JP6349974B2 - 変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、直流から交流への変換装置、又は、交流から直流への変換装置に関する。

直流電源から入力される直流電圧を昇圧回路で昇圧し、さらに、インバータで交流電圧に変換する変換装置は、例えば太陽光発電用のパワーコンディショナ、自立電源、ＵＰＳ（Uninterruptible Power Supply：無停電電源装置）等に多く用いられている。このような変換装置内で、昇圧回路は常に昇圧を行ってＤＣバスに定電圧を供給し、また、ＤＣバスの定電圧に基づいてインバータは常に、スイッチング動作して交流波形を作り出している。

ここで、昇圧回路の出力電圧は、交流波形のピーク電圧をインバータが出力できるように、必要とする最も高い電圧レベルに設定されている。しかし、１周期の交流波形の中には、昇圧しなくてもよい時期が実際にはある。そこで、交流波形のピーク付近のみ昇圧を行い、その以外の時期は昇圧を行わない、という技術も提案されている（例えば、特許文献１、段落［００４２］、図２）。

特許第４０９６４２３号公報

しかしながら、昇圧回路にはＤＣリアクトルが必須であり、昇圧を行わないときでも、ＤＣリアクトルと、これに直列に接続される半導体素子（オン状態のスイッチング素子又はダイオード）とを介して電流が流れている。従って、昇圧回路が動作していないときにも、ＤＣリアクトルによる電力損失及び、半導体素子のオン抵抗による電力損失は発生している。これらの電力損失は、変換装置の変換効率を下げる方向に影響を与える。
また、交流から直流への変換装置においても、降圧回路で同様な問題点が生じると解される。

かかる課題に鑑み、本発明は、変換装置における昇圧回路又は降圧回路の電力損失を低減することを目的とする。

本発明は、入力される直流電圧を、交流電圧に変換して出力する変換装置であって、前記直流電圧を昇圧してＤＣバスに出力する動作状態及び、昇圧せずに前記直流電圧が直接印加されている電路と前記ＤＣバスとをスイッチで直結する停止状態のいずれか一方を実行可能な昇圧回路と、前記ＤＣバスの電圧を、前記交流電圧の波形に変換するインバータ回路と、出力すべき交流の電圧目標値の絶対値と、入力される直流電圧とを互いに比較し、前記電圧目標値の絶対値が、入力される直流電圧を上回るときは前記昇圧回路を昇圧動作させて前記電圧目標値の絶対値を生成するとともに前記インバータ回路は必要な極性反転のみを行う状態とし、また、前記電圧目標値の絶対値が、入力される直流電圧を下回るときは前記昇圧回路を前記停止状態として前記スイッチを閉路するとともに前記インバータ回路を動作させて前記電圧目標値を生成する制御部と、を備えている。

また、本発明は、交流電源から入力される交流電圧を、直流電圧に変換して出力する変換装置であって、前記交流電源と接続されたリアクトルと、前記リアクトルを介して入力されるべき交流入力電圧目標値の絶対値に対して、前記リアクトルと協働して昇圧した電圧をＤＣバスに出力する昇圧動作状態及び、整流出力のみを行って前記ＤＣバスに出力する高周波スイッチング停止状態のいずれか一方を実行可能なＡＣ／ＤＣコンバータと、前記ＤＣバスの電圧を降圧して直流出力電路に出力する降圧動作状態及び、降圧せずに前記ＤＣバスと前記直流出力電路とをスイッチで直結するスイッチング停止状態のいずれか一方を実行可能な降圧回路と、前記交流入力電圧目標値の絶対値と、前記直流電圧とを互いに比較し、前記交流入力電圧目標値の絶対値が前記直流電圧を上回るときは前記降圧回路を前記降圧動作状態とするとともに前記ＡＣ／ＤＣコンバータを前記高周波スイッチング停止状態とし、また、前記交流入力電圧目標値の絶対値が前記直流電圧を下回るときは前記降圧回路を前記スイッチング停止状態として前記スイッチを閉路するとともに前記ＡＣ／ＤＣコンバータを前記昇圧動作状態とする制御部と、を備えている。

本発明の変換装置によれば、昇圧回路又は降圧回路が停止状態であるときの電力損失を低減することができる。

直流から交流への変換装置を備えたシステムの一例を示すブロック図である。 変換装置の回路図の一例である。 制御部のブロック図である。 直流入力電圧検出値、及び昇圧回路電流検出値の経時変化をシミュレーションにより求めた結果の一例を示すグラフである。 平均化処理部が行う、直流入力電圧検出値を平均化する際の態様を示す図である。 制御処理部による制御処理を説明するための制御ブロック図である。 昇圧回路及びインバータ回路の制御処理を示すフローチャートである。 （ａ）は、制御処理部がフィードバック制御において求めた昇圧回路電流指令値、及びこれに従って制御した場合の昇圧回路電流検出値をシミュレーションにより求めた結果の一例を示すグラフであり、（ｂ）は、制御処理部がフィードバック制御において求めた昇圧回路電圧目標値、及びこれに従って制御した場合の昇圧回路電圧検出値をシミュレーションにより求めた結果の一例を示すグラフである。 インバータ出力電圧指令値の一例を示す図である。 （ａ）は、昇圧回路用搬送波と、昇圧回路用参照波とを比較したグラフであり、（ｂ）は、昇圧回路制御部が生成したスイッチング素子Ｑｂを駆動するための駆動波形である。 （ａ）は、インバータ回路用搬送波と、インバータ回路用参照波とを比較したグラフ、（ｂ）は、インバータ回路制御部が生成したスイッチング素子Ｑ１を駆動するための駆動波形、（ｃ）は、インバータ回路制御部が生成したスイッチング素子Ｑ３を駆動するための駆動波形である。 参照波、及び各スイッチング素子の駆動波形の一例とともに、変換装置が出力する交流電力の電流波形の一例を示した図である。 （ａ）は、インバータ回路から出力された交流電圧、商用電力系統、及び交流リアクトルの両端電圧、それぞれの電圧波形を示したグラフであり、（ｂ）は、交流リアクトルに流れる電流波形を示したグラフである。 本発明の一実施形態に係る変換装置の回路図である。 変換装置の動作の特徴を簡略に示す波形図である。 変換装置の動作の特徴を簡略に示す波形図である。 図１４におけるスイッチの具体例を示す図である。 交流から直流への変換装置を備えた蓄電システムの一例を示すブロック図である。 図１８における変換装置の回路図の一例である。 図１８における変換装置の動作を概念的に示した電圧波形の図である。

［実施形態の要旨］
本発明の実施形態の要旨としては、少なくとも以下のものが含まれる。
（１）この変換装置は、入力される直流電圧を、交流電圧に変換して出力する変換装置であって、前記直流電圧を昇圧してＤＣバスに出力する動作状態及び、昇圧せずに前記直流電圧が直接印加されている電路と前記ＤＣバスとをスイッチで直結する停止状態のいずれか一方を実行可能な昇圧回路と、前記ＤＣバスの電圧を、前記交流電圧の波形に変換するインバータ回路と、出力すべき交流の電圧目標値の絶対値が、入力される直流電圧を上回るときは前記昇圧回路を昇圧動作させて前記電圧目標値の絶対値を生成するとともに前記インバータ回路は必要な極性反転のみを行う状態とし、また、前記電圧目標値が、入力される直流電圧を下回るときは前記昇圧回路を前記停止状態とするとともに前記インバータ回路を動作させて前記電圧目標値を生成する制御部と、を備えている。

上記（１）のように構成された変換装置における昇圧回路は、直流電圧が直接印加される電路からＤＣバスまでの間に、ＤＣリアクトル及び半導体素子を有している。もし、上記のスイッチが無い場合は、昇圧回路が停止状態であっても、ＤＣリアクトル及び半導体素子に電流が流れることによる電力損失が生じる。ところが、上記のスイッチがオン状態となることにより、直流電圧が直接印加されている電路をＤＣバスに直結するので、昇圧回路が停止状態であるときの電力損失が低減される。

（２）また、交流電源から入力される交流電圧を、直流電圧に変換して出力する変換装置としては、前記交流電源と接続されたリアクトルと、前記リアクトルを介して入力されるべき交流入力電圧目標値を、前記直流電圧に変換してＤＣバスに出力する動作状態及び、整流出力のみを行って前記ＤＣバスに出力する高周波スイッチング停止状態のいずれか一方を実行可能なＡＣ／ＤＣコンバータと、前記ＤＣバスの電圧を降圧して直流出力電路に出力する動作状態及び、降圧せずに前記ＤＣバスと前記直流出力電路とをスイッチで直結するスイッチング停止状態のいずれか一方を実行可能な降圧回路と、前記交流入力電圧目標値の絶対値が前記直流電圧を上回るときは前記降圧回路を動作状態とするとともに前記ＡＣ／ＤＣコンバータを高周波スイッチング停止状態とし、また、前記交流入力電圧目標値の絶対値が前記直流電圧を下回るときは前記降圧回路をスイッチング停止状態とするとともに前記ＡＣ／ＤＣコンバータを動作状態とする制御部と、を備えている。

上記（２）のように構成された変換装置における降圧回路は、ＤＣバスから直流出力電路までの間に、ＤＣリアクトル及び半導体素子を有している。もし、上記のスイッチが無い場合は、降圧回路が停止状態であっても、ＤＣリアクトル及び半導体素子に電流が流れることによる電力損失が生じる。ところが、上記のスイッチがオン状態となることにより、ＤＣバスを直流出力電路に直結するので、降圧回路が停止状態であるときの電力損失が低減される。

