JP6414491B2 - 変換装置 - Google Patents
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Description
一般にはこの不連続点が最終的な出力電流の歪み率に与える影響は、僅かであり、実用上の問題は無い。しかし、複数の昇圧回路がDCバスに接続されたときなど、直流リアクトルのインダクタンスとDCバスの静電容量で決まる回路の特性周波数が高くなり、フィードバック制御の周波数に近づく場合がある。その場合には、この不連続点を起点として発生する電流振動を抑制することができず、出力電流の歪みを増大させることがある。
一表現としての本開示は、直流電源と交流電源との間に介在する変換装置であって、前記直流電源と前記交流電源との間に設けられるDCバスと、前記直流電源と前記DCバスとの間に設けられ、DC/DC変換を行う第1変換器と、前記DCバスと前記交流電源との間に設けられ、DC/AC又はAC/DCの変換を行う第2変換器と、前記第1変換器及び前記第2変換器を前記交流電源の1サイクル内で選択的に動作させることにより、前記DCバスの電圧として、交流波形の絶対値の一部と直流波形とを交互に出現させる制御部と、を備え、前記制御部は、前記交流波形と前記直流波形とが相互に繋がり不連続点となるはずのタイミングで、前記DCバスの電圧目標値に、正方向への補償値を付加する、変換装置である。
本発明の実施形態の要旨としては、少なくとも以下のものが含まれる。
こうして、1サイクルの交流波形を2つの回路で交互に生成する変換装置において、DCバスでの電圧の不連続点を修正し、連続性を実現することができる。これにより、高品質な電力を出力することができる。
この場合、不連続点をピンポイントで狙って連続点に変えつつ、その近傍の波形への不要な影響を抑制することができる。
Vo*=Vox*+Vcp
であり、ここで、補償項Vcpは、Vgfを直流電源電圧、Vinv*を交流側の電圧目標値、aはVox*に比例する値、bを定数とすると、
Vcp=a × exp{−(|Vgf−|Vinv*||)/b}
である。
このように、電圧目標値に補償項を付加するだけで、ハードウェアの追加をしなくても連続性を実現することができる。
このようにすれば、補償値は電圧目標値に含められるので、直流から交流又はその逆のいずれにおいても、ハードウェアを追加することなく、電圧目標値を変更することにより不連続点を連続点に変えることができる。
以下、本発明の実施形態について、図面を参照して詳細に説明する。
説明の順序として、まず、変換装置(直流から交流、交流から直流)としての基本的な構成及び動作説明を一通り行い、その後に、DCバス電圧の連続性に関する制御について説明する。
まず、系統連系機能を備えた、直流から交流への変換装置(以下、単にインバータ装置という。)について詳細に説明する。
図1は、本発明の一実施形態に係るインバータ装置を備えたシステムの一例を示すブロック図である。図中、インバータ装置1の入力端には、直流電源としての太陽光発電パネル2が接続され、出力端には、交流の商用電力系統3(交流系統)が接続されている。このシステムは、太陽光発電パネル2が発電する直流電力を交流電力に変換し、商用電力系統3に出力する連系運転を行う。
昇圧回路10は、直流リアクトル15と、ダイオード16と、IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)等からなるスイッチング素子Qbとを備えており、昇圧チョッパ回路を構成している。
昇圧回路10の入力側には、第1電圧センサ17、第1電流センサ18、及び平滑化のためのコンデンサ26が設けられている。
第1電圧センサ17は、太陽光発電パネル2が出力し、昇圧回路10に入力される直流電力の直流入力電圧検出値Vg(直流入力電圧値)を検出し、制御部12に出力する。第1電流センサ18は、直流リアクトル15に流れる電流である昇圧回路電流検出値Iin(直流入力電流値)を検出し、制御部12に出力する。なお、直流入力電流検出値Igを検出するために、コンデンサ26の前段に、さらに電流センサを設けてもよい。
制御部12は、直流入力電圧検出値Vg及び昇圧回路電流検出値Iinから入力電力Pinを演算し、太陽光発電パネル2に対するMPPT(Maximum Power Point Tracking:最大電力点追従)制御を行う機能を有している。
