加されるＰＷＭ信号の波形、（ｇ）は電圧検出回路１３で検出された出力電圧の電圧値、（ｈ）は電流検出回路１１で検出されたインダクタＬ１に流れる入力電流の電流値、（ｉ）は電流検出回路１２で検出されたインダクタＬ２に流れる入力電流の電流値である。インダクタＬ１，Ｌ２に流れる電流は、互いに逆相となっている。

図３の（ａ）〜（ｃ）からわかるように、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のオン固定状態では、図２の太線経路に流れる入力電流の波形は、入力電圧の波形（正弦波）と同じ形状となる。そこで、このときの入力電流の波形を分析し、その分析結果に基づいて入力電圧を決定すれば、当該入力電圧に基づいて通常のＰＦＣ制御を行うことができる。

図４のフローチャートは、制御部２００が実行する制御手順の概略を示している。制御部２００は、まずステップＳ１において、初期処理を実行する。初期処理が終了すると、次にステップＳ２において、制御部２００はＰＦＣ回路１００に対する通常のＰＦＣ制御を実行する。そして、ＰＦＣ動作を終了する際には、ステップＳ３において、制御部２００はＰＦＣ回路１００に対して所定の終了処理を実行する。以下、各ステップの詳細につき順を追って説明する。

図５のフローチャートは、初期処理（図４のステップＳ１）の詳細手順を示している。各ステップの処理は、制御部２００により実行される。ステップＳ１１では、リレー２をオンさせて接点が閉じた状態にする。次に、ステップＳ１２において、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２をオン状態に固定する。すなわち、前述したように、制御部２００は、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の各ゲートにＨレベル信号（デューティ比１００％のＰＷＭ信号）を出力し、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２が共にオンしたままの状態とする（図２参照）。

次に、ステップＳ１３において、制御部２００は、電流検出回路１１，１２で検出された入力電流の検出値（図３の（ｈ），（ｉ））を取得する。その後、制御部２００は、ステップＳ１４〜Ｓ１７の一連の手順からなる正弦波分析処理を実行する。この処理では、検出した入力電流の波形を分析して、入力電圧を決定するのに必要な４つのパラメータ（電圧レベル、周波数、基準タイミング、符号判定基準）が決定される。なお、ステップＳ１４およびＳ１５は、従来の入力電圧を監視するＰＦＣ回路と同じ分析手法が適用でき、ステップＳ１６およびＳ１７が、本発明で新たに追加される処理項目である。

まず、ステップＳ１４において、制御部２００は、ステップＳ１３で取得した入力電流値に基づいて、入力電圧の電圧レベルを決定する。入力電圧と入力電流は、次のような単純な関係として定式化できる。
Ｖｉｎ＝Ｋ・Ｉｉｎ＋Ｖｚ ・・・（１）
ここで、Ｖｉｎ：入力電圧、Ｉｉｎ：入力電流、Ｋ：回路設計で決まる定数、Ｖｚ：リレー等による電圧降下分である。なお、電圧レベルさえ区別できればよいので、Ｖｚは無視しても差し支えない。（１）式より、入力電流波形を、入力電圧波形と読み替えて分析できることがわかる。

電圧レベルは、例えば図６（ａ）〜（ｃ）のような方法で決定することができる。図６（ａ）は、ピークホールドで得たピーク値を選択して電圧レベルとする方法である。図６（ｂ）は、電流値≠０で、かつ電流微分値＝０（実際には、±１以内などの範囲を設ける）
となったときの値を選択して電圧レベルとする方法である（電流微分値のゼロクロスを検出してもよい）。図６（ｃ）は、各商用電圧に応じた閾値Ｌｖ１〜Ｌｖ３をあらかじめ定めておき、電流波形がどの閾値まで交差したかによって、テーブルから電圧レベルを選択する方法である。いずれを採用するにせよ、１周期で単発で電圧レベルを確定するよりも、２周期以上で複数回サンプリングして、平均化や多数決等により電圧レベルを確定するのが望ましい。２周期以上の場合は、少なくとも商用周波数の最大値よりも長い周期で、適当な判定期間を設定すればよい。必要に応じて、判定期間中に演算値をリセットしてもよい。

