CN105939128A - 转换装置 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及转换装置。所述转换装置包括：直流母线，该直流母线被设置在直流电源和交流电源之间；第一转换器，该第一转换器被设置在直流电源和直流母线之间以执行直流/直流转换；第二转换器，该第二转换器被设置在直流母线和交流电源之间以执行直流/交流或交流/直流转换；和控制单元，该控制单元被配置为选择性地使第一转换器和第二转换器在交流电源的一个周期内进行操作，以交替地产生交流波形的绝对值的一部分和直流波形来作为直流母线的电压，其中控制单元在应该与交流波形和直流波形彼此连接的不连续点对应的时刻，将在正方向上的补偿值添加到直流母线的电压目标值。

Description

转换装置
技术领域
本发明涉及一种转换装置，该转换装置执行从直流至交流的转换或从交流至直流的转换。
背景技术
一般地，基于直流电源输出交流电力的转换装置包括：升压电路，该升压电路使直流电源的电压升压到等于或高于要求的交流峰值的恒定的水平，并且将升压的电压输出到直流母线；和逆变器，该逆变器通过开关调制直流母线的恒定电压以便具有交流波形，并且输出调制的电压。升压电路和逆变器每个恒定地执行高频开关。由于高频开关，相应的开关损耗发生，并且这引起转换效率的劣化。为了减少这样的开关损耗以增强转换效率，本发明人已经提出了最小化高频开关的次数的转换装置(参见专利文献1)。
这个转换装置的基本操作如下：基于要求的交流波形和直流电源的电压之间的比较，当电压需要被升压时，升压电路执行升压操作以形成交流波形，并且当电压不需要升压时，升压操作被停止并且逆变器执行高频开关。因而，高频开关的次数能够整体地减少。
引用列表
[专利文献]
专利文献1：日本专利No.5618022
发明内容
[技术问题]
然而，在执行减少如上所述的高频开关的次数的操作的情况下， 结果，在一个周期中的交流波形由两个电路(升压电路和逆变器)交替地产生。因此，在直流母线上，在从交流波形的绝对值到直流波形的改变发生的点处失去了波形连续性，并且因而不连续点出现。
一般地，不连续点对于最终的输出电流的畸变率的影响如此微弱以致不存在实际的问题。然而，在一些情况下，诸如多个升压电路连接到直流母线的情况，由直流电抗器的电感和直流母线的静电电容确定的电路的特征频率增加以接近于反馈控制的频率。在这样的情况下，不能够抑制从作为起始点的不连续点发生的电流振荡，可能增加输出电流的畸变。
鉴于以上问题，本发明的目的是使由两个电路交替地产生在一个周期中的交流波形的转换装置能够通过将直流母线上的电压的不连续点进行校正以实现连续性而输出高质量电力。
[问题的解决方案]
本发明是介于直流电源和交流电源之间的转换装置，转换装置包括：直流母线，该直流母线被设置在直流电源和交流电源之间；第一转换器，该第一转换器被设置在直流电源和直流母线之间，并且被配置为执行直流/直流转换；第二转换器，该第二转换器被设置在直流母线和交流电源之间，并且被配置为执行直流/交流转换或交流/直流转换；和控制单元，该控制单元被配置为选择性地使第一转换器和第二转换器在交流电源的一个周期内进行操作，以交替地产生交流波形的绝对值的一部分和直流波形类作为直流母线的电压，其中控制单元在应该与交流波形和直流波形彼此连接的不连续点对应的时刻，将在正方向上的补偿值添加到直流母线的电压目标值。
[有利效果]
根据本发明，在由两个电路交替地产生在一个周期中的交流波形的转换装置中，直流母线上的电压的不连续点被校正并且能够实现连 续性。因而，能够输出高质量电力。
附图说明
图1是示出包括根据本发明的实施例的逆变器装置的系统的示例的框图；
图2是逆变器装置的电路图的示例；
图3是控制单元的框图；
图4是示出直流输入电压检测值和升压电路电流检测值的时间变化的仿真结果的示例的曲线图；
图5是示出平均处理单元将直流输入电压检测值平均的方式的图；
图6是用于解释通过控制处理单元的控制处理的控制框图；
图7是示出用于升压电路和逆变器电路的控制处理的流程图；
图8是曲线图，其中(a)示出在通过控制处理单元计算的反馈控制中的升压电流目标值的仿真结果的示例，并且当根据升压电路电流目标值执行控制时获得升压电路电流检测值，并且(b)示出在通过控制处理单元计算的反馈控制中的升压电路电压目标值的仿真结果的示例，并且当根据升压电路电压目标值执行控制时获得升压电路电压检测值；
图9是示出逆变器输出电压目标值的示例的图；
图10是曲线图，其中(a)示出升压电路载波和升压电路参考波之间的比较，并且(b)示出由升压电路控制单元产生的、用于驱动开关元件的驱动波形；
图11是曲线图，其中(a)示出逆变器电路载波和逆变器电路参考波之间的比较，并且(b)示出由逆变器电路控制单元产生的、用于驱动开关元件的驱动波形，并且(c)示出由逆变器电路控制单元产生的、用于驱动开关元件的驱动波形；
图12是示出用于开关元件的参考波和驱动波形的示例、以及从逆变器装置输出的交流电源的电流波形的示例的图；
图13是曲线图，其中(a)示出从商用电源系统、逆变器电路输 出的交流电压的电压波形和在交流电抗器的两端之间的电压，并且(b)示出交流电抗器中流动的电流的波形；
图14是在实施例和比较例中的交流输出波形的示例；
图15是示出包括交流-直流转换装置的蓄电系统的示例的框图；
图16是转换装置的电路图的示例；
图17是概念性地示出转换装置的操作的电压波形图；
图18是示出电压目标值作为直流母线电压的示例的图；
图19是波形图，其中上图是在连续性补偿之前的直流母线电压的波形的示例，并且下图是基于补偿项的波形的示例；
图20是在其中补偿项已经添加到直流母线电压的情况下在连续性补偿之后的直流母线电压的波形；
图21是波形图，其中具有更短波长的波形是流过直流电抗器的电流(即升压电路电流检测值)的波形，并且具有更长波长的波形是输出电流的波形；
图22是对于升压电路的电压目标值的波形图；
图23是升压电路电压检测值的波形图；
图24是波形图，其中具有更短波长的波形是流经直流电抗器的电流(即升压电路电流检测值)的波形，并且具有更长波长的波形是输出电流的波形；
图25是对于升压电路的电压目标值的波形图；
图26是升压电路电压检测值的波形图；
图27是不具有补偿项的波形的实验的示例；并且
图28是具有补偿项的波形的实验的示例。
具体实施方式
[实施例概略]
本发明的实施例的概略包括至少如下。
(1)介于直流电源和交流电源之间的转换装置包括：直流母线，该直流母线设置在直流电源和交流电源之间；第一转换器，该第一转 换器被设置在直流电源和直流母线之间并且被配置为执行直流/直流转换；第二转换器，该第二转换器被设置在直流母线和交流电源之间并且被配置为执行直流/交流转换或交流/直流转换；和控制单元，该控制单元被配置为选择性地使第一转换器和第二转换器在交流电源的一个周期内进行操作，以交替地产生交流波形的绝对值的一部分和直流波形来作为直流母线的电压，其中控制单元在应该与其中交流波形和直流波形彼此连接的不连续点对应的时刻，将在正方向上的补偿值添加到对于直流母线的电压目标值。
根据以上(1)的转换装置，尽管其中交流波形和直流波形彼此连接的点原来是不具有平滑性的不连续点，控制单元在应该与不连续点对应的时刻，添加在正方向上的补偿值，并且输出结果值，由此能够将不连续点改变为连续点。
因而，在由两个电路交替地在一个周期中产生交流波形的转换装置中，能够校正直流母线的电压的不连续点并且能够实现连续性。因而，能够输出高质量电力。
(2)在以上(1)的转换装置中，例如，补偿值由尖塔波形信号来表示，并且尖塔波形信号由在不连续点处具有峰并且随着离不连续点的距离的增加而变得接近于零的函数来表示。
在这样的情况下，当不连续点以精确的方式改变为连续点时，能够抑制对于在不连续点的附近的波形的不必要的影响。
(3)在以上(2)的转换装置中，例如，在尚未被添加补偿值的补偿前的直流母线的电压目标值是Vox*，用于给予补偿值的补偿项是Vcp，并且补偿后的电压目标值是Vo*的情况下，满足以下表达式：
Vo*＝Vox*+Vcp，并且
补偿项Vcp如下表示：
Vcp＝a×exp{-(|Vgf-|Vinv*||)/b}，
其中，Vgf是直流电源电压，Vinv*是交流侧电压目标值，a是与Vox*成比例的值，并且b是常数。
因而，通过简单地将补偿项添加到电压目标值，能够在不增加硬件的情况下实现连续性。
(4)在以上(1)至(3)中的任一个的转换装置中，例如，在第二转换器执行直流/交流转换的情况下，补偿值被并入对于第一转换器的直流母线的电压目标值中，并且在第二转换器执行交流/直流转换的情况下，补偿值被并入对于第二转换器的直流母线的电压目标值中。
这样，因为补偿值被并入电压目标值，能够在不增加硬件的情况下、在直流至交流的情况下或者相反的情况下通过改变电压目标值而将不连续点改变为连续点。
[实施例的细节]
在下文中，将参照附图详细描述本发明的实施例。
解释的次序如下：首先，将描述转换装置(直流至交流，交流至直流)的基本配置和基本操作，进而将描述对于直流母线电压的连续性的控制。
<具有系统互连功能的直流至交流转换装置>
首先，将详细描述具有系统互连功能的直流至交流转换装置(下文中，简单称之为逆变器装置)。
[总体配置]
图1是示出包括根据本发明的实施例的逆变器装置的系统的示例的框图。在图1中，作为直流电源的光伏板2连接到逆变器装置1的 输入端，并且交流商用电力系统3(交流系统)连接到逆变器装置1的输出端。这个系统执行互连操作以将由光伏板2产生的直流电力转换为交流电力并且将交流电力输出到商用电力系统3。
逆变器装置1包括：升压电路(直流/直流转换器)10，该升压电路10接收从光伏板2输出的直流电力；逆变器电路(直流/交流逆变器)11，该逆变器电路11将从升压电路10给出的电力转换为交流电力并且将交流电力输出到商用电力系统3；以及控制单元12，该控制单元12控制这些电路10和11的操作。