［実施形態の詳細］
以下、発明の実施形態について、図面を参照して詳細に説明する。

《系統連系を行う変換装置》
まず、系統連系を行う変換装置の例から詳細に説明する。
〔１．１ 全体構成について〕
図１は、直流から交流への変換装置を備えたシステムの一例を示すブロック図である。図中、変換装置１の入力端には、直流電源としての太陽光発電パネル２が接続され、出力端には、交流の商用電力系統３が接続されている。このシステムは、太陽光発電パネル２が発電する直流電力を交流電力に変換し、商用電力系統３に出力する連系運転を行う。
変換装置１は、太陽光発電パネル２が出力する直流電力が与えられる昇圧回路１０と、昇圧回路１０から与えられる電力を交流電力に変換して商用電力系統３に出力するインバータ回路１１と、これら両回路１０，１１の動作を制御する制御部１２とを備えている。

図２は、変換装置１の回路図の一例である。
昇圧回路１０は、ＤＣリアクトル１５と、ダイオード１６と、例えばＦＥＴ（Field Effect Transistor）からなるスイッチング素子Ｑｂとを備えており、昇圧チョッパ回路を構成している。
昇圧回路１０の入力側には、第１電圧センサ１７、第１電流センサ１８、及び平滑化のためのコンデンサ２６が設けられている。

第１電圧センサ１７は、太陽光発電パネル２が出力し、昇圧回路１０に入力される直流電力の直流入力電圧検出値Ｖｇ（直流入力電圧値）を検出し、制御部１２に出力する。第１電流センサ１８は、ＤＣリアクトル１５に流れる電流である昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ（直流入力電流値）を検出し、制御部１２に出力する。なお、直流入力電流検出値Ｉｇを検出するために、コンデンサ２６の前段に、さらに電流センサを設けてもよい。
制御部１２は、直流入力電圧検出値Ｖｇ及び昇圧回路電流検出値Ｉｉｎから入力電力Ｐｉｎを演算し、太陽光発電パネル２に対するＭＰＰＴ（Maximum Power Point Tracking：最大電力点追従）制御を行う機能を有している。

また、昇圧回路１０のスイッチング素子Ｑｂは、後述するように、インバータ回路１１との間でスイッチング動作を行う期間が交互に切り替わるように制御される。よって、昇圧回路１０は、スイッチング動作を行っている期間は、昇圧された電力をインバータ回路１１に出力し、スイッチング動作を停止している期間は、太陽光発電パネル２が出力して昇圧回路１０に入力される直流電力を昇圧することなくインバータ回路１１に出力する。

昇圧回路１０と、インバータ回路１１との間には、平滑用のコンデンサ１９（平滑コンデンサ）が接続されている。
インバータ回路１１は、ＦＥＴ（Field Effect Transistor）からなるスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を備えている。これらスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は、フルブリッジ回路を構成している。
各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は、制御部１２に接続されており、制御部１２により制御可能とされている。制御部１２は、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の動作をＰＷＭ制御する。これにより、インバータ回路１１は、昇圧回路１０から与えられる電力を交流電力に変換する。

変換装置１は、インバータ回路１１と、商用電力系統３との間にフィルタ回路２１を備えている。
フィルタ回路２１は、２つのＡＣリアクトル２２と、ＡＣリアクトル２２の後段に設けられたコンデンサ２３（出力平滑コンデンサ）とを備えて構成されている。フィルタ回路２１は、インバータ回路１１から出力される交流電力に含まれる高周波成分を除去する機能を有している。フィルタ回路２１により高周波成分が除去された交流電力は、商用電力系統３に与えられる。

このように、昇圧回路１０及びインバータ回路１１は、太陽光発電パネル２が出力する直流電力を交流電力に変換し、変換した交流電力を、フィルタ回路２１を介して商用電力系統３へ出力する。

また、フィルタ回路２１には、インバータ回路１１による出力の電流値であるインバータ電流検出値Ｉｉｎｖ（ＡＣリアクトル２２に流れる電流）を検出するための第２電流センサ２４が接続されている。さらに、フィルタ回路２１と、商用電力系統３との間には、商用電力系統３側の電圧値（系統電圧検出値Ｖａ）を検出するための第２電圧センサ２５が接続されている。

第２電流センサ２４及び第２電圧センサ２５は、検出した系統電圧検出値Ｖａ（交流系統の電圧値）及びインバータ電流検出値Ｉｉｎｖを制御部１２に出力する。なお、第２電流センサ２４は、図のように、コンデンサ２３の前段でもよいが、コンデンサ２３の後段に設けてもよい。
制御部１２は、これら系統電圧検出値Ｖａ及びインバータ電流検出値Ｉｉｎｖと、上述の直流入力電圧検出値Ｖｇ、昇圧回路電流検出値Ｉｉｎに基づいて、昇圧回路１０及びインバータ回路１１を制御する。

〔１．２ 制御部について〕
図３は、制御部１２のブロック図である。制御部１２は、図３に示すように、制御処理部３０と、昇圧回路制御部３２と、インバータ回路制御部３３と、平均化処理部３４とを機能的に有している。
制御部１２の各機能は、その一部又は全部がハードウェア回路によって構成されてもよいし、その一部又は全部が、ソフトウェア（コンピュータプログラム）をコンピュータによって実行させることで実現されていてもよい。制御部１２の機能を実現するソフトウェア（コンピュータプログラム）は、コンピュータの記憶装置（図示省略）に格納される。

昇圧回路制御部３２は、制御処理部３０から与えられる指令値及び検出値に基づいて、昇圧回路１０のスイッチング素子Ｑｂを制御し、前記指令値に応じた電流の電力を昇圧回路１０に出力させる。
また、インバータ回路制御部３３は、制御処理部３０から与えられる指令値及び検出値に基づいて、インバータ回路１１のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を制御し、前記指令値に応じた電流の電力をインバータ回路１１に出力させる。

制御処理部３０には、直流入力電圧検出値Ｖｇ、昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ、系統電圧検出値Ｖａ及びインバータ電流検出値Ｉｉｎｖが与えられる。
制御処理部３０は、直流入力電圧検出値Ｖｇ及び昇圧回路電流検出値Ｉｉｎから入力電力Ｐｉｎ及びその平均値〈Ｐｉｎ〉を演算する。
制御処理部３０は、入力電力平均値〈Ｐｉｎ〉に基づいて、直流入力電流指令値Ｉｇ＊（後に説明する）を設定して太陽光発電パネル２に対するＭＰＰＴ制御を行うとともに、昇圧回路１０及びインバータ回路１１それぞれをフィードバック制御する機能を有している。

直流入力電圧検出値Ｖｇ及び昇圧回路電流検出値Ｉｉｎは、平均化処理部３４、及び制御処理部３０に与えられる。
平均化処理部３４は、第１電圧センサ１７及び第１電流センサ１８から与えられる直流入力電圧検出値Ｖｇ及び昇圧回路電流検出値Ｉｉｎを、予め設定された所定の時間間隔ごとにサンプリングし、それぞれの平均値を求め、平均化された直流入力電圧検出値Ｖｇ及び昇圧回路電流検出値Ｉｉｎを制御処理部３０に与える機能を有している。

図４は、直流入力電圧検出値Ｖｇ、及び昇圧回路電流検出値Ｉｉｎの経時変化をシミュレーションにより求めた結果の一例を示すグラフである。
また、直流入力電流検出値Ｉｇは、コンデンサ２６よりも入力側で検出される電流値である。
図４に示すように、直流入力電圧検出値Ｖｇ、昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ、及び直流入力電流検出値Ｉｇは、系統電圧の１／２の周期で変動していることが判る。

図４に示すように、直流入力電圧検出値Ｖｇ、及び直流入力電流検出値Ｉｇが周期的に変動する理由は、次の通りである。すなわち、昇圧回路電流検出値Ｉｉｎは、昇圧回路１０、及びインバータ回路１１の動作に応じて、交流周期の１／２周期でほぼ０Ａからピーク値まで大きく変動する。そのため、コンデンサ２６で変動成分を完全に取り除くことができず、直流入力電流検出値Ｉｇは、交流周期の１／２周期で変動する成分を含む脈流となる。一方、太陽光発電パネルは出力電流によって出力電圧が変化する。
このため、直流入力電圧検出値Ｖｇに生じる周期的な変動は、変換装置１が出力する交流電力の１／２周期となっている。
平均化処理部３４は、上述の周期的変動による影響を抑制するために、直流入力電圧検出値Ｖｇ及び昇圧回路電流検出値Ｉｉｎを平均化する。

図５は、平均化処理部３４が行う、直流入力電圧検出値Ｖｇを平均化する際の態様を示す図である。
平均化処理部３４は、あるタイミングｔ１から、タイミングｔ２までの間の期間Ｌにおいて、予め設定された所定の時間間隔Δｔごとに、与えられる直流入力電圧検出値Ｖｇについて複数回サンプリング（図中、黒点のタイミング）を行い、得られた複数の直流入力電圧検出値Ｖｇの平均値を求める。

ここで、平均化処理部３４は、期間Ｌを商用電力系統３の周期長さの１／２の長さに設定する。また、平均化処理部３４は、時間間隔Δｔを、商用電力系統３の１／２周期の長さよりも十分短い期間に設定する。
これにより、平均化処理部３４は、商用電力系統３の周期と同期して周期的に変動する、直流入力電圧検出値Ｖｇの平均値を、できるだけサンプリングの期間を短くしつつ、精度よく求めることができる。
なお、サンプリングの時間間隔Δｔは、例えば、商用電力系統３の周期の１／１００〜１／１０００、或いは、２０マイクロ秒〜２００マイクロ秒等に設定することができる。