なお、上述した方法においては、入力電圧の最大値が求まる。商用電源の波形が完全な正弦波であると仮定すると、入力電圧の実効値と平均値は、下式から自動的に決定される。
入力電圧の実効値 = 入力電圧の最大値／√２ ・・・（２）
入力電圧の平均値 = 入力電圧の最大値×２／π ・・・（３）
これらの関係は固定であるため、わざわざ演算する必要はなく、最大値に対応する計算結果を記憶したテーブルを用意しておけば済む。なお、商用電源の波形を完全な正弦波と仮定できない場合（歪みが大きい場合など）は、毎回のサンプリング値から、演算によって実効値と平均値を算出してもよい。

図５に戻り、次にステップＳ１５において、制御部２００は、入力電流の波形から入力電圧の周波数を決定する。図３の（ａ）〜（ｃ）からわかるように、入力電圧の周波数は、入力電流の周波数と等しいので、入力電流の周波数から決定することができる。この場合も、電圧レベルと同様に、１周期で単発で周波数を確定するよりも、２周期以上で複数回サンプリングして、平均化や多数決等により周波数を確定するのが望ましい。なお、電圧レベルと違って、周波数は５０Ｈｚと６０Ｈｚの２種類しかないので、検出精度はそれほど要求されない。

最も簡単な方法としては、正弦波のレベルが０になる時刻を検出し、その間隔から周波数を決定することが考えられる。全波整流ブリッジ回路を用いた場合は、最短だと商用電源の半周期で周波数を決定できる。図１のように全波整流ブリッジ回路を用いない場合は、インダクタＬ１，Ｌ２の電流を合成することで、全波整流波形が得られる。

周波数を決定するには、上記以外にも、図７に示すような方法がある。図７（ａ）は、電流波形が任意の一定閾値と交差する時刻を検出し、今回の交差時刻と前回の交差時刻との時間差Ｔから、周波数を決定する方法である。この場合、閾値は最小の商用電圧未満に設定される。また、図６（ｂ），（ｃ）に示した電圧レベル分析でも、交差を検出しているので、これらと同時に周波数分析を実施してもよい。

図７（ｂ）は、電流微分値が０からプラスに変化したときの時刻の時間差Ｔから、周波数を決定する方法である。図７（ｃ）は、電流微分値がマイナスから０に変化したときの時刻の時間差Ｔから、周波数を決定する方法である。これらの方法によれば、正弦波１周期の開始タイミングがわかるため、後述する基準タイミングの設定処理（図５のステップＳ１６）と共用することができる。なお、図７（ａ）において、閾値を０に近づければ、図７（ｂ），（ｃ）と同様の結果が得られる。

図５に戻り、次にステップＳ１６において、制御部２００は、正弦波に同期した基準タイミングを決定する。この処理を説明するに先立って、ＰＦＣ回路１００の電流連続モード制御の概要を図８で説明する。図８は、制御部２００の機能をブロックで表したもので、（ａ）が従来の構成、（ｂ）が本発明の構成を示している。

電圧位相補償部２０１は、ＰＦＣ回路１００の現在の出力電圧を目標電圧と比較し、その偏差に応じて制御量を調整して電圧の位相補償を行う。出力電圧は、図１の電圧検出回路１３から入力される。目標電圧は、制御部２００にあらかじめ設定されているか、もしくは外部から与えられる。乗算器２０２は、電圧位相補償部２０１の出力と入力電圧情報等を乗算して、正弦波の成形を行う。電流位相補償部２０３は、ＰＦＣ回路１００の現在の入力電流を乗算器２０２の出力と比較し、その偏差に応じて制御量を調整して電流の位相補償を行う。入力電流は、図１の電流検出回路１１，１２から入力される。パルス変調器２０４は、電流位相補償部２０３の出力に応じたデューティを有するＰＷＭ信号を生成し出力する。このＰＷＭ信号は、ＰＦＣ回路１００のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゲートへ与えられる。

図８（ａ）の従来方式の場合は、乗算器２０２に、入力電圧検出回路（図示省略）で検出された入力電圧（波形）が入力される。一方、図８（ｂ）の本発明方式の場合は、入力電圧検出回路を設けないので、入力電流に基づいて生成した合成正弦波が、乗算器２０２に入力される。なお、入力電圧の実効値（または平均値）は、前述した式（２），（３）により得られた値である。また、ゲインはあらかじめ定められた固定値（定数）である。