图2是逆变器装置1的电路图的示例。
升压电路10包括直流电抗器15、二极管16和开关元件Qb，该开关元件Qb由绝缘栅双极晶体管(IGBT)等构成，以形成升压斩波器电路。
在升压电路10的输入侧上，设置了第一电压传感器17、第一电流传感器18和电容器26，该电容器26用于滤波。
第一电压传感器17检测从光伏板2输出进而输入到升压电路10的直流电力的直流输入电压检测值Vg(直流输入电压值)，并且将直流输入电压检测值Vg输出到控制单元12。第一电流传感器18检测流进直流电抗器15的电流的升压电路电流检测值Iin(直流输入电流值)，并且将升压电路电流检测值Iin输出到控制单元12。为了检测直流输入电流检测值Ig，电流传感器可进一步设置在电容器26的前面的级处。
控制单元12具有以下功能：由直流输入电压检测值Vg和升压电路电流检测值Iin计算输入功率Pin，并且执行对于光伏板2的最大功率点跟踪(MPPT)控制。
如下所述，升压电路10的开关元件Qb受控，以便最小化开关元件Qb执行开关操作的次数和逆变器电路11执行开关操作的次数的总和、和停止时段出现。因此，在开关操作在升压电路10中被执行的时段期间，升压电路10将升压的电力输出到逆变器电路11，并且在开关操作被停止的时段期间，在未使其直流输入电压值升压的情况下，升压电路10将从光伏板2输出进而输入到升压电路10的直流电力输出到逆变器电路11。
用于滤波的电容器19(滤波电容器)连接到升压电路10和逆变器电路11之间的直流母线20。
逆变器电路11包括开关元件Q1至Q4，每个由场效应晶体管(FET)构成。开关元件Q1至Q4形成全桥电路。
开关元件Q1至Q4连接到控制单元12，并且能够受控于控制单元12。控制单元12执行开关元件Q1至Q4的操作的PWM控制。由此，逆变器电路11将从升压电路10给出的电力转换为交流电力。
逆变器装置1包括滤波器电路21，该滤波器电路21在逆变器电路11和商用电力系统3之间。
滤波器电路21由两个交流电抗器22和电容器23(输出滤波电容器)构成，该电容器23设置在交流电抗器22的后面的级。滤波器电路21具有去除包含在从逆变器电路11输出的交流电力中的高频成分的功能。已经由滤波器电路21从其去除高频成分的交流电力被给予商用电力系统3。
因而，升压电路10和逆变器电路11形成转换单元，该转换单元将从光伏板2输出的直流电力转换为交流电力并且将转换的交流电力经由滤波器电路21输出到商用电力系统3。
用于检测逆变器电流检测值Iinv(在交流电抗器22中流动的电流)的第二电流传感器24连接到滤波器电路21，该逆变器电流检测值Iinv是逆变器电路11的输出的电流值。用于检测在商用电力系统3侧上的电压值(系统电压检测值Va)的第二电压传感器25被连接在滤波器电路21和商用电力系统3之间。
第二电流传感器24和第二电压传感器25分别将检测到的逆变器电流检测值Iinv和检测到的系统电压检测值Va(交流系统的电压值)输出到控制单元12。尽管第二电流传感器24设置在如图2所示的电容器23的前面的级处，用于检测逆变器装置1的输出电流的第三电流传感器可以添加在电容器23的后面的级处。
基于系统电压检测值Va、逆变器电流检测值Iinv、直流输入电压检测值Vg、和升压电路电流检测值Iin，控制单元12控制升压电路10和逆变器电路11。
[控制单元]
图3是控制单元12的框图。如图3所示，控制单元12功能上具有控制处理单元30、升压电路控制单元32、逆变器电路控制单元33和平均处理单元34。
控制单元12的一些或所有的功能可以配置成硬件电路，或可以通过由计算机执行的软件(计算机程序)实现。用于实现控制单元12的功能的这些软件(计算机程序)存储在计算机的存储装置(未示出)中。
基于从控制处理单元30给出的目标值和检测值，升压电路控制单元32控制升压电路10的开关元件Qb，由此使升压电路10输出具有与目标值对应的电流的电力。
基于从控制处理单元30给出的目标值和检测值，逆变器电路控制单元33控制逆变器电路11的开关元件Q1至Q4，由此使逆变器电路11输出具有与目标值对应的电流的电力。
控制处理单元30接收直流输入电压检测值Vg，升压电路电流检测值Iin、系统电压检测值Va、和逆变器电流检测值Iinv。
控制处理单元30从直流输入电压检测值Vg和升压电路电流检测值Iin计算输入功率Pin和其平均值<Pin>。
控制处理单元30具有以下功能：基于输入功率平均值<Pin>设定直流输入电流目标值Ig*(后面将描述的)，并且执行对于光伏板2的MPPT控制，并且执行对于升压电路10和逆变器电路11的反馈控制。
直流输入电压检测值Vg和升压电路电流检测值Iin被给予平均处理单元34和控制处理单元30。
平均处理单元34具有以下功能：在预定的时间间隔对从第一电压传感器17和第一电流传感器18给出的直流输入电压检测值Vg和升压电路电流检测值Iin采样，计算它们的分别的平均值，并且将平均的直流输入电压检测值Vg和平均的升压电路电流检测值Iin给予控制处理单元30。
图4是示出直流输入电压检测值Vg和升压电路电流检测值Iin的时间改变的仿真结果的示例的曲线图。
直流输入电流检测值Ig是在相对于电容器26的输入侧上检测的电流值。
如图4所示，发现直流输入电压检测值Vg、升压电路电流检测值Iin、和直流输入电流检测值Ig在系统电压的半周期上变化。
直流输入电压检测值Vg和直流输入电流检测值Ig如图4所示的周期地变化的原因如下。也就是，升压电路电流检测值Iin根据升压电路10和逆变器电路11的操作在几乎0A和在交流周期的半周期中的峰值之间大大地变化。因此，不能够由电容器26完全地去除变化成分，并且直流输入电流检测值Ig被检测为包含在交流周期的半周期中变化的成分的脉动电流。另一方面，光伏板的输出电压依赖于输出电流变化。
因此，发生在直流输入电压检测值Vg中的周期变化的周期是从逆变器装置1输出的交流电力的半周期。
平均处理单元34使直流输入电压检测值Vg和升压电路电流检测值Iin平均，以便抑制以上周期变化的影响。
图5是示出平均处理单元34使直流输入电压检测值Vg平均的方式的图。
平均处理单元34对给出的直流输入电压检测值Vg采样在从时刻t1到时刻t2的时段L期间在预定的时间间隔Δt采样多次(在图5中用实心点表示的时刻)，并且计算已获得的多个直流输入电压检测值Vg的平均值。
这里，平均处理单元34将时段L设定为商用电力系统3的周期的长度的一半。另外，平均处理单元34将时间间隔Δt设定为足够地短于商用电力系统3的周期的长度的一半。
因而，平均处理单元34能够使用尽可能短的采样时段精确地获得 直流输入电压检测值Vg的平均值，其与商用电力系统3的周期同步地周期性变化。
采样的时间间隔Δt可以设定在例如商用电力系统3的周期的1/100至1/1000、或20微秒至200微秒。
平均处理单元34可预先存储时段L，或可以从第二电压传感器25获取系统电压检测值Va，并且基于商用电力系统3的周期设定时段L。
这里，时段L被设定为商用电力系统3的周期的长度的一半。如果时段L被设定为商用电力系统3的半周期，至少能够精确地计算直流输入电压检测值Vg的平均值。这是因为直流输入电压检测值Vg如上所述根据升压电路10和逆变器电路11的操作在商用电力系统3的半周期中周期地变化。
因此，如果被要求为将时段L设定为更长，时段L可以设定为商用电力系统3的整数多个半周期，例如商用电力系统3的半周期的三倍或四倍。因而，能够基于周期把握电压变化。
如上所述，正如在直流输入电压检测值Vg中，升压电路电流检测值Iin也在商用电力系统3的半周期中周期地变化。
因此，平均处理单元34也通过与图5中示出的直流输入电压检测值Vg相同的方法来计算升压电路电流检测值Iin的平均值。
控制处理单元30顺序地计算每个时段L的直流输入电压检测值Vg的平均值和升压电路电流检测值Iin的平均值。
平均处理单元34将计算的直流输入电压检测值Vg的平均值和计算的升压电路电流检测值Iin的平均值给予控制处理单元30。
在本实施例中，如上所述，平均处理单元34计算直流输入电压检测值Vg的平均值(直流输入电压平均值<Vg>)和升压电路电流检测值Iin的平均值(升压电路电流平均值<Iin>)，并且控制处理单元30使用这些值控制升压电路10和逆变器电路11同时执行对于光伏板2的MPPT控制。因此，即使来自光伏板2的直流电流变化至不稳定，控制单元12能够精确地将光伏板2的输出获得为直流输入电压平均值<Vg>和升压电路电流平均值<Iin>，其中已经去除由于逆变器装置1的操作产生的变化成分。结果，变得能够适当地执行MPPT控制并且有效地抑制光伏板2的发电效率的减少。
如上所述，在从光伏板2输出的直流电力的电压(直流输入电压检测值Vg)或电流(升压电路电流检测值Iin)由于逆变器装置1的操作而变化的情况下，变化的周期与从逆变器电路11输出的交流电力的半周期(商用电力系统3的半周期)一致。
在这方面，在本实施例中，直流输入电压检测值Vg和升压电路电流检测值Iin每个在被设定为商用电力系统3的周期的长度的一半的时段L期间在短于交流系统的半周期的时间间隔Δt下被采样多次，并且从采样的结果计算直流输入电压平均值<Vg>和升压电路电流平均值<Iin>。因此，即使直流电流的电压和电流周期地变化，在采样周期尽可能多地缩短的情况下，直流输入电压平均值<Vg>和升压电路电流平均值<Iin>能够精确地得以计算。
控制处理单元30基于以上输入电力平均值<Pin>来设定直流输入电流目标值Ig*，并且基于设定的直流输入电流目标值Ig*和以上值来计算对于升压电路10和逆变器电路11的相应的目标值。
控制处理单元30具有以下功能：将计算的目标值给予升压电路控制单元32和逆变器电路控制单元33并且执行对于升压电路10和逆变 器电路11的反馈控制。
图6是用于解释通过控制处理单元30对于升压电路10和逆变器电路11的反馈控制的控制框图.
