KR20160108216A - 변환 장치 - Google Patents

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스미토모덴키고교가부시키가이샤
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Abstract

직류 전원과 교류 전원 사이에 개재하는 변환 장치로서, 직류 전원과 교류 전원 사이에 설치되는 DC 버스와, 직류 전원과 DC 버스 사이에 설치되고, DC/DC 변환을 행하는 제1 변환기와, DC 버스와 교류 전원 사이에 설치되고, DC/AC 또는 AC/DC의 변환을 행하는 제2 변환기와, 제1 변환기 및 제2 변환기를 교류 전원의 1 사이클 내에서 선택적으로 동작시킴으로써, DC 버스의 전압으로서, 교류 파형의 절대치의 일부와 직류 파형을 교대로 출현시키는 제어부를 구비하고, 제어부는, 교류 파형과 직류 파형이 서로 이어져 불연속점이 될 타이밍에, DC 버스의 전압 목표치에 정방향으로의 보상치를 부가한다.

Description

변환 장치{CONVERSION DEVICE}
본 발명은, 직류를 교류로 변환하거나 또는 교류를 직류로 변환하는 변환 장치에 관한 것이다.
일반적으로, 직류 전원에 기초하여 교류 전력을 출력하는 변환 장치는, 직류 전원의 전압을, 필요로 하는 교류 파고치 이상의 일정 레벨까지 승압하여 DC 버스에 출력하는 승압 회로와, DC 버스의 일정 전압에 기초하여, 이것을 스위칭에 의해 교류 파형으로 변조하여 출력하는 인버터를 구비하고 있다. 승압 회로 및 인버터는 항상 고주파 스위칭을 행하고 있다. 고주파 스위칭에 의해 상응하는 스위칭 손실이 생기고, 이것이 변환 효율을 나쁘게 하는 원인이 된다. 이러한 스위칭 손실을 저감하여 변환 효율을 높이기 위해, 본 발명자들은 고주파 스위칭 횟수를 최소로 하는 변환 장치를 제안했다(특허문헌 1 참조).
이러한 변환 장치의 기본이 되는 동작은, 필요한 교류 파형과 직류 전원의 전압을 비교하여, 승압이 필요할 때에는 승압 회로에서 교류 파형을 만들도록 승압 동작시키고, 승압하지 않아도 좋을 때에는 승압 동작을 정지시키고 인버터가 고주파 스위칭을 행하는 것이다. 이에 따라, 전체적으로 고주파 스위칭 횟수를 저감할 수 있다.
특허문헌 1 : 일본 특허 제5618022호 공보
그러나, 상기와 같이 고주파 스위칭 횟수를 저감하는 동작을 행하면, 결과적으로 1 사이클의 교류 파형을 2개의 회로(승압 회로 및 인버터)에서 교대로 생성하게 된다. 그 때문에, DC 버스 상에서는, 교류 파형의 절대치로부터 직류 파형으로 변화하는 점에서 파형으로서의 연속성이 손상되어 불연속점이 생긴다.
일반적으로는, 이 불연속점이 최종적인 출력 전류의 왜곡률에 미치는 영향은 매우 작아 실용상의 문제는 없다. 그러나, 복수의 승압 회로가 DC 버스에 접속되었을 때 등, 직류 리액터의 인덕턴스와 DC 버스의 정전 용량으로 결정되는 회로의 특성 주파수가 높아져, 피드백 제어의 주파수에 근접하는 경우가 있다. 그 경우에는, 이 불연속점을 기점으로 하여 발생하는 전류 진동을 억제할 수 없어, 출력 전류의 왜곡을 증대시키는 경우가 있다.
이러한 과제를 감안하여, 본 발명은, 1 사이클의 교류 파형을 2개의 회로에서 교대로 생성하는 변환 장치에 있어서, DC 버스에서의 전압의 불연속점을 수정하고 연속성을 실현함으로써 고품질의 전력을 출력하는 것을 목적으로 한다.
본 발명은, 직류 전원과 교류 전원 사이에 개재하는 변환 장치로서, 상기 직류 전원과 상기 교류 전원 사이에 설치되는 DC 버스와, 상기 직류 전원과 상기 DC 버스 사이에 설치되고, DC/DC 변환을 행하는 제1 변환기와, 상기 DC 버스와 상기 교류 전원 사이에 설치되고, DC/AC 또는 AC/DC의 변환을 행하는 제2 변환기와, 상기 제1 변환기 및 상기 제2 변환기를 상기 교류 전원의 1 사이클 내에서 선택적으로 동작시킴으로써, 상기 DC 버스의 전압으로서, 교류 파형의 절대치의 일부와 직류 파형을 교대로 출현시키는 제어부를 구비하고, 상기 제어부는, 상기 교류 파형과 상기 직류 파형이 서로 이어져 불연속점이 될 타이밍에, 상기 DC 버스의 전압 목표치에 정방향으로의 보상치를 부가하는 변환 장치이다.
본 발명에 의하면, 1 사이클의 교류 파형을 2개의 회로에서 교대로 생성하는 변환 장치에 있어서, DC 버스에서의 전압의 불연속점을 수정하고 연속성을 실현할 수 있다. 이에 따라, 고품질의 전력을 출력할 수 있다.
도 1은 본 발명의 일실시형태에 따른 인버터 장치를 구비한 시스템의 일례를 나타내는 블록도이다.
도 2는 인버터 장치의 회로도의 일례이다.
도 3은 제어부의 블록도이다.
도 4는 직류 입력 전압 검출치 및 승압 회로 전류 검출치의 경시 변화를 시뮬레이션에 의해 구한 결과의 일례를 나타내는 그래프이다.
도 5는 평균화 처리부가 행하는 직류 입력 전압 검출치를 평균화할 때의 양태를 나타내는 도면이다.
도 6은 제어 처리부에 의한 제어 처리를 설명하기 위한 제어 블록도이다.
도 7은 승압 회로 및 인버터 회로의 제어 처리를 나타내는 플로우차트이다.
도 8의 (a)는, 제어 처리부가 피드백 제어에 있어서 구한 승압 회로 전류 목표치, 및 이것에 따라서 제어한 경우의 승압 회로 전류 검출치를 시뮬레이션에 의해 구한 결과의 일례를 나타내는 그래프이고, (b)는, 제어 처리부가 피드백 제어에 있어서 구한 승압 회로 전압 목표치, 및 이것에 따라서 제어한 경우의 승압 회로 전압 검출치를 시뮬레이션에 의해 구한 결과의 일례를 나타내는 그래프이다.
도 9는 인버터 출력 전압 목표치의 일례를 나타내는 도면이다.
도 10의 (a)는, 승압 회로용 반송파와 승압 회로용 참조파를 비교한 그래프이고, (b)는, 승압 회로 제어부가 생성한 스위칭 소자를 구동시키기 위한 구동 파형이다.
도 11의 (a)는, 인버터 회로용 반송파와 인버터 회로용 참조파를 비교한 그래프, (b)는, 인버터 회로 제어부가 생성한 스위칭 소자를 구동시키기 위한 구동 파형, (c)는, 인버터 회로 제어부가 생성한 스위칭 소자를 구동시키기 위한 구동 파형이다.
도 12는 참조파 및 각 스위칭 소자의 구동 파형의 일례와 함께, 인버터 장치가 출력하는 교류 전력의 전류 파형의 일례를 나타내는 도면이다.
도 13의 (a)는, 인버터 회로로부터 출력된 교류 전압, 상용 전력 계통 및 교류 리액터의 양단 전압, 각각의 전압 파형을 나타내는 그래프이고, (b)는, 교류 리액터에 흐르는 전류 파형을 나타내는 그래프이다.
도 14는 실시형태 및 비교예의 교류 출력 파형의 일례이다.
도 14는 교류로부터 직류로의 변환 장치를 구비한 축전 시스템의 일례를 나타내는 블록도이다.
도 16은 변환 장치의 회로도의 일례이다.
도 17은 변환 장치의 동작을 개념적으로 나타내는 전압 파형의 도면이다.
도 18은 DC 버스 전압의 일례로서 전압 목표치를 나타내는 도면이다.
도 19는 상단은, 연속성 보상전의 DC 버스 전압의 파형의 일례이고, 하단은, 일례로서의 보상항에 의한 파형이다.
도 20은 DC 버스 전압에 보상항을 부가한 경우의 연속성 보상후의 DC 버스 전압의 파형이다.
도 21은 파장이 짧은 쪽이 직류 리액터에 흐르는 전류, 즉, 승압 회로 전류 검출치의 파형도이고, 또한, 파장이 긴 쪽은 출력 전류의 파형도이다.
도 22는 승압 회로의 전압 목표치의 파형도이다.
도 23은 승압 회로 전압 검출치의 파형도이다.
도 24는 파장이 짧은 쪽이 직류 리액터에 흐르는 전류, 즉, 승압 회로 전류 검출치의 파형도이고, 또한, 파장이 긴 쪽은 출력 전류의 파형도이다.
도 25는 승압 회로의 전압 목표치의 파형도이다.
도 26은 승압 회로 전압 검출치의 파형도이다.
도 27은 보상항이 없는 파형도의 실험예이다.
도 28은 보상항이 있는 파형도의 실험예이다.
[실시형태의 요지]
본 발명의 실시형태의 요지로는, 적어도 이하의 것이 포함된다.
(1) 이것은, 직류 전원과 교류 전원 사이에 개재하는 변환 장치로서, 상기 직류 전원과 상기 교류 전원 사이에 설치되는 DC 버스와, 상기 직류 전원과 상기 DC 버스 사이에 설치되고, DC/DC 변환을 행하는 제1 변환기와, 상기 DC 버스와 상기 교류 전원 사이에 설치되고, DC/AC 또는 AC/DC의 변환을 행하는 제2 변환기와, 상기 제1 변환기 및 상기 제2 변환기를 상기 교류 전원의 1 사이클 내에서 선택적으로 동작시킴으로써, 상기 DC 버스의 전압으로서, 교류 파형의 절대치의 일부와 직류 파형을 교대로 출현시키는 제어부를 구비하고, 상기 제어부는, 상기 교류 파형과 상기 직류 파형이 서로 이어져 불연속점이 될 타이밍에, 상기 DC 버스의 전압 목표치에 정방향으로의 보상치를 부가하는 변환 장치이다.
상기 (1)의 변환 장치에서는, 교류 파형과 직류 파형이 서로 연결되는 점이 원래는 매끄럽지 않은 불연속점이 되는 지점이지만, 제어부가, 불연속점이 될 타이밍에 정방향으로의 보상치를 부가하여 출력함으로써 불연속점을 연속점으로 바꿀 수 있다.
이렇게 해서, 1 사이클의 교류 파형을 2개의 회로에서 교대로 생성하는 변환 장치에 있어서, DC 버스에서의 전압의 불연속점을 수정하고 연속성을 실현할 수 있다. 이에 따라, 고품질의 전력을 출력할 수 있다.
(2) 또한, (1)의 변환 장치에 있어서, 예컨대 상기 보상치는 첨탑 파형 신호의 형태를 취하는 것이며, 그 첨탑 파형 신호는, 상기 불연속점에서 피크가 되고, 상기 불연속점으로부터 멀어짐에 따라서 0에 점차 가까워지는 함수로 표시되는 것이다.
이 경우, 불연속점을 핀포인트로 하여 연속점으로 바꾸면서, 그 근방의 파형에 미치는 불필요한 영향을 억제할 수 있다.
(3) 또한, (2)의 변환 장치에 있어서, 예컨대 상기 보상치를 부가하기 전의 보상전의 DC 버스의 전압 목표치를 Vox*, 상기 보상치를 부여하는 보상항을 Vcp, 보상후의 전압 목표치를 Vo*로 하면,
Vo*=Vox*+Vcp
이고, 여기서, 보상항 Vcp는, Vgf를 직류 전원 전압, Vinv*을 교류측의 전압 목표치, a는 Vox*에 비례하는 값, b를 상수로 하면,
Vcp=a×exp{-(｜Vgf-｜Vinv*｜｜)/b}
이다.
이와 같이, 전압 목표치에 보상항을 부가하는 것만으로, 하드웨어의 추가를 하지 않더라도 연속성을 실현할 수 있다.
(4) 또한, (1)∼(3)의 어느 하나의 변환 장치에 있어서, 예컨대 상기 보상치는, 상기 제2 변환기가 DC/AC의 변환을 행하는 경우는 상기 제1 변환기에 대한 상기 DC 버스의 전압 목표치에 포함되고, 상기 제2 변환기가 AC/DC의 변환을 행하는 경우는 상기 제2 변환기에 대한 상기 DC 버스의 전압 목표치에 포함된다.