ここで、正弦波ｓｉｎωｔ（＝ｓｉｎ２πｆｔ）を生成するためには、周波数ｆと、入力電圧の正弦波に同期できる基準タイミングｔの２つの情報が必要になる。周波数ｆについては、図５のステップＳ１５で確定済であるので、以下では、基準タイミングｔの決定方法について述べる。

図９のフローチャートは、基準タイミング決定処理（図５のステップＳ１６）の手順を示している。各ステップの処理は、制御部２００により実行される。まず、ステップＳ１６１において、制御部２００は商用周波数（５０Ｈｚまたは６０Ｈｚ）を確定する。商用周波数の確定は、図７で説明した周波数決定処理に従って実施する。次に、ステップＳ１６２において、制御部２００は正弦波開始時刻を確定する。正弦波開始時刻の確定も、同様に周波数決定処理において実施すればよい。

入力電流のゼロ点を検出する方法で周波数確定処理をする場合は、ゼロ点の時刻を基準タイミングとして記憶する。時刻の生成・取得にあたっては、例えば図１０に示すように、ゼロ点でタイマを起動し、商用電源の１周期毎または半周期毎にリセットされる鋸波を生成すればよい。あるいは、これに代えて、制御部２００の内部に基準時計を設け、入力電流のゼロ点において基準時計が示す時刻を取得してもよい。また、基準タイミングは、一度決定したら固定でも良いし、一定条件下で更新してもよい。基準タイミングの更新方法については後述する。

図５に戻り、次にステップＳ１７において、制御部２００は、正弦波の正負に同期した符号判定基準を決定する。本実施形態によるＰＦＣ回路１００では、全波整流を行っていないため、通常のＰＦＣ動作中に、正弦波の正負に応じた制御が必要となる。例えば、入力電流の検出にあたって、正弦波の正負に応じて、電流検出回路１１，１２を切り替える必要がある（正の場合は電流検出回路１１、負の場合は電流検出回路１２に切り替える）。ただし、常に両方の電流を監視している場合は、両電流を合成することで全波整流波形が得られるので、切替制御は不要である。切替制御が必要なのは、例えばＡ／Ｄコンバータのチャンネルを共有している場合などである。また、正弦波の正負に応じて、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のいずれをスイッチングさせるかを切り替える必要がある（正の場合はスイッチング素子Ｑ１、負の場合はスイッチング素子Ｑ２をスイッチングする）。この切替制御は必須である。スイッチングしない方のスイッチング素子は、オン固定でもオフ固定でもよいが、導通損失の小さいオン固定にするのが望ましい。

正弦波の正負は、インダクタＬ１に流れる電流（電流検出回路１１で検出される電流）が正方向、インダクタＬ２に流れる電流（電流検出回路１２で検出される電流）が負方向のため、これから決定できる。例えば、インダクタＬ１の電流の場合、図１１に示すように、前述の基準タイミング決定処理において生成した鋸波を、商用周波数で発生させ、この鋸波の半周期以内なら正方向、半周期を超えたら負方向と判定できる。あるいは、これに代えて、半周期毎にトグルするパルスをタイマを用いて生成してもよい。

図５に戻り、上述したステップＳ１４〜Ｓ１７の正弦波分析処理を行った後、ステップＳ１８において分析が終了したかどうかを判定する。分析が終了すれば（ステップＳ１８；ＹＥＳ）、初期処理を終了して、ＰＦＣ通常制御（図４のステップＳ２）へ移行する。分析が終了してなければ（ステップＳ１８；ＮＯ）、ステップＳ１３へ戻って、正弦波分析処理で確定すべき項目がすべて確定するまで、ステップＳ１３〜Ｓ１７の処理を繰り返す。

以上の初期処理によって、ＰＦＣ回路１００の入力電圧に関するパラメータが入力電流に基づいて決定される。そして、これ以後のＰＦＣ通常制御では、決定されたパラメータに基づいて入力電圧の合成正弦波が生成され、この合成正弦波を用いてＰＦＣ制御が行われる。

次に、図４のステップＳ２のＰＦＣ通常制御について述べる。この制御は、合成正弦波に関する部分を除いて、従来方式と基本的に同じである。図１２のフローチャートは、初期処理終了後のＰＦＣ通常制御の詳細な手順を示している。各ステップの処理は、制御部２００により実行される。