控制处理单元30包括如用于控制逆变器电路11、第一计算部41、第一加法器42、补偿器43、和第二加法器44的功能部。
另外，控制处理单元30包括如用于控制升压电路10、第二计算部51、第三加法器52、补偿器53、和第四加法器54的功能部。
图7是示出对于升压电路10和逆变器电路11的控制处理的流程图。在图6中示出的功能部通过执行在图7中的流程图中示出的处理来控制升压电路10和逆变器电路11。
在下文中，将参考图7描述对于升压电路10和逆变器电路11的控制处理。
首先，控制处理单元30计算当前的输入功率平均值<Pin>(步骤S9)，并且将当前的输入功率平均值<Pin>与先前已计算出的输入功率平均值<Pin>比较，以设定直流输入电流目标值Ig*(步骤S1)。基于以下表达式(1)计算输入功率平均值<Pin>。
输入功率平均值<Pin>＝<Iin×Vg>...(1)
在表达式(1)中，Iin是升压电路电流检测值，并且Vg是直流输入电压检测值(直流输入电压值)。对于这些值，使用直流输入电压平均值<Vg>和升压电路电流平均值<Iin>，该值是被平均处理单元34平均的值。
在除了表达式(1)并且与下面示出的控制相关的每个表达式中，未被平均的瞬时值用于升压电路电流检测值Iin和直流输入电压检测值 Vg。
符号"<>"表示括号中的值的平均值。这相同地应用于下文。
控制处理单元30将设定的直流输入电流目标值Ig*给予第一计算部41。
而且直流输入电流目标值Ig*、直流输入电压检测值Vg和系统电压检测值Va被给予第一计算部41。
第一计算部41基于以下表达式(2)计算逆变器装置1的输出电流目标值的平均值<Ia*>。
输出电流目标值的平均值<Ia*>＝η<Ig*×Vg>/<Va>...(2)
其中η是表示逆变器装置1的转换效率的常数。
此外，第一计算部41基于以下表达式(3)计算输出电流目标值Ia*(步骤S2)。
这里，第一计算部41计算输出电流目标值Ia*作为具有与系统电压检测值Va相同的相位的正弦波。
输出电流目标值Ia*＝(√2)×<Ia*>×sinωt...(3)
如上所述，第一计算部41基于输入功率平均值<Pin>(直流电力的输入功率值)和系统电压检测值Va计算输出电流目标值Ia*。
接着，如通过以下表达式(4)所示，第一计算部41计算逆变器电流目标值Iinv*(逆变器电路的电流目标值)(步骤S3)，该值是用于控制逆变器电路11的电流目标值。
逆变器电流目标值Iinv*＝Ia*+s CaVa...(4)
在表达式(4)中，Ca是电容器23(输出滤波电容器)的静电电容，并且s是拉普拉斯算子。
以上表达式(4)使用相对于时间t的导数如下表示，
Iinv*＝Ia*+Ca×(d Va/dt)...(4a)
如果流经电容器23的电流被检测并且检测到的电流用Ica表示，获得以下表达式。
Iinv*＝Ia*+Ica...(4b)
在表达式(4)、(4a)和(4b)中，在右手侧上的第二项是考虑到流过滤波器电路21的电容器23的电流而添加的值。
如以上表达式(3)所示，输出电流目标值Ia*被计算为具有与系统电压检测值Va相同相位的正弦波。也就是，控制处理单元30控制逆变器电路11使得从逆变器装置1输出的交流电力的电流Ia(输出电流)具有与系统电压(系统电压检测值Va)相同的相位。
在计算逆变器电流目标值Iinv*后，第一计算部41将逆变器电流目标值Iinv*给予第一加法器42。
逆变器电路11基于逆变器电流目标值Iinv*经受反馈控制。
而且逆变器电流目标值Iinv*、当前逆变器电流检测值Iinv被给予第一加法器42。
第一加法器42计算逆变器电流目标值Iinv*和当前逆变器电流检测值Iinv之间的差，并且将计算的结果给予补偿器43。
当被给予差值时，补偿器43基于比例系数等执行计算，并且进一步通过第二加法器44添加系统电压Va，由此计算允许差值收敛的逆变器电压参考值Vinv#，使得逆变器电流检测值Iinv变成逆变器电流目标值Iinv*。通过将逆变器电压参考值Vinv#与从第一计算部41给出的直流/直流转换器的输出电压目标值Vo*比较获得的控制信号被给予逆变 器电路控制单元33，由此使逆变器电路11根据逆变器电压参考值Vinv#输出电压。
从逆变器电路11输出的电压被给予交流电抗器22，进而反馈为新的逆变器电流检测值Iinv。然后，在逆变器电流目标值Iinv*和逆变器电流检测值Iinv之间的差再次由第一加法器42计算，并且逆变器电路11基于上述差值而受控。
如上所述，逆变器电路11基于逆变器电流目标值Iinv*和逆变器电流检测值Iinv而经受反馈控制(步骤S4)。
另一方面，通过第一计算部41计算的逆变器电流目标值Iinv*、以及直流输入电压检测值Vg和系统电压检测值Va被给予第二计算部51。
第二计算部51基于以下表达式(5)计算逆变器输出电压目标值Vinv*(逆变器电路的电压目标值)(步骤S5)。
逆变器输出电压目标值Vinv*＝Va+ZaIinv*...(5)
在表达式(5)中，Za是交流电抗器的阻抗。
以上表达式(5)使用相对于时间t的导数如下表示。
Vinv*＝Va+RaIinv*+La×(d Iinv*/dt)...(5a)
其中Ra是交流电抗器的电阻，La是交流电抗器的电感，并且满足(Za＝Ra+sLa)。
在表达式(5)中的右手侧的第二项并且在表达式(5a)中的右手侧的第二项和第三项是考虑到在交流电抗器22的两端之间产生的电压而添加的值。
因而，在当前实施例中，逆变器输出电压目标值Vinv*基于为用 于控制逆变器电路11的电流目标值的逆变器电流目标值Iinv*而被设定，使得从逆变器装置1输出的交流电力的电流具有与系统电压检测值Va相同的相位。
如上所述，作为在交流侧上的目标值的对于逆变器电路11的输出目标值(Iinv*，Vinv*)在逆变器电路11的电桥输出端(即在逆变器电路11和滤波器电路21之间的电路连接点P)处被设定。因而，执行系统互连使得目标值被设定的点移动到原始系统互连点(在商用电力系统3和滤波器电路21之间的电路连接点)的前面的级，由此最终获得适当的系统互连。
在计算逆变器输出电压目标值Vinv*后，第二计算部51将电压Vg或优选地如在直流电源侧上的电压VDC的以下的直流电压Vgf与逆变器输出电压目标值Vinv*的绝对值比较，并且如以下表达式(6)所示，将更大的一个确定为升压电路电压目标值Vo*(步骤S6)。直流电压Vgf是通过考虑由于直流电抗器15的阻抗Z对于Vg产生的电压降而计算的电压，并且在升压电路电流由Iin表示的情况下，Vgf表示为Vgf＝Vg–Ziin。因此，Vo*能够如下表示。
Vo*＝Max(Vg-ZIin,Vinv*的绝对值)...(6)
以上表达式(6)使用相对于时间t的导数如下表示
Vo*＝Max(Vg-(RIin+L(d Iin/dt),Vinv*的绝对值)...(6a)
其中R是直流电抗器的电阻，L是直流电抗器的电感，并且满足(Z＝R+sL)。
此外，第二计算部51基于以下表达式(7)计算升压电路电流目标值Iin*(步骤S7)。
升压电路电流目标值Iin*＝{(Iinv*×Vinv*)+(s C Vo*)×Vo*}/(Vg-ZIin)...(7)
在表达式(7)中，C是电容器19(滤波电容器)的静电电容，并且s是拉普拉斯算子。
以上表达式(7)使用相对于时间t的导数如下表示。
Iin*＝{(Iinv*×Vinv*)+C×(d Vo*/dt)×Vo*}/{Vg-(R+sL)Iin}...(7a)
如果流过电容器19的电流被检测并且检测到的电流用Ic表示，获得以下表达式。
Iin*＝{(Iinv*×Vinv*)+Ic×Vo*}/{Vg-ZIin}...(7b)
在表达式(7)、(7a)和(7b)中，被添加到逆变器电流目标值Iinv*和逆变器输出电压目标值Vinv*的乘积的项是考虑到通过电容器19的无功功率而被添加的值。也就是，考虑到除逆变器电路11的功率目标值以外的无功功率允许更精确的计算Iin*的值。
此外，如果逆变器装置1的功率损耗PLOSS预先被测量，以上表达式(7a)能够如下表示。
Iin*＝{(Iinv*×Vinv*)+C×(d Vo*/dt)×Vo*+PLOSS}/{Vg-ZIin}...(7c)
类似地，以上表达式(7b)能够如下表示。
Iin*＝{(Iinv*×Vinv*)+Ic×Vo*+PLOSS}/{Vg-ZIin}...(7d)