이와 같이 하면, 보상치는 전압 목표치에 포함되기 때문에, 직류로부터 교류 또는 그 반대의 어느 경우라도, 하드웨어를 추가하지 않고, 전압 목표치를 변경함으로써 불연속점을 연속점으로 바꿀 수 있다.
[실시형태의 상세]
이하, 본 발명의 실시형태에 관해 도면을 참조하여 상세히 설명한다.
설명의 순서로서, 우선, 변환 장치(직류로부터 교류, 교류로부터 직류)로서의 기본적인 구성 및 동작 설명을 대략 행하고, 그 후에 DC 버스 전압의 연속성에 관한 제어에 관해 설명한다.
《계통 연계 기능을 갖춘 직류로부터 교류로의 변환 장치》
우선, 계통 연계 기능을 갖춘 직류로부터 교류로의 변환 장치(이하, 단순히 인버터 장치라고 함)에 관해 상세히 설명한다.
[전체 구성에 관해]
도 1은, 본 발명의 일실시형태에 따른 인버터 장치를 구비한 시스템의 일례를 나타내는 블록도이다. 도면 중, 인버터 장치(1)의 입력단에는, 직류 전원으로서의 태양광 발전 패널(2)이 접속되고, 출력단에는, 교류의 상용 전력 계통(3)(교류 계통)이 접속되어 있다. 이 시스템은, 태양광 발전 패널(2)이 발전하는 직류 전력을 교류 전력으로 변환하여, 상용 전력 계통(3)에 출력하는 연계 운전을 행한다.
인버터 장치(1)는, 태양광 발전 패널(2)이 출력하는 직류 전력이 부여되는 승압 회로(DC/DC 컨버터)(10)와, 승압 회로(10)로부터 부여되는 전력을 교류 전력으로 변환하여 상용 전력 계통(3)에 출력하는 인버터 회로(DC/AC 인버터)(11)와, 이들 양 회로(10, 11)의 동작을 제어하는 제어부(12)를 구비하고 있다.
도 2는, 인버터 장치(1)의 회로도의 일례이다.
승압 회로(10)는, 직류 리액터(15)와, 다이오드(16)와, IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor) 등으로 이루어진 스위칭 소자(Qb)를 구비하고 있고, 승압 쵸퍼 회로를 구성하고 있다.
승압 회로(10)의 입력측에는, 제1 전압 센서(17), 제1 전류 센서(18) 및 평활화를 위한 콘덴서(26)가 설치되어 있다.
제1 전압 센서(17)는, 태양광 발전 패널(2)이 출력하고, 승압 회로(10)에 입력되는 직류 전력의 직류 입력 전압 검출치 Vg(직류 입력 전압치)을 검출하고, 제어부(12)에 출력한다. 제1 전류 센서(18)는, 직류 리액터(15)에 흐르는 전류인 승압 회로 전류 검출치 Iin(직류 입력 전류치)를 검출하고, 제어부(12)에 출력한다. 또, 직류 입력 전류 검출치 Ig를 검출하기 위해, 콘덴서(26)의 전단에 전류 센서를 더 설치해도 좋다.
제어부(12)는, 직류 입력 전압 검출치 Vg 및 승압 회로 전류 검출치 Iin로부터 입력 전력 Pin을 연산하고, 태양광 발전 패널(2)에 대한 MPPT(Maximum Power Point Tracking : 최대 전력점 추종) 제어를 행하는 기능을 갖고 있다.
또한, 승압 회로(10)의 스위칭 소자(Qb)는, 후술하는 바와 같이, 인버터 회로(11)와 합한 합계의 스위칭 동작을 행하는 횟수가 최저한이 되도록 제어되고, 정지 기간이 발생한다. 따라서, 승압 회로(10)는, 스위칭 동작을 행하고 있는 기간은, 승압된 전력을 인버터 회로(11)에 출력하고, 스위칭 동작을 정지하고 있는 기간은, 태양광 발전 패널(2)이 출력하여 승압 회로(10)에 입력되는 직류 전력의 직류 입력 전압치를 승압하지 않고 인버터 회로(11)에 출력한다.
승압 회로(10)와 인버터 회로(11) 사이의 DC 버스(20)에는, 평활용의 콘덴서(19)(평활 콘덴서)가 접속되어 있다.
인버터 회로(11)는, FET(Field Effect Transistor)로 이루어진 스위칭 소자(Q1∼Q4)를 구비하고 있다. 이들 스위칭 소자(Q1∼Q4)는 풀브릿지 회로를 구성하고 있다.
각 스위칭 소자(Q1∼Q4)는 제어부(12)에 접속되어 있고, 제어부(12)에 의해 제어 가능하게 되어 있다. 제어부(12)는, 각 스위칭 소자(Q1∼Q4)의 동작을 PWM 제어한다. 이에 따라, 인버터 회로(11)는, 승압 회로(10)로부터 부여되는 전력을 교류 전력으로 변환한다.
인버터 장치(1)는, 인버터 회로(11)와 상용 전력 계통(3) 사이에 필터 회로(21)를 구비하고 있다.
필터 회로(21)는, 2개의 교류 리액터(22)와, 교류 리액터(22)의 후단에 설치된 콘덴서(23)(출력 평활 콘덴서)를 구비하여 구성되어 있다. 필터 회로(21)는, 인버터 회로(11)로부터 출력되는 교류 전력에 포함되는 고주파 성분을 제거하는 기능을 갖고 있다. 필터 회로(21)에 의해 고주파 성분이 제거된 교류 전력은, 상용 전력 계통(3)에 부여된다.
이와 같이, 승압 회로(10) 및 인버터 회로(11)는, 태양광 발전 패널(2)이 출력하는 직류 전력을 교류 전력으로 변환하고, 변환한 교류 전력을, 필터 회로(21)를 통해 상용 전력 계통(3)에 출력하는 변환부를 구성하고 있다.
또한, 필터 회로(21)에는, 인버터 회로(11)에 의한 출력의 전류치인 인버터 전류 검출치 Iinv(교류 리액터(22)에 흐르는 전류)를 검출하기 위한 제2 전류 센서(24)가 접속되어 있다. 또한, 필터 회로(21)와 상용 전력 계통(3) 사이에는, 상용 전력 계통(3)측의 전압치(계통 전압 검출치 Va)를 검출하기 위한 제2 전압 센서(25)가 접속되어 있다.
제2 전류 센서(24) 및 제2 전압 센서(25)는, 검출한 계통 전압 검출치 Va(교류 계통의 전압치) 및 인버터 전류 검출치 Iinv를 제어부(12)에 출력한다. 또, 제2 전류 센서(24)는, 도면과 같이 콘덴서(23)의 전단에 설치하지만, 콘덴서(23)의 후단에 인버터 장치(1)의 출력 전류를 검출하는 제3 전류 센서를 추가해도 좋다.
제어부(12)는, 이들 계통 전압 검출치 Va 및 인버터 전류 검출치 Iinv와, 전술한 직류 입력 전압 검출치 Vg, 승압 회로 전류 검출치 Iin에 기초하여, 승압 회로(10) 및 인버터 회로(11)를 제어한다.
[제어부에 관해]
도 3은, 제어부(12)의 블록도이다. 제어부(12)는, 도 3에 나타낸 바와 같이, 제어 처리부(30)와, 승압 회로 제어부(32)와, 인버터 회로 제어부(33)와, 평균화 처리부(34)를 기능적으로 갖고 있다.
제어부(12)의 각 기능은, 그 일부 또는 전부가 하드웨어 회로에 의해 구성되어도 좋고, 그 일부 또는 전부가, 소프트웨어(컴퓨터 프로그램)를 컴퓨터에 의해 실행시킴으로써 실현되어 있어도 좋다. 제어부(12)의 기능을 실현하는 소프트웨어(컴퓨터 프로그램)는 컴퓨터의 기억 장치(도시 생략)에 저장된다.
승압 회로 제어부(32)는, 제어 처리부(30)로부터 부여되는 목표치 및 검출치에 기초하여 승압 회로(10)의 스위칭 소자(Qb)를 제어하고, 상기 목표치에 따른 전류의 전력을 승압 회로(10)에 출력시킨다.
또한, 인버터 회로 제어부(33)는, 제어 처리부(30)로부터 부여되는 목표치 및 검출치에 기초하여 인버터 회로(11)의 스위칭 소자(Q1∼Q4)를 제어하고, 상기 목표치에 따른 전류의 전력을 인버터 회로(11)에 출력시킨다.
제어 처리부(30)에는, 직류 입력 전압 검출치 Vg, 승압 회로 전류 검출치 Iin, 계통 전압 검출치 Va 및 인버터 전류 검출치 Iinv가 부여된다.
제어 처리부(30)는, 직류 입력 전압 검출치 Vg 및 승압 회로 전류 검출치 Iin으로부터 입력 전력 Pin 및 그 평균치<Pin>을 연산한다.
제어 처리부(30)는, 입력 전력 평균치<Pin>에 기초하여, 직류 입력 전류 목표치 Ig*(이후에 설명함)를 설정하여 태양광 발전 패널(2)에 대한 MPPT 제어를 행함과 함께, 승압 회로(10) 및 인버터 회로(11) 각각을 피드백 제어하는 기능을 갖고 있다.
직류 입력 전압 검출치 Vg 및 승압 회로 전류 검출치 Iin은, 평균화 처리부(34) 및 제어 처리부(30)에 부여된다.
평균화 처리부(34)는, 제1 전압 센서(17) 및 제1 전류 센서(18)로부터 부여되는 직류 입력 전압 검출치 Vg 및 승압 회로 전류 검출치 Iin을, 미리 설정된 소정의 시간 간격마다 샘플링하고, 각각의 평균치를 구하여, 평균화된 직류 입력 전압 검출치 Vg 및 승압 회로 전류 검출치 Iin을 제어 처리부(30)에 부여하는 기능을 갖고 있다.
도 4는, 직류 입력 전압 검출치 Vg 및 승압 회로 전류 검출치 Iin의 경시 변화를 시뮬레이션에 의해 구한 결과의 일례를 나타내는 그래프이다.
또한, 직류 입력 전류 검출치 Ig는, 콘덴서(26)보다 입력측에서 검출되는 전류치이다.
도 4에 나타낸 바와 같이, 직류 입력 전압 검출치 Vg, 승압 회로 전류 검출치 Iin 및 직류 입력 전류 검출치 Ig는, 계통 전압의 1/2의 주기로 변동하고 있는 것을 알 수 있다.
도 4에 나타낸 바와 같이, 직류 입력 전압 검출치 Vg 및 직류 입력 전류 검출치 Ig가 주기적으로 변동하는 이유는 다음과 같다. 즉, 승압 회로 전류 검출치 Iin은, 승압 회로(10) 및 인버터 회로(11)의 동작에 따라서, 교류 주기의 1/2 주기로 거의 0A부터 피크값까지 크게 변동한다. 그 때문에, 콘덴서(26)로 변동 성분을 완전히 제거할 수 없고, 직류 입력 전류 검출치 Ig는, 교류 주기의 1/2 주기로 변동하는 성분을 포함하는 맥류가 된다. 한편, 태양광 발전 패널은 출력 전류에 의해 출력 전압이 변화한다.
이 때문에, 직류 입력 전압 검출치 Vg에 생기는 주기적인 변동은, 인버터 장치(1)가 출력하는 교류 전력의 1/2 주기로 되어 있다.
평균화 처리부(34)는, 전술한 주기적 변동에 의한 영향을 억제하기 위해, 직류 입력 전압 검출치 Vg 및 승압 회로 전류 검출치 Iin을 평균화한다.
도 5는, 평균화 처리부(34)가 행하는 직류 입력 전압 검출치 Vg를 평균화할 때의 양태를 나타내는 도면이다.
평균화 처리부(34)는, 어떤 타이밍 t1부터 타이밍 t2까지의 기간 L에 있어서, 미리 설정된 소정의 시간 간격 Δt마다, 부여되는 직류 입력 전압 검출치 Vg에 관해 복수회 샘플링(도면 중 흑점의 타이밍)을 행하고, 얻어진 복수의 직류 입력 전압 검출치 Vg의 평균치를 구한다.
여기서, 평균화 처리부(34)는, 기간 L을 상용 전력 계통(3)의 주기 길이의 1/2의 길이로 설정한다. 또한, 평균화 처리부(34)는, 시간 간격 Δt를 상용 전력 계통(3)의 1/2 주기의 길이보다 충분히 짧은 기간으로 설정한다.
이에 따라, 평균화 처리부(34)는, 상용 전력 계통(3)의 주기와 동기하여 주기적으로 변동하는 직류 입력 전압 검출치 Vg의 평균치를, 가능한 한 샘플링의 기간을 짧게 하면서 정밀하게 구할 수 있다.
또, 샘플링의 시간 간격 Δt는, 예컨대 상용 전력 계통(3)의 주기의 1/100∼1/1000 또는 20 마이크로초∼200 마이크로초 등으로 설정할 수 있다.