なお、平均化処理部３４は、期間Ｌを予め記憶しておくこともできるし、第２電圧センサ２５から系統電圧検出値Ｖａを取得して商用電力系統３の周期に基づいて期間Ｌを設定することもできる。
また、ここでは、期間Ｌを商用電力系統３の周期長さの１／２の長さに設定したが、期間Ｌは、少なくとも、商用電力系統３の１／２周期に設定すれば、直流入力電圧検出値Ｖｇの平均値を精度よく求めることができる。直流入力電圧検出値Ｖｇは、上述のように、昇圧回路１０、およびインバータ回路１１の動作によって、商用電力系統３の周期長さの１／２の長さで周期的に変動するからである。
よって、期間Ｌをより長く設定する必要がある場合、商用電力系統３の１／２周期の３倍や４倍といったように、期間Ｌを商用電力系統３の１／２周期の整数倍に設定すればよい。これによって、周期単位で電圧変動を把握できる。

上述したように、昇圧回路電流検出値Ｉｉｎも、直流入力電圧検出値Ｖｇと同様、商用電力系統３の１／２周期で周期的に変動する。
よって、平均化処理部３４は、図５に示した直流入力電圧検出値Ｖｇと同様の方法によって、昇圧回路電流検出値Ｉｉｎの平均値も求める。
制御処理部３０は、直流入力電圧検出値Ｖｇの平均値及び昇圧回路電流検出値Ｉｉｎの平均値をそれぞれ、期間Ｌごとに逐次求める。
平均化処理部３４は、求めた直流入力電圧検出値Ｖｇの平均値及び昇圧回路電流検出値Ｉｉｎの平均値を制御処理部３０に与える。

本例では、上述のように、平均化処理部３４が、直流入力電圧検出値Ｖｇの平均値（直流入力電圧平均値〈Ｖｇ〉）及び昇圧回路電流検出値Ｉｉｎの平均値（昇圧回路電流平均値〈Ｉｉｎ〉）を求め、制御処理部３０は、これら値を用いて、太陽光発電パネル２に対するＭＰＰＴ制御を行いつつ、昇圧回路１０及びインバータ回路１１を制御するので、太陽光発電パネル２による直流電流が変動し不安定な場合にも、制御部１２は、太陽光発電パネル２からの出力を、変換装置１の動作による変動成分を取り除いた直流入力電圧平均値〈Ｖｇ〉及び昇圧回路電流平均値〈Ｉｉｎ〉として精度よく得ることができる。この結果、ＭＰＰＴ制御を好適に行うことができ、太陽光発電パネル２の発電効率が低下するのを効果的に抑制することができる。

また、上述したように、変換装置１の動作によって、太陽光発電パネル２が出力する直流電力の電圧（直流入力電圧検出値Ｖｇ）や電流（昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ）に変動が生じる場合、その変動周期は、インバータ回路１１が出力する交流電力の１／２周期（商用電力系統３の１／２周期）とほぼ一致する。
この点、本例では、商用電力系統３の周期長さの１／２の長さに設定された期間Ｌの間に、直流入力電圧検出値Ｖｇ及び昇圧回路電流検出値Ｉｉｎのそれぞれについて、交流系統の１／２周期よりも短い時間間隔Δｔで複数回サンプリングし、その結果から直流入力電圧平均値〈Ｖｇ〉及び昇圧回路電流平均値〈Ｉｉｎ〉を求めたので、直流電流の電圧及び電流が周期的に変動したとしても、できるだけサンプリングの期間を短くしつつ、直流入力電圧平均値〈Ｖｇ〉及び昇圧回路電流平均値〈Ｉｉｎ〉を精度よく求めることができる。

制御処理部３０は、上述の入力電力平均値〈Ｐｉｎ〉に基づいて、直流入力電流指令値Ｉｇ＊を設定し、この設定した直流入力電流指令値Ｉｇ＊や、上記値に基づいて、昇圧回路１０及びインバータ回路１１それぞれに対する指令値を求める。
制御処理部３０は、求めた指令値を昇圧回路制御部３２及びインバータ回路制御部３３に与え、昇圧回路１０及びインバータ回路１１それぞれをフィードバック制御する機能を有している。

図６は、制御処理部３０による昇圧回路１０、及びインバータ回路１１のフィードバック制御を説明するための制御ブロック図である。
制御処理部３０は、インバータ回路１１の制御を行うための機能部として、第１演算部４１、第１加算器４２、補償器４３、及び第２加算器４４を有している。
また、制御処理部３０は、昇圧回路１０の制御を行うための機能部として、第２演算部５１、第３加算器５２、補償器５３、及び第４加算器５４を有している。

図７は、昇圧回路１０及びインバータ回路１１の制御処理を示すフローチャートである。図６に示す各機能部は、図７に示すフローチャートに示す処理を実行することで、昇圧回路１０及びインバータ回路１１を制御する。
以下、図７に従って、昇圧回路１０及びインバータ回路１１の制御処理を説明する。

まず、制御処理部３０は、現状の入力電力平均値〈Ｐｉｎ〉を求め（ステップＳ９）、前回演算時の入力電力平均値〈Ｐｉｎ〉と比較して、直流入力電流指令値Ｉｇ＊を設定する（ステップＳ１）。なお、入力電力平均値〈Ｐｉｎ〉は、下記式（１）に基づいて求められる。
入力電力平均値〈Ｐｉｎ〉＝〈Ｉｉｎ×Ｖｇ〉 ・・・（１）

なお、式（１）中、Ｉｉｎは昇圧回路電流検出値、Ｖｇは直流入力電圧検出値（直流入力電圧値）であり、平均化処理部３４によって平均化された値である直流入力電圧平均値〈Ｖｇ〉及び昇圧回路電流平均値〈Ｉｉｎ〉が用いられる。
また、式（１）以外の以下に示す制御に関する各式においては、昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ、及び直流入力電圧検出値Ｖｇは、平均化されていない瞬時値が用いられる。
また、「〈 〉」は、括弧内の値の平均値を示している。以下同じである。

制御処理部３０は、設定した直流入力電流指令値Ｉｇ＊を、第１演算部４１に与える。
第１演算部４１には、直流入力電流指令値Ｉｇ＊の他、直流入力電圧検出値Ｖｇ、系統電圧検出値Ｖａも与えられる。
第１演算部４１は、下記式（２）に基づいて、変換装置１としての出力電流指令値の平均値〈Ｉａ＊〉を演算する。
出力電流指令値の平均値〈Ｉａ＊〉＝〈Ｉｇ＊×Ｖｇ〉／〈Ｖａ〉 ・・・（２）

さらに、第１演算部４１は、下記式（３）に基づいて、出力電流指令値Ｉａ＊（出力電流目標値）を求める（ステップＳ２）。
ここで、第１演算部４１は、出力電流指令値Ｉａ＊を系統電圧検出値Ｖａと同位相の正弦波として求める。
出力電流指令値Ｉａ＊＝（√２）×〈Ｉａ＊〉×ｓｉｎωｔ ・・・（３）

以上のように、第１演算部４１は、入力電力平均値〈Ｐｉｎ〉（直流電力の入力電力値）及び系統電圧検出値Ｖａに基づいて出力電流指令値Ｉａ＊を求める。
次いで、第１演算部４１は、下記式（４）に示すように、インバータ回路１１を制御するための電流目標値であるインバータ電流指令値Ｉｉｎｖ＊（インバータ回路の電流目標値）を演算する（ステップＳ３）。
インバータ電流指令値Ｉｉｎｖ＊＝Ｉａ＊＋ｓ ＣａＶａ ・・・（４）

ただし、式（４）中、Ｃａは、コンデンサ２３の静電容量、ｓはラプラス演算子である。
式（４）中、右辺第２項は、フィルタ回路２１のコンデンサ２３に流れる電流を考慮して加算した値である。
なお、出力電流指令値Ｉａ＊は、上記式（３）に示すように、系統電圧検出値Ｖａと同位相の正弦波として求められる。つまり、制御処理部３０は、変換装置１が出力する交流電力の電流Ｉａ（出力電流）が系統電圧（系統電圧検出値Ｖａ）と同位相となるようにインバータ回路１１を制御する。

第１演算部４１は、インバータ電流指令値Ｉｉｎｖ＊を求めると、このインバータ電流指令値Ｉｉｎｖ＊を第１加算器４２に与える。
インバータ回路１１は、このインバータ電流指令値Ｉｉｎｖ＊によって、フィードバック制御される。

第１加算器４２には、インバータ電流指令値Ｉｉｎｖ＊の他、現状のインバータ電流検出値Ｉｉｎｖが与えられる。
第１加算器４２は、インバータ電流指令値Ｉｉｎｖ＊と、現状のインバータ電流検出値Ｉｉｎｖとの差分を演算し、その演算結果を補償器４３に与える。

補償器４３は、上記差分が与えられると、比例係数等に基づいて、この差分を収束させインバータ電流検出値Ｉｉｎｖをインバータ電流指令値Ｉｉｎｖ＊とし得るインバータ電圧参照値Ｖｉｎｖ＃を求める。補償器４３は、このインバータ電圧参照値Ｖｉｎｖ＃をインバータ回路制御部３３に与えることで、インバータ回路１１に、インバータ電圧参照値Ｖｉｎｖ＃に従った電圧Ｖｉｎｖで電力を出力させる。
インバータ回路１１が出力した電力は、第２加算器４４によって系統電圧検出値Ｖａで減算された上でＡＣリアクトル２２に与えられ、新たなインバータ電流検出値Ｉｉｎｖとしてフィードバックされる。そして、第１加算器４２によってインバータ電流指令値Ｉｉｎｖ＊とインバータ電流検出値Ｉｉｎｖとの間の差分が再度演算され、上記同様、この差分に基づいてインバータ回路１１が制御される。