在这样的情况下，考虑到除逆变器电路11的功率目标值以外的无功功率和功率损耗PLOSS允许更严格的计算Iin*的值。
如果电容器19的静电电容C和功率损耗PLOSS充分小于(Iinv*×Vinv*)，则获得以下表达式(8)。通过这个表达式(8)计算的Iin*能够用作包含在表达式(6),(6a),(7),(7a),(7b),(7c),和(7d)的右手侧中的Iin。
升压电路电流目标值Iin*＝(Iinv*×Vinv*)/Vg...(8)
在计算升压电路电流目标值Iin*后，第二计算部51将升压电路电流目标值Iin*给予第三加法器52。
升压电路10基于升压电路电流目标值Iin*经受反馈控制。
而且升压电路电流目标值Iin*、当前升压电路电流检测值Iin被给予第三加法器52。
第三加法器52计算升压电路电流目标值Iin*和当前升压电路电流检测值Iin之间的差，并且将计算的结果给予补偿器53。
当被给予以上差值时，补偿器53基于比例系数等执行计算，并且进一步通过第四加法器54从直流输入电压检测值Vg减去结果值，由此计算允许差值收敛的升压电路电压参考值Vbc#，使得升压电路电流检测值Iin变成升压电路电流目标值Iin*。通过将升压电路电压参考值Vbc#与从第一计算部41给出的对于直流/直流转换器的输出电压目标值Vo*比较而获得的控制信号被给予升压电路控制单元32，由此使升压电路10根据升压电路电压参考值Vbc#输出电压。
从升压电路10输出的电力被给予直流电抗器15，进而反馈为新的升压电路电流检测值Iin。然后，在升压电路电流目标值Iin*和升压电路电流检测值Iin之间的差再次通过第三加法器52计算，并且升压电路10基于如上所述的差而受控。
如上所述，升压电路10基于升压电路电流目标值Iin*和升压电路电流检测值Iin而经受反馈控制(步骤S8)。
在以上步骤S8后，控制处理单元30基于以上表达式(1)计算当前输入功率平均值<Pin>(步骤S9)。
基于与先前已计算的输入功率平均值<Pin>的比较，控制处理单元30设定直流输入电流目标值Ig*，使得输入功率平均值<Pin>变成最大值(遵循最大功率点)。
因而，控制处理单元30控制升压电路10和逆变器电路11同时执行对于光伏板2的MPPT控制。
如上所述，控制处理单元30通过电流目标值执行对于逆变器电路11和升压电路10的反馈控制。
图8是曲线图，其中(a)示出通过控制处理单元30在以上反馈控制中计算的升压电路电流目标值Iin*的仿真结果的示例，并且当根据升压电路电流目标值Iin*执行控制时获得升压电路电流检测值Iin，并且(b)示出通过控制处理单元30在以上反馈控制中计算的升压电路电压目标值Vo*的仿真结果的示例，并且当根据升压电路电压目标值Vo*执行控制时获得升压电路电压检测值Vo。
如图8的(a)中所示，发现的是，升压电路电流检测值Iin通过控制处理单元30根据升压电路电流目标值Iin*受控。
如图8的(b)中所示，因为升压电路电压目标值Vo*通过以上表达式(6)计算，升压电路电压目标值Vo*变化以便在逆变器输出电压目标值Vinv*的绝对值一般地等于或大于直流输入电压检测值Vg的时段期间遵循逆变器输出电压目标值Vinv*的绝对值，并且在其它时段期间遵循直流输入电压检测值Vg。
发现的是，升压电路电压检测值Vo通过控制处理单元30根据升压电路电压目标值Vo*而受控。
图9是示出逆变器输出电压目标值Vinv*的示例的图。在图9中，垂直轴线表示电压并且水平轴线表示时间。虚线表示商用电力系统3的电压波形，并且实线表示逆变器输出电压目标值Vinv*的波形。
逆变器电路11通过根据图7中的流程图的控制而输出电力，将图 9中示出的逆变器输出电压目标值Vinv*用作电压目标值。
因此，逆变器电路11输出具有根据图9中示出的逆变器输出电压目标值Vinv*的波形的电压的电力。
如图9所示，两个波形具有几乎相同的电压值和相同的频率，但是逆变器输出电压目标值Vinv*的相位比商用电力系统3的电压的相位超前几度。
当前实施例的控制处理单元30使逆变器输出电压目标值Vinv*的相位比商用电力系统3的电压的相位超前约三度，同时如上所述，执行对于升压电路10和逆变器电路11的反馈控制。
逆变器输出电压目标值Vinv*的相位被使得比商用电力系统3的电压的相位超前的角的度数可以是几度，并且如后面所述，角的度数设定在这个范围内使得与商用电力系统3的电压波形不同的电压波形的相位比商用电力系统3的电压波形的相位超前90度。例如，相位超前角的度数被设定为大于0度并且小于10度。
如以上表达式(5)所示，相位超前角的度数通过系统电压检测值Va、交流电抗器22的电感La、以及逆变器电流目标值Iinv*确定。给予这些值，系统电压检测值Va和交流电抗器22的电感La是固定的值，该值不是控制目标。因此，相位超前角的度数通过逆变器电流目标值Iinv*确定。
如以上表达式(4)所示，逆变器电流目标值Iinv*通过输出电流目标值Ia*而确定。随着输出电流目标值Ia*增加，逆变器电流目标值Iinv*的相位超前成分增加，并且逆变器输出电压目标值Vinv*的超前角(相位超前角)增加。
因为输出电流目标值Ia*通过以上表达式(2)计算，相位超前角由直流输入电流目标值Ig*调整。
[对于升压电路和逆变器电路的控制]
升压电路控制单元32控制升压电路10的开关元件Qb。逆变器电路控制单元33控制逆变器电路11的开关元件Q1至Q4。
升压电路控制单元32和逆变器电路控制单元33分别产生升压电路载波和逆变器电路载波，并且分别地以作为从控制处理单元30给出的目标值的升压电路电压参考值Vbc#和逆变器电压参考值Vinv#调制这些载波，以产生用于驱动每个开关元件的驱动波形。
升压电路控制单元32和逆变器电路控制单元33基于驱动波形控制每个开关元件，由此使升压电路10和逆变器电路11分别输出具有近似于升压电路电流目标值Iin*和逆变器电流目标值Iinv*的电流波形的交流电力。
在图10中，(a)是示出升压电路载波和升压电路电压参考值Vbc#的波形之间的比较的曲线图。在图10的(a)中，垂直轴线表示电压并且水平轴线表示时间。在图10的(a)中，为了便于理解，与实际的波长相比，升压电路载波的波长被加长。
由升压电路控制单元32产生的升压电路载波是三角波，该三角波具有最小值"0"、并且具有设定在从控制处理单元30给出的升压电路电压目标值Vo*处的幅值A1。
升压电路载波的频率通过升压电路控制单元32根据来自控制处理单元30的控制指令而设定，以便实现预定的占空比。
如上所述，升压电路电压目标值Vo*变化以便在逆变器输出电压 目标值Vinv*的绝对值一般地等于或大于直流输入电压检测值Vg的时段W1期间遵循逆变器输出电压目标值Vinv*的绝对值，并且在其它时段期间遵循直流输入电压检测值Vg。因此，升压电路载波的幅值A1也根据升压电路电压目标值Vo*变化。
在当前实施例中，直流输入电压检测值Vg是250伏，并且商用电力系统3的电压的幅值是288伏。
升压电路电压参考值Vbc#的波形(下文中可称之为升压电路参考波Vbc#)与通过控制处理单元30基于升压电路电流目标值Iin*而计算的值对应，并且在逆变器输出电压目标值Vinv*的绝对值大于直流输入电压检测值Vg的时段W1期间具有正值。在时段W1期间，升压电路参考波Vbc#具有近似于由升压电路电压目标值Vo*产生的波形的形状的波形，并且与升压电路载波交叉。
升压电路控制单元32将升压电路载波与升压电路参考波Vbc#比较，并且产生用于驱动开关元件Qb的驱动波形，以便在作为对于直流电抗器15的两端之间的电压的目标值的升压电路参考波Vbc#等于或大于升压电路载波的时段期间接通，并且在升压电路参考波Vbc#等于或小于载波的时段期间断开。
在图10中，(b)示出由升压电路控制单元32产生的、用于驱动开关元件Qb的驱动波形。在图10的(b)中，垂直轴线表示电压并且水平轴线表示时间。在图10的(b)中水平轴线与图10的(a)中的水平轴线一致。
驱动波形表示开关元件Qb的开关操作。当将驱动波形给予开关元件Qb时，使开关元件Qb根据驱动波形执行开关操作。驱动波形形成控制指令以当电压是0伏时断开开关元件并且当电压是正电压时接通开关元件。