또, 평균화 처리부(34)는, 기간 L을 미리 기억해 둘 수도 있고, 제2 전압 센서(25)로부터 계통 전압 검출치 Va를 취득하여 상용 전력 계통(3)의 주기에 기초하여 기간 L을 설정할 수도 있다.
또한, 여기서는, 기간 L을 상용 전력 계통(3)의 주기 길이의 1/2의 길이로 설정했지만, 기간 L은, 적어도 상용 전력 계통(3)의 1/2 주기로 설정하면, 직류 입력 전압 검출치 Vg의 평균치를 정밀하게 구할 수 있다. 직류 입력 전압 검출치 Vg는, 전술한 바와 같이, 승압 회로(10) 및 인버터 회로(11)의 동작에 의해, 상용 전력 계통(3)의 주기 길이의 1/2의 길이로 주기적으로 변동하기 때문이다.
따라서, 기간 L을 보다 길게 설정할 필요가 있는 경우, 상용 전력 계통(3)의 1/2 주기의 3배나 4배와 같이, 기간 L을 상용 전력 계통(3)의 1/2 주기의 정수배로 설정하면 된다. 이것에 의해, 주기 단위로 전압 변동을 파악할 수 있다.
전술한 바와 같이, 승압 회로 전류 검출치 Iin도 직류 입력 전압 검출치 Vg와 마찬가지로, 상용 전력 계통(3)의 1/2 주기로 주기적으로 변동한다.
따라서, 평균화 처리부(34)는, 도 5에 나타낸 직류 입력 전압 검출치 Vg와 동일한 방법으로, 승압 회로 전류 검출치 Iin의 평균치도 구한다.
제어 처리부(30)는, 직류 입력 전압 검출치 Vg의 평균치 및 승압 회로 전류 검출치 Iin의 평균치를 각각 기간 L마다 순서대로 구한다.
평균화 처리부(34)는, 구한 직류 입력 전압 검출치 Vg의 평균치 및 승압 회로 전류 검출치 Iin의 평균치를 제어 처리부(30)에 부여한다.
본 실시형태에서는, 전술한 바와 같이, 평균화 처리부(34)가, 직류 입력 전압 검출치 Vg의 평균치(직류 입력 전압 평균치<Vg>) 및 승압 회로 전류 검출치 Iin의 평균치(승압 회로 전류 평균치<Iin>)를 구하고, 제어 처리부(30)는, 이들 값을 이용하여 태양광 발전 패널(2)에 대한 MPPT 제어를 행하면서 승압 회로(10) 및 인버터 회로(11)를 제어하기 때문에, 태양광 발전 패널(2)에 의한 직류 전류가 변동하여 불안정한 경우에도, 제어부(12)는, 태양광 발전 패널(2)로부터의 출력을, 인버터 장치(1)의 동작에 의한 변동 성분을 제거한 직류 입력 전압 평균치<Vg> 및 승압 회로 전류 평균치<Iin>로서 정밀하게 얻을 수 있다. 그 결과, MPPT 제어를 바람직하게 행할 수 있고, 태양광 발전 패널(2)의 발전 효율이 저하하는 것을 효과적으로 억제할 수 있다.
또한, 전술한 바와 같이, 인버터 장치(1)의 동작에 의해 태양광 발전 패널(2)이 출력하는 직류 전력의 전압(직류 입력 전압 검출치 Vg)이나 전류(승압 회로 전류 검출치 Iin)에 변동이 생기는 경우, 그 변동 주기는 인버터 회로(11)가 출력하는 교류 전력의 1/2 주기(상용 전력 계통(3)의 1/2 주기)와 일치한다.
이 점, 본 실시형태에서는, 상용 전력 계통(3)의 주기 길이의 1/2의 길이로 설정된 기간 L 동안에, 직류 입력 전압 검출치 Vg 및 승압 회로 전류 검출치 Iin의 각각에 관해, 교류 계통의 1/2 주기보다 짧은 시간 간격 Δt로 복수회 샘플링하고, 그 결과로부터 직류 입력 전압 평균치<Vg> 및 승압 회로 전류 평균치<Iin>를 구했기 때문에, 직류 전류의 전압 및 전류가 주기적으로 변동했다 하더라도, 가능한 한 샘플링의 기간을 짧게 하면서, 직류 입력 전압 평균치<Vg> 및 승압 회로 전류 평균치<Iin>를 정밀하게 구할 수 있다.
제어 처리부(30)는, 전술한 입력 전력 평균치<Pin>에 기초하여 직류 입력 전류 목표치 Ig*를 설정하고, 이 설정한 직류 입력 전류 목표치 Ig*나 상기 값에 기초하여 승압 회로(10) 및 인버터 회로(11) 각각에 대한 목표치를 구한다.
제어 처리부(30)는, 구한 목표치를 승압 회로 제어부(32) 및 인버터 회로 제어부(33)에 부여하고, 승압 회로(10) 및 인버터 회로(11) 각각을 피드백 제어하는 기능을 갖고 있다.
도 6은, 제어 처리부(30)에 의한 승압 회로(10) 및 인버터 회로(11)의 피드백 제어를 설명하기 위한 제어 블록도이다.
제어 처리부(30)는, 인버터 회로(11)의 제어를 행하기 위한 기능부로서, 제1 연산부(41), 제1 가산기(42), 보상기(43) 및 제2 가산기(44)를 갖고 있다.
또한, 제어 처리부(30)는, 승압 회로(10)의 제어를 행하기 위한 기능부로서, 제2 연산부(51), 제3 가산기(52), 보상기(53) 및 제4 가산기(54)를 갖고 있다.
도 7은, 승압 회로(10) 및 인버터 회로(11)의 제어 처리를 나타내는 플로우차트이다. 도 6에 나타내는 각 기능부는, 도 7에 나타내는 플로우차트에 나타내는 처리를 실행함으로써, 승압 회로(10) 및 인버터 회로(11)를 제어한다.
이하, 도 7에 따라서, 승압 회로(10) 및 인버터 회로(11)의 제어 처리를 설명한다.
우선, 제어 처리부(30)는, 현재의 입력 전력 평균치<Pin>를 구하고(단계 S9), 전회 연산시의 입력 전력 평균치<Pin>와 비교하여 직류 입력 전류 목표치 Ig*를 설정한다(단계 S1). 또, 입력 전력 평균치<Pin>는 하기 식(1)에 기초하여 구해진다.
입력 전력 평균치<Pin>=<Iin×Vg> ㆍㆍㆍ(1)
또, 식(1) 중, Iin은 승압 회로 전류 검출치, Vg는 직류 입력 전압 검출치(직류 입력 전압치)이며, 평균화 처리부(34)에 의해 평균화된 값인 직류 입력 전압 평균치<Vg> 및 승압 회로 전류 평균치<Iin>가 이용된다.
또한, 식(1) 이외의 이하에 나타내는 제어에 관한 각 식에 있어서는, 승압 회로 전류 검출치 Iin 및 직류 입력 전압 검출치 Vg는, 평균화되지 않은 순간값이 이용된다.
또한, 「< >」은 괄호 내의 값의 평균치를 나타내고 있다. 이하 동일하다.
제어 처리부(30)는, 설정한 직류 입력 전류 목표치 Ig*를 제1 연산부(41)에 부여한다.
제1 연산부(41)에는, 직류 입력 전류 목표치 Ig* 외에, 직류 입력 전압 검출치 Vg, 계통 전압 검출치 Va도 부여된다.
제1 연산부(41)는, 하기 식(2)에 기초하여, 인버터 장치(1)로서의 출력 전류 목표치의 평균치<Ia*>를 연산한다. η은 인버터 장치(1)의 변환 효율을 나타내는 상수이다.
출력 전류 목표치의 평균치<Ia*>=η<Ig*×Vg>/<Va> ㆍㆍㆍ(2)
또한, 제1 연산부(41)는, 하기 식(3)에 기초하여 출력 전류 목표치 Ia*를 구한다(단계 S2).
여기서, 제1 연산부(41)는, 출력 전류 목표치 Ia*를 계통 전압 검출치 Va와 동위상의 정현파로서 구한다.
출력 전류 목표치 Ia*=(√2)×<Ia*>×sinωt ㆍㆍㆍ(3)
이상과 같이, 제1 연산부(41)는, 입력 전력 평균치<Pin>(직류 전력의 입력 전력치) 및 계통 전압 검출치 Va에 기초하여 출력 전류 목표치 Ia*를 구한다.
이어서, 제1 연산부(41)는, 하기 식(4)에 나타낸 바와 같이, 인버터 회로(11)를 제어하기 위한 전류 목표치인 인버터 전류 목표치 Iinv*(인버터 회로의 전류 목표치)를 연산한다(단계 S3).
인버터 전류 목표치 Iinv*=Ia*+s CaVa ㆍㆍㆍ(4)
단, 식(4) 중, Ca는 콘덴서(23)(출력 평활 콘덴서)의 정전 용량, s는 라플라스 연산자이다.
상기 식(4)는, 시간 t에서의 미분을 이용한 표현으로 하면,
Iinv*=Ia*+Ca×(d Va/dt) ㆍㆍㆍ(4a)
가 된다. 또한, 콘덴서(23)에 흐르는 전류를 검출하여 이것을 Ica로 하면,
Iinv*=Ia*+Ica ㆍㆍㆍ(4b)
가 된다.
식(4), (4a), (4b) 중, 우변 제2항은, 필터 회로(21)의 콘덴서(23)에 흐르는 전류를 고려하여 가산한 값이다.
또, 출력 전류 목표치 Ia*는, 상기 식(3)에 나타낸 바와 같이, 계통 전압 검출치 Va와 동위상의 정현파로서 구해진다. 즉, 제어 처리부(30)는, 인버터 장치(1)가 출력하는 교류 전력의 전류 Ia(출력 전류)가 계통 전압(계통 전압 검출치 Va)과 동위상이 되도록 인버터 회로(11)를 제어한다.
제1 연산부(41)는, 인버터 전류 목표치 Iinv*를 구하면, 이 인버터 전류 목표치 Iinv*를 제1 가산기(42)에 부여한다.
인버터 회로(11)는, 이 인버터 전류 목표치 Iinv*에 의해 피드백 제어된다.
제1 가산기(42)에는, 인버터 전류 목표치 Iinv* 외에, 현재의 인버터 전류 검출치 Iinv가 부여된다.
제1 가산기(42)는, 인버터 전류 목표치 Iinv*와, 현재의 인버터 전류 검출치 Iinv의 차분을 연산하여, 그 연산 결과를 보상기(43)에 부여한다.
보상기(43)는, 상기 차분이 부여되면, 비례계수 등에 기초하여 연산을 행하고, 또한 제2 가산기(44)에 의해 계통 전압 Va와 가산함으로써, 이 차분을 수속시켜 인버터 전류 검출치 Iinv를 인버터 전류 목표치 Iinv*로 할 수 있는 인버터 전압 참조치 Vinv#를 구한다. 이 인버터 전압 참조치 Vinv#를 제1 연산부(41)로부터 부여되는 DC/DC 컨버터의 출력 전압 목표치 Vo*와 비교함으로써 얻어지는 제어 신호를 인버터 회로 제어부(33)에 부여함으로써, 인버터 회로(11)에 인버터 전압 참조치 Vinv#에 따른 전압을 출력시킨다.
인버터 회로(11)가 출력한 전압은, 교류 리액터(22)에 부여되고, 새로운 인버터 전류 검출치 Iinv로서 피드백된다. 그리고, 제1 가산기(42)에 의해 인버터 전류 목표치 Iinv*와 인버터 전류 검출치 Iinv 사이의 차분이 다시 연산되고, 상기와 마찬가지로, 이 차분에 기초하여 인버터 회로(11)가 제어된다.
이상과 같이 하여, 인버터 회로(11)는, 인버터 전류 목표치 Iinv*와 인버터 전류 검출치 Iinv에 의해 피드백 제어된다(단계 S4).
한편, 제2 연산부(51)에는, 직류 입력 전압 검출치 Vg, 계통 전압 검출치 Va 외에, 제1 연산부(41)가 연산한 인버터 전류 목표치 Iinv*가 부여된다.
제2 연산부(51)는, 하기 식(5)에 기초하여, 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*(인버터 회로의 전압 목표치)를 연산한다(단계 S5).
인버터 출력 전압 목표치 Vinv*=Va+ZaIinv* ㆍㆍㆍ(5)
단, 식(5) 중, Za는 교류 리액터의 임피던스이다.
상기 식(5)는, 시간 t에서의 미분을 이용한 표현으로 하면,
Vinv*=Va+RaIinv*+La×(d Iinv*/dt) ㆍㆍㆍ(5a)
이 된다. 단, Ra는 교류 리액터의 저항, La는 교류 리액터의 인덕턴스이며, (Za=Ra+sLa)이다.