インバータ回路11は、FET(Field Effect Transistor)からなるスイッチング素子Q1〜Q4を備えている。これらスイッチング素子Q1〜Q4は、フルブリッジ回路を構成している。
各スイッチング素子Q1〜Q4は、制御部12に接続されており、制御部12により制御可能とされている。制御部12は、各スイッチング素子Q1〜Q4の動作をPWM制御する。これにより、インバータ回路11は、昇圧回路10から与えられる電力を交流電力に変換する。
フィルタ回路21は、2つの交流リアクトル22と、交流リアクトル22の後段に設けられたコンデンサ23(出力平滑コンデンサ)とを備えて構成されている。フィルタ回路21は、インバータ回路11から出力される交流電力に含まれる高周波成分を除去する機能を有している。フィルタ回路21により高周波成分が除去された交流電力は、商用電力系統3に与えられる。
制御部12は、これら系統電圧検出値Va及びインバータ電流検出値Iinvと、上述の直流入力電圧検出値Vg、昇圧回路電流検出値Iinに基づいて、昇圧回路10及びインバータ回路11を制御する。
図3は、制御部12のブロック図である。制御部12は、図3に示すように、制御処理部30と、昇圧回路制御部32と、インバータ回路制御部33と、平均化処理部34とを機能的に有している。
制御部12の各機能は、その一部又は全部がハードウェア回路によって構成されてもよいし、その一部又は全部が、ソフトウェア(コンピュータプログラム)をコンピュータによって実行させることで実現されていてもよい。制御部12の機能を実現するソフトウェア(コンピュータプログラム)は、コンピュータの記憶装置(図示省略)に格納される。
また、インバータ回路制御部33は、制御処理部30から与えられる目標値及び検出値に基づいて、インバータ回路11のスイッチング素子Q1〜Q4を制御し、前記目標値に応じた電流の電力をインバータ回路11に出力させる。
制御処理部30は、直流入力電圧検出値Vg及び昇圧回路電流検出値Iinから入力電力Pin及びその平均値〈Pin〉を演算する。
制御処理部30は、入力電力平均値〈Pin〉に基づいて、直流入力電流目標値Ig*(後に説明する)を設定して太陽光発電パネル2に対するMPPT制御を行うとともに、昇圧回路10及びインバータ回路11それぞれをフィードバック制御する機能を有している。
また、直流入力電流検出値Igは、コンデンサ26よりも入力側で検出される電流値である。
このため、直流入力電圧検出値Vgに生じる周期的な変動は、インバータ装置1が出力する交流電力の1/2周期となっている。
これにより、平均化処理部34は、商用電力系統3の周期と同期して周期的に変動する、直流入力電圧検出値Vgの平均値を、できるだけサンプリングの期間を短くしつつ、精度よく求めることができる。
なお、サンプリングの時間間隔Δtは、例えば、商用電力系統3の周期の1/100〜1/1000、或いは、20マイクロ秒〜200マイクロ秒等に設定することができる。
また、ここでは、期間Lを商用電力系統3の周期長さの1/2の長さに設定したが、期間Lは、少なくとも、商用電力系統3の1/2周期に設定すれば、直流入力電圧検出値Vgの平均値を精度よく求めることができる。直流入力電圧検出値Vgは、上述のように、昇圧回路10、及びインバータ回路11の動作によって、商用電力系統3の周期長さの1/2の長さで周期的に変動するからである。
よって、期間Lをより長く設定する必要がある場合、商用電力系統3の1/2周期の3倍や4倍といったように、期間Lを商用電力系統3の1/2周期の整数倍に設定すればよい。これによって、周期単位で電圧変動を把握できる。
よって、平均化処理部34は、図5に示した直流入力電圧検出値Vgと同様の方法によって、昇圧回路電流検出値Iinの平均値も求める。
制御処理部30は、直流入力電圧検出値Vgの平均値及び昇圧回路電流検出値Iinの平均値をそれぞれ、期間Lごとに逐次求める。
この点、本実施形態では、商用電力系統3の周期長さの1/2の長さに設定された期間Lの間に、直流入力電圧検出値Vg及び昇圧回路電流検出値Iinのそれぞれについて、交流系統の1/2周期よりも短い時間間隔Δtで複数回サンプリングし、その結果から直流入力電圧平均値〈Vg〉及び昇圧回路電流平均値〈Iin〉を求めたので、直流電流の電圧及び電流が周期的に変動したとしても、できるだけサンプリングの期間を短くしつつ、直流入力電圧平均値〈Vg〉及び昇圧回路電流平均値〈Iin〉を精度よく求めることができる。
制御処理部30は、求めた目標値を昇圧回路制御部32及びインバータ回路制御部33に与え、昇圧回路10及びインバータ回路11それぞれをフィードバック制御する機能を有している。