升压电路控制单元32产生驱动波形，使得在逆变器输出电压目标值Vinv*的绝对值等于或大于直流输入电压检测值Vg的时段W1期间执行开关操作。因此，在绝对值等于或小于直流输入电压检测值Vg的范围中，开关元件Qb受控以停止开关操作。
每个脉冲宽度通过为三角波的升压电路载波的截距确定。因此，脉冲宽度在电压更高的部分处更大。
如上所述，升压电路控制单元32以升压电路参考波Vbc#调制升压电路载波，以产生表示开关的脉冲宽度的驱动波形。升压电路控制单元32基于产生的驱动波形执行对于升压电路10的开关元件Qb的PWM控制。
在二极管16的正向上传导电流的开关元件Qbu被设置为与二极管16并联的情况下，从用于开关元件Qb的驱动波形反转的驱动波形用于开关元件Qbu。为了防止开关元件Qb和开关元件Qbu同时传导电流，约1微秒的停滞时间设置在其中用于开关元件Qbu的驱动脉冲从断开切换到接通的部分处。
在图11中，(a)是示出在逆变器电路载波和逆变器电压参考值Vinv#的波形之间比较的曲线图。在图11的(a)中，垂直轴线表示电压并且水平轴线表示时间。而且在图11的(a)中，为了便于理解，与实际波长相比，逆变器电路载波的波长被加长。
由逆变器电路控制单元33产生的逆变器电路载波是具有在0伏的幅值中心的三角波，并且其一侧幅值被设定在升压电路电压目标值Vo*(对于电容器23的电压目标值)。因此，逆变器电路载波具有其幅值A2是直流输入电压检测值Vg的两倍大(500伏)的时段和其幅值A2是商用电力系统3的电压的两倍大(最大576伏)的时段。
其频率通过逆变器电路控制单元33根据来自控制处理单元30等的控制指令而设定，以便实现预定的占空比。
如上所述，升压电路电压目标值Vo*变化以在逆变器输出电压目标值Vinv*的绝对值一般地等于或大于直流输入电压检测值Vg的时段W1期间遵循逆变器输出电压目标值Vinv*的绝对值，并且在其它时段(即时段W2)期间遵循直流输入电压检测值Vg。因此，逆变器电路载波的幅值A2也根据升压电路电压目标值Vo*变化。
逆变器电压参考值Vinv#的波形(下文中可以称之为逆变器电路参考波Vinv#)与通过控制处理单元30基于逆变器电流目标值Iinv*而计算的值对应，并且设定为具有一般地与商用电力系统3的电压幅值(288伏)相同的幅值。因此，逆变器电路参考波Vinv#在其中电压值在-Vg和+Vg之间的范围中与逆变器电路载波交叉。
逆变器电路控制单元33将逆变器电路载波与逆变器电路参考波Vinv#比较，并且产生用于驱动开关元件Q1至Q4的驱动波形，以便在作为电压目标值的逆变器电路参考波Vinv#等于或大于逆变器电路载波的时段期间接通，并且在逆变器电路参考波Vinv#等于或小于载波的时段期间断开。
在图11中，(b)示出由逆变器电路控制单元33产生的、用于驱动开关元件Q1的驱动波形。在图11的(b)中，垂直轴线表示电压并且水平轴线表示时间。在图11的(b)中的水平轴线与图11的(a)中的水平轴线一致。
逆变器电路控制单元33产生驱动波形使得在其中逆变器电路参考波Vinv#的电压在-Vg和+Vg之间的范围W2中执行开关操作。因此，在其它范围中，开关元件Q1受控以停止开关操作。
在图11中，(c)示出由逆变器电路控制单元33产生的、用于驱动开关元件Q3的驱动波形。在图11的(c)中，垂直轴线表示电压并且水平轴线表示时间。
逆变器电路控制单元33将载波与图(11)的(a)中的虚线表示的、从逆变器电路参考波Vinv#反转的波形比较，以产生用于开关元件Q3的驱动波形。
而且在这样的情况下，逆变器电路控制单元33产生驱动波形，使得在其中逆变器电路参考波Vinv#的(从其反转的波形)电压在-Vg和+Vg之间的范围W2中执行开关操作。因此，在其它范围中，开关元件Q3受控以停止开关操作。
逆变器电路控制单元33产生从用于开关元件Q1的驱动波形反转的波形作为用于开关元件Q2的驱动波形，并且产生从用于开关元件Q3的驱动波形反转的波形作为用于开关元件Q4的驱动波形。
如上所述，逆变器电路控制单元23以逆变器电路参考波Vinv#调制逆变器电路载波，以产生表示用于开关的脉冲宽度的驱动波形。逆变器电路控制单元33基于产生的驱动波形执行对于逆变器电路11的开关元件Q1至Q4的PWM控制。
当前实施例的升压电路控制单元32使升压电路10输出电力，使得在直流电抗器15中流动的电流与升压电路电流目标值Iin*一致。结果，使升压电路10在逆变器输出电压目标值Vinv*的绝对值一般地等于或大于直流输入电压检测值Vg的时段W1(图10)期间执行开关操作。升压电路10输出在时段W1期间具有等于或大于直流输入电压检测值Vg并且近似于逆变器输出电压目标值Vinv*的绝对值的电压的电力。另一方面，在其中逆变器输出电压目标值Vinv*的绝对值一般 地等于或小于直流输入电压检测值Vg的时段期间，升压电路控制单元32停止升压电路10的开关操作。因此，在其中绝对值等于或小于直流输入电压检测值Vg的时段期间，在没有使其直流输入电压值升压的情况下，升压电路10将从光伏板2输出的直流电力输出到逆变器电路11。
当前实施例的逆变器电路控制单元33使逆变器电路11输出电力，使得在交流电抗器22中流动的电流与逆变器电流目标值Iinv*一致。结果，使逆变器电路11在其中逆变器输出电压目标值Vinv*一般地在-Vg和+Vg之间的时段W2(图11)期间执行开关操作。也就是，使逆变器电路11在其中逆变器输出电压目标值Vinv*的绝对值等于或小于直流输入电压检测值Vg的时段期间执行开关操作。
因此，当升压电路10的开关操作停止时，逆变器电路11执行开关操作以输出近似于逆变器输出电压目标值Vinv*的交流电力。
因为逆变器电路参考波Vinv#和逆变器输出电压目标值Vinv*彼此近似，它们在图11的(a)中彼此重叠。
另一方面，在除了其中逆变器输出电压目标值Vinv*的电压一般地在-Vg和+Vg之间的时段W2的时段中，逆变器电路控制单元33停止逆变器电路11的开关操作。在这个时段期间，通过升压电路10升压的电力被给予逆变器电路11。因此，在没有使其电压降压的情况下，开关操作被停止的逆变器电路11输出从升压电路10给出的电力。
也就是，当前实施例的逆变器装置1使升压电路10和逆变器电路11执行开关操作，以便交替地在其间开关，并且将其各自的输出电力彼此叠加，由此输出具有近似于逆变器输出电压目标值Vinv*的电压波形的交流电力。
因而，在当前实施例中，执行控制使得，升压电路10在输出与逆 变器输出电压目标值Vinv*的绝对值高于直流输入电压检测值Vg的部分对应的电压的情况下被操作，并且逆变器电路11在输出与逆变器输出电压目标值Vinv*的绝对值低于直流输入电压检测值Vg的部分对应的电压的情况下被操作。因此，因为逆变器电路11未使已被升压电路10升压的电力降压，所以能够减少电压的降压中的电位差，由此减少由于升压电路的开关导致的损耗并且能够以增加的效率输出交流电力。
此外，因为升压电路10和逆变器电路11两者都基于由控制单元12设定的逆变器输出电压目标值Vinv*来操作，所以能够抑制在被输出以便交替地被开关的升压电路的电力和逆变器电路的电力之间的偏差或畸变的发生。
图12是示出用于开关元件的参考波和驱动波形的示例和从逆变器装置1输出的交流电力的电流波形的示例的图。
图12，从最上侧，示出用于逆变器电路的参考波Vinv#和载波、用于开关元件Q1的驱动波形、用于升压电路的参考波Vbc#和载波、用于开关元件Qb的驱动波形、以及从逆变器装置1输出的交流电力的电流波形的目标值和实际测量值的曲线图。这些曲线图的水平轴线表示时间，并且彼此一致。
如图12所示，发现的是，输出电流受控使得其实际的测量值Ia与目标值Ia*一致。
另外，发现的是，升压电路10的开关元件Qb执行开关操作的时段和逆变器电路11的开关元件Q1至Q4执行开关操作的时段受控以便一般地在其之间交替地切换。
在当前实施例中，如图8的(a)所示，升压电路受控使得在直流 电抗器15中流动的电流与基于以上表达式(7)计算的电流目标值Iin*一致。结果，升压电路和逆变器电路的电压具有如图8的(b)所示的波形，并且变得能够执行这样的操作使得升压电路10和逆变器电路11的高频开关操作具有各自的停止时段并且一般交替地执行开关操作。
理想地，优选的是升压电路10和逆变器电路11“交替地”执行高频开关使得其各自的高频开关的时段不彼此重叠。然而，实际上，即使两个时段轻微地彼此重叠，只要停止时段为升压电路10和逆变器电路11中的每个设置，就能够减少损耗，导致效率的增加。