식(5)의 우변 제2항, (5a)의 우변 제2항 및 제3항은, 교류 리액터(22)의 양단에 발생하는 전압을 고려하여 가산한 값이다.
이와 같이, 본 실시형태에서는, 인버터 장치(1)가 출력하는 교류 전력의 전류 위상이 계통 전압 검출치 Va와 동위상이 되도록 인버터 회로(11)를 제어하기 위한 전류 목표치인 인버터 전류 목표치 Iinv*에 기초하여 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*를 설정한다.
상기와 같이, 교류측의 목표치인 인버터 회로(11)의 출력 목표치(Iinv*, Vinv*)는, 인버터 회로(11)의 브릿지 출력단, 즉, 인버터 회로(11)와 필터 회로(21)의 회로 접속점(P)에서 설정된다. 이에 따라, 원래의 계통 연계점(상용 전력 계통(3)과 필터 회로(21)의 회로 접속점)보다 목표치의 설정점의 앞으로 이동하고, 최종적으로 적절한 계통 연계에 안착하는 계통 연계가 행해진다.
인버터 출력 전압 목표치 Vinv*를 구하면, 하기 식(6)에 나타낸 바와 같이, 제2 연산부(51)는, 직류 전원측의 전압 VDC로서의 전압 Vg 또는 바람직하게는 하기의 직류 전압 Vgf와, 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*의 절대치를 비교하여, 큰 쪽을 승압 회로 전압 목표치 Vo*로 결정한다(단계 S6). 직류 전압 Vgf란, Vg에 직류 리액터(15)의 임피던스 Z에 의한 전압 강하를 고려한 전압이며, 승압 회로 전류를 Iin으로서, Vgf=Vg-ZIin이다. 따라서,
Vo*=Max(Vg-ZIin, Vinv*의 절대치) ㆍㆍㆍ(6)
으로 할 수 있다.
상기 식(6)은, 시간 t에서의 미분을 이용한 표현으로 하면,
Vo*=Max(Vg-(RIin+L(d Iin/dt), Vinv*의 절대치) ㆍㆍㆍ(6a)
이다. 단, R은 직류 리액터의 저항, L은 직류 리액터의 인덕턴스이며, (Z=R+sL)이다.
또한, 제2 연산부(51)는, 하기 식(7)에 기초하여 승압 회로 전류 목표치 Iin*를 연산한다(단계 S7).
승압 회로 전류 목표치 Iin*={(Iinv*×Vinv*)+(s C Vo*)×Vo*}/(Vg-ZIin) ㆍㆍㆍ(7)
단, 식(7) 중, C는 콘덴서(19)(평활 콘덴서)의 정전 용량, s는 라플라스 연산자이다.
상기 식(7)은, 시간 t에서의 미분을 이용한 표현으로 하면,
Iin*={(Iinv*×Vinv*)+C×(d Vo*/dt)×Vo*}/{Vg-(R+sL)Iin} ㆍㆍㆍ(7a)
이 된다. 또한, 콘덴서(19)에 흐르는 전류를 검출하여 이것을 Ic로 하면,
Iin*={(Iinv*×Vinv*)+Ic×Vo*}/{Vg-ZIin} ㆍㆍㆍ(7b)
이 된다.
식(7), (7a), (7b) 중, 인버터 전류 목표치 Iinv*와 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*의 곱에 가산되어 있는 항은, 콘덴서(19)를 통과하는 무효 전력을 고려한 값이다. 즉, 인버터 회로(11)의 전력 목표치에 덧붙여 무효 전력을 고려함으로써, 보다 정확하게 Iin*의 값을 구할 수 있다.
또한, 미리 인버터 장치(1)의 전력 손실 PLOSS를 측정해 두면, 상기 식(7a)는 이하와 같이 나타낼 수도 있다.
Iin*={(Iinv*×Vinv*)+C×(d Vo*/dt)×Vo*+PLOSS}/{Vg-ZIin} ㆍㆍㆍ(7c)
마찬가지로, 상기 식(7b)는 이하와 같이 나타낼 수도 있다.
Iin*={(Iinv*×Vinv*)+Ic×Vo*+PLOSS}/{Vg-ZIin} ㆍㆍㆍ(7d)
이 경우, 인버터 회로(11)의 전력 목표치에 덧붙여 무효 전력 및 전력 손실 PLOSS를 고려함으로써, 보다 엄밀하게 Iin*의 값을 구할 수 있다.
또, 콘덴서(19)의 정전 용량 C 및 전력 손실 PLOSS가 (Iinv*×Vinv*)에 비교해서 충분히 작은 경우, 하기 식(8)이 성립한다. 이 식(8)에 의해 구해지는 Iin*를 식(6), (6a), (7), (7a), (7b), (7c) 및 (7d)의 우변에 포함되는 Iin으로서 이용할 수 있다.
승압 회로 전류 목표치 Iin*=(Iinv*×Vinv*)/Vg ㆍㆍㆍ(8)
제2 연산부(51)는, 승압 회로 전류 목표치 Iin*를 구하면, 이 승압 회로 전류 목표치 Iin*를 제3 가산기(52)에 부여한다.
승압 회로(10)는, 이 승압 회로 전류 목표치 Iin*에 의해 피드백 제어된다.
제3 가산기(52)에는, 승압 회로 전류 목표치 Iin* 외에, 현재의 승압 회로 전류 검출치 Iin이 부여된다.
제3 가산기(52)는, 승압 회로 전류 목표치 Iin*와 현재의 승압 회로 전류 검출치 Iin의 차분을 연산하여, 그 연산 결과를 보상기(53)에 부여한다.
보상기(53)는, 상기 차분이 부여되면, 비례계수 등에 기초하여 연산을 행하고, 또한 제4 가산기(54)에 의해 직류 입력 전압 검출치 Vg로부터 이것을 감산함으로써, 이 차분을 수속시켜 승압 회로 전류 검출치 Iin을 승압 회로 전류 목표치 Iin*로 할 수 있는 승압 회로 전압 참조치 Vbc#를 구한다. 이 승압 회로 전압 참조치 Vbc#를 제1 연산부(41)로부터 부여되는 DC/DC 컨버터의 출력 전압 목표치 Vo*와 비교함으로써 얻어지는 제어 신호를 승압 회로 제어부(32)에 부여함으로써, 승압 회로(10)에 승압 회로 전압 참조치 Vbc#에 따른 전압을 출력시킨다.
승압 회로(10)가 출력한 전력은, 직류 리액터(15)에 부여되고, 새로운 승압 회로 전류 검출치 Iin으로서 피드백된다. 그리고, 제3 가산기(52)에 의해 승압 회로 전류 목표치 Iin*와 승압 회로 전류 검출치 Iin 사이의 차분이 다시 연산되고, 상기와 마찬가지로, 이 차분에 기초하여 승압 회로(10)가 제어된다.
이상과 같이 하여, 승압 회로(10)는, 승압 회로 전류 목표치 Iin*와 승압 회로 전류 검출치 Iin에 의해 피드백 제어된다(단계 S8).
상기 단계 S8의 후, 제어 처리부(30)는, 상기 식(1)에 기초하여 현재의 입력 전력 평균치 <Pin>를 구한다(단계 S9).
제어 처리부(30)는, 전회 연산시의 입력 전력 평균치<Pin>와 비교하여, 입력 전력 평균치<Pin>가 최대치가 되도록(최대 전력점에 추종하도록) 직류 입력 전류 목표치 Ig*를 설정한다.
이상에 의해, 제어 처리부(30)는, 태양광 발전 패널(2)에 대한 MPPT 제어를 행하면서, 승압 회로(10) 및 인버터 회로(11)를 제어한다.
제어 처리부(30)는, 전술한 바와 같이, 인버터 회로(11) 및 승압 회로(10)를 전류 목표치에 의해 피드백 제어한다.
도 8의 (a)는, 제어 처리부(30)가 상기 피드백 제어에 있어서 구한 승압 회로 전류 목표치 Iin*, 및 이것에 따라서 제어한 경우의 승압 회로 전류 검출치 Iin을 시뮬레이션에 의해 구한 결과의 일례를 나타내는 그래프이며, (b)는, 제어 처리부(30)가 상기 피드백 제어에 있어서 구한 승압 회로 전압 목표치 Vo*, 및 이것에 따라서 제어한 경우의 승압 회로 전압 검출치 Vo를 시뮬레이션에 의해 구한 결과의 일례를 나타내는 그래프이다.
도 8의 (a)에 나타낸 바와 같이, 승압 회로 전류 검출치 Iin은, 제어 처리부(30)에 의해, 승압 회로 전류 목표치 Iin*을 따라서 제어되고 있는 것을 알 수 있다.
또한, 도 8의 (b)에 나타낸 바와 같이, 승압 회로 전압 목표치 Vo*는, 상기 식(6)에 의해 구해지기 때문에, 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*의 절대치가 대략 직류 입력 전압 검출치 Vg 이상이 되는 기간에서는 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*의 절대치에 따르고, 그 이외의 기간에서는 직류 입력 전압 검출치 Vg에 따르도록 변화하고 있다.
승압 회로 전압 검출치 Vo는, 제어 처리부(30)에 의해, 승압 회로 전압 목표치 Vo*를 따라서 제어되고 있는 것을 알 수 있다.
도 9는, 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*의 일례를 나타내는 도면이다. 도면 중, 종축은 전압, 횡축은 시간을 나타내고 있다. 파선은 상용 전력 계통(3)의 전압 파형을 나타내고 있고, 실선은 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*의 파형을 나타내고 있다.
인버터 회로(11)는, 도 7의 플로우차트에 따른 제어에 의해, 도 9에 나타내는 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*를 전압 목표치로서 전력을 출력한다.
따라서, 인버터 회로(11)는, 도 9에 나타내는 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*의 파형에 따른 전압의 전력을 출력한다.
도면에 나타낸 바와 같이, 양쪽의 파는, 전압치 및 주파수는 서로 거의 동일하지만, 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*의 위상이, 상용 전력 계통(3)의 전압 위상에 대하여 수도(數度) 진상(進相)하고 있다.
본 실시형태의 제어 처리부(30)는, 전술한 바와 같이, 승압 회로(10) 및 인버터 회로(11)의 피드백 제어를 실행하는 중에, 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*의 위상을 상용 전력 계통(3)의 전압 위상에 대하여 약 3도 진상시키고 있다.
인버터 출력 전압 목표치 Vinv*의 위상을 상용 전력 계통(3)의 전압 위상에 대하여 진상시키는 각도는 수도이면 되며, 후술하는 바와 같이, 상용 전력 계통(3)의 전압 파형과의 사이에서 차분을 구했을 때에 얻어지는 전압 파형이, 상용 전력 계통(3)의 전압 파형에 대하여 90도 진행한 위상이 되는 범위에서 설정된다. 예컨대, 0도보다 크고 10도보다 작은 값의 범위에서 설정된다.
상기 진상시키는 각도는, 상기 식(5)에 나타낸 바와 같이, 계통 전압 검출치 Va, 교류 리액터(22)의 인덕턴스 La 및 인버터 전류 목표치 Iinv*에 의해 정해진다. 그 중, 계통 전압 검출치 Va, 교류 리액터(22)의 인덕턴스 La는, 제어 대상밖의 고정치이기 때문에, 진상시키는 각도는 인버터 전류 목표치 Iinv*에 의해 정해진다.
인버터 전류 목표치 Iinv*는, 상기 식(4)에 나타낸 바와 같이, 출력 전류 목표치 Ia*에 의해 정해진다. 이 출력 전류 목표치 Ia*가 커질수록, 인버터 전류 목표치 Iinv*에서의 진상한 성분이 증가하고, 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*의 진상각(진상시키는 각도)이 커진다.
출력 전류 목표치 Ia*는, 상기 식(2)로부터 구해지기 때문에, 상기 진상시키는 각도는 직류 입력 전류 목표치 Ig*에 의해 조정된다.
[승압 회로 및 인버터 회로의 제어에 관해]
승압 회로 제어부(32)는 승압 회로(10)의 스위칭 소자(Qb)를 제어한다. 또한, 인버터 회로 제어부(33)는 인버터 회로(11)의 스위칭 소자(Q1∼Q4)를 제어한다.
승압 회로 제어부(32) 및 인버터 회로 제어부(33)는, 각각 승압 회로용 반송파 및 인버터 회로용 반송파를 생성하고, 이들 반송파를 제어 처리부(30)로부터 부여되는 목표치인 승압 회로 전압 참조치 Vbc# 및 인버터 전압 참조치 Vinv#로 변조하여, 각 스위칭 소자를 구동시키기 위한 구동 파형을 생성한다.