まず、ステップＳ２１において、制御部２００は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の各ゲートにＬレベル信号（デューティ０％のＰＷＭ信号）を出力して、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン固定を解除する。これにより、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は共にオフとなる。次に、ステップＳ２２において、制御部２００は、リレー２をオフさせて接点を開いた状態にする。ステップＳ２１、Ｓ２２の処理によって、図２で太線で示した電流経路が解除される。続いて、ステップＳ２３において、制御部２００は、電流検出回路１１，１２で検出された入力電流、電圧検出回路１３で検出された出力電圧、および入力電流に基づいて決定された入力電圧の各情報を取得する。

その後、制御部２００は、リレー２を再びオンさせて、ソフトスタート処理を開始し（ステップＳ２６）、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の制御量を徐々に目標電圧値まで近づける。そして、ソフトスタートが終了すると（ステップＳ２４；ＹＥＳ）、ステップＳ２５に移行して、制御部２００は、電流連続モード制御のような通常動作に切り替える。これ以後、制御部２００は、図８で説明したような処理を実行してＰＷＭ信号を生成し、当該ＰＷＭ信号によりスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン・オフ動作を制御する。そして、何らかのイベントが発生して、ステップＳ２７でＰＦＣ停止命令が出るまで、ＰＦＣ通常制御を繰り返す。

ＰＦＣ通常制御において、本発明が従来方式と異なるのは、図８（ｂ）の乗算器２０２に入力する正弦波を自己合成する点である。正弦波の生成に必要なパラメータの決定方法についてはすでに述べたので、ここでは制御部２００において正弦波を合成する方法について説明する。以下はその例である。

（１）直接ｓｉｎ計算をする方法
ＭＣＵ（Micro Control Unit）のベンダー等から提供される、標準の数学関数ライブラリを使用する。この方法は、精度は高いが、計算コスト（時間）が大きくなるのが難点である。

（２）ｓｉｎ近似計算をする方法
テイラー展開やマクローリン展開を使って、ｓｉｎ近似計算をする。下式は、マクローリン展開の例である。

この方法は、必要性能が確保できる程度の次数まで計算すればよく、各次数のべき乗計算は定数として保有しておけばよいため、精度と計算コストをコントロールできる。また、ｔに対するωなどをテーブルにしてもよい。

（３）時刻ｖｓ正弦波出力のテーブルを用いる方法
１周期または半周期の時刻に対する、正弦波出力のテーブルをあらかじめ用意しておく。図１３はその例である（５０Ｈｚで半周期の例）。テーブルのサンプリング数は、必要性能に応じて決定する。サンプリング間隔は等間隔でもよいし、例えば正弦波の頂点付近のサンプリング間隔だけ密にする等でもよい。テーブルにない値に対しては、例えば線形補間により決定することができる。

なお、上記（１）〜（３）のいずれの方法においても、電圧レベル別にテーブルを準備する必要はなく、共通の基準正弦波に電圧レベル別ゲインを乗じればよい。

最後に、図４のステップＳ３の終了処理について述べる。図１４のフローチャートは、終了処理の手順を示している。各ステップの処理は、制御部２００により実行される。ステップＳ３１において、制御部２００は、大電流防止のため先にリレー２をオフにする。その後、ステップＳ３２において、制御部２００は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を両方オンにする。これで終了処理は完了する。なお、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２はノーマリー・オン型が望ましく、リレー２はノーマリー・オフ型が望ましい。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がノーマリー・オン型であれば、ＰＦＣ回路１００の電源消失時にも出力端に電流が流れないため、高調波の発生を防止できる。また、リレー２がノーマリー・オフ型であれば、ＰＦＣ回路１００の電源消失時にも電流制限をするため、大電流を防止できる。

次に、正弦波の基準タイミングの更新方法について説明する。更新方法には、ＰＦＣ動作を停止して更新する方法と、ＰＦＣ動作を続行しながら更新する方法の２種類がある。

（１）ＰＦＣ動作を停止して更新する方法
前述した終了処理（図４のステップＳ３、図１４）を実施してＰＦＣ動作を停止させ、初期処理（図４のステップＳ１、図５）からやり直す方法である。例えば、バッテリの充電装置に用いられるＰＦＣ回路１００の場合、充電を一時停止することになる。しかし、一般に充電動作は数時間かかるのに対し、基準タイミングの更新に必要な充電一時停止時間は、長くても数秒である。そのため、例えば数分に１回一時停止をしても、充電時間全体から見れば一瞬であり、結果として充電動作を妨げずに済む。