制御処理部30は、インバータ回路11の制御を行うための機能部として、第1演算部41、第1加算器42、補償器43、及び第2加算器44を有している。
また、制御処理部30は、昇圧回路10の制御を行うための機能部として、第2演算部51、第3加算器52、補償器53、及び第4加算器54を有している。
以下、図7に従って、昇圧回路10及びインバータ回路11の制御処理を説明する。
入力電力平均値〈Pin〉=〈Iin×Vg〉 ・・・(1)
また、式(1)以外の以下に示す制御に関する各式においては、昇圧回路電流検出値Iin、及び直流入力電圧検出値Vgは、平均化されていない瞬時値が用いられる。
また、「〈 〉」は、括弧内の値の平均値を示している。以下同じである。
第1演算部41には、直流入力電流目標値Ig*の他、直流入力電圧検出値Vg、系統電圧検出値Vaも与えられる。
出力電流目標値の平均値〈Ia*〉=η〈Ig*×Vg〉/〈Va〉 ・・・(2)
ここで、第1演算部41は、出力電流目標値Ia*を系統電圧検出値Vaと同位相の正弦波として求める。
出力電流目標値Ia*=(√2)×〈Ia*〉×sinωt ・・・(3)
次いで、第1演算部41は、下記式(4)に示すように、インバータ回路11を制御するための電流目標値であるインバータ電流目標値Iinv*(インバータ回路の電流目標値)を演算する(ステップS3)。
インバータ電流目標値Iinv*=Ia* + s CaVa ・・・(4)
上記式(4)は、時間tでの微分を用いた表現とすれば、
Iinv*=Ia* + Ca×(d Va/dt) ・・・(4a)
となる。また、コンデンサ23に流れる電流を検出してこれをIcaとすれば、
Iinv*=Ia* + Ica ・・・(4b)
となる。
式(4),(4a),(4b)中、右辺第2項は、フィルタ回路21のコンデンサ23に流れる電流を考慮して加算した値である。
なお、出力電流目標値Ia*は、上記式(3)に示すように、系統電圧検出値Vaと同位相の正弦波として求められる。つまり、制御処理部30は、インバータ装置1が出力する交流電力の電流Ia(出力電流)が系統電圧(系統電圧検出値Va)と同位相となるようにインバータ回路11を制御する。
インバータ回路11は、このインバータ電流目標値Iinv*によって、フィードバック制御される。
第1加算器42は、インバータ電流目標値Iinv*と、現状のインバータ電流検出値Iinvとの差分を演算し、その演算結果を補償器43に与える。
インバータ回路11が出力した電圧は、交流リアクトル22に与えられ、新たなインバータ電流検出値Iinvとしてフィードバックされる。そして、第1加算器42によってインバータ電流目標値Iinv*とインバータ電流検出値Iinvとの間の差分が再度演算され、上記同様、この差分に基づいてインバータ回路11が制御される。
第2演算部51は、下記式(5)に基づいて、インバータ出力電圧目標値Vinv*(インバータ回路の電圧目標値)を演算する(ステップS5)。
インバータ出力電圧目標値Vinv*=Va+ZaIinv* ・・・(5)
上記式(5)は、時間tでの微分を用いた表現とすれば、
Vinv*=Va + RaIinv*+La× (d Iinv*/dt)
・・・(5a)
となる。ただし、Raは交流リアクトルの抵抗、Laは交流リアクトルのインダクタンスで、(Za=Ra+sLa)である。
式(5)の右辺第2項、(5a)の右辺第2項および第3項は、交流リアクトル22の両端に発生する電圧を考慮して加算した値である。
このように、本実施形態では、インバータ装置1が出力する交流電力の電流位相が系統電圧検出値Vaと同位相となるようにインバータ回路11を制御するための電流目標値であるインバータ電流目標値Iinv*に基づいてインバータ出力電圧目標値Vinv*を設定する。
Vo*=Max(Vg−ZIin,Vinv*の絶対値) ・・・(6)
とすることができる。
上記式(6)は、時間tでの微分を用いた表現とすれば、
Vo*=Max(Vg−(RIin+L(d Iin/dt),Vinv*の絶対値)
・・・(6a)
である。ただし、Rは直流リアクトルの抵抗、Lは直流リアクトルのインダクタンスで、(Z=R+sL)である。
昇圧回路電流目標値Iin*=
{(Iinv*×Vinv*) +(s C Vo*)×Vo*} / (Vg−ZIin)
・・・(7)
上記式(7)は、時間tでの微分を用いた表現とすれば、
Iin*=