승압 회로 제어부(32) 및 인버터 회로 제어부(33)는, 상기 구동 파형에 기초하여 각 스위칭 소자를 제어함으로써, 승압 회로 전류 목표치 Iin* 및 인버터 전류 목표치 Iinv*에 근사한 전류 파형의 교류 전력을 승압 회로(10) 및 인버터 회로(11)에 출력시킨다.
도 10의 (a)는, 승압 회로용 반송파와, 승압 회로 전압 참조치 Vbc#의 파형을 비교한 그래프이다. 도면 중, 종축은 전압, 횡축은 시간을 나타내고 있다. 또, 도 10의 (a)에서는, 이해를 용이하게 하기 위해, 승압 회로용 반송파의 파장을 실제보다 길게 하여 나타내고 있다.
승압 회로 제어부(32)가 생성하는 승압 회로용 반송파는, 극소치가 「0」인 삼각파이며, 진폭 A1이 제어 처리부(30)로부터 부여되는 승압 회로 전압 목표치 Vo*로 되어 있다.
또한, 승압 회로용 반송파의 주파수는, 제어 처리부(30)에 의한 제어 명령에 의해 소정의 듀티비가 되도록, 승압 회로 제어부(32)에 의해 설정된다.
또, 승압 회로 전압 목표치 Vo*는, 전술한 바와 같이, 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*의 절대치가 대략 직류 입력 전압 검출치 Vg 이상이 되는 기간 W1에서는 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*의 절대치에 따르고, 그 이외의 기간에서는 직류 입력 전압 검출치 Vg에 따르도록 변화하고 있다. 따라서, 승압 회로용 반송파의 진폭 A1도 승압 회로 전압 목표치 Vo*에 따라서 변화하고 있다.
또, 본 실시형태에서는, 직류 입력 전압 검출치 Vg가 250 볼트이고, 상용 전력 계통(3)의 전압 진폭이 288 볼트라고 한다.
승압 회로 전압 참조치 Vbc#의 파형(이하, 승압 회로용 참조파 Vbc#라고도 함)은, 제어 처리부(30)가 승압 회로 전류 목표치 Iin*에 기초하여 구하는 값이며, 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*의 절대치가 직류 입력 전압 검출치 Vg보다 큰 기간 W1에 있어서 플러스의 값으로 되어 있다. 승압 회로용 참조파 Vbc#는, 기간 W1에서는, 승압 회로 전압 목표치 Vo*가 이루는 파형과 근사한 파형으로 되어 있고, 승압 회로용 반송파에 대하여 교차하고 있다.
승압 회로 제어부(32)는, 승압 회로용 반송파와 승압 회로용 참조파 Vbc#를 비교하여, 직류 리액터(15)의 양단 전압의 목표치인 승압 회로용 참조파 Vbc#가 승압 회로용 반송파 이상이 되는 부분에서 온, 반송파 이하가 되는 부분에서 오프가 되도록, 스위칭 소자(Qb)를 구동시키기 위한 구동 파형을 생성한다.
도 10의 (b)는, 승압 회로 제어부(32)가 생성한 스위칭 소자(Qb)를 구동시키기 위한 구동 파형이다. 도면 중, 종축은 전압, 횡축은 시간이다. 횡축은, 도 10의 (a)의 횡축과 일치하도록 나타내고 있다.
이 구동 파형은, 스위칭 소자(Qb)의 스위칭 동작을 나타내고 있고, 스위칭 소자(Qb)에 부여함으로써, 그 구동 파형에 따른 스위칭 동작을 실행시킬 수 있다. 구동 파형은, 전압이 0 볼트에서 스위칭 소자의 스위치를 오프, 전압이 플러스 전압에서 스위칭 소자의 스위치를 온으로 하는 제어 명령을 구성하고 있다.
승압 회로 제어부(32)는, 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*의 절대치가 직류 입력 전압 검출치 Vg 이상이 되는 기간 W1에서 스위칭 동작이 행해지도록 구동 파형을 생성한다. 따라서, 직류 입력 전압 검출치 Vg 이하의 범위에서는, 스위칭 동작을 정지시키도록 스위칭 소자(Qb)를 제어한다.
또한, 각 펄스폭은, 삼각파인 승압 회로용 반송파의 세그먼트에 의해 정해진다. 따라서, 전압이 높은 부분일수록 펄스폭이 커져 있다.
이상과 같이, 승압 회로 제어부(32)는, 승압 회로용 반송파를 승압 회로용 참조파 Vbc#로 변조하고, 스위칭을 위한 펄스폭을 나타낸 구동 파형을 생성한다. 승압 회로 제어부(32)는, 생성한 구동 파형에 기초하여 승압 회로(10)의 스위칭 소자(Qb)를 PWM 제어한다.
다이오드(16)에 병렬로 다이오드의 순방향으로 도통하는 스위칭 소자(Qbu)를 설치하는 경우, 스위칭 소자(Qbu)는, 스위칭 소자(Qb)의 구동 파형과 반전시킨 구동 파형을 이용한다. 단, 스위칭 소자(Qb)와 스위칭 소자(Qbu)가 동시에 도통하는 것을 방지하기 위해, 스위칭 소자(Qbu)의 구동 펄스가 오프로부터 온으로 이행할 때에 1 마이크로초 정도의 데드타임을 설정한다.
도 11의 (a)는, 인버터 회로용 반송파와 인버터 전압 참조치 Vinv#의 파형을 비교한 그래프이다. 도면 중, 종축은 전압, 횡축은 시간을 나타내고 있다. 또, 도 11의 (a)에 있어서도, 이해를 용이하게 하기 위해, 인버터 회로용 반송파의 파장을 실제보다 길게 하여 나타내고 있다.
인버터 회로 제어부(33)가 생성하는 인버터 회로용 반송파는 진폭 중앙이 0 볼트인 삼각파이고, 그 한쪽 진폭이 승압 회로 전압 목표치 Vo*(콘덴서(23)의 전압 목표치)로 설정되어 있다. 따라서, 인버터 회로용 반송파의 진폭 A2는, 직류 입력 전압 검출치 Vg의 2배(500 볼트)의 기간과, 상용 전력 계통(3)의 전압의 2배(최대 576 볼트)의 기간을 갖고 있다.
또한, 주파수는, 제어 처리부(30)에 의한 제어 명령 등에 의해 소정의 듀티비가 되도록 인버터 회로 제어부(33)에 의해 설정된다.
또, 승압 회로 전압 목표치 Vo*는, 전술한 바와 같이, 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*의 절대치가 대략 직류 입력 전압 검출치 Vg 이상이 되는 기간 W1에서는 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*의 절대치에 따르고, 그 이외의 기간인 기간 W2에서는 직류 입력 전압 검출치 Vg에 따르도록 변화하고 있다. 따라서, 인버터 회로용 반송파의 진폭 A2도 승압 회로 전압 목표치 Vo*에 따라서 변화하고 있다.
인버터 전압 참조치 Vinv#의 파형(이하, 인버터 회로용 참조파 Vinv#라고도 함)은, 제어 처리부(30)가 인버터 전류 목표치 Iinv*에 기초하여 구하는 값이며, 대략 상용 전력 계통(3)의 전압 진폭(288 볼트)과 동일하게 설정되어 있다. 따라서, 인버터 회로용 참조파 Vinv#는, 전압치가 -Vg∼+Vg 범위의 부분에서, 인버터 회로용 반송파에 대하여 교차하고 있다.
인버터 회로 제어부(33)는, 인버터 회로용 반송파와 인버터 회로용 참조파 Vinv#를 비교하여, 전압 목표치인 인버터 회로용 참조파 Vinv#가 인버터 회로용 반송파 이상이 되는 부분에서 온, 반송파 이하가 되는 부분에서 오프가 되도록, 스위칭 소자(Q1∼4)를 구동시키기 위한 구동 파형을 생성한다.
도 11의 (b)는, 인버터 회로 제어부(33)가 생성한 스위칭 소자(Q1)를 구동시키기 위한 구동 파형이다. 도면 중, 종축은 전압, 횡축은 시간이다. 횡축은, 도 11의 (a)의 횡축과 일치하도록 나타내고 있다.
인버터 회로 제어부(33)는, 인버터 회로용 참조파 Vinv#의 전압이 -Vg∼+Vg의 범위 W2에서 스위칭 동작이 행해지도록 구동 파형을 생성한다. 따라서, 그 이외의 범위에서는, 스위칭 동작을 정지시키도록 스위칭 소자(Q1)를 제어한다.
도 11의 (c)는, 인버터 회로 제어부(33)가 생성한 스위칭 소자(Q3)를 구동시키기 위한 구동 파형이다. 도면 중, 종축은 전압, 횡축은 시간이다.
인버터 회로 제어부(33)는, 스위칭 소자(Q3)에 관해서는, 도면 중 파선으로 나타내고 있는 인버터 회로용 참조파 Vinv#의 반전파와 반송파를 비교하여 구동 파형을 생성한다.
이 경우도, 인버터 회로 제어부(33)는, 인버터 회로용 참조파 Vinv#(의 반전파)의 전압이, -Vg∼+Vg의 범위 W2에서 스위칭 동작이 행해지도록 구동 파형을 생성한다. 따라서, 그 이외의 범위에서는, 스위칭 동작을 정지시키도록 스위칭 소자(Q3)를 제어한다.
또, 인버터 회로 제어부(33)는, 스위칭 소자(Q2)의 구동 파형에 관해서는, 스위칭 소자(Q1)의 구동 파형을 반전시킨 것을 생성하고, 스위칭 소자(Q4)의 구동 파형에 관해서는, 스위칭 소자(Q3)의 구동 파형을 반전시킨 것을 생성한다.
이상과 같이, 인버터 회로 제어부(33)는, 인버터 회로용 반송파를 인버터 회로용 참조파 Vinv#로 변조하고, 스위칭을 위한 펄스폭을 나타낸 구동 파형을 생성한다. 인버터 회로 제어부(33)는, 생성한 구동 파형에 기초하여 인버터 회로(11)의 스위칭 소자(Q1∼Q4)를 PWM 제어한다.
본 실시형태의 승압 회로 제어부(32)는, 직류 리액터(15)에 흐르는 전류가 승압 회로 전류 목표치 Iin*에 일치하도록 전력을 출력시킨다. 그 결과, 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*의 절대치가 대략 직류 입력 전압 검출치 Vg 이상이 되는 기간 W1(도 10)에서 승압 회로(10)에 스위칭 동작을 행하게 한다. 승압 회로(10)는, 기간 W1에서 직류 입력 전압 검출치 Vg 이상의 전압을 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*의 절대치에 근사하도록 전력을 출력한다. 한편, 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*의 절대치가 대략 직류 입력 전압 검출치 Vg 이하인 기간에서는, 승압 회로 제어부(32)는 승압 회로(10)의 스위칭 동작을 정지시킨다. 따라서, 직류 입력 전압 검출치 Vg 이하인 기간에서는, 승압 회로(10)는, 태양광 발전 패널(2)이 출력하는 직류 전력의 직류 입력 전압치를 승압하지 않고 인버터 회로(11)에 출력한다.
또, 본 실시형태의 인버터 회로 제어부(33)는, 교류 리액터(22)에 흐르는 전류가 인버터 전류 목표치 Iinv*에 일치하도록 전력을 출력시킨다. 그 결과, 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*가 대략 -Vg∼+Vg의 기간 W2(도 11)에서 인버터 회로(11)에 스위칭 동작을 행하게 한다. 즉, 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*의 절대치가 직류 입력 전압 검출치 Vg 이하의 기간에서 인버터 회로(11)에 스위칭 동작을 행하게 한다.
따라서, 인버터 회로(11)는, 승압 회로(10)가 스위칭 동작을 정지하고 있는 동안 스위칭 동작을 행하여, 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*에 근사한 교류 전력을 출력한다.
또, 인버터 회로용 참조파 Vinv#와 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*는 근사하기 때문에, 도 11의 (a)에서는 중복되어 있다.
한편, 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*의 전압이 대략 -Vg∼+Vg의 기간 W2 이외의 기간에서는, 인버터 회로 제어부(33)는 인버터 회로(11)의 스위칭 동작을 정지시킨다. 그 동안, 인버터 회로(11)에는, 승압 회로(10)에 의해 승압된 전력이 부여된다. 따라서, 스위칭 동작을 정지하고 있는 인버터 회로(11)는, 승압 회로(10)로부터 부여되는 전력을 강압하지 않고 출력한다.
즉, 본 실시형태의 인버터 장치(1)는, 승압 회로(10)와 인버터 회로(11)를 교대로 전환하도록 스위칭 동작시키고, 각각이 출력하는 전력을 중합함으로써, 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*에 근사한 전압 파형의 교류 전력을 출력한다.