以上のようにして、インバータ回路１１は、インバータ電流指令値Ｉｉｎｖ＊と、インバータ電流検出値Ｉｉｎｖとによって、フィードバック制御される（ステップＳ４）。

一方、第２演算部５１には、直流入力電圧検出値Ｖｇ、系統電圧検出値Ｖａの他、第１演算部４１が演算したインバータ電流指令値Ｉｉｎｖ＊が与えられる。
第２演算部５１は、下記式（５）に基づいて、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊（インバータ回路の電圧目標値）を演算する（ステップＳ５）。
インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊＝Ｖａ＋ｓ ＬａＩｉｎｖ＊ ・・・（５）

ただし、式（５）中、Ｌａは、ＡＣリアクトルのインダクタンス、ｓはラプラス演算子である。
式（５）中、右辺第２項は、ＡＣリアクトル２２の両端に発生する電圧を考慮して加算した値である。
このように、本例では、インバータ回路１１が出力する交流電力の電流位相が系統電圧検出値Ｖａと同位相となるようにインバータ回路１１を制御するための電流目標値であるインバータ電流指令値Ｉｉｎｖ＊に基づいてインバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊（電圧目標値）を設定する。

インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊を求めると、下記式（６）に示すように、第２演算部５１は、直流入力電圧検出値Ｖｇと、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊の絶対値とを比較して、大きい方を昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊に決定する（ステップＳ６）。
昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊＝Ｍａｘ（Ｖｇ，Ｖｉｎｖ＊の絶対値） ・・・（６）

さらに、第２演算部５１は、下記式（７）に基づいて、昇圧回路電流指令値Ｉｉｎ＊を演算する（ステップＳ７）。
昇圧回路電流指令値Ｉｉｎ＊＝
｛（Ｉｉｎｖ＊×Ｖｉｎｖ＊）＋（ｓ Ｃ Ｖｏ＊）×Ｖｏ＊｝／Ｖｇ ・・・（７）

ただし、式（７）中、Ｃは、コンデンサ１９の静電容量、ｓはラプラス演算子である。
式（７）中、インバータ電流指令値Ｉｉｎｖ＊と、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊との積に加算されている項は、コンデンサ１９を通過する無効電力を考慮した値である。
なお、コンデンサ１９の静電容量Ｃが十分小さい場合、下記式（８）が成立する。
昇圧回路電流指令値Ｉｉｎ＊＝（Ｉｉｎｖ＊×Ｖｉｎｖ＊）／Ｖｇ・・・（８）

第２演算部５１は、昇圧回路電流指令値Ｉｉｎ＊を求めると、この昇圧回路電流指令値Ｉｉｎ＊を第３加算器５２に与える。
昇圧回路１０は、この昇圧回路電流指令値Ｉｉｎ＊によって、フィードバック制御される。
第３加算器５２には、昇圧回路電流指令値Ｉｉｎ＊の他、現状の昇圧回路電流検出値Ｉｉｎが与えられる。
第３加算器５２は、昇圧回路電流指令値Ｉｉｎ＊と、現状の昇圧回路電流検出値Ｉｉｎとの差分を演算し、その演算結果を補償器５３に与える。

補償器５３は、上記差分が与えられると、比例係数等に基づいて、この差分を収束させ昇圧回路電流検出値Ｉｉｎを昇圧回路電流指令値Ｉｉｎ＊とし得る昇圧回路電圧参照値Ｖｂｃ＃を求める。補償器５３は、この昇圧回路電圧参照値Ｖｂｃ＃を昇圧回路制御部３２に与えることで、昇圧回路１０に、昇圧回路電圧参照値Ｖｂｃ＃に従った電圧Ｖｏで電力を出力させる。
昇圧回路１０が出力した電力は、第４加算器５４によって直流入力電圧検出値Ｖｇで減算された上でＤＣリアクトル１５に与えられ、新たな昇圧回路電流検出値Ｉｉｎとしてフィードバックされる。そして、第３加算器５２によって昇圧回路電流指令値Ｉｉｎ＊と昇圧回路電流検出値Ｉｉｎとの間の差分が再度演算され、上記同様、この差分に基づいて昇圧回路１０が制御される。

以上のようにして、昇圧回路１０は、昇圧回路電流指令値Ｉｉｎ＊と、昇圧回路電流検出値Ｉｉｎとによって、フィードバック制御される（ステップＳ８）。
上記ステップＳ８の後、制御処理部３０は、上記式（１）に基づいて、現状の入力電力平均値〈Ｐｉｎ〉を求める（ステップＳ９）。

制御処理部３０は、前回演算時の入力電力平均値〈Ｐｉｎ〉と比較して、入力電力平均値〈Ｐｉｎ〉が最大値となるように（最大電力点に追従するように）、直流入力電流指令値Ｉｇ＊を設定する。

以上によって、制御処理部３０は、太陽光発電パネル２に対するＭＰＰＴ制御を行いつつ、昇圧回路１０及びインバータ回路１１を制御する。

制御処理部３０は、上述したように、インバータ回路１１及び昇圧回路１０を電流指令値によってフィードバック制御する。
図８（ａ）は、制御処理部３０が上記フィードバック制御において求めた昇圧回路電流指令値Ｉｉｎ＊、及びこれに従って制御した場合の昇圧回路電流検出値Ｉｉｎをシミュレーションにより求めた結果の一例を示すグラフであり、（ｂ）は、制御処理部３０が上記フィードバック制御において求めた昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊、及びこれに従って制御した場合の昇圧回路電圧検出値Ｖｏをシミュレーションにより求めた結果の一例を示すグラフである。

図８（ａ）に示すように、昇圧回路電流検出値Ｉｉｎは、制御処理部３０によって、昇圧回路電流指令値Ｉｉｎ＊に沿って制御されていることが判る。
また、図８（ｂ）に示すように、昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊は、上記式（６）によって求められるため、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊の絶対値が、概ね直流入力電圧検出値Ｖｇ以上となる期間では、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊の絶対値に倣い、それ以外の期間では直流入力電圧検出値Ｖｇに倣うように変化している。
昇圧回路電圧検出値Ｖｏは、制御処理部３０によって、昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊に沿って制御されていることが判る。

図９は、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊の一例を示す図である。図中、縦軸は電圧、横軸は時間を示している。破線は、商用電力系統３の電圧波形を示しており、実線は、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊の波形を示している。
変換装置１は、図７のフローチャートに従った制御によって、図９に示すインバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊を電圧目標値として電力を出力する。
よって、変換装置１は、図９に示すインバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊の波形に従った電圧の電力を出力する。

図に示すように、両波は、電圧値及び周波数は互いにほぼ同じであるが、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊の位相の方が、商用電力系統３の電圧位相に対して数度進相している。

本例の制御処理部３０は、上述のように、昇圧回路１０及びインバータ回路１１のフィードバック制御を実行する中で、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊の位相を、商用電力系統３の電圧位相に対して約３度進相させている。
インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊の位相を商用電力系統３の電圧位相に対して進相させる角度は、数度であればよく、後述するように、商用電力系統３の電圧波形との間で差分を求めたときに得られる電圧波形が、商用電力系統３の電圧波形に対してほぼ９０度進んだ位相となる範囲で設定される。例えば、０度より大きくかつ１０度より小さい値の範囲で設定される。

上記進相させる角度は、上記式（５）に示すように、系統電圧検出値Ｖａ、ＡＣリアクトル２２のインダクタンスＬａ、及びインバータ電流指令値Ｉｉｎｖ＊によって定まる。この内、系統電圧検出値Ｖａ、ＡＣリアクトル２２のインダクタンスＬａは、制御対象外の固定値なので、進相させる角度は、インバータ電流指令値Ｉｉｎｖ＊によって定まる。
インバータ電流指令値Ｉｉｎｖ＊は、上記式（４）に示すように、出力電流指令値Ｉａ＊によって定まる。この出力電流指令値Ｉａ＊が大きくなるほど、インバータ電流指令値Ｉｉｎｖ＊における進相した成分が増加し、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊の進み角（進相させる角度）が大きくなる。

出力電流指令値Ｉａ＊は、上記式（２）から求められるため、上記進相させる角度は、直流入力電流指令値Ｉｇ＊によって調整される。
本例の制御処理部３０は、上述のように、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊の位相が、商用電力系統３の電圧位相に対して約３度進相するように、直流入力電流指令値Ｉｇ＊を設定している。

〔１．３ 昇圧回路及びインバータ回路の制御について〕
昇圧回路制御部３２は、昇圧回路１０のスイッチング素子Ｑｂを制御する。また、インバータ回路制御部３３は、インバータ回路１１のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を制御する。

昇圧回路制御部３２及びインバータ回路制御部３３は、それぞれ昇圧回路用搬送波及びインバータ回路用搬送波を生成し、これら搬送波を制御処理部３０から与えられる指令値である昇圧回路電圧参照値Ｖｂｃ＃、及びインバータ電圧参照値Ｖｉｎｖ＃で変調し、各スイッチング素子を駆動するための駆動波形を生成する。

昇圧回路制御部３２及びインバータ回路制御部３３は、上記駆動波形に基づいて各スイッチング素子を制御することで、昇圧回路電流指令値Ｉｉｎ＊、及びインバータ電流指令値Ｉｉｎｖ＊に近似した電流波形の交流電力を昇圧回路１０及びインバータ回路１１に出力させる。