[输出的交流电力的电流相位]
当前实施例的升压电路10和逆变器电路11通过由控制单元12的控制将具有近似于逆变器输出电压目标值Vinv*的电压波形的交流电力输出到连接在后面的级处的滤波器电路21。逆变器装置1经由滤波器电路21将交流电力输出到商用电力系统3。
这里，如上所述，逆变器输出电压目标值Vinv*由控制处理单元30产生以便具有比商用电力系统3的电压相位超前几度的电压相位。
因此，由升压电路10和逆变器电路11输出的交流电压也具有比商用电力系统3的电压相位超前几度的电压相位。
结果，来自升压电路10和逆变器电路11的交流电压施加到滤波器电路21的交流电抗器22(图2)的一端，并且商用电力系统3的电压施加到另一端。因而，具有彼此偏移几度的相位的电压施加到交流电抗器22的各个端。
在图13中，(a)是示出从逆变器电路11、商用电力系统3输出的交流电压、和交流电抗器22的两端之间电压的电压波形的曲线图。在图13的(a)中，垂直轴线表示电压并且水平轴线表示时间。
如图13的(a)所示，当具有彼此偏移几度的相位的电压施加到交流电抗器22的各个端时，交流电抗器22的两端之间的电压等于施加到交流电抗器22的各个端并且具有彼此偏移几度的相位的电压之间的差。
因此，如图13的(a)所示，交流电抗器22的两端之间的电压的相位比商用电力系统3的电压的相位超前90度。
在图13中，(b)是示出在交流电抗器22中流动的电流的波形的曲线图。在图13的(b)中，垂直轴线表示电流并且水平轴线表示时间。图13的(b)中的水平轴线与图13的(a)中的水平轴线一致。
交流电抗器22的电流相位比其电压相位滞后90度。因此，如图13的(b)所示，通过交流电抗器22输出的交流电力的电流相位与商用电力系统3的电流相位同步。
因此，尽管从逆变器电路11输出的电压的相位比商用电力系统3的相位超前几度，从逆变器电路11输出的电流的相位与商用电力系统3的电流的相位一致。
因此，如图12中最下面的曲线图所示，从逆变器装置1输出的电流波形的相位与商用电力系统3的电压相位一致。
结果，能够输出与商用电力系统3的电压同相的交流电流，由此能够抑制交流电力的功率因数的减少。
在图14中，(a)是根据以上实施例的逆变器装置1的交流输出波形的示例。在这样的情况下，例如升压电路电流目标值Iin*由表达式(7)给出。
因而，获得具有与系统电压同步的正弦波形的交流输出电流。在这样的情况下，功率因数是0.997并且总电流畸变率是4.6％，并且因而它们对于系统互连中的各自的标准值是足够的，各自的标准值一般地分别设定在0.95或更高和在5％或更低。此外，二阶畸变率是2.6％(满足3％或更低)，三阶畸变率是2.9％(满足3％或更低)，并且五阶畸变率是0.3％(满足3％或更低)。
另一方面，图14的(b)是当逆变器装置1根据由前述的专利文献1中描述的以下表达式(9)规定的升压电路电流目标值受控时，获得的交流输出波形的示例。
Iin*＝Ia*×Va/Vg...(9)
在这样的情况下，交流输出电流具有其峰明显地畸变的波形。功率因数是0.947(不满足0.95或更高)并且总电流畸变率是8.3％(不满足5％或更低)，并且因而它们两者都不满足系统互连中的以上标准值。此外，二阶畸变率是3.5％(不满足3％或更低)，三阶畸变率是4.3％(不满足3％或更低)，并且五阶畸变率是4.6％(不满足3％或更低)。
<<交流-直流转换装置>>
[总体配置]
接着，将描述执行从交流至直流的电力转换的转换装置1R的实施例。
图15是示出包括转换装置1R的蓄电系统的示例的框图。在图15中，蓄电池2连接到转换装置1R的输出端，并且商用电力系统3(交流系统)连接到转换装置1R的输入端。蓄电系统能够将从商用电力系统3提供的电力从交流转换为直流，并且将转换的电力存储在蓄电池2 中。
转换装置1R包括：交流/直流转换器11u，该交流/直流转换器11u将从商用电力系统3接收的交流电力转换为直流电力；降压电路(直流/直流转换器)10d，该降压电路10d将交流/直流转换器11u的输出电压降压；和控制单元12，该控制单元12控制这些电路10d和11u的操作。如从与图1的比较显而易见的是，能量流的方向反向。
图16是转换装置1R的电路图的示例。作为与图2的不同，首先，在图2中的光伏板2以蓄电池2B替换。另外，在转换装置1R中，在图2中的升压电路10以降压电路10d替换，并且在图2中的逆变器电路11以交流/直流转换器11u替换，虽然其部件相同，该交流/直流转换器11u也能够与交流电抗器22协同来进行升压操作。
降压电路10d设置有与图2中相同的二极管16并联的开关元件Qb2。作为开关元件Qb2，能够使用例如示出的IGBT或FET。
转换装置1R的其它配置基本上与图2中的逆变器装置1的配置相同。因此，转换装置1R具有双向性质，并且当光伏板被连接时能够执行与图2中的逆变器装置1中的操作相同的操作。另外，转换装置1R也能够执行通过将蓄电池2B的直流电力转换为交流电力的自主操作。
在转换装置1R用作逆变器装置的情况下，开关元件Qb2受控于控制单元12，以便恒定地被断开(在IGBT的情况下)或以便与开关元件Qb交替地接通(在FET的情况下)。另外，降压电路10d用作升压电路，并且交流/直流转换器11u用作逆变器电路。
在基于商用交流系统3的交流电力对蓄电池2B充电的情况下，通过控制开关元件Q1至Q4的操作，控制单元12能够执行同步整流。另外，通过在交流电抗器22的存在下执行PWM控制，控制单元12能够 在执行升压操作的同时执行整流。因而，交流/直流转换器11u将从商用交流系统3给出的交流电力转换为直流电力。
降压电路10d形成降压斩波器电路。开关元件Qb和Qb2受控于控制单元12。
降压电路10d的开关操作受控使得，降压电路10d执行开关操作的时段和交流/直流转换器11u执行开关操作的时段交替地切换。因此，在降压电路10d执行开关操作的时段期间，降压电路10d将降压的电压输出到蓄电池2B，并且在降压电路10d停止开关操作(开关元件Qb是断开的并且开关元件Qb2是接通的)的时段期间，降压电路10d将从交流/直流转换器11u输出的并且输入到降压电路10d的直流电压经由直流电抗器15给予蓄电池2。
[电压波形的概略]
图17是概念性地示出转换装置1R的操作的电压波形图。
在图17中，(a)示出对于交流/直流转换器11u的交流输入电压目标值Vinv*的绝对值的示例。这一般地与基于商用交流电的全波整流波形对应。双点划线表示用于充电的直流电压Vg。如图17的(b)所示，在直流电压Vg高于交流输入电压目标值Vinv*的绝对值的时段(从t0至t1,从t2至t3,从t4)期间，交流/直流转换器11u执行开关操作并且与交流电抗器22协同执行升压操作。
同时，在这些时段(从t0至t1,从t2至t3,从t4)期间，在降压电路10d中，开关元件Qb是断开的并且开关元件Qb2是接通的，并且降压电路10d停止降压操作。应该注意的是，在图17的(b)中示出的细条纹实际上是PWM脉冲串，并且其占空比根据交流输入电压目标值Vinv*的绝对值变化。因此，如果电压在这个状态下被施加至直流/直流转换器，直流/直流转换器的输入电压(即直流母线20的电压和电容器 19的电压)具有如图17的(c)所示的波形。
另一方面，在直流电压Vg低于交流输入电压目标值Vinv*的绝对值的时段(从t1至t2，从t3至t4)期间，交流/直流转换器11u停止开关，取而代之，降压电路10d操作。这里所述的开关意味着在例如约20kHz下的高频开关，并且不意味着用于执行同步整流的在这样低频率下(商用频率的两倍高)的开关。即使由于在交流/直流转换器11u中的开关的停止而造成的开关元件Q1至Q4全是断开的，通过包括在开关元件Q1至Q4中的二极管整流的电压被输入到降压电路10d。这里，为了减少导通损耗，优选地是执行同步整流。
在交流/直流转换器11u中在执行同步整流的情况下，通过由控制单元12的控制，在交流/直流转换器11u中的电流的符号是正的时段期间，开关元件Q1和Q4是接通的并且开关元件Q2和Q3是断开的，并且在交流/直流转换器11u中的电流的符号是负的时段期间，这些开关元件的接通和断开被反转。反转的频率是商用频率的两倍高，并且因而与高频开关频率相比是非常低的。因此，由于接通/断开反转造成的损耗极其小。