（２）ＰＦＣ動作を続行しながら更新する方法
制御部２００が、電流検出回路１１，１２の出力に基づき、インダクタＬ１，Ｌ２の電流波形を監視して、電流波形が正弦波から崩れてきたら（位相がずれてきたら）、基準タイミングを補正する。合成正弦波の位相が遅れたり進んだりすると、電流波形は図１５に示すように変化する。図１５において、上の各図はインダクタＬ１に流れる実際の電流、下の各図は制御部２００で監視した電流を示している。図１５の（ａ）は位相進みの場合、（ｂ）は位相同期の場合、（ｃ）は位相遅れの場合である。

図１５（ａ）、（ｃ）のように合成正弦波の位相がずれると、電流波形が不連続となり、ゼロ区間やピークが発生する。したがって、例えば波形を連続的に監視することにより、容易に位相ずれを検出することができる。また、位相のずれ方向とずれ量によって、不連続の傾向と程度が変わるため、基準タイミングの補正方向と補正量を決定できる。例えば、図１５（ａ）の位相進み時は、電流ゼロ区間が現れるので、位相が遅れるように補正すればよい。また、図１５（ｃ）の位相遅れ時は、ピークが現れるので、位相が進むように補正すればよい。

なお、インダクタＬ１，Ｌ２の電流をスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の電流により監視する場合は、実際の電流波形がパルス列になる。これは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２はオフ時にオープン状態となり、電流を検出しないためである。この場合は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のうち、オンしているスイッチング素子の電流を監視するのが一般的であり、結果的に上記と同じ処理を適用できる。

図１６は、本発明を充電装置に適用した場合のブロック図を示している。充電装置３００は、車両に搭載されており、外部の商用電源１０から供給される交流電圧を、バッテリ５０を充電するための直流電圧に変換する。バッテリ５０は、リチウムイオン電池や鉛蓄電池などの二次電池からなり、充電装置３００から出力される直流電圧により充電される。バッテリ５０の電圧は、車両を走行させるモータ（図示省略）に供給される。

充電装置３００には、入力フィルタ２０と、本発明のＰＦＣ回路１００および制御部２００と、ＤＣ−ＤＣコンバータ３０と、制御部４０とが備わっている。入力フィルタ２０は、商用電源１０の交流電圧からノイズを除去するとともに、雷サージなどに対して回路を保護するためのフィルタである。ＰＦＣ回路１００と制御部２００は、図１に示したものと同じである。ＤＣ−ＤＣコンバータ３０は、ＰＦＣ回路１００から出力される直流電圧を、スイッチング動作によりＤＣ−ＤＣ変換して、バッテリ５０を充電するための直流電圧を生成する。制御部４０は、ＤＣ−ＤＣコンバータ３０の動作を制御する。

図１７は、ＤＣ−ＤＣコンバータ３０の一例を示している。ＤＣ−ＤＣコンバータ３０は、スイッチング回路３１、トランス３２、整流回路３３、平滑回路３４、出力電圧検出回路３５から構成される公知の回路である。制御部４０はマイクロコンピュータから構成される。

スイッチング回路３１は、ブリッジ接続された４個のスイッチング素子Ｑ４〜Ｑ７を備えており、ＰＦＣ回路１００から出力される直流電圧を、交流電圧に変換する。スイッチング素子Ｑ４〜Ｑ７は、例えばＭＯＳ−ＦＥＴからなる。トランス３２は、スイッチング回路３１から出力される交流電圧を昇圧または降圧する。整流回路３３は、２個のダイオードＤ６、Ｄ７からなり、トランス３２の二次側に生じる交流電圧を、パルス状の直流電圧に変換する。平滑回路３４は、インダクタＬ４およびコンデンサＣ２から構成されるローパスフィルタからなり、整流回路３３から出力される電圧を平滑化する。出力電圧検出回路３５は、直列に接続された分圧抵抗Ｒ７、Ｒ８からなり、平滑回路３４の出力電圧を検出して、制御部４０に送る。制御部４０は、出力電圧検出回路３５で検出された出力電圧に基づいてフィードバック制御を行い、スイッチング回路３１のスイッチング素子Ｑ４〜Ｑ７のオン・オフを制御する。