図１０（ａ）は、昇圧回路用搬送波と、昇圧回路電圧参照値Ｖｂｃ＃の波形とを比較したグラフである。図中、縦軸は電圧、横軸は時間を示している。なお、図１０（ａ）では、理解容易とするために、昇圧回路用搬送波の波長を実際よりも長くして示している。
昇圧回路制御部３２が生成する昇圧回路用搬送波は、極小値が「０」である三角波であり、振幅Ａ１が制御処理部３０から与えられる昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊とされている。
また、昇圧回路用搬送波の周波数は、制御処理部３０による制御命令によって、所定のディーティ比となるように、昇圧回路制御部３２によって設定される。

なお、昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊は、上述したように、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊の絶対値が、概ね直流入力電圧検出値Ｖｇ以上となる期間Ｗ１では、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊の絶対値に倣い、それ以外の期間では直流入力電圧検出値Ｖｇに倣うように変化している。よって、昇圧回路用搬送波の振幅Ａ１も昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊に応じて変化している。

なお、本例では、直流入力電圧検出値Ｖｇが、２５０ボルトであり、商用電力系統３の電圧振幅が２８８ボルトであるとする。

昇圧回路電圧参照値Ｖｂｃ＃の波形（以下、昇圧回路用参照波Ｖｂｃ＃ともいう）は、制御処理部３０が昇圧回路電流指令値Ｉｉｎ＊に基づいて求める値であり、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊の絶対値が直流入力電圧検出値Ｖｇよりも大きな期間Ｗ１において、正の値となっている。昇圧回路用参照波Ｖｂｃ＃は、期間Ｗでは、昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊が成す波形状と近似するような波形となっており、昇圧回路用搬送波に対して交差している。

昇圧回路制御部３２は、昇圧回路用搬送波と昇圧回路用参照波Ｖｂｃ＃とを比較し、ＤＣリアクトル１５の両端電圧の目標値である昇圧回路用参照波Ｖｂｃ＃が昇圧回路用搬送波以上となる部分でオン、搬送波以下となる部分でオフとなるように、スイッチング素子Ｑｂを駆動するための駆動波形を生成する。

図１０（ｂ）は、昇圧回路制御部３２が生成したスイッチング素子Ｑｂを駆動するための駆動波形である。図中、縦軸は電圧、横軸は時間である。横軸は、図１０（ａ）の横軸と一致するように示している。
この駆動波形は、スイッチング素子Ｑｂのスイッチング動作を示しており、スイッチング素子Ｑｂに与えることで、当該駆動波形に従ったスイッチング動作を実行させることができる。駆動波形は、電圧が０ボルトでスイッチング素子のスイッチをオフ、電圧がプラス電圧でスイッチング素子のスイッチをオンとする制御命令を構成している。

昇圧回路制御部３２は、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊の絶対値が直流入力電圧検出値Ｖｇ以上となる期間Ｗ１でスイッチング動作が行われるように駆動波形を生成する。よって、直流入力電圧検出値Ｖｇ以下の範囲では、スイッチング動作を停止させるようにスイッチング素子Ｑｂを制御する。
また、各パルス幅は、三角波である昇圧回路用搬送波の切片によって定まる。よって、電圧が高い部分ほどパルス幅が大きくなっている。

以上のように、昇圧回路制御部３２は、昇圧回路用搬送波を昇圧回路用参照波Ｖｂｃ＃で変調し、スイッチングのためのパルス幅を表した駆動波形を生成する。昇圧回路制御部３２は、生成した駆動波形に基づいて昇圧回路１０のスイッチング素子ＱｂをＰＷＭ制御する。

ダイオード１６に並列にダイオードの順方向に導通するスイッチング素子Ｑｂｕ（図示せず。）を設置する場合、スイッチング素子Ｑｂｕは、スイッチング素子Ｑｂの駆動波形と反転した駆動波形を用いる。ただし、スイッチング素子Ｑｂとスイッチング素子Ｑｂｕが同時に導通することを防ぐため、スイッチング素子Ｑｂｕの駆動パルスがオフからオンに移行するときに１マイクロ秒程度のデッドタイムを設ける。

図１１（ａ）は、インバータ回路用搬送波と、インバータ電圧参照値Ｖｉｎｖ＃の波形とを比較したグラフである。図中、縦軸は電圧、横軸は時間を示している。なお、図１１（ａ）においても、理解容易とするために、インバータ回路用搬送波の波長を実際よりも長くして示している。

インバータ回路制御部３３が生成するインバータ回路用搬送波は、振幅中央が０ボルトの三角波であり、その片側振幅が、昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊（コンデンサ２３の電圧目標値）に設定されている。よって、インバータ回路用搬送波の振幅Ａ２は、直流入力電圧検出値Ｖｇの２倍（５００ボルト）の期間と、商用電力系統３の電圧の２倍（最大５７６ボルト）の期間とを有している。
また、周波数は、制御処理部３０による制御命令等によって、所定のデューティ比となるように、インバータ回路制御部３３によって設定される。

なお、昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊は、上述したように、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊の絶対値が、概ね直流入力電圧検出値Ｖｇ以上となる期間Ｗ１では、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊の絶対値に倣い、それ以外の期間である期間Ｗ２では直流入力電圧検出値Ｖｇに倣うように変化している。よって、インバータ回路用搬送波の振幅Ａ２も昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊に応じて変化している。

インバータ電圧参照値Ｖｉｎｖ＃の波形（以下、インバータ回路用参照波Ｖｉｎｖ＃ともいう）は、制御処理部３０がインバータ電流指令値Ｉｉｎｖ＊に基づいて求める値であり、概ね商用電力系統３の電圧振幅（２８８ボルト）と同じに設定されている。よって、インバータ回路用参照波Ｖｉｎｖ＃は、電圧値が−Ｖｇ〜＋Ｖｇの範囲の部分で、昇圧回路用搬送波に対して交差している。

インバータ回路制御部３３は、インバータ回路用搬送波とインバータ回路用参照波Ｖｉｎｖ＃とを比較し、電圧目標値であるインバータ回路用参照波Ｖｉｎｖ＃がインバータ回路用搬送波以上となる部分でオン、搬送波以下となる部分でオフとなるように、スイッチング素子Ｑ１〜４を駆動するための駆動波形を生成する。

図１１（ｂ）は、インバータ回路制御部３３が生成したスイッチング素子Ｑ１を駆動するための駆動波形である。図中、縦軸は電圧、横軸は時間である。横軸は、図１１（ａ）の横軸と一致するように示している。
インバータ回路制御部３３は、インバータ回路用参照波Ｖｉｎｖ＃の電圧が−Ｖｇ〜＋Ｖｇの範囲Ｗ２でスイッチング動作が行われるように駆動波形を生成する。よって、それ以外の範囲では、スイッチング動作を停止させるようにスイッチング素子Ｑ１を制御する。

図１１（ｃ）は、インバータ回路制御部３３が生成したスイッチング素子Ｑ３を駆動するための駆動波形である。図中、縦軸は電圧、横軸は時間である。
インバータ回路制御部３３は、スイッチング素子Ｑ３については、図中破線で示しているインバータ回路用参照波Ｖｉｎｖ＃の反転波と、搬送波とを比較して駆動波形を生成する。
この場合も、インバータ回路制御部３３は、インバータ回路用参照波Ｖｉｎｖ＃（の反転波）の電圧が、−Ｖｇ〜＋Ｖｇの範囲Ｗ２でスイッチング動作が行われるように駆動波形を生成する。よって、それ以外の範囲では、スイッチング動作を停止させるようにスイッチング素子Ｑ３を制御する。

なお、インバータ回路制御部３３は、スイッチング素子Ｑ２の駆動波形については、スイッチング素子Ｑ１の駆動波形を反転させたものを生成し、スイッチング素子Ｑ４の駆動波形については、スイッチング素子Ｑ３の駆動波形を反転させたものを生成する。

以上のように、インバータ回路制御部３３は、インバータ回路用搬送波をインバータ回路用参照波Ｖｉｎｖ＃で変調し、スイッチングのためのパルス幅を表した駆動波形を生成する。インバータ回路制御部３３は、生成した駆動波形に基づいてインバータ回路１１のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をＰＷＭ制御する。

本例の昇圧回路制御部３２は、ＤＣリアクトル１５に流れる電流が昇圧回路電流指令値Ｉｉｎ＊に一致するように電力を出力させる。この結果、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊の絶対値が、概ね直流入力電圧検出値Ｖｇ以上となる期間Ｗ１（図１０）で昇圧回路１０にスイッチング動作を行わせる。昇圧回路１０は、期間Ｗ１で直流入力電圧検出値Ｖｇ以上の電圧をインバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊の絶対値に近似するように電力を出力する。一方、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊の絶対値が概ね直流入力電圧検出値Ｖｇ以下の期間では、昇圧回路制御部３２は、昇圧回路１０のスイッチング動作を停止させる。よって、直流入力電圧検出値Ｖｇ以下の期間では、昇圧回路１０は、太陽光発電パネル２が出力する直流電力を昇圧することなくインバータ回路１１に出力する。

また、本例のインバータ回路制御部３３は、ＡＣリアクトル２２に流れる電流が、インバータ電流指令値Ｉｉｎｖ＊に一致するように電力を出力させる。この結果、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊が概ね−Ｖｇ〜＋Ｖｇの期間Ｗ２（図１１）でインバータ回路１１にスイッチング動作を行わせる。つまり、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊の絶対値が直流入力電圧検出値Ｖｇ以下の期間でインバータ回路１１にスイッチング動作を行わせる。
よって、インバータ回路１１は、昇圧回路１０がスイッチング動作を停止している間、スイッチング動作を行い、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊に近似する交流電力を出力する。
なお、インバータ回路用参照波Ｖｉｎｖ＃と、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊とは近似するので、図１１（ａ）においては重複している。