이와 같이, 본 실시형태에서는, 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*의 절대치가, 직류 입력 전압 검출치 Vg보다 높은 부분의 전압을 출력할 때에는 승압 회로(10)를 동작시키고, 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*의 절대치가, 직류 입력 전압 검출치 Vg보다 낮은 부분의 전압을 출력할 때에는 인버터 회로(11)를 동작시키도록 제어된다. 따라서, 인버터 회로(11)가, 승압 회로(10)에 의해 승압된 전력을 강압하지 않기 때문에, 전압을 강압할 때의 전위차를 낮게 억제할 수 있으므로, 승압 회로의 스위칭에 의한 손실을 저감하여, 보다 고효율로 교류 전력을 출력할 수 있다.
또한, 승압 회로(10) 및 인버터 회로(11)는, 모두 제어부(12)가 설정한 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*에 기초하여 동작하기 때문에, 교대로 전환되도록 출력되는 승압 회로의 전력과, 인버터 회로의 전력 사이에서, 어긋남이나 왜곡이 생기는 것을 억제할 수 있다.
도 12는, 참조파 및 스위칭 소자의 구동 파형의 일례와 함께, 인버터 장치(1)가 출력하는 교류 전력의 전류 파형의 일례를 나타낸 도면이다.
도 12에 있어서, 최상단으로부터 순서대로, 인버터 회로의 참조파 Vinv# 및 반송파, 스위칭 소자(Q1)의 구동 파형, 승압 회로의 참조파 Vbc# 및 반송파, 스위칭 소자(Qb)의 구동 파형, 및 인버터 장치(1)가 출력하는 교류 전력의 전류 파형의 목표치 및 실측치를 나타내는 그래프를 나타내고 있다. 이들 각 그래프의 횡축은 시간을 나타내고 있고, 서로 일치하도록 나타내고 있다.
도면에 나타낸 바와 같이, 출력 전류의 실측치 Ia는 목표치 Ia*와 일치하도록 제어되고 있는 것을 알 수 있다.
또한, 승압 회로(10)의 스위칭 소자(Qb)의 스위칭 동작의 기간과, 인버터 회로(11)의 스위칭 소자(Q1∼Q4)의 스위칭 동작의 기간은, 대략 서로 교대로 전환되도록 제어되고 있는 것을 알 수 있다.
또한, 본 실시형태에서는, 도 8의 (a)에 나타낸 바와 같이, 상기 식(7)에 기초하여 구해지는 승압 회로는 직류 리액터(15)를 흐르는 전류가 전류 목표치 Iin*에 일치하도록 제어된다. 그 결과, 승압 회로와 인버터 회로의 전압이, 도 8의 (b)에 나타내는 파형이 되고, 승압 회로(10), 및 인버터 회로(11)의 고주파 스위칭 동작에 각각 정지 기간이 있고, 대략 교대로 스위칭 동작을 행하는 운전이 가능해진다.
또, 이상적으로는 승압 회로(10)와 인버터 회로(11)에서 「교대로」 고주파 스위칭을 행하고, 고주파 스위칭의 시기가 겹치지 않는 것이 바람직하지만, 실제로는 약간의 중복이 생기더라도, 각각의 정지 기간이 있으면, 손실은 저감되고 고효율화에 기여한다.
[출력되는 교류 전력의 전류 위상에 관해]
본 실시형태의 승압 회로(10) 및 인버터 회로(11)는, 제어부(12)에 의한 제어에 의해, 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*에 근사한 전압 파형의 교류 전력을, 그 후단에 접속된 필터 회로(21)에 출력한다. 인버터 장치(1)는, 필터 회로(21)를 통해 상용 전력 계통(3)에 교류 전력을 출력한다.
여기서, 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*는, 전술한 바와 같이, 제어 처리부(30)에 의해 상용 전력 계통(3)의 전압 위상에 대하여 수도 진상한 전압 위상으로서 생성된다.
따라서, 승압 회로(10) 및 인버터 회로(11)가 출력하는 교류 전압도, 상용 전력 계통(3)의 전압 위상에 대하여 수도 진상한 전압 위상이 된다.
그렇게 하면, 필터 회로(21)의 교류 리액터(22)(도 2)의 양단에는, 한쪽이 승압 회로(10) 및 인버터 회로(11)의 교류 전압, 다른쪽이 상용 전력 계통(3)과, 서로 수도 전압 위상이 어긋난 전압이 가해지게 된다.
도 13의 (a)는, 인버터 회로(11)로부터 출력된 교류 전압, 상용 전력 계통(3), 및 교류 리액터(22)의 양단 전압, 각각의 전압 파형을 나타낸 그래프이다. 도면 중, 종축은 전압, 횡축은 시간을 나타내고 있다.
도면에 나타낸 바와 같이, 교류 리액터(22)의 양단이 서로 수도 전압 위상이 어긋난 전압이 가해지면, 교류 리액터(22)의 양단 전압은, 교류 리액터(22)의 양단에 가해지는 서로 수도 전압 위상이 어긋난 전압끼리의 차분이 된다.
따라서, 도면에 나타낸 바와 같이, 교류 리액터(22)의 양단 전압의 위상은, 상용 전력 계통(3)의 전압 위상에 대하여 90도 진행한 위상이 된다.
도 13의 (b)는, 교류 리액터(22)에 흐르는 전류 파형을 나타낸 그래프이다. 도면 중, 종축은 전류, 횡축은 시간을 나타내고 있다. 횡축은, 도 13의 (a)의 횡축과 일치하도록 나타내고 있다.
교류 리액터(22)의 전류 위상은, 그 전압 위상에 대하여 90도 지연된다. 따라서, 도면에 나타낸 바와 같이, 교류 리액터(22)를 통해서 출력되는 교류 전력의 전류 위상은, 상용 전력 계통(3)의 전류 위상에 대하여 동기하게 된다.
따라서, 인버터 회로(11)가 출력하는 전압 위상은, 상용 전력 계통(3)에 대하여 수도 진상하고 있지만, 전류 위상은 상용 전력 계통(3)의 전류 위상에 대하여 일치한다.
따라서, 도 12의 최하단에 나타내는 그래프와 같이, 인버터 장치(1)가 출력하는 전류 파형은, 상용 전력 계통(3)의 전압 위상과 일치한 것이 된다.
그 결과, 상용 전력 계통(3)의 전압과 동위상의 교류 전류를 출력할 수 있기 때문에, 그 교류 전력의 역률이 저하하는 것을 억제할 수 있다.
도 14의 (a)는 상기 실시형태에 따른 인버터 장치(1)의 교류 출력 파형의 일례이다. 이 경우의 승압 회로 전류 목표치 Iin*는, 예컨대 식(7)에 의해 부여된다.
이와 같이, 계통 전압에 동기한 정현파상의 교류 출력 전류가 얻어지고 있다. 이 때의 역률은 0.997, 종합 전류 왜곡률은 4.6%이며, 각각 일반적으로 0.95 이상, 5% 이하가 되는 계통 연계의 기준치에 적합하다. 또, 기타, 2차 왜곡률은 2.6%(3% 이하에 적합), 3차 왜곡률은 2.9%(3% 이하에 적합), 5차 왜곡률은 0.3%(3% 이하에 적합)로 되어 있다.
한편, 도 14의 (b)는 전술한 특허문헌 1에 기재되어 있는 이하의 식(9)로 규정되는 승압 회로 전류 목표치에 따라서 인버터 장치(1)를 제어했을 때에 얻어지는 교류 출력 파형의 일례이다.
Iin*=Ia*×Va/Vg ㆍㆍㆍ(9)
이 때 교류 출력 전류는 피크가 명확하게 왜곡된 파형으로 되어 있고, 역률은 0.947(0.95 이상에 부적합), 종합 전류 왜곡률은 8.3%(5% 이하에 부적합)이며, 모두 상기 계통 연계의 기준치에 적합하지 않다. 또한, 그 밖에 2차 왜곡률은 3.5%(3% 이하에 부적합), 3차 왜곡률은 4.3%(3% 이하에 부적합), 5차 왜곡률은 4.6%(3% 이하에 부적합)로 되어 있다.
(교류로부터 직류로의 변환 장치)
[전체 구성에 관해]
다음으로, 교류로부터 직류로의 전력 변환을 행하는 변환 장치(1R)의 일실시형태에 관해 설명한다.
도 15는, 이러한 변환 장치(1R)를 구비한 축전 시스템의 일례를 나타내는 블록도이다. 도면 중, 변환 장치(1R)의 출력단에는 축전지(2)가 접속되고, 입력단에는 상용 전력 계통(3)(교류 계통)이 접속되어 있다. 이 축전 시스템은, 상용 전력 계통(3)으로부터 제공되는 전력을 교류로부터 직류로 변환하여, 축전지(2)에 축적할 수 있다.
변환 장치(1R)는, 상용 전력 계통(3)으로부터 수전한 교류를 직류로 변환하는 AC/DC 컨버터(11u)와, AC/DC 컨버터(11u)의 출력 전압을 강압하는 강압 회로(DC/DC 컨버터)(10d)와, 이들 양 회로(10d, 11u)의 동작을 제어하는 제어부(12)를 구비하고 있다. 도 1과의 비교에 의해 분명한 바와 같이, 에너지의 흐름이 역방향으로 되어 있다.
도 16은, 변환 장치(1R)의 회로도의 일례이다. 도 2와의 차이는, 우선, 도 2에서의 태양광 발전 패널(2)이 축전지(2B)로 치환되어 있는 점이다. 또한, 변환 장치(1R)로는, 도 2의 승압 회로(10)가 강압 회로(10d)로 치환되고, 도 2에서는 인버터 회로(11)였던 회로가, 구성 요소는 동일하지만, 교류 리액터(22)와 협동하여 승압도 가능한 AC/DC 컨버터(11u)가 된다.
강압 회로(10d)는, 도 2와 동일한 다이오드(16)와 병렬로 스위칭 소자(Qb2)를 이용하고 있다. 스위칭 소자(Qb2)로는, 예컨대 나타낸 IGBT 또는 FET를 이용할 수 있다.
변환 장치(1R)의 그 밖의 구성은, 도 2의 인버터 장치(1)와 기본적으로 동일하다. 따라서, 이 변환 장치(1R)는 쌍방향성이 있고, 태양광 발전 패널을 접속하면 도 2의 인버터 장치(1)와 동일한 동작을 행할 수 있다. 또한, 축전지(2B)의 직류 전력을 교류 전력으로 변환하여 자립 운전을 행할 수도 있다.
또, 변환 장치(1R)가 인버터 장치로서 동작하는 경우는, 스위칭 소자(Qb2)는, 항상 오프의 상태가 되거나(IGBT의 경우) 또는 스위칭 소자(Qb)와 교대로 온 동작하도록(FET의 경우), 제어부(12)에 의해 제어된다. 또한, 강압 회로(10d)는 승압 회로가 되고, AC/DC 컨버터(11u)는 인버터 회로가 된다.
상용 교류 계통(3)의 교류 전력에 기초하여 축전지(2B)를 충전하는 경우, 제어부(12)는, 각 스위칭 소자(Q1∼Q4)의 동작을 제어하고, 동기 정류를 할 수 있다. 또한, 교류 리액터(22)의 존재하에 PWM 제어를 행함으로써 승압하면서 정류를 행할 수 있다. 이렇게 해서, AC/DC 컨버터(11u)는, 상용 교류 계통(3)으로부터 부여되는 교류 전력을 직류 전력으로 변환한다.
강압 회로(10d)는 강압 쵸퍼 회로를 구성하고 있다. 스위칭 소자(Qb, Qb2)는 제어부(12)에 의해 제어된다.
또한, 강압 회로(10d)의 스위칭 동작은, AC/DC 컨버터(11u)와의 사이에서 스위칭 동작을 행하는 기간이 교대로 전환되도록 제어된다. 따라서, 강압 회로(10d)는, 스위칭 동작을 행하고 있는 기간에는, 강압한 전압을 축전지(2B)에 출력하고, 스위칭 동작을 정지(스위칭 소자(Qb)가 오프, Qb2가 온)하고 있는 기간은, AC/DC 컨버터(11u)가 출력하여 강압 회로(10d)에 입력한 직류 전압을 직류 리액터(15)를 통해 축전지(2)에 부여한다.
[전압 파형의 개요]
도 17은, 변환 장치(1R)의 동작을 개념적으로 나타낸 전압 파형의 도면이다.
(a)는, AC/DC 컨버터(11u)에 대한 교류 입력 전압 목표치 Vinv*의 절대치의 일례를 나타낸다. 이것은, 대략 상용 교류의 전파(全波) 정류 파형이다. 이점쇄선은, 충전을 위한 직류 전압 Vg를 나타낸다. (b)에 나타낸 바와 같이, 직류 전압 Vg쪽이 교류 입력 전압 목표치 Vinv*의 절대치보다 높은 구간(t0∼t1, t2∼t3, t4∼)에서는, AC/DC 컨버터(11u)가 스위칭 동작하고, 교류 리액터(22)와의 협동에 의해 승압 동작한다.