{(Iinv*×Vinv*) +C×(d Vo*/dt)×Vo*} /
{Vg−(R+sL)Iin} ・・・(7a)
となる。また、コンデンサ19に流れる電流を検出してこれをIcとすれば、
Iin*=
{(Iinv*×Vinv*) +Ic×Vo*} / {Vg−ZIin}
・・・(7b)
となる。
Iin*=
{(Iinv*×Vinv*) + C×(d Vo*/dt)×Vo* + PLOSS}/{Vg−ZIin} ・・・(7c)
同様に、上記式(7b)は、以下のようにも表すことができる。
Iin*=
{(Iinv*×Vinv*) +Ic×Vo* + PLOSS} / {Vg−ZIin}
・・・(7d)
この場合、インバータ回路11の電力目標値に加えて、無効電力及び電力損失PLOSSを考慮することにより、より厳密にIin*の値を求めることができる。
昇圧回路電流目標値Iin*=(Iinv*×Vinv*)/Vg・・・(8)
昇圧回路10は、この昇圧回路電流目標値Iin*によって、フィードバック制御される。
第3加算器52は、昇圧回路電流目標値Iin*と、現状の昇圧回路電流検出値Iinとの差分を演算し、その演算結果を補償器53に与える。
昇圧回路10が出力した電力は、直流リアクトル15に与えられ、新たな昇圧回路電流検出値Iinとしてフィードバックされる。そして、第3加算器52によって昇圧回路電流目標値Iin*と昇圧回路電流検出値Iinとの間の差分が再度演算され、上記同様、この差分に基づいて昇圧回路10が制御される。
図8の(a)は、制御処理部30が上記フィードバック制御において求めた昇圧回路電流目標値Iin*、及びこれに従って制御した場合の昇圧回路電流検出値Iinをシミュレーションにより求めた結果の一例を示すグラフであり、(b)は、制御処理部30が上記フィードバック制御において求めた昇圧回路電圧目標値Vo*、及びこれに従って制御した場合の昇圧回路電圧検出値Voをシミュレーションにより求めた結果の一例を示すグラフである。
また、図8の(b)に示すように、昇圧回路電圧目標値Vo*は、上記式(6)によって求められるため、インバータ出力電圧目標値Vinv*の絶対値が、概ね直流入力電圧検出値Vg以上となる期間では、インバータ出力電圧目標値Vinv*の絶対値に倣い、それ以外の期間では直流入力電圧検出値Vgに倣うように変化している。
昇圧回路電圧検出値Voは、制御処理部30によって、昇圧回路電圧目標値Vo*に沿って制御されていることが判る。
インバータ回路11は、図7のフローチャートに従った制御によって、図9に示すインバータ出力電圧目標値Vinv*を電圧目標値として電力を出力する。
よって、インバータ回路11は、図9に示すインバータ出力電圧目標値Vinv*の波形に従った電圧の電力を出力する。
インバータ出力電圧目標値Vinv*の位相を商用電力系統3の電圧位相に対して進相させる角度は、数度であればよく、後述するように、商用電力系統3の電圧波形との間で差分を求めたときに得られる電圧波形が、商用電力系統3の電圧波形に対して90度進んだ位相となる範囲で設定される。例えば、0度より大きくかつ10度より小さい値の範囲で設定される。
インバータ電流目標値Iinv*は、上記式(4)に示すように、出力電流目標値Ia*によって定まる。この出力電流目標値Ia*が大きくなるほど、インバータ電流目標値Iinv*における進相した成分が増加し、インバータ出力電圧目標値Vinv*の進み角(進相させる角度)が大きくなる。
昇圧回路制御部32は、昇圧回路10のスイッチング素子Qbを制御する。また、インバータ回路制御部33は、インバータ回路11のスイッチング素子Q1〜Q4を制御する。
昇圧回路制御部32が生成する昇圧回路用搬送波は、極小値が「0」である三角波であり、振幅A1が制御処理部30から与えられる昇圧回路電圧目標値Vo*とされている。
また、昇圧回路用搬送波の周波数は、制御処理部30による制御命令によって、所定のディーティ比となるように、昇圧回路制御部32によって設定される。
この駆動波形は、スイッチング素子Qbのスイッチング動作を示しており、スイッチング素子Qbに与えることで、当該駆動波形に従ったスイッチング動作を実行させることができる。駆動波形は、電圧が0ボルトでスイッチング素子のスイッチをオフ、電圧がプラス電圧でスイッチング素子のスイッチをオンとする制御命令を構成している。
また、各パルス幅は、三角波である昇圧回路用搬送波の切片によって定まる。よって、電圧が高い部分ほどパルス幅が大きくなっている。