一方、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊の電圧が概ね−Ｖｇ〜＋Ｖｇの期間Ｗ２以外の期間では、インバータ回路制御部３３は、インバータ回路１１のスイッチング動作を停止させる。この間、インバータ回路１１には、昇圧回路１０により昇圧された電力が与えられる。よって、スイッチング動作を停止しているインバータ回路１１は、昇圧回路１０から与えられる電力を降圧することなく出力する。

つまり、本例の変換装置１は、昇圧回路１０とインバータ回路１１とを交互に切り替わるようにスイッチング動作させ、それぞれが出力する電力を重ね合わせることで、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊に近似した電圧波形の交流電力を出力する。

このように、本例では、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊の絶対値が、直流入力電圧検出値Ｖｇよりも高い部分の電圧を出力する際には昇圧回路１０を動作させ、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊の絶対値が、直流入力電圧検出値Ｖｇよりも低い部分の電圧を出力する際にはインバータ回路１１を動作させるように制御される。よって、インバータ回路１１が、昇圧回路１０によって昇圧された電力を降圧することがないので、電圧を降圧する際の電位差を低く抑えることができるため、昇圧回路のスイッチングによる損失を低減し、より高効率で交流電力を出力することができる。
さらに、昇圧回路１０及びインバータ回路１１は、共に制御部１２が設定したインバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊（電圧目標値）に基づいて動作するため、交互に切り替わるように出力される昇圧回路の電力と、インバータ回路の電力との間で、ずれや歪が生じるのを抑制することができる。

図１２は、参照波、及びスイッチング素子の駆動波形の一例とともに、変換装置１が出力する交流電力の電流波形の一例を示した図である。
図１２において、最上段から順に、インバータ回路の参照波Ｖｉｎｖ＃及び搬送波、スイッチング素子Ｑ１の駆動波形、昇圧回路の参照波Ｖｂｃ＃及び搬送波、スイッチング素子Ｑｂの駆動波形、及び変換装置１が出力する交流電力の電流波形の指令値及び実測値を示すグラフを表している。これら各グラフの横軸は、時間を示しており、互いに一致するように示している。

図に示すように、出力電流の実測値Ｉａは指令値Ｉａ＊と一致するように制御されていることが判る。
また、昇圧回路１０のスイッチング素子Ｑｂのスイッチング動作の期間と、インバータ回路１１のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチング動作の期間とは、概ね互いに交互に切り替わるように制御されていることが判る。

また、本例では、図８（ａ）に示すように、上記式（７）に基づいて求められる昇圧回路はＤＣリアクトル１５を流れる電流が電流指令値Ｉｉｎ＊に一致するように制御される。この結果、昇圧回路とインバータ回路の電圧が、図８（ｂ）に示す波形となり、昇圧回路１０、およびインバータ回路１１の高周波スイッチング動作にそれぞれ停止期間があり、概ね交互にスイッチング動作を行う運転が可能になる。

〔１．４ 出力される交流電力の電流位相について〕
本例の昇圧回路１０及びインバータ回路１１は、制御部１２による制御によって、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊に近似した電圧波形の交流電力を、その後段に接続されたフィルタ回路２１に出力する。変換装置１は、フィルタ回路２１を介して商用電力系統３に交流電力を出力する。

ここで、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊は、上述したように、制御処理部３０によって商用電力系統３の電圧位相に対して数度進相した電圧位相として生成される。
従って、昇圧回路１０及びインバータ回路１１が出力する交流電圧も、商用電力系統３の電圧位相に対して数度進相した電圧位相とされる。

すると、フィルタ回路２１のＡＣリアクトル２２（図２）の両端には、一方が昇圧回路１０及びインバータ回路１１の交流電圧、他方が商用電力系統３と、互いに数度電圧位相がずれた電圧がかかることなる。

図１３（ａ）は、インバータ回路１１から出力された交流電圧、商用電力系統３、及びＡＣリアクトル２２の両端電圧、それぞれの電圧波形を示したグラフである。図中、縦軸は電圧、横軸は時間を示している。
図に示すように、ＡＣリアクトル２２の両端が互いに数度電圧位相がずれた電圧がかかると、ＡＣリアクトル２２の両端電圧は、ＡＣリアクトル２２の両端にかかる互いに数度電圧位相がずれた電圧同士の差分となる。

よって、図に示すように、ＡＣリアクトル２２の両端電圧の位相は、商用電力系統３の電圧位相に対してほぼ９０度進んだ位相となる。

図１３（ｂ）は、ＡＣリアクトル２２に流れる電流波形を示したグラフである。図中、縦軸は電流、横軸は時間を示している。横軸は、図１３（ａ）の横軸と一致するように示している。
ＡＣリアクトル２２の電流位相は、その電圧位相に対して９０度遅延する。よって、図に示すように、ＡＣリアクトル２２を通して出力される交流電力の電流位相は、商用電力系統３の電流位相に対してほぼ同期することとなる。

従って、インバータ回路１１が出力する電圧位相は、商用電力系統３に対して数度進相しているが、電流位相は、商用電力系統３の電流位相に対してほぼ一致する。
よって、図１２の最下段に示すグラフのように、変換装置１が出力する電流波形は、商用電力系統３の電圧位相とほぼ一致したものとなる。

この結果、商用電力系統３の電圧とほぼ同位相の交流電流を出力することができるので、当該交流電力の力率が低下するのを抑制することができる。

《最小変調方式のまとめ》
以上、太陽光発電に基づいて商用電力系統への系統連系に用いられる変換装置１について詳細に説明した。
一方、系統連系を行わない変換装置としは、例えば、自立電源として直流から交流への変換を行う変換装置や、ＵＰＳに搭載される変換装置もある。これらも含めて、本発明の実施形態に係る変換装置全般の基本機能を「最小変調方式」と称する。

《最小変調方式の変換装置全般について》
図１４は、本発明の一実施形態に係る変換装置１の回路図である。図２との違いは、昇圧回路１０の回路構成である。なお、最終的な交流出力は、商用電源との系統連系に限らない。すなわち、この昇圧回路１０は、図２におけるダイオード１６の代わりに、例えばＦＥＴであるスイッチング素子Ｑｂ１を用いている。スイッチング素子Ｑｂ１のオン／オフは、制御部１２によって制御される。昇圧動作時は、スイッチング素子Ｑｂと、スイッチング素子Ｑｂ１とが、交互にオン状態となるように動作する。また、昇圧動作を停止しているときは、スイッチング素子Ｑｂはオフ状態、スイッチング素子Ｑｂ１もオフ状態となっている。

また、図１４において、ＤＣリアクトル１５とスイッチング素子Ｑｂ１との直列体に対してバイパス回路を形成するように並列に、スイッチＱｓが接続されている。スイッチＱｓの具体例については後述するが、半導体スイッチであり、入力の直流電圧が印加されている電路Ｌ_ｉｎからＤＣバスＬ_Ｂに至る方向を順方向とするとき、ＤＣバスＬ_Ｂから電路Ｌ_ｉｎへの逆電圧に耐える逆耐圧性能を有している。スイッチＱｓのオン／オフは、制御部１２によって制御される。昇圧回路１０の昇圧動作時には、スイッチＱｓはオフ状態であり、昇圧動作を停止しているときは、オン状態となる。

次に、図１５及び図１６は、変換装置１の動作の特徴を簡略に示す波形図である。両図は同じ内容を示しているが、図１５は特に、直流入力から交流出力までの振幅の関係が見やすいように表示し、図１６は特に、制御のタイミングが見やすいように表示している。図１５の上段及び図１６の左欄はそれぞれ、比較のために、最小変調方式ではない従来の変換装置の動作を表す波形図である。また、図１５の下段及び図１６の右欄はそれぞれ、最小変調方式の変換装置１（図１４）の動作を示す波形図である。

まず、図１５の上段（又は図１６の左欄）において、従来の変換装置では、直流入力すなわち直流電圧Ｖ_ＤＣに対する昇圧回路の出力は、Ｖ_ＤＣよりも高い値の等間隔のパルス列状である。この出力は平滑化され、ＤＣバスＬ_Ｂに、電圧Ｖ_Ｂとして現れる。これに対してインバータ回路は、ＰＷＭ制御されたスイッチングを半周期で極性反転しながら行う。この結果、フィルタ回路による平滑化を経て、交流出力としての正弦波の交流電圧Ｖ_ＡＣが得られる。

次に、図１５の下段の最小変調方式では、交流波形の電圧目標値Ｖ_ＡＣの瞬時値と、入力である直流電圧Ｖ_ＤＣとの比較結果に応じて、図１４の昇圧回路１０とインバータ回路１１とが動作する。すなわち、電圧目標値Ｖ_ＡＣの絶対値においてＶ_ＡＣ＜Ｖ_ＤＣ（又はＶ_ＡＣ≦Ｖ_ＤＣ）のときは、昇圧回路１０は停止し（図中の「ＳＴ」）、Ｖ_ＡＣ≧Ｖ_ＤＣ（又はＶ_ＡＣ＞Ｖ_ＤＣ）のときは、昇圧回路１０が昇圧動作を行う（図中の「ＯＰ」）。昇圧回路１０の出力はコンデンサ１９（図１４）により平滑化され、ＤＣバスＬ_Ｂに、図示の電圧Ｖ_Ｂとして現れる。