以上述べた実施形態によれば、ＰＦＣ回路１００の起動時に、制御部２００が入力電流の波形分析を行い、当該分析結果に基づいて入力電圧を決定し、その入力電圧に基づいてＰＦＣ回路１００の制御を行うようにしている。このため、入力電圧を検出する電圧検出回路を設けなくても、もともと備わっている入力電流検出回路１１，１２を利用して入力電圧を決定し、所望のＰＦＣ動作を行うことができる。したがって、従来のような絶縁アンプ等の部品や絶縁距離の確保が不要とななる。

本発明では、以上述べた以外にも、種々の実施形態を採用することができる。例えば、前記の実施形態では、入力電流波形の分析結果に基づいて入力電圧を決定したが、出力電圧波形の分析結果に基づいて入力電圧を決定してもよい。この場合は、電圧検出回路１３（図１）の出力に基づいて、制御部２００が入力電圧を決定する。

詳しくは、ＰＦＣ回路１００の起動時の初期処理において、制御部２００がスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオフ状態に固定する。この状態で、制御部２００は、交流電源１から電圧検出回路１３の抵抗Ｒ５，Ｒ６に流れる電流により生じる出力電圧の波形を、電圧検出回路１３の出力に基づいて分析し、当該分析結果に基づいてＰＦＣ回路１００の入力電圧を決定する。そして、初期処理の実行後、決定された入力電圧と、電流検出回路１１，１２で検出された入力電流と、電圧検出回路１３で検出された出力電圧とに基づいて、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン・オフ動作を制御する。

この場合、負荷３の抵抗値が適切な値でないと、正弦波が取り出せないので、ＰＦＣ回路１００の出力端から見た負荷量をコントロールする仕組みが必要となる。例えば、ＰＦＣ回路１００単体の場合（図１）は、負荷３と並列に小抵抗を接続しておき、これをオンとオフに切り替える仕組みなどが考えられる。また、ＰＦＣ回路１００を充電装置３００に組み込んだ場合（図１６）は、ＰＦＣ回路１００の後段のＤＣ−ＤＣコンバータ３０におけるスイッチング素子Ｑ４〜Ｑ７（図１７）を上下ともオン状態に固定して、ブリッジを導通させるなどの仕組みが考えられる。

また、前記の実施形態では、ダイオードＤ１，Ｄ２による半波整流方式を採用したが、４つのダイオードによる全波整流方式を採用してもよいことは言うまでもない。全波整流方式の場合は、ＰＦＣ制御に正弦波の正負情報は必要ないので、前述した符号判定基準の決定処理（図５のステップＳ１７）が不要となる。

また、前記の実施形態では、２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を設けて、２系統のスイッチング回路を有するインターリーブ型の構成としたが、スイッチング素子を１つだけ設けて、スイッチング回路が１系統のシングル型の構成としてもよい。

また、前記の実施形態では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をＰＷＭ信号で駆動する例を挙げたが、ＰＷＭ信号でないパルス信号でスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を駆動するようにしてもよい。

また、前記の実施形態では、入力電圧を昇圧する昇圧型のＰＦＣ回路１００を例に挙げたが、入力電圧を降圧する降圧型のＰＦＣ回路にも、本発明は適用が可能である。

また、前記の実施形態では、ＰＦＣ回路１００の制御方式として、電流連続モードを例に挙げたが、これ以外に、電流臨界モードや電流不連続モードを採用してもよい。

さらに、前記の実施形態では、本発明を充電装置３００に適用した例を挙げたが、本発明は、充電装置以外の用途にも適用することができる。

１ 交流電源
２ リレー
３ 負荷
１０ 商用電源
１１，１２ 電流検出回路
１３ 電圧検出回路
３０ ＤＣ−ＤＣコンバータ
５０ バッテリ
１００ ＰＦＣ（力率改善）回路
２００ 制御部
２０１ 電圧位相補償部
２０２ 乗算器
２０３ 電流位相補償部
２０４ パルス変調器
３００ 充電装置
Ｑ１，Ｑ２ スイッチング素子

Claims (9)