また、周波数は、制御処理部30による制御命令等によって、所定のデューティ比となるように、インバータ回路制御部33によって設定される。
インバータ回路制御部33は、インバータ回路用参照波Vinv#の電圧が−Vg〜+Vgの範囲W2でスイッチング動作が行われるように駆動波形を生成する。よって、それ以外の範囲では、スイッチング動作を停止させるようにスイッチング素子Q1を制御する。
インバータ回路制御部33は、スイッチング素子Q3については、図中破線で示しているインバータ回路用参照波Vinv#の反転波と、搬送波とを比較して駆動波形を生成する。
この場合も、インバータ回路制御部33は、インバータ回路用参照波Vinv#(の反転波)の電圧が、−Vg〜+Vgの範囲W2でスイッチング動作が行われるように駆動波形を生成する。よって、それ以外の範囲では、スイッチング動作を停止させるようにスイッチング素子Q3を制御する。
よって、インバータ回路11は、昇圧回路10がスイッチング動作を停止している間、スイッチング動作を行い、インバータ出力電圧目標値Vinv*に近似する交流電力を出力する。
なお、インバータ回路用参照波Vinv#と、インバータ出力電圧目標値Vinv*とは近似するので、図11の(a)においては重複している。
さらに、昇圧回路10及びインバータ回路11は、共に制御部12が設定したインバータ出力電圧目標値Vinv*に基づいて動作するため、交互に切り替わるように出力される昇圧回路の電力と、インバータ回路の電力との間で、ずれや歪が生じるのを抑制することができる。
図12において、最上段から順に、インバータ回路の参照波Vinv#及び搬送波、スイッチング素子Q1の駆動波形、昇圧回路の参照波Vbc#及び搬送波、スイッチング素子Qbの駆動波形、及びインバータ装置1が出力する交流電力の電流波形の目標値及び実測値を示すグラフを表している。これら各グラフの横軸は、時間を示しており、互いに一致するように示している。
また、昇圧回路10のスイッチング素子Qbのスイッチング動作の期間と、インバータ回路11のスイッチング素子Q1〜Q4のスイッチング動作の期間とは、概ね互いに交互に切り替わるように制御されていることが判る。
本実施形態の昇圧回路10及びインバータ回路11は、制御部12による制御によって、インバータ出力電圧目標値Vinv*に近似した電圧波形の交流電力を、その後段に接続されたフィルタ回路21に出力する。インバータ装置1は、フィルタ回路21を介して商用電力系統3に交流電力を出力する。
従って、昇圧回路10及びインバータ回路11が出力する交流電圧も、商用電力系統3の電圧位相に対して数度進相した電圧位相とされる。
図に示すように、交流リアクトル22の両端が互いに数度電圧位相がずれた電圧がかかると、交流リアクトル22の両端電圧は、交流リアクトル22の両端にかかる互いに数度電圧位相がずれた電圧同士の差分となる。
交流リアクトル22の電流位相は、その電圧位相に対して90度遅延する。よって、図に示すように、交流リアクトル22を通して出力される交流電力の電流位相は、商用電力系統3の電流位相に対して同期することとなる。
よって、図12の最下段に示すグラフのように、インバータ装置1が出力する電流波形は、商用電力系統3の電圧位相と一致したものとなる。
この結果、商用電力系統3の電圧と同位相の交流電流を出力することができるので、当該交流電力の力率が低下するのを抑制することができる。
このように、系統電圧に同期した正弦波状の交流出力電流が得られている。このときの力率は0.997、総合電流歪率は4.6%であり、それぞれ一般に0.95以上、5%以下とされる系統連系の基準値に適合している。なお、その他、2次歪率は2.6%(3%以下に適合)、3次歪率は2.9%(3%以下に適合)、5次歪率は0.3%(3%以下に適合)となっている。
Iin*=Ia*×Va/Vg ・・・(9)
このとき交流出力電流はピークが明らかに歪んだ波形となっており、力率は0.947(0.95以上に不適合)、総合電流歪率は8.3%(5%以下に不適合)であり、いずれも上記の系統連系の基準値に適合しない。また、その他、2次歪率は3.5%(3%以下に不適合)、3次歪率は4.3%(3%以下に不適合)、5次歪率は4.6%(3%以下に不適合)となっている。
〔全体構成について〕
次に、交流から直流への電力変換を行う変換装置1Rの一実施形態について説明する。
図15は、このような変換装置1Rを備えた蓄電システムの一例を示すブロック図である。図中、変換装置1Rの出力端には、蓄電池2が接続され、入力端には商用電力系統3(交流系統)が接続されている。この蓄電システムは、商用電力系統3から提供される電力を、交流から直流に変換して、蓄電池2に蓄えることができる。