한편, 이들 구간(t0∼t1, t2∼t3, t4∼)에 있어서 강압 회로(10d)는 스위칭 소자(Qb)가 오프, Qb2가 온의 상태가 되고, 강압 동작은 정지하고 있다. 또, (b)에 나타내는 가는 스트라이프는 실제로는 PWM 펄스열이며, 교류 입력 전압 목표치 Vinv*의 절대치에 따라서 듀티가 상이하다. 따라서, 가령 이 상태의 전압이 DC/DC 컨버터에 인가되었다고 하면, DC/DC 컨버터의 입력 전압, 즉 DC 버스(20)의 전압 및 콘덴서(19)의 전압은 (c)에 나타낸 바와 같은 파형이 된다.
한편, 직류 전압 Vg쪽이 교류 입력 전압 목표치 Vinv*의 절대치보다 낮은 구간(t1∼t2, t3∼t4)에서는, AC/DC 컨버터(11u)는 스위칭을 정지하고, 대신에 강압 회로(10d)가 동작한다. 또, 여기서 말하는 스위칭이란, 예컨대 20 kHz 정도의 고주파 스위칭을 의미하며, 동기 정류를 행할 정도(상용 주파수의 2배)의 저주파의 스위칭은 아니다. 또, AC/DC 컨버터(11u)의 스위칭 정지에 의해 스위칭 소자(Q1∼Q4)가 모두 오프라 하더라도, 각 스위칭 소자(Q1∼Q4)의 내장 다이오드를 통해서 정류된 전압이 강압 회로(10d)에 입력된다. 단, 도통 손실을 저감하기 위해서는, 동기 정류를 행하는 것이 바람직하다.
동기 정류를 행하는 경우의 AC/DC 컨버터(11u)는, 제어부(12)의 제어에 의해, AC/DC 컨버터(11u)의 전류의 부호가 플러스인 기간에서는, 스위칭 소자(Q1, Q4)를 온, 스위칭 소자(Q2, Q3)를 오프로 하고, 또한, AC/DC 컨버터(11u)의 전류의 부호가 마이너스인 기간에서는, 이들의 온/오프를 반전시킨다. 이 반전 주파수는 상용 주파수의 2배이므로, 고주파 스위칭에 비교하면 주파수가 매우 작다. 따라서, 온/오프에 의한 손실도 매우 적다.
한편, 상기 구간(t1∼t2, t3∼t4)에 있어서 강압 회로(10d)는 강압 동작한다. (d)에 나타내는 가는 스트라이프는 실제로는 PWM 펄스열이며, 교류 입력 전압 목표치 Vinv*의 절대치에 따라서 듀티가 상이하다. 강압의 결과, (e)에 나타내는 원하는 직류 전압 Vg를 얻을 수 있다.
이상과 같이, 교류 전압에 기초하는 교류 입력 전압 목표치 Vinv*의 절대치가 직류 전압 Vg보다 낮은 기간에만 AC/DC 컨버터(11u)가 동작하고, 그 밖의 기간에서는 스위칭을 정지시킴으로써, AC/DC 컨버터(11u)의 스위칭 손실을 저감할 수 있다.
마찬가지로, 교류 입력 전압 목표치 Vinv*의 절대치가 직류 전압 Vg보다 높은 기간에만 강압 회로(10d)가 동작하고, 그 밖의 기간에서는 스위칭을 정지시킴으로써, 강압 회로(10d)의 스위칭 손실을 저감할 수 있다.
이렇게 해서, AC/DC 컨버터(11u)와 강압 회로(10d)가 교대로 스위칭 동작하게 되어, 한쪽이 동작할 때에는 다른쪽은 스위칭을 정지하고 있다. 즉 AC/DC 컨버터(11u) 및 강압 회로(10d)의 각각에 스위칭의 정지 기간이 생긴다. 또한, AC/DC 컨버터(11u)는, 교류 입력 전압 목표치 Vinv*의 절대치의 피크 및 그 근방을 피하여 동작하게 되기 때문에, 스위칭을 행할 때의 전압이 상대적으로 낮아진다. 이것도 스위칭 손실의 저감에 기여한다. 이렇게 해서, 변환 장치(1R) 전체로서의 스위칭 손실을 대폭 저감할 수 있다.
[제어의 사양]
상기 변환 장치(1R)의 제어는, 도 2의 인버터 장치(1)에 의한 계통 연계의 제어를 역방향으로 본 유사한 제어로서 생각할 수 있다. 이것은, 인버터 장치(1)와 동일한 계통 연계를 시킬 수 있는 변환 장치(1R)를 이용하여, 역방향의 동작에 있어서도 변환 장치(1R)의 효율을 높이는 것에 적합한 제어이다.
인버터 장치(1)에서의 여러 양과 각각 대응하는 변환 장치(1R)에서의 여러 양은, 이하와 같다.
Ia* : 상용 전력 계통(3)으로부터의 입력 전류 목표치
Iin : 강압 회로 전류 검출치
Iin* : 강압 회로 전류 목표치
Iinv* : AC/DC 컨버터(11u)에 대한 교류 입력 전류 목표치
Ig* : 축전지(2B)에 대한 직류 입력 전류 목표치
Ic : 콘덴서(19)에 흐르는 전류
Ica : 콘덴서(23)에 흐르는 전류
Va : 계통 전압 검출치
Vg : 축전지 전압치
Vinv* : AC/DC 컨버터(11u)에 대한 교류 입력 전압 목표치
Vo* : 강압 회로(10d)에 대한 입력 전압 목표치
Pin : 축전지(2B)에 대한 입력 전력
PLOSS : 변환 장치(1R)의 전력 손실
η : 변환 장치(1R)의 전력 변환 효율
따라서, 도 2의 인버터 장치(1)에서의 전술한 식(1)∼(8)과 대응한 이하의 관계를 적용할 수 있다.
식(1)과 대응하는 축전지(2B)에 대한 입력 전력 Pin의 평균치<Pin>는,
<Pin>=<Iin×Vg> ㆍㆍㆍ(R1)
이다.
식(2)에 대응하는 상용 전력 계통(3)으로부터의 입력 전류 목표치의 평균치<Ia*>는,
<Ia*>=<Ig*×Vg>/(η×<Va>) ㆍㆍㆍ(R2)
이다.
식(3)에 대응하는 입력 전류 목표치 Ia*는,
Ia*=(√2)×<Ia*>×sinωt ㆍㆍㆍ(R3)
이다.
식(4)에 대응하는 교류 입력 전류 목표치 Iinv*는,
Iinv*=Ia*-s CaVa ㆍㆍㆍ(R4)
이다.
상기 식(R4)는, 시간 t에서의 미분을 이용한 표현으로 하면,
Iinv*=Ia*-Ca×(d Va/dt) ㆍㆍㆍ(R4a)
이 된다. 또한, 콘덴서(23)에 흐르는 전류를 검출하여 이것을 Ica로 하면,
Iinv*=Ia*-Ica ㆍㆍㆍ(R4b)
이 된다.
또한, 식(5)에 대응하는 교류 입력 전압 목표치 Vinv*는,
Vinv*=Va-Za Iinv* ㆍㆍㆍ(R5)
이다.
상기 식(R5)는, 시간 t에서의 미분을 이용한 표현으로 하면,
Vinv*=Va-{RaIinv*+La×(d Iinv*/dt) ㆍㆍㆍ(R5a)
이 된다.
상기와 같이, 교류측의 목표치인 AC/DC 컨버터(11u)에 대한 입력 목표치(Iinv*, Vinv*)는, AC/DC 컨버터(11u)와 필터 회로(21)의 회로 접속점(P)에서 설정된다. 따라서, 계통 연계를 행하는 경우와 마찬가지로, 상용 전력 계통(3)과 변환 장치(1R)의 회로 접속점보다 목표치의 설정점을 앞(AC/DC 컨버터(11u)측)으로 이동하게 된다. 이와 같은 소위 「역」 계통 연계에 의해, 교류와 직류의 적절한 연계가 행해진다.
또한, 식(6)에 대응하는 강압 회로(10d)에 대한 입력 전압 목표치 Vo*는, 식(6)에서의 Vgf, 즉 (Vg-Z Iin)이 Vgr, 즉 (Vg+Z Iin)으로 치환되고,
Vo*=Max(Vg+Z Iin, Vinv*의 절대치) ㆍㆍㆍ(R6)
로 할 수 있다.
상기 식(R6)은, 시간 t에서의 미분을 이용한 표현으로 하면,
Vo*=Max(Vg+R Iin+L(d Iin/dt), Vinv*의 절대치) ㆍㆍㆍ(R6a)
이 된다.
또한, 강압 회로 전류 목표치 Iin*는,
Iin*={(Iinv*×Vinv*)-(s C Vo*)×Vo*}/(Vg+ZIin) ㆍㆍ(R7)
이다.
상기 식(R7)은, 시간 t에서의 미분을 이용한 표현으로 하면,
Iin*={(Iinv*×Vinv*)-C×(d Vo*/dt)×Vo*}/{Vg+RIin+L(dIin/dt)) ㆍㆍㆍ(R7a)
가 된다. 또한, 콘덴서(19)에 흐르는 전류를 검출하여 이것을 Ic로 하면,
Iin*={(Iinv*×Vinv*)-Ic×Vo*}/(Vg+ZIin) ㆍㆍㆍ(R7b)
가 된다.
식(R7), (R7a), (R7b) 중, 교류 입력 전류 목표치 Iinv*와, 교류 입력 전압 목표치 Vinv*의 곱에 가산되어 있는 항은, 콘덴서(19)를 통과하는 무효 전력을 고려한 값이다. 즉, AC/DC 컨버터(11u)의 전력 목표치에 덧붙여 무효 전력을 고려함으로써, 보다 정확하게 Iin*의 값을 구할 수 있다.
또한, 미리 변환 장치(1R)의 전력 손실 PLOSS를 측정해 두면, 상기 식(R7a)은 이하와 같이 나타낼 수도 있다.
Iin*={(Iinv*×Vinv*)-C×(d Vo*/dt)×Vo*-PLOSS}/(Vg+ZIin) ㆍㆍㆍ(R7c)
마찬가지로, 상기 식(R7b)은 이하와 같이 나타낼 수도 있다.
Iin*={(Iinv*×Vinv*)-Ic×Vo*-PLOSS}/(Vg+ZIin) ㆍㆍㆍ(R7d)
이 경우, AC/DC 컨버터(11u)의 전력 목표치에 덧붙여 무효 전력 및 전력 손실 PLOSS를 고려함으로써, 보다 엄밀하게 Iin*의 값을 구할 수 있다.
또, 콘덴서(19)의 정전 용량 C 및 전력 손실 PLOSS가, (Iinv*×Vinv*)에 비교해서 충분히 작은 경우, 하기 식(R8)이 성립한다. 이 식(R8)에 의해 구해지는 Iin*를 식(R6), (R6a), (R7), (R7a), (R7b), (R7c) 및 (R7d)의 우변에 포함되는 Iin으로서 이용할 수 있다.
Iin*=(Iinv*×Vinv*)/Vg ㆍㆍㆍ(R8)
이상과 같이 하여, 제어부(12)는, AC/DC 컨버터(11u)에 대한 교류 입력 전압 목표치 Vinv*의 절대치가, 직류 전압(Vg+ZIin)보다 높은 부분의 전압을 출력할 때에는, 강압 회로(10d)를 동작시키고, AC/DC 컨버터(11u)에 대한 교류 입력 전압 목표치 Vinv*의 절대치가, 직류 전압(Vg+ZIin)보다 낮은 부분의 전압을 출력할 때에는, AC/DC 컨버터(11u)를 동작시키도록 제어된다. 그 때문에, AC/DC 컨버터(11u)에 의해 승압할 때의 전위차를 낮게 억제할 수 있음과 함께, AC/DC 컨버터(11u) 및 강압 회로(10d)의 스위칭 손실을 저감하여, 보다 고효율로 직류 전력을 출력할 수 있다.
또한, 강압 회로(10d) 및 AC/DC 컨버터(11u)는, 모두 제어부(12)가 설정한 목표치에 기초하여 동작하기 때문에, 양 회로의 고주파 스위칭 기간이 교대로 전환되도록 동작을 행하더라도, AC/DC 컨버터(11u)에 입력되는 교류 전류에 위상 어긋남이나 왜곡이 생기는 것을 억제할 수 있다.
또한, 전술한 바와 같이, 변환 장치(1R)는, 도 2의 인버터 장치(1)와 동일한 계통 연계의 동작을 행하게 할 수 있다. 따라서, 계통 연계를 행하는 직류/교류의 변환, 및, 교류/직류의 변환의 쌍방향으로 사용 가능하고 효율이 좋은 변환 장치를 실현할 수 있다.