同时，在时段(从t1至t2，从t3至t4)期间，降压电路10d执行降压操作。在图17的(d)中示出的细条纹实际上是PWM脉冲串，并且其占空比根据交流输入电压目标值Vinv*的绝对值变化。由于降压操作的结果，获得图17的(e)中示出的期望的直流电压Vg。
如上所述，仅在基于交流电压的交流输入电压目标值Vinv*的绝对值低于直流电压Vg的时段期间，交流/直流转换器11u操作，并且在其它时段期间，在交流/直流转换器11u中的开关停止，由此能够减少在交流/直流转换器11u中的开关损耗。
类似地，仅在交流输入电压目标值Vinv*的绝对值高于直流电压 Vg的时段期间，降压电路10d操作，并且在其它时段期间，在降压电路10d中的开关停止，由此能够减少在降压电路10d中的开关损耗。
因而，交流/直流转换器11u和降压电路10d交替地执行开关操作，并且当它们中的一个操作时，其它一个停止开关。也就是，对于交流/直流转换器11u和降压电路10d中的每个，开关停止的时段产生。另外，因为交流/直流转换器11u在除了交流输入电压目标值Vinv*的绝对值的峰和其附近的区域中操作，交流/直流转换器11u执行开关的电压相对低。这也有助于开关损耗的减少。因而，在转换装置1R中的开关损耗整体上能够大大地减少。
[控制的说明]
转换装置1R的控制能够被考虑为通过由图2中的逆变器装置1将系统互连中的控制的方向反向而获得的类似的控制。这个控制适用于在使用能够执行与逆变器装置1中的系统互连相同的系统互连的转换装置1R的情况下、而且在反向操作中加强转换装置1R的效率。
在逆变器装置1中的各种值、和与其对应的在转换装置1R中的各种值如下。
Ia*：来自商用电力系统3的输入电流的目标值
Iin：降压电路电流检测值
Iin*：降压电路电流目标值
Iinv*：通向交流/直流转换器11u的交流输入电流的目标值
Ig*：通向蓄电池2B的直流输入电流的目标值
Ic：流过电容器19的电流
Ica：流过电容器23的电流
Va：系统电压检测值
Vg：蓄电池电压值
Vinv*：通向交流/直流转换器11u的交流输入电压的目标值
Vo*：通向降压电路10d的输入电压的目标值
Pin：通向蓄电池2B的输入功率
PLOSS：在转换装置1R中的功率损耗
η：在转换装置1R中的电力转换效率。
因此，能够与图2中的逆变器装置1的前述表达式(1)至(8)对应地应用以下关系。
与表达式(1)对应的通向蓄电池2B的输入功率Pin的平均值<Pin>如下表示：
<Pin>＝<Iin×Vg>...(R1)
与表达式(2)对应的来自商用电力系统3的输入电流的目标值的平均值<Ia*>如下表示：
<Ia*>＝<Ig*×Vg>/(η×<Va>)...(R2)
与表达式(3)对应的输入电流目标值Ia*如下表示：
Ia*＝(√2)×<Ia*>×sinωt...(R3)
与表达式(4)对应的交流输入电流目标值Iinv*如下表示：
Iinv*＝Ia*-s CaVa...(R4)
以上表达式(R4)使用相对于时间t的导数如下表示：
Iinv*＝Ia*-Ca×(d Va/dt)...(R4a)
如果检测到流过电容器23的电流并且检测到的电流用Ica表示，获得以下表达式：
Iinv*＝Ia*-Ica...(R4b)
与表达式(5)对应的交流输入电压目标值Vinv*如下表示：
Vinv*＝Va-Za Iinv*...(R5)
以上表达式(R5)使用相对于时间t的导数如下表示：
Vinv*＝Va-{RaIinv*+La×(d Iinv*/dt)...(R5a)
如上所述，作为交流侧目标值的交流/直流转换器11u的输入目标值(Iinv*,Vinv*)被设定在交流/直流转换器11u和滤波器电路21之间的电路连接点P处。因此，如在执行系统互连的情况下，目标值被设定的点移动到商用电力系统3和转换装置1R之间的电路连接点的前面的级(交流/直流转换器11u侧)。通过这样，因为其是“反向”系统互连，执行在交流和直流之间的适当的互连。
至于与表达式(6)对应的降压电路10d的输入电压目标值Vo*，在表达式(6)中的Vgf(即(Vg-Z Iin))以Vgr(即(Vg+Z Iin))替换，以获得以下表达式。
Vo*＝Max(Vg+Z Iin,Vinv*的绝对值)...(R6)
以上表达式(R6)使用相对于时间t的导数如下表示。
Vo*＝Max(Vg+R Iin+L(d Iin/dt),Vinv*的绝对值)...(R6a)
降压电路电流目标值Iin*如下表示。
Iin*＝{(Iinv*×Vinv*)-(s C Vo*)×Vo*}/(Vg+ZIin)...(R7)
以上表达式(R7)使用相对于时间t的导数如下表示。
Iin*＝{(Iinv*×Vinv*)-C×(d Vo*/dt)×Vo*}/{Vg+RIin+L(dIin/dt))...(R7a)
如果检测到流过电容器19的电流并且被检测到的电流用Ic表示，获得以下表达式。
Iin*＝{(Iinv*×Vinv*)-Ic×Vo*}/(Vg+ZIin)...(R7b)
在表达式(R7),(R7a),和(R7b)中，被添加到交流输入电流目标值Iinv*和交流输入电压目标值Vinv*的乘积的项是考虑到通过电容器19的无功功率而添加的值。也就是，考虑到除交流/直流转换器11u的功率目标值之外的无功功率允许更精确的计算Iin*的值。
此外，如果转换装置1R的功率损耗PLOSS预先被测量，以上表达式(R7a)能够如下表示。
Iin*＝{(Iinv*×Vinv*)-C×(d Vo*/dt)×Vo*-PLOSS}/(Vg+ZIin)...(R7c)
类似地，以上表达式(R7b)能够如下表示。
Iin*＝{(Iinv*×Vinv*)-Ic×Vo*-PLOSS}/(Vg+ZIin)...(R7d)
在这样的情况下，考虑到除交流/直流转换器11u的功率目标值之外的无功功率和功率损耗PLOSS，允许更严格的计算Iin*的值。
如果电容器19的静电电容C和功率损耗PLOSS充分地小于(Iinv*×Vinv*)，则获得以下表达式(R8)。通过这个表达式(R8)计算的 Iin*能够用作包含在表达式(R6),(R6a),(R7),(R7a),(R7b),(R7c),和(R7d)的右手侧中的Iin。
Iin*＝(Iinv*×Vinv*)/Vg...(R8)
如上所述，控制单元12执行控制使得，降压电路10d在输出与交流/直流转换器11u的交流输入电压目标值Vinv*的绝对值高于直流电压(Vg+Z Iin)的部分对应的电压的情况下操作，并且交流/直流转换器11u在输出与交流/直流转换器11u的交流输入电压目标值Vinv*的绝对值低于直流电压(Vg+Z Iin)的部分对应的电压情况下操作。因此，能够减少在通过交流/直流转换器11u升压的电力中的电位差，并且减少由于交流/直流转换器11u和降压电路10d的开关导致的损耗，由此能够以增加的效率输出直流电力。
此外，因为降压电路10d和交流/直流转换器11u两者都基于由控制单元12设定的目标值操作，即使执行操作以便交替地在两个电路之间切换高频开关时段，也能够抑制输入到交流/直流转换器11u的交流电流中的相位偏差或畸变的发生。
另外，如上所述，转换装置1R能够执行与图2中的逆变器装置1中相同的系统互连操作。因此，能够实现能够在执行系统互连的直流/交流转换、和交流/直流转换的两个方向上使用的高效的转换装置。
[其它]
在图16中，已示出场FET被用作构成交流/直流转换器11u的开关元件的示例。然而，作为FET的代替，IGBT可以如图14所示的使用。在IGBT的情况下，不能够执行同步整流。因此，当停止交流/直流转换器11u的高频开关时，交流/直流转换器11u借助于包括在元件中的二极管操作为全桥整流电路。
<<直流母线电压的连续性>>
接着，将描述对于确保直流母线电压的连续性的控制。
图18是将电压目标值Vo*示出为直流母线电压(图2和图16中的直流母线20的电压)的示例的图。水平轴线表示时间并且垂直轴线表示电压。
根据前述的表达式(6)，Vo*如下表示。
Vo*＝Max(Vg-ZIin,Vinv*的绝对值)