なお、変換装置1Rがインバータ装置として動作する場合は、スイッチング素子Qb2は、常時オフの状態となるか(IGBTの場合)又は、スイッチング素子Qbと交互にオン動作するように(FETの場合)、制御部12により制御される。また、降圧回路10dは昇圧回路になり、AC/DCコンバータ11uはインバータ回路となる。
また、降圧回路10dのスイッチング動作は、AC/DCコンバータ11uとの間でスイッチング動作を行う期間が交互に切り替わるように制御される。よって、降圧回路10dは、スイッチング動作を行っている期間には、降圧した電圧を蓄電池2Bに出力し、スイッチング動作を停止(スイッチング素子Qbがオフ、Qb2がオン)している期間は、AC/DCコンバータ11uが出力して降圧回路10dに入力した直流電圧を、直流リアクトル15を介して蓄電池2に与える。
図17は、変換装置1Rの動作を概念的に示した電圧波形の図である。
(a)は、AC/DCコンバータ11uへの交流入力電圧目標値Vinv*の絶対値の一例を示す。これは、概ね、商用交流の全波整流波形である。二点鎖線は、充電のための直流電圧Vgを示す。(b)に示すように、直流電圧Vgの方が交流入力電圧目標値Vinv*の絶対値より高い区間(t0〜t1,t2〜t3,t4〜)では、AC/DCコンバータ11uがスイッチング動作し、交流リアクトル22との協働により昇圧動作する。
同様に、交流入力電圧目標値Vinv*の絶対値が直流電圧Vgより高い期間のみ降圧回路10dが動作し、その他の期間ではスイッチングを停止させることで、降圧回路10dのスイッチング損失を低減することができる。
上記変換装置1Rの制御は、図2のインバータ装置1による系統連系の制御を逆方向に見た類似の制御として考えることができる。これは、インバータ装置1と同じ系統連系をさせ得る変換装置1Rを用いて、逆方向の動作においても変換装置1Rの効率を高めることに好適な制御である。
Ia*:商用電力系統3からの入力電流目標値
Iin:降圧回路電流検出値
Iin*:降圧回路電流目標値
Iinv*:AC/DCコンバータ11uへの交流入力電流目標値
Ig*:蓄電池2Bへの直流入力電流目標値
Ic:コンデンサ19に流れる電流
Ica:コンデンサ23に流れる電流
Vg:蓄電池電圧値
Vinv*:AC/DCコンバータ11uへの交流入力電圧目標値
Vo*:降圧回路10dへの入力電圧目標値
Pin:蓄電池2Bへの入力電力
PLOSS:変換装置1Rの電力損失
η:変換装置1Rの電力変換効率
式(1)と対応する蓄電池2Bへの入力電力Pinの平均値〈Pin〉は、
〈Pin〉=〈Iin×Vg〉 ・・・(R1)
である。
式(2)に対応する商用電力系統3からの入力電流目標値の平均値〈Ia*〉は、
〈Ia*〉=〈Ig*×Vg〉/(η×〈Va〉) ・・・(R2)
である。
式(3)に対応する入力電流目標値Ia*は、
Ia*=(√2)×〈Ia*〉×sinωt ・・・(R3)
である。
Iinv*=Ia* − s CaVa ・・・(R4)
である。
上記式(R4)は、時間tでの微分を用いた表現とすれば、
Iinv*=Ia* − Ca×(d Va/dt) ・・・(R4a)
となる。また、コンデンサ23に流れる電流を検出してこれをIcaとすれば、
Iinv*=Ia* − Ica ・・・(R4b)
となる。
Vinv*=Va−Za Iinv* ・・・(R5)
である。
上記式(R5)は、時間tでの微分を用いた表現とすれば、
Vinv*=Va − {RaIinv*+La× (d Iinv*/dt)
・・・(R5a)
となる。
Vo*=Max(Vg+Z Iin,Vinv*の絶対値) ・・・(R6)
とすることができる。
上記式(R6)は、時間tでの微分を用いた表現とすれば、
Vo*=
Max(Vg+R Iin+L(d Iin/dt),Vinv*の絶対値)
・・・(R6a)
となる。
Iin*=
{(Iinv*×Vinv*)−(s C Vo*)×Vo*} /
(Vg+ZIin) ・・(R7)
である。
上記式(R7)は、時間tでの微分を用いた表現とすれば、
Iin*=
{(Iinv*×Vinv*) − C×(d Vo*/dt)×Vo*} /
{Vg+RIin+L(dIin/dt)) ・・・(R7a)
となる。また、コンデンサ19に流れる電流を検出してこれをIcとすれば、
Iin*=