1. 交流電源に接続され、スイッチング素子のオン・オフ動作により、前記交流電源からの入力電流の波形を正弦波に近づけて力率の改善を行う力率改善回路と、
   前記力率改善回路の動作を制御する制御部と、を備え、
   前記力率改善回路が、前記入力電流を検出する電流検出回路と、当該力率改善回路の出力電圧を検出する電圧検出回路とを有している力率改善回路の制御装置において、
   前記制御部は、
   前記力率改善回路の起動時に、前記スイッチング素子をオン状態に固定して、この状態で前記交流電源から前記スイッチング素子を通って流れる入力電流の波形を、前記電流検出回路の出力に基づいて分析し、当該分析結果に基づいて前記力率改善回路の入力電圧を決定する初期処理を実行し、
   前記初期処理の実行後、前記決定された入力電圧と、前記電流検出回路で検出された入力電流と、前記電圧検出回路で検出された出力電圧とに基づいて、前記スイッチング素子のオン・オフ動作を制御することを特徴とする力率改善回路の制御装置。
2. 請求項１に記載の力率改善回路の制御装置において、
   前記制御部は、前記入力電流の波形分析時に、前記入力電圧について、電圧レベルと、周波数と、正弦波に同期した基準タイミングとを決定することを特徴とする力率改善回路の制御装置。
3. 請求項２に記載の力率改善回路の制御装置において、
   前記制御部は、前記入力電流の波形分析時に、前記入力電圧について、正弦波の正負に同期した符号判定基準をさらに決定することを特徴とする力率改善回路の制御装置。
4. 請求項２に記載の力率改善回路の制御装置において、
   前記制御部は、前記基準タイミングの決定にあたって、商用周波数を確定した後、正弦波の開始時刻を確定することを特徴とする力率改善回路の制御装置。
5. 請求項１に記載の力率改善回路の制御装置において、
   前記制御部は、
   前記力率改善回路の現在の出力電圧を目標電圧と比較し、その偏差に基づいて電圧の位相補償を行う電圧位相補償部と、
   前記電圧位相補償部の出力と前記入力電圧とに基づいて、正弦波の成形を行う乗算器と、
   前記力率改善回路の現在の入力電流を前記乗算器の出力と比較し、その偏差に基づいて電流の位相補償を行う電流位相補償部と、
   前記電流位相補償部の出力に応じたデューティを有するＰＷＭ信号を生成し、当該ＰＷＭ信号を前記スイッチング素子へ出力するパルス変調器と、
   を有することを特徴とする力率改善回路の制御装置。
6. 請求項２に記載の力率改善回路の制御装置において、
   前記制御部は、前記決定した基準タイミングを、一定条件下で更新することを特徴とする力率改善回路の制御装置。
7. 請求項６に記載の力率改善回路の制御装置において、
   前記制御部は、前記電流検出回路の出力に基づき、前記入力電流の波形を監視し、当該電流波形に位相進みまたは位相遅れがある場合に、位相ずれを補正することにより、前記基準タイミングを更新することを特徴とする力率改善回路の制御装置。
8. 交流電源に接続され、スイッチング素子のオン・オフ動作により、前記交流電源からの入力電流の波形を正弦波に近づけて力率の改善を行う力率改善回路と、
   前記力率改善回路の動作を制御する制御部と、を備え、
   前記力率改善回路が、前記入力電流を検出する電流検出回路と、当該力率改善回路の出力電圧を検出する電圧検出回路とを有している力率改善回路の制御装置において、
   前記制御部は、
   前記力率改善回路の起動時に、前記スイッチング素子をオフ状態に固定して、この状態で前記交流電源から前記電圧検出回路に流れる電流により生じる出力電圧の波形を、前記電圧検出回路の出力に基づいて分析し、当該分析結果に基づいて前記力率改善回路の入力電圧を決定する初期処理を実行し、
   前記初期処理の実行後、前記決定された入力電圧と、前記電流検出回路で検出された入力電流と、前記電圧検出回路で検出された出力電圧とに基づいて、前記スイッチング素子のオン・オフ動作を制御することを特徴とする力率改善回路の制御装置。
9. 請求項１ないし請求項８のいずれかに記載の力率改善回路の制御装置と、
   前記力率改善回路から出力される電圧をＤＣ−ＤＣ変換して、充電用の直流電圧を生成するＤＣ−ＤＣコンバータと、
   を備えたことを特徴とする充電装置。

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