[기타]
또, 도 16에서는, AC/DC 컨버터(11u)를 구성하는 스위칭 소자로서 FET를 이용한 예를 나타냈지만, 도 14와 같이 FET 대신에 IGBT를 이용할 수도 있다. 단, IGBT에서는 동기 정류를 할 수 없다. 따라서, AC/DC 컨버터(11u)의 고주파 스위칭 정지 상태에서는, 소자에 내장된 다이오드에 의해 풀브릿지 정류 회로로서 동작하게 된다.
《DC 버스 전압의 연속성》
다음으로, DC 버스 전압의 연속성을 담보하기 위한 제어에 관해 설명한다.
도 18은, DC 버스 전압(도 2, 도 16의 DC 버스(20)의 전압)의 일례로서 전압 목표치 Vo*를 나타내는 도면이다. 횡축은 시간을, 종축은 전압을, 각각 나타내고 있다.
전술한 식(6)에 의하면,
Vo*=Max(Vg-ZIin, Vinv*의 절대치)
이다. 따라서, Vo*의 파형은, 교류 파형의 파고치 전후의 일부(Vinv*의 절대치)와, 직류 파형(Vg-ZIin)의 합성 파형이 된다. 교류 파형과 직류 파형이 서로 연결되는 점(도면 중의 점선의 동그라미)은, 매끄럽지 않은 불연속점이 된다. 이러한 불연속점을 기점으로 하여 전류ㆍ전압의 미진동이 발생하면, 제어부(12)에 있어서의 피드백계에 간섭함으로써 약간 큰 진동을 일으키고, 이것이 출력 전류의 작은 왜곡으로 이어지는 경우가 있다.
따라서, 상기 식에서 구한 Vo*를 Vox*로 하고, 보상항 Vcp를 이용하여 보상후의 전압 목표치 Vo*를,
Vo*=Vox*+Vcp ㆍㆍㆍ(10)
으로 한다.
Vcp는 예컨대 이하와 같은 함수로 부여할 수 있다.
Vcp=a×exp{-(｜Vgf-｜Vinv*｜｜)/b} ㆍㆍㆍ(11)
여기서,
Vox* : DC 버스의 전압 목표치(보상전의 값)
Vo* : DC 버스의 전압 목표치(보상후의 값)
Vcp : DC 버스의 전압에 관한 연속성의 보상항
Vgf : 직류 전원 전압(Vg로부터 직류 리액터(15)에 의한 전압 강하를 뺀 전압)
Vinv* : 인버터 출력 전압 목표치
이고, a, b에 관해서는, a는 Vox*에 비례하는 값, b는 상수이며, 예컨대,
a=(Vox*/20)
b=20이다. 이와 같이, 전압 목표치 Vo*에 보상항 Vcp를 부가하는 것만으로, 하드웨어의 추가를 하지 않더라도 연속성을 실현할 수 있다.
다음으로, 이하의 조건으로 식(10)(11)의 효과를 검증한다.
직류 리액터(15)의 인덕턴스 : 500 μH
콘덴서(19)의 커패시턴스 : 22 μF
교류 리액터(22)의 인덕턴스 : 1 mH
콘덴서(23)의 커패시턴스 : 22 μF
전압 Vg : 200 V
전압 Va : 286 V
스위칭 주파수 : 15 kHz
또, Vcp는, Vox*의 1/20로 했다.
도 19의 상단은, 연속성 보상전의 DC 버스 전압의 파형의 일례이다. 이 도면은, 도 18보다 전압의 변화를 확대 표시하고 있다. 도 19의 하단은, 일례로서의 보상항에 의한 파형이다. 도 20은, 도 19의 DC 버스 전압(상단)에 보상항(하단)을 부가한 경우의 연속성 보상후의 DC 버스 전압의 파형이다.
도 19에 나타낸 바와 같이, 보상항은, 교류 파형과 직류 파형이 서로 연결되어 불연속점이 될 타이밍에, 정방향으로의 보상치를 부가하도록 작용한다.
도 19의 DC 버스 전압에 있어서의 교류 파형과 직류 파형이 서로 연결되는 점에서는, 원래는 불연속점이 되는 지점이지만, 제어부(12)가, 불연속점이 될 타이밍에 정방향으로의 보상치를 부가하여 출력함으로써, 도 20에 나타낸 바와 같이, 불연속점을 연속점으로 바꿀 수 있다.
이렇게 해서, 1 사이클의 교류 파형을 2개의 회로에서 교대로 생성하는 변환 장치에 있어서, DC 버스에서의 전압의 불연속점을 수정하여, 연속성을 실현할 수 있다.
또한, 보상치는 예컨대 도 19와 같은 첨탑 파형 신호의 형태를 취하는 것이며, 그 첨탑 파형 신호는, 불연속점에서 피크가 되고, 불연속점으로부터 멀어짐에 따라서 0에 점차 가까워지는 식(11)의 함수로 표시된다.
이 경우, 불연속점을 핀포인트로 하여 연속점으로 바꾸면서, 그 근방의 파형에 미치는 불필요한 영향을 억제할 수 있다. 단, 식(11)의 함수는 일례이며, 이것에 한정되는 것은 아니다.
제어부(12)에 있어서의 보상치는, 인버터 회로(11)(제2 변환기)가 DC/AC의 변환을 행하는 경우는 승압 회로(10)(제1 변환기)에 대한 DC 버스의 전압 목표치에 포함된다.
또한, 반대로, 교류로부터 직류로의 변환 장치(도 16)에 있어서는, AC/DC 컨버터(11u)(제2 변환기)가 AC/DC의 변환을 행하기 때문에, 제어부(12)로부터 AC/DC 컨버터(11u)에 대한 DC 버스의 전압 목표치에 보상치가 포함되게 된다. 이와 같이 하면, 보상치는 전압 목표치에 포함되기 때문에, 직류로부터 교류 또는 그 반대의 경우 모두, 하드웨어를 추가하지 않고, 전압 목표치를 변경함으로써 불연속점을 연속점으로 바꿀 수 있다.
도 21, 도 22, 도 23은, 직류로부터 교류로의 변환 장치에 있어서, 참고로 연속성 보상이 없는 경우의 각 검출치의 일례를 나타내는 파형도이다.
도 21은, 파장이 짧은 쪽이 직류 리액터(15)에 흐르는 전류, 즉, 승압 회로 전류 검출치 Iin의 파형도이다. 또한, 파장이 긴 쪽은 출력 전류 Ia의 파형도이다.
도 22는, 승압 회로(10)의 전압 목표치 Vo*의 파형도이다.
도 23은, 승압 회로 전압 검출치 Vo의 파형도이다. 각 도면의 동그라미 부분을 보면, 도 22의 불연속점을 기점으로 하는 진동이 Iin(도 21) 및 Vo(도 23)에 발생하고 있는 것을 알 수 있다.
한편, 도 24, 도 25, 도 26은, 직류로부터 교류로의 변환 장치에 있어서, 연속성 보상이 있는 경우의 각 검출치의 일례를 나타내는 파형도이다.
도 24는, 파장이 짧은 쪽이 직류 리액터(15)에 흐르는 전류, 즉, 승압 회로 전류 검출치 Iin의 파형도이다. 또한, 파장이 긴 쪽은 출력 전류 Ia의 파형도이다.
도 25는, 승압 회로(10)의 전압 목표치 Vo*의 파형도이다.
도 26은, 승압 회로 전압 검출치 Vo의 파형도이다. 각 도면의 동그라미 부분을 보면, 도 23의 불연속점을 기점으로 하는 진동이 Iin(도 24) 및 Vo(도 26)에 아주 약간 발생하고 있지만, 도 21 및 도 23과 비교하면 분명히 저감되어 있는 것을 알 수 있다.
도 27 및 도 28은 각각, 보상항이 없는 파형도 및 보상항이 있는 파형도의 실험예이다. 가장 위의 파형이 DC 버스의 파형이다. 각 도면에서의 DC 버스의 파형을 비교하면, 도 27에서는 불연속점을 기점으로 하는 진동이 발생하고 있지만, 도 28에서는 분명히 저감되어 있다.
(부기)
이번에 개시된 실시형태는 모든 점에서 예시이며 제한적인 것이 아니라고 생각되어야 한다. 본 발명의 범위는 특허청구범위에 의해 제시되며, 특허청구범위와 균등한 의미 및 범위 내에서의 모든 변경이 포함되는 것이 의도된다.
1 : 인버터 장치
1R : 변환 장치
2 : 태양광 발전 패널
2B : 축전지
3 : 상용 전력 계통
10 : 승압 회로(DC/DC 컨버터)
10d : 강압 회로(DC/DC 컨버터)
11 : 인버터 회로(DC/AC 인버터)
11u : AC/DC 컨버터
12 : 제어부
15 : 직류 리액터
16 : 다이오드
17 : 제1 전압 센서
18 : 제1 전류 센서
19 : 콘덴서(평활 콘덴서(제2 콘덴서))
21 : 필터 회로
22 : 교류 리액터
23 : 콘덴서(출력 평활 콘덴서(제1 콘덴서))
24 : 제2 전류 센서
25 : 제2 전압 센서
26 : 콘덴서
30 : 제어 처리부
32 : 승압 회로 제어부
33 : 인버터 회로 제어부
34 : 평균화 처리부
41 : 제1 연산부
42 : 제1 가산기
43 : 보상기
44 : 제2 가산기
51 : 제2 연산부
52 : 제3 가산기
53 : 보상기
54 : 제4 가산기
P : 회로 접속점
Q1∼Q4, Qb : 스위칭 소자

Claims (6)

  1. 직류 전원과 교류 전원 사이에 개재하는 변환 장치에 있어서,
    상기 직류 전원과 상기 교류 전원 사이에 설치되는 DC 버스와,
    상기 직류 전원과 상기 DC 버스 사이에 설치되고, DC/DC 변환을 행하는 제1 변환기와,
    상기 DC 버스와 상기 교류 전원 사이에 설치되고, DC/AC 또는 AC/DC의 변환을 행하는 제2 변환기와,
    상기 제1 변환기 및 상기 제2 변환기를 상기 교류 전원의 1 사이클 내에서 선택적으로 동작시킴으로써, 상기 DC 버스의 전압으로서, 교류 파형의 절대치의 일부와 직류 파형을 교대로 출현시키는 제어부를 구비하고,
    상기 제어부는, 상기 교류 파형과 상기 직류 파형이 서로 이어져 불연속점이 될 타이밍에, 상기 DC 버스의 전압 목표치에 정방향으로의 보상치를 부가하는 것인 변환 장치.
  2. 제1항에 있어서, 상기 보상치는 첨탑 파형 신호의 형태를 취하는 것이며, 상기 첨탑 파형 신호는, 상기 불연속점에서 피크가 되고, 상기 불연속점으로부터 멀어짐에 따라서 0에 점차 가까워지는 함수로 표시되는 것인 변환 장치.
  3. 제2항에 있어서, 상기 보상치를 부가하기 전의 보상전의 DC 버스의 전압 목표치를 Vox*, 상기 보상치를 부여하는 보상항을 Vcp, 보상후의 전압 목표치를 Vo*로 하면,
    Vo*=Vox*+Vcp
    이고, 여기서, 보상항 Vcp는, Vgf를 직류 전원 전압, Vinv*을 교류측의 전압 목표치, a는 Vox*에 비례하는 값, b는 상수로 하면,
    Vcp=a×exp{-(｜Vgf-｜Vinv*｜｜)/ b}
    인 것인 변환 장치.
  4. 제1항에 있어서, 상기 보상치는, 상기 제2 변환기가 DC/AC의 변환을 행하는 경우는 상기 제1 변환기에 대한 상기 DC 버스의 전압 목표치에 포함되고, 상기 제2 변환기가 AC/DC의 변환을 행하는 경우는 상기 제2 변환기에 대한 상기 DC 버스의 전압 목표치에 포함되는 것인 변환 장치.
  5. 제2항에 있어서, 상기 보상치는, 상기 제2 변환기가 DC/AC의 변환을 행하는 경우는 상기 제1 변환기에 대한 상기 DC 버스의 전압 목표치에 포함되고, 상기 제2 변환기가 AC/DC의 변환을 행하는 경우는 상기 제2 변환기에 대한 상기 DC 버스의 전압 목표치에 포함되는 것인 변환 장치.
  6. 제3항에 있어서, 상기 보상치는, 상기 제2 변환기가 DC/AC의 변환을 행하는 경우는 상기 제1 변환기에 대한 상기 DC 버스의 전압 목표치에 포함되고, 상기 제2 변환기가 AC/DC의 변환을 행하는 경우는 상기 제2 변환기에 대한 상기 DC 버스의 전압 목표치에 포함되는 것인 변환 장치.
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