{(Iinv*×Vinv*) −Ic×Vo*} / (Vg+ZIin)
・・・(R7b)
となる。
Iin*=
{(Iinv*×Vinv*) − C×(d Vo*/dt)×Vo* − PLOSS}/(Vg+ZIin) ・・・(R7c)
同様に、上記式(R7b)は、以下のようにも表すことができる。
Iin*=
{(Iinv*×Vinv*) −Ic×Vo* − PLOSS} / (Vg+ZIin)
・・・(R7d)
この場合、AC/DCコンバータ11uの電力目標値に加えて、無効電力及び電力損失PLOSSを考慮することにより、より厳密にIin*の値を求めることができる。
Iin*=(Iinv*×Vinv*)/Vg・・・(R8)
なお、図16では、AC/DCコンバータ11uを構成するスイッチング素子としてFETを用いた例を示したが、図14のようにFETに代えてIGBTを用いることもできる。但し、IGBTでは同期整流ができない。従って、AC/DCコンバータ11uの高周波スイッチング停止状態では、素子内蔵のダイオードによって、フルブリッジ整流回路として動作することになる。
次に、DCバス電圧の連続性を担保するための制御について説明する。
図18は、DCバス電圧(図2,図16のDCバス20の電圧)の一例として電圧目標値Vo*を示す図である。横軸は時間を、縦軸は電圧を、それぞれ表している。
前述の式(6)によれば、
Vo*=Max(Vg−ZIin,Vinv*の絶対値)
である。従って、Vo*の波形は、交流波形の波高値前後の一部(Vinv*の絶対値)と、直流波形(Vg−ZIin)との合成波形となる。交流波形と直流波形とが相互に繋がる点(図中の点線の丸印)は、滑らかさを欠く不連続点となる。このような不連続点を起点として電流・電圧の微振動が発生すると、制御部12におけるフィードバック系に干渉することによって、少し大きめの振動を引き起こし、これが、出力電流の僅かな歪みに繋がる場合がある。
Vo*=Vox*+Vcp ・・・(10)
とする。
Vcpは例えば以下のような関数で与えることができる。
Vcp=a × exp{−(|Vgf−|Vinv*||)/b} ・・・(11)
ここで、
Vox*:DCバスの電圧目標値(補償前の値)
Vo*:DCバスの電圧目標値(補償後の値)
Vcp:DCバスの電圧についての連続性の補償項
Vgf:直流電源電圧(Vgから直流リアクトル15による電圧降下を引いた電圧)
Vinv*:インバータ出力電圧目標値
であり、a,bに関しては、aはVox*に比例する値、bは定数であり、例えば、
a=(Vox*/20)
b=20
である。このように、電圧目標値Vo*に補償項Vcpを付加するだけで、ハードウェアの追加をしなくても連続性を実現することができる。
直流リアクトル15のインダクタンス:500μH
コンデンサ19のキャパシタンス:22μF
交流リアクトル22のインダクタンス:1mH
コンデンサ23のキャパシタンス:22μF
電圧Vg:200V
電圧Va:286V
スイッチング周波数:15kHz
なお、Vcpは、Vox*の1/20とした。
図19のDCバス電圧における交流波形と直流波形とが相互に繋がる点では、本来は、不連続点となるところであるが、制御部12が、不連続点となるはずのタイミングで正方向への補償値を付加して出力することにより、図20に示すように、不連続点を連続点に変えることができる。
こうして、1サイクルの交流波形を2つの回路で交互に生成する変換装置において、DCバスでの電圧の不連続点を修正し、連続性を実現することができる。
この場合、不連続点をピンポイントで狙って連続点に変えつつ、その近傍の波形への不要な影響を抑制することができる。但し、式(11)の関数は一例であり、これに限定される訳ではない。
また、逆に、交流から直流への変換装置(図16)においては、AC/DCコンバータ11u(第2変換器)がAC/DCの変換を行うので、制御部12からAC/DCコンバータ11uに対するDCバスの電圧目標値に補償値が含められることになる。このようにすれば、補償値は電圧目標値に含められるので、直流から交流又はその逆のいずれにおいても、ハードウェアを追加することなく、電圧目標値を変更することにより不連続点を連続点に変えることができる。
図21は、波長の短い方が、直流リアクトル15に流れる電流すなわち、昇圧回路電流検出値Iinの波形図である。また、波長の長い方は、出力電流Iaの波形図である。
図22は、昇圧回路10の電圧目標値Vo*の波形図である。