これに対してインバータ回路１１は、電圧目標値Ｖ_ＡＣの絶対値と、直流電圧Ｖ_ＤＣとの比較結果に応じて、Ｖ_ＡＣ＜Ｖ_ＤＣ（又はＶ_ＡＣ≦Ｖ_ＤＣ）のときは、高周波スイッチングを行い（図中の「ＯＰ」）、Ｖ_ＡＣ≧Ｖ_ＤＣ（又はＶ_ＡＣ＞Ｖ_ＤＣ）のときは、高周波スイッチングを停止する（図中の「ＳＴ」）。高周波スイッチングを停止しているときのインバータ回路１１は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオン、Ｑ２，Ｑ３がオフの状態と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオフ、Ｑ２，Ｑ３がオンの状態のいずれかを選択することにより、必要な極性反転のみを行う。インバータ回路１１の出力はフィルタ回路２１により平滑化され、所望の交流出力が得られる。

ここで、図１６の右欄に示すように、昇圧回路１０とインバータ回路１１とは、交互に高周波スイッチングの動作をしており、昇圧回路１０が昇圧の動作をしているときは、インバータ回路１１は高周波スイッチングを停止し、ＤＣバスＬ_Ｂの電圧に対して必要な極性反転のみを行っている。逆に、インバータ回路１１が高周波スイッチング動作するときは、昇圧回路１０は停止して、電路Ｌ_ｉｎの電圧を素通りさせている。昇圧回路１０が停止している時、電路Ｌ_ｉｎからスイッチＱｓを介してＤＣバスＬ_Ｂに電流が流れる。従って、ＤＣリアクトル１５の抵抗及びスイッチング素子Ｑｂ１のオン抵抗による電力損失は無くなり、スイッチＱｓのオン抵抗のみによる損失となるので、昇圧回路１０の電力損失が低減される。

図１７は、スイッチＱｓの具体例を示す図である。
（ａ）に示すスイッチＱｓは、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）又はＦＥＴであるスイッチ素子ＳとダイオードＤとを互いに直列に接続したもの２組を、互いに逆向きの並列に接続して構成されている。
（ｂ）には４種類のスイッチＱｓを例示している。上段のスイッチＱｓは、ＦＥＴである２つのスイッチ素子Ｓ（ダイオードＤが内在する。）を、互いに逆向きにしつつ、直列に接続して構成されている。ドレイン側を互いに繋ぐドレインコモン（左）、ソース側を互いに繋ぐソースコモン（右）のいずれでもよい。
また、（ｂ）の下段のスイッチＱｓは、ＩＧＢＴであるスイッチ素子ＳにダイオードＤを並列接続したもの２組を、互いに逆向きにしつつ、直列に接続して構成されている。コレクタ側を互いに繋ぐコレクタコモン（左）、エミッタ側を互いに繋ぐエミッタコモン（右）のいずれでもよい。
（ｃ）に示すスイッチＱｓは、順逆耐圧性能を有するＩＧＢＴ（又はＦＥＴ）のスイッチ素子Ｓの２組を、逆向きの並列に接続して構成される。
（ｄ）に示すスイッチＱｓは、スイッチ素子Ｓとして例えばＦＥＴを１個使用したものである。このスイッチＱｓの場合、ドレインがＤＣバスＬ_Ｂのプラス側、ソースが太陽光発電パネル２のプラス側に、それぞれ接続される。

以上のように、変換装置１における昇圧回路１０はそもそも、直流電圧が直接印加される電路Ｌ_ｉｎからＤＣバスＬ_Ｂまでの間に、ＤＣリアクトル１５及びスイッチング素子Ｑｂ１を有している。従って、もし、スイッチＱｓが設けられていない場合は、昇圧回路１０が停止状態であっても、ＤＣリアクトル１５及びスイッチング素子Ｑｂ１による電力損失が生じる。しかしながら、昇圧回路１０が停止状態であるとき、上記のスイッチＱｓはＤＣリアクトル１５及びスイッチング素子Ｑｂ１をバイパスして、電路Ｌ_ｉｎをＤＣバスＬ_Ｂに直結するので、昇圧回路１０の電力損失が低減される。

《交流から直流への変換装置》
なお、上述の変換装置１は、直流から交流への変換装置であるが、逆に、交流から直流への変換装置にも同様なスイッチ（Ｑｓ）を設けることができる。以下、交流から直流への変換装置について説明する。

《回路構成》
図１８は、交流から直流への変換装置１を備えた蓄電システムの一例を示すブロック図である。図中、変換装置１の出力端には、蓄電池２が接続され、入力端には、商用の交流電源３が接続されている。この蓄電システムは、商用電力系統から提供される電力を、蓄電池２に蓄えるものである。

変換装置１は、交流電源３から受電した交流を直流に変換するＡＣ／ＤＣコンバータ１１と、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１の出力電圧を降圧する降圧回路１０と、これら両回路１０，１１の動作を制御する制御部１２とを備えている。

図１９は、変換装置１の回路図の一例である。太陽光発電パネルが蓄電池２に置き換わっている以外の回路構成要素（ハードウェア）は図１４と同様である。すなわち、実際には図１４に示した回路の動作を変えることによって、この変換装置１を実現することができる。

図１９において、変換装置１は、上述の降圧回路１０、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１及び制御部１２の他、交流電源３の交流電圧（系統電圧）Ｖａを検出する電圧センサ２５、フィルタ回路２１、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１の出力を平滑化するコンデンサ１９、降圧回路１０の出力を平滑化するコンデンサ２６、蓄電池２に印加される電圧を検出する電圧センサ１７、降圧回路１０に流れる電流を検出する電流センサ１８を備えている。

フィルタ回路２１は、２つのＡＣリアクトル２２と、ＡＣリアクトル２２の入力側に設けられた平滑用のコンデンサ２３と、電流センサ２４とを備えて構成されている。フィルタ回路２１は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１から交流電源３側に高周波ノイズが出ないようにする機能を有している。また、ＡＣリアクトル２２は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１の動作により昇圧にも寄与する。電流センサ２４は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１に入力される電流Ｉｃｎｖ（ＡＣリアクトル２２に流れる電流）を検出する。

ＡＣ／ＤＣコンバータ１１は、例えばＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を備えている。これらスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は、フルブリッジ回路を構成している。各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は、制御部１２に接続されており、制御部１２により制御可能とされている。制御部１２は、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４についてＰＷＭ制御をする他、同期整流をすることができる。また、ＡＣリアクトル２２の存在により、昇圧しつつ整流を行うことができる。こうして、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１は、交流電源３から与えられる電力を直流電力に変換する。ＡＣ／ＤＣコンバータ１１の出力電圧はＤＣバスＬ_Ｂに印加され、コンデンサ１９により高周波成分が平滑化される。

降圧回路１０は、ＤＣリアクトル１５と、例えばＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑｂ，Ｑｂ１とを備えており、降圧チョッパ回路を構成している。スイッチング素子Ｑｂ，Ｑｂ１は、制御部１２によって制御される。
また、ＤＣリアクトル１５及びスイッチング素子Ｑｂ１の直列体に対してバイパス回路を形成するように並列に、スイッチＱｓが接続されている。スイッチＱｓのオン／オフは、制御部１２によって制御される。降圧回路１０の降圧動作時には、スイッチＱｓはオフ状態であり、降圧動作を停止しているときは、オン状態となる。

降圧回路１０が降圧動作を停止している時には、ＤＣバスＬ_ＢからスイッチＱｓを介して直流出力電路Ｌ_ｏｕｔに電流が流れる。従って、ＤＣリアクトル１５の抵抗及びスイッチング素子Ｑｂ１のオン抵抗による電力損失は無くなり、スイッチＱｓのオン抵抗のみによる損失となるので、降圧回路１０の電力損失が低減される。

電圧センサ１７は、蓄電池２に印加される直流電圧（充電電圧）Ｖｇを検出し、制御部１２に出力する。電流センサ１８は、ＤＣリアクトル１５に流れる降圧回路電流Ｉｉｎを検出し、制御部１２に出力する。

また、降圧回路１０のスイッチング動作は、後述するように、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１との間でスイッチング動作を行う期間が交互に切り替わるように制御される。よって、降圧回路１０は、スイッチング動作を行っている期間は、降圧された電圧を蓄電池２に出力し、スイッチング動作を停止（スイッチＱｓがオン）している期間は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１の出力を、スイッチＱｓを介して直流出力電路Ｌ_ｏｕｔに出力し、蓄電池２を充電することができる。

このようにして、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１は、交流電源３が出力する交流電力を直流電力に変換し、降圧回路１０を経由して電力が蓄電池２に蓄えられる。

電流センサ２４及び電圧センサ２５は、検出した交流電圧Ｖａ及び交流電流Ｉｃｎｖを制御部１２に出力する。なお、電流センサ２４は、図のようにコンデンサ２３の左側でもよいが、コンデンサ２３の右側に設けてもよい。
制御部１２は、これら交流電圧Ｖａ及び交流電流Ｉｃｎｖ（変換装置１への入力）と、上述の直流電圧Ｖｇ、電流Ｉｉｎ（変換装置１からの出力）に基づいて、降圧回路１０及びＡＣ／ＤＣコンバータ１１を制御する。

なお、制御部１２の機能は、その一部又は全部がハードウェア回路によって構成されてもよいし、その一部又は全部が、ソフトウェア（コンピュータプログラム）をコンピュータによって実行させることで実現されていてもよい。
制御部１２は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を制御し、指令値に応じた電圧・電流の電力を降圧回路１０に出力する。また、制御部１２は、降圧回路１０のスイッチング素子Ｑｂ，Ｑｂ１を制御し、指令値に応じた電圧で蓄電池２を充電する。