因此，Vo*具有通过组合以下获得的波形：在其峰值处和在峰值的附近的交流波形的部分(Vinv*的绝对值)；和直流波形(Vg-ZIin)。交流波形和直流波形彼此连接的点(在图18中用点线圆表示)是不具有平滑性的不连续点。如果从这样的不连续的点作为起始点发生电流和电压的轻微振荡，轻微振荡与控制单元12中的反馈系统干涉，以引起稍微更大的振荡，并且这可能导致输出电流的轻微畸变。
考虑以上，由以上表达式计算的Vo*被设定为Vox*，并且使用补偿项Vcp，补偿的电压目标值Vo*如下计算。
Vo*＝Vox*+Vcp...(10)
Vcp能够由以下函数给出，例如
Vcp＝a×exp{-(|Vgf-|Vinv*||)/b}...(11)
Vox*：直流母线的电压目标值(补偿前的值)
Vo*：直流母线的电压目标值(补偿后的值)
Vcp：直流母线的电压的连续性的补偿项
Vgf：直流电源电压(通过从Vg减去由于直流电抗器15引起的 电压降而获得的电压)
Vinv*：逆变器输出电压目标值
至于a和b，a是与Vox*成比例的值，并且b是常数。例如，a和b的值如下。
a＝(Vox*/20)
b＝20
因而，通过简单地将补偿项Vcp添加到电压目标值Vo*，能够在不增加硬件的情况下实现连续性。
接着，在以下条件下验证表达式(10)和(11)的效果。
直流电抗器15的电感：500μH
电容器19的电容：22μF
交流电抗器22的电感：1mH
电容器23的电容：22μF
电压Vg：200V
电压Va：286V
开关频率：15kHz
Vcp被设定为Vox*的1/20。
在图19中的上曲线图是在连续性补偿前的直流母线电压的波形的示例。在这个曲线图中，与图18相比，以放大的方式示出电压的改变。在图19中的下曲线图是基于补偿项的波形的示例。图20是通过将图19中的补偿项(下曲线图)添加到直流母线电压(上曲线图)而获得的、连续性补偿后的直流母线电压的波形。
如图19所示，补偿项起在交流波形和直流波形应该已彼此连接以形成不连续点的时刻添加在正方向上的补偿值的作用。
尽管在图19中的直流母线电压的交流波形和直流波形彼此连接的点原始地是不连续点，控制单元12在应该与不连续点对应的时刻， 添加在正方向上的补偿值，并且输出结果值，由此不连续点能够改变为如图20所示的连续点。
因而，在由两个电路交替地产生一个周期中的交流波形的转换装置中，能够校正直流母线的电压的不连续点并且能够实现连续性。
补偿值由例如如图19所示的尖塔波形信号表示。尖塔波形信号由表达式(11)的函数表示，其在不连续点处具有峰并且随着离不连续点的距离的增加而变得接近于零。
在这样的情况下，当不连续点以精确的方式被改变为连续点时，能够抑制对于在不连续点的附近的波形的不必要的影响。表达式(11)的函数是示例，并且尖塔波形信号不限于此。
在逆变器电路11(第二转换器)执行直流/交流转换的情况下，控制单元12中的补偿值被并入升压电路10(第一转换器)的直流母线的电压目标值中。
另一方面，在交流至直流转换装置(图16)中，因为交流/直流转换器11u(第二转换器)执行交流/直流转换，补偿值从控制单元12被并入交流/直流转换器11u的直流母线的电压目标值中。这样，因为补偿值被并入电压目标值，所以能够在不增加硬件的情况下在直流至交流的情况或相反的情况下通过改变电压目标值将不连续点改变为连续点。
图21、图22和图23是示出在作为参考、连续性补偿未执行的情况下在直流-交流转换装置中的检测值的示例的波形图。
在图21中，具有较短波长的波形是流过直流电抗器15的电流(即升压电路电流检测值Iin)的波形，并且具有较长波长的波形是输出电 流Ia的波形。
图22是升压电路10的电压目标值Vo*的波形图。
图23是升压电路电压检测值Vo的波形图。如在每个图中的圆形标记所示，发现的是从图22中的不连续点起始的振荡发生在Iin(图21)和Vo(图23)中。
图24、图25和图26是示出在连续性补偿被执行的情况下在直流-交流转换装置中的检测值的示例的波形。
在图24中，具有较短波长的波形是流过直流电抗器15的电流(即升压电路电流检测值Iin)的波形，并且具有较长波长的波形是输出电流Ia的波形。
图25是升压电路10的电压目标值Vo*的波形图。
图26是升压电路电压检测值Vo的波形图。如在每个图中的圆形标记所示，发现的是，尽管从图23中的不连续点起始的极其小的振荡发生在Iin(图24)和Vo(图26)中，与图21和图23相比，振荡明显地减小。
图27和图28是不具有补偿项的波形和具有补偿项的波形的试验示例。最上面的波形是直流母线的波形。将图27和图28中的直流母线的波形比较，从不连续点起始的振荡发生在图27中，但是在图28中振荡明显地减少。
<<补充说明>>
应该注意的是，在本文中公开的实施例在所有方面仅仅是示例性的并且不应该认为是限制性的。本发明的范围由所附权利要求而非上 述的含义限定，并且其旨在包括等价于权利要求的范围的含义并且所有的修改在范围内。
附图标记列表
1 逆变器装置
1R 转换装置
2 光伏板
2B 蓄电池
3 商用电力系统
10 升压电路(直流/直流转换器)
10d 降压电路(直流/直流转换器)
11 逆变器电路(直流/交流逆变器)
11u 交流/直流转换器
12 控制单元
15 直流电抗器
16 二极管
17 第一电压传感器
18 第一电流传感器
19 电容器(滤波电容器(第二电容器))
21 滤波器电路
22 交流电抗器
23 电容器(输出滤波电容器(第一电容器))
24 第二电流传感器
25 第二电压传感器
26 电容器
30 控制处理单元
32 升压电路控制单元
33 逆变器电路控制单元
34 平均处理单元
41 第一计算部
42 第一加法器
43 补偿器
44 第二加法器
51 第二计算部
52 第三加法器
53 补偿器
54 第四加法器
P 电路连接点
Q1 至Q4、Qb开关元件。

Claims (6)

1.一种介于直流电源和交流电源之间的转换装置，所述转换装置包括：
直流母线，所述直流母线被设置在所述直流电源和所述交流电源之间；
第一转换器，所述第一转换器被设置在所述直流电源和所述直流母线之间，并且被配置为执行直流/直流转换；
第二转换器，所述第二转换器被设置在所述直流母线和所述交流电源之间，并且被配置为执行直流/交流转换或交流/直流转换；以及
控制单元，所述控制单元被配置为选择性地使所述第一转换器和所述第二转换器在所述交流电源的一个周期内进行操作，以交替地产生交流波形的绝对值的一部分以及直流波形来作为所述直流母线的电压，其中，
所述控制单元在应该与所述交流波形和所述直流波形彼此连接的不连续点对应的时刻，将在正方向上的补偿值添加到所述直流母线的电压目标值。
2.根据权利要求1所述的转换装置，其中，
由尖塔波形信号来表现所述补偿值，并且由在所述不连续点处具有峰并且随着离所述不连续点的距离的增加而变得接近于零的函数来表现所述尖塔波形信号。
3.根据权利要求2所述的转换装置，其中，
在尚未被添加所述补偿值的补偿前的所述直流母线的电压目标值是Vox*、用于给予所述补偿值的补偿项是Vcp、并且所述补偿后的所述电压目标值是Vo*的情况下，满足以下表达式：
Vo*＝Vox*+Vcp，并且
所述补偿项Vcp被表示为如下：
Vcp＝a×exp{-(|Vgf-|Vinv*||)/b}，
其中，Vgf是直流电源电压，Vinv*是交流侧电压目标值，a是与Vox*成比例的值，并且b是常数。
4.根据权利要求1所述的转换装置，其中，
在所述第二转换器执行直流/交流转换的情况下，所述补偿值被并入对于所述第一转换器的所述直流母线的所述电压目标值，以及
在所述第二转换器执行交流/直流转换的情况下，所述补偿值被并入对于所述第二转换器的所述直流母线的所述电压目标值。
5.根据权利要求2所述的转换装置，其中，
在所述第二转换器执行直流/交流转换的情况下，所述补偿值被并入对于所述第一转换器的所述直流母线的所述电压目标值，以及
在所述第二转换器执行交流/直流转换的情况下，所述补偿值被并入对于所述第二转换器的所述直流母线的所述电压目标值。
6.根据权利要求3所述的转换装置，其中，
在所述第二转换器执行直流/交流转换的情况下，所述补偿值被并入对于所述第一转换器的所述直流母线的所述电压目标值，以及
在所述第二转换器执行交流/直流转换的情况下，所述补偿值被并入对于所述第二转换器的所述直流母线的所述电压目标值。
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