図23は、昇圧回路電圧検出値Voの波形図である。各図の丸印の部分を見ると、図22の不連続点を起点とする振動がIin(図21)及びVo(図23)に発生していることがわかる。
図24は、波長の短い方が、直流リアクトル15に流れる電流すなわち、昇圧回路電流検出値Iinの波形図である。また、波長の長い方は、出力電流Iaの波形図である。
図25は、昇圧回路10の電圧目標値Vo*の波形図である。
図26は、昇圧回路電圧検出値Voの波形図である。各図の丸印の部分を見ると、図23の不連続点を起点とする振動がIin(図24)及びVo(図26)に、ごく僅かに発生しているものの、図21及び図23と比較すれば明らかに低減されていることがわかる。
なお、今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内での全ての変更が含まれることが意図される。
1R 変換装置
2 太陽光発電パネル
2B 蓄電池
3 商用電力系統
10 昇圧回路(DC/DCコンバータ)
10d 降圧回路(DC/DCコンバータ)
11 インバータ回路(DC/ACインバータ)
11u AC/DCコンバータ
12 制御部
15 直流リアクトル
16 ダイオード
17 第1電圧センサ
18 第1電流センサ
19 コンデンサ(平滑コンデンサ(第2のコンデンサ))
21 フィルタ回路
22 交流リアクトル
23 コンデンサ(出力平滑コンデンサ(第1のコンデンサ))
24 第2電流センサ
25 第2電圧センサ
26 コンデンサ
30 制御処理部
32 昇圧回路制御部
33 インバータ回路制御部
34 平均化処理部
41 第1演算部
42 第1加算器
43 補償器
44 第2加算器
51 第2演算部
52 第3加算器
53 補償器
54 第4加算器
P 回路接続点
Q1〜Q4,Qb スイッチング素子
Claims (5)
- 直流電源と交流電源との間に介在する変換装置であって、
前記直流電源と前記交流電源との間に設けられるDCバスと、
前記直流電源と前記DCバスとの間に設けられ、DC/DC変換を行う第1変換器と、
前記DCバスと前記交流電源との間に設けられ、DC/AC又はAC/DCの変換を行う第2変換器と、
前記第1変換器及び前記第2変換器を前記交流電源の1サイクル内で選択的に動作させることにより、前記DCバスの電圧として、交流波形の絶対値の一部と直流波形とを交互に出現させる制御部と、を備え、
前記制御部は、前記交流波形と前記直流波形とが相互に繋がり不連続点となるはずのタイミングでピークとなる尖塔波形の正の電圧の補償値を、前記DCバスの電圧目標値に付加することにより、前記不連続点を連続点に変える、変換装置。 - 前記尖塔波形は、前記不連続点から離れるに従って0に漸近する関数で表される請求項1に記載の変換装置。
- 前記補償値を付加する前の補償前のDCバスの電圧目標値をVox*、前記補償値を与える補償項をVcp、補償後の電圧目標値をVo*とすると、
Vo*=Vox*+Vcp
であり、ここで、補償項Vcpは、Vgfを直流電源電圧、Vinv*を交流側の電圧目標値、aはVox*に比例する値、bは定数とすると、
Vcp=a × exp{−(|Vgf−|Vinv*||)/b}
である請求項2に記載の変換装置。 - 前記補償値は、前記第2変換器がDC/ACの変換を行う場合は前記第1変換器に対する前記DCバスの電圧目標値に含められ、前記第2変換器がAC/DCの変換を行う場合は前記第2変換器に対する前記DCバスの電圧目標値に含められる請求項1〜請求項3のいずれか1項に記載の変換装置。
- 直流電源と交流電源との間に介在する変換装置であって、
前記直流電源と前記交流電源との間に設けられるDCバスと、
前記直流電源と前記DCバスとの間に設けられ、DC/DC変換を行う第1変換器と、
前記DCバスと前記交流電源との間に設けられ、DC/AC又はAC/DCの変換を行う第2変換器と、
前記第1変換器及び前記第2変換器を前記交流電源の1サイクル内で選択的に動作させることにより、前記DCバスの電圧として、交流波形の絶対値の一部と直流波形とを交互に出現させる制御部と、を備え、
前記制御部は、前記交流波形と前記直流波形とが相互に繋がり不連続点となるはずのタイミングで、前記DCバスの電圧目標値に、正方向への補償値を付加し、
前記補償値は尖塔波形信号の形をとるものであって、当該尖塔波形信号は、前記不連続点でピークとなり、前記不連続点から離れるに従って0に漸近する関数で表される、変換装置。
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