《制御の仕様》
制御部１２は、入力電流目標値Ｉａ＊及び、下記の式（９）により定められる降圧回路１０の電流目標値に基づいて交流電力の入力を制御する。すなわち、降圧回路１０の電流目標値Ｉｉｎ＊は、
Ｉｉｎ＊＝
｛（Ｉｃｎｖ＊ × Ｖｃｎｖ＊）−（ｓ Ｃ Ｖｏ＊）×Ｖｏ＊｝／Ｖｇ
・・・（９）
である。
また、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１への入力電流目標値Ｉｃｎｖ＊は下記式により表される。
Ｉｃｎｖ＊＝ Ｉａ＊−ｓ ＣａＶａ ・・・（１０）

上記式（９）、（１０）において、Ｉａ＊は入力電流目標値、
Ｖｃｎｖ＊はＡＣ／ＤＣコンバータ１１への交流入力電圧目標値、
ＣａはＡＣリアクトル２２の入力側に設けられた入力平滑用のコンデンサ２３の静電容量、
Ｖａは交流電源３の交流電圧、
Ｃは、降圧回路１０とＡＣ／ＤＣコンバータ１１との間に設けられたコンデンサ１９の静電容量、
Ｖｏ＊は降圧回路１０への入力電圧目標値、
Ｖｇは蓄電池２を充電する直流電圧、
ｓはラプラス演算子、である。

上記ＡＣ／ＤＣコンバータ１１において、制御部１２は、降圧回路１０への入力電圧目標値Ｖｏ＊として、充電のための直流電圧Ｖｇ、及び、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１の交流入力電圧目標値Ｖｃｎｖ＊の絶対値（瞬時値の絶対値、以下同様）のいずれか大きい方を選択するとともに、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１への交流入力電圧目標値Ｖｃｎｖ＊を下記式（１１）に基づいて求めることが好ましい。
すなわち、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１への交流入力電圧目標値Ｖｃｎｖ＊は、
Ｖｃｎｖ＊＝Ｖａ−ｓ ＬａＩｃｎｖ＊ ・・・（１１）
である。ただし、ＬａはＡＣリアクトル２２のインダクタンスである。

この場合、制御部１２は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１への交流入力電圧目標値Ｖｃｎｖ＊の絶対値が、充電のための直流電圧Ｖｇよりも高い部分の電圧を出力する際には、降圧回路１０を動作させ、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１のへ交流入力電圧目標値Ｖｃｎｖ＊の絶対値が、直流電圧Ｖｇよりも低い部分の電圧を出力する際にはＡＣ／ＤＣコンバータ１１を動作させるように制御される。そのため、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１によって昇圧する際の電位差を低く抑えることができるとともに、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１及び降圧回路１０のスイッチング損失を低減し、より高効率で直流電力を出力することができる。

さらに、降圧回路１０およびＡＣ／ＤＣコンバータ１１は、ともに制御部１２が設定した目標値に基づいて動作するため、両回路の高周波スイッチング期間が交互に切り替わるように動作を行っても、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１に入力される交流電流に位相ずれや歪みが生じるのを抑制することができる。

《電圧波形の概略》
図２０は、変換装置１の動作を概念的に示した電圧波形の図である。
（ａ）は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１への交流入力電圧目標値Ｖｃｎｖ＊の絶対値の一例を示す。これは、概ね、商用交流の全波整流波形である。二点鎖線は、充電のための直流電圧Ｖｇを示す。（ｂ）に示すように、直流電圧Ｖｇの方が交流入力電圧目標値Ｖｃｎｖ＊の絶対値より高い区間（ｔ０〜ｔ１，ｔ２〜ｔ３，ｔ４〜）では、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１がスイッチング動作し、ＡＣリアクトル２２との協働により昇圧する。

一方、これらの区間（ｔ０〜ｔ１，ｔ２〜ｔ３，ｔ４〜）において降圧回路１０は降圧動作を停止し、スイッチＱｓがオンとなっている。なお、（ｂ）に示す細いストライプは、実際にはＰＷＭパルス列であり、交流入力電圧目標値Ｖｃｎｖ＊の絶対値に応じてデューティが異なる。従って、仮に、この状態の電圧が蓄電池２に印加されたとすると、（ｃ）に示すような波形となる。

一方、直流電圧Ｖｇの方が交流入力電圧目標値Ｖｃｎｖ＊の絶対値より低い区間（ｔ１〜ｔ２，ｔ３〜ｔ４）では、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１はスイッチングを停止し、代わりに、降圧回路１０が動作する。なお、ここで言うスイッチングとは、例えば２０ｋＨｚ程度の高周波スイッチングを意味する。ＡＣ／ＤＣコンバータ１１のスイッチング停止によりスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４が全てオフであるとしても、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の寄生ダイオードを通して整流された電圧が降圧回路１０に入力される。但し、導通損失を低減するためには、同期整流を行うことが好ましい。同期整流を行う場合のＡＣ／ＤＣコンバータ１１は、制御部１２の制御により、交流電圧Ｖａの符号が正の期間では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４をオン、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３をオフとし、また、交流電圧Ｖａの符号が負の期間では、これらのオン／オフを反転する。この反転の周波数は、商用周波数の２倍であるため、高周波スイッチングに比べると、周波数が非常に小さい。従って、オン／オフによる損失も極めて少ない。

一方、上記の区間（ｔ１〜ｔ２，ｔ３〜ｔ４）において降圧回路１０は降圧動作する。（ｄ）に示す細いストライプは、実際にはＰＷＭパルス列であり、交流入力電圧目標値Ｖｃｎｖ＊の絶対値に応じてデューティが異なる。降圧の結果、（ｅ）に示す所望の直流電圧Ｖｇが得られる。

以上のように、交流電圧に基づく交流入力電圧目標値Ｖｃｎｖ＊の絶対値が直流電圧Ｖｇより低い期間のみＡＣ／ＤＣコンバータ１１が動作し、その他の期間ではスイッチングを停止させることで、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１のスイッチング損失を低減することができる。
同様に、交流入力電圧目標値Ｖｃｎｖ＊の絶対値が直流電圧Ｖｇより高い期間のみ降圧回路１０が動作し、その他の期間ではスイッチングを停止させることで、降圧回路１０のスイッチング損失を低減することができる。また、このとき降圧回路１０は、スイッチＱｓのオン抵抗のみによる損失となるので、降圧回路１０の電力損失が低減される。

こうして、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１と降圧回路１０とが、交互にスイッチング動作することになり、一方が動作するときは他方はスイッチングを停止している。すなわちＡＣ／ＤＣコンバータ１１及び降圧回路１０のそれぞれに、スイッチングの停止期間が生じる。また、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１は、動作時に昇圧を行うが、交流入力電圧目標値Ｖｃｎｖ＊の絶対値のピーク及びその近傍を避けることになるので、スイッチングを行う際の電圧が相対的に低くなる。このことも、スイッチング損失の低減に寄与する。こうして、変換装置１全体としてのスイッチング損失を大幅に低減することができる。

《その他》
なお、上記実施形態では、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１を構成するスイッチング素子としてＦＥＴを用いた例を示したが、ＦＥＴに代えてＩＧＢＴを用いることもできる。但し、ＩＧＢＴでは同期整流ができない。従って、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１のスイッチング停止状態では、素子内蔵のダイオードによって、フルブリッジ整流回路として動作することになる。

《付記》
なお、今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内での全ての変更が含まれることが意図される。

１ 変換装置
２ 太陽光発電パネル又は蓄電池
３ 商用電力系統
１０ 昇圧回路又は降圧回路
１１ インバータ回路又はＡＣ／ＤＣコンバータ
１２ 制御部
１５ ＤＣリアクトル
１６ ダイオード
１７ 第１電圧センサ
１８ 第１電流センサ
１９ コンデンサ
２１ フィルタ回路
２２ ＡＣリアクトル
２３ コンデンサ
２４ 第２電流センサ
２５ 第２電圧センサ
２６ コンデンサ
３０ 制御処理部
３２ 昇圧回路制御部
３３ インバータ回路制御部
３４ 平均化処理部
４１ 第１演算部
４２ 第１加算器
４３ 補償器
４４ 第２加算器
５１ 第２演算部
５２ 第３加算器
５３ 補償器
５４ 第４加算器
Ｄ ダイオード
Ｌ_Ｂ ＤＣバス
Ｌ_ｉｎ 電路
Ｌ_ｏｕｔ 直流出力電路
Ｑ１〜Ｑ４，Ｑｂ，Ｑｂ１ スイッチング素子
Ｑｓ スイッチ
Ｓ スイッチ素子

Claims (1)

1. 交流電源から入力される交流電圧を、直流電圧に変換して出力する変換装置であって、
   前記交流電源と接続されたリアクトルと、
   前記リアクトルを介して入力されるべき交流入力電圧目標値の絶対値に対して、前記リアクトルと協働して昇圧した電圧をＤＣバスに出力する昇圧動作状態及び、整流出力のみを行って前記ＤＣバスに出力する高周波スイッチング停止状態、のいずれか一方を実行可能なＡＣ／ＤＣコンバータと、
   前記ＤＣバスの電圧を降圧して直流出力電路に出力する降圧動作状態及び、降圧せずに前記ＤＣバスと前記直流出力電路とをスイッチで直結するスイッチング停止状態のいずれか一方を実行可能な降圧回路と、
   前記交流入力電圧目標値の絶対値と、前記直流電圧とを互いに比較し、前記交流入力電圧目標値の絶対値が前記直流電圧を上回るときは前記降圧回路を前記降圧動作状態とするとともに前記ＡＣ／ＤＣコンバータを前記高周波スイッチング停止状態とし、また、前記交流入力電圧目標値の絶対値が前記直流電圧を下回るときは前記降圧回路を前記スイッチング停止状態として前記スイッチを閉路するとともに前記ＡＣ／ＤＣコンバータを前記昇圧動作状態とする制御部と、
   を備えている変換装置。