CN104704733A - 直接型电力转换装置以及直接型电力转换装置的控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明是即使将形成滤波器的电容器设置在整流器的输出侧也能够防止该电容器的两端电压不必要地增大的直接型电力转换装置。第1电容器(C3)设置于第1电源线(LH)与第2电源线(LL)之间。充放电电路(4)包括在第1电源线(LH)与第2电源线(LL)之间设置的第2电容器(C4)、以及相对于第2电容器(C4)位于第1电源线(LH)侧且与第2电容器(C4)串联地连接的第1开关(Sc)。升压电路(4b)对来自二极管整流器(2)的整流电压进行升压来使第2电容器(C4)充电。电流阻止部(4c)位于第1电容器(C3)与第2电容器(C4)之间且设置于第1电源线(LH)或第2电源线(LL)，阻止电流从第2电容器(C4)流入第1电容器(C3)。

Description

直接型电力转换装置以及直接型电力转换装置的控制方法

技术领域

本发明涉及直接型电力转换装置以及直接型电力转换装置的控制方法，特别涉及在直流链路中具备缓冲电路和升压电路的直接型电力转换装置。

背景技术

在专利文献1中，记载了直接型电力转换装置。直接型电力转换装置具备二极管整流器、逆变器和充放电电路。二极管整流器对单相交流电压进行全波整流而向一对直流电源线(直流链路)输出。充放电电路设置于直流链路，且具备缓冲电路和升压电路。缓冲电路具有在一对直流电源线之间彼此串联地连接的开关以及电容器。开关相对于电容器位于直流链路的正极侧。升压电路对来自二极管整流器的整流电压进行升压来对电容器进行充电。从而，以比整流电压高的电压对电容器进行充电。因而，如果缓冲电路的开关导通，则该电容器进行放电。逆变器被输入直流链路的直流电压，且将它转换为交流电压而进行输出。

另外，在专利文献1中在二极管整流器的输入侧设置有滤波器。该滤波器是具备电抗器和电容器的所谓的LC滤波器。

需要说明的是，作为与本发明相关联的技术，公开了专利文献2～6以及非专利文献1～4。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2011－193678号公报

专利文献2：日本专利第4135026号公报

专利文献3：日本特开2011－050159号公报

专利文献4：日本专利第3772898号公报

专利文献5：日本专利第4766181号公报

专利文献6：日本专利第4067021号公报

非专利文献

非专利文献1：大沼、伊东、“新しい単相三相電力変換器によるコンデンサ容量の低減法とその基礎検証”、电气学会半导体电力变换研资、SPC-08-162(2008)

非专利文献2：大沼、伊东、“充電回路を付加したアクティブバッファ付き単相三相電力変換器の回路構成と制御法”、平成22年电气学会全大、4-057(2010)

非专利文献3：大沼、伊东、“アクティブスナバを利用した単相-三相電力変換器の制御法”、平成20年电气学会产业应用部门大会、1-20(2008)

非专利文献4：Yoshiya Ohnuma、Jun-ichi Itoh编写、“コンパリスン·オブ·ブースト·チョッパー·アンド·アクティブ·バッファ·アズ·シングル·トゥ·スリー·フェイズ·コンバータ(Comparison of Boost Chopper and Active Buffer as Singleto Three Phase Converter)”、IEEE ECCE2011，pp.515-521(2011)

发明内容

发明所要解决的课题

然而，在专利文献1中，并没有考察到形成滤波器的电容器的位置这一点。因此，为了降低形成滤波器的电容器的额定电压，考虑了将该电容器设置于整流器的输出侧而不是整流器的输入侧。

于是，利用升压电路，以比整流电压高的电压对缓冲电路的电容器进行充电。另一方面，滤波器的电容器的电压是与整流电压相同程度的电压。从而，如果缓冲电路的开关导通，则电流从该缓冲电路的电容器流入滤波器的电容器，导致滤波器的电容器的两端电压增大。

因此，本发明的目的在于提供一种直接型电力转换装置，该直接型电力转换装置即使将形成滤波器的电容器设置于整流器的输出侧，也能够防止该电容器的两端电压不必要地增大。

用于解决课题的手段

本发明的直接型电力转换装置的第1方式为：所述直接型电力转换装置具备：第1电源线(LH)；第2电源线(LL)，其被施加比所述第1电源线的电位更低的电位；二极管整流器(2)，其具有与单相交流电源(1)连接的输入侧和与所述第1电源线以及所述第2电源线连接的输出侧，且进行单相全波整流；第1电容器(C3)，其设置于所述第1电源线与所述第2电源线之间；充放电电路(4)，其相对于所述第1电容器位于所述二极管整流器的相反侧，且设置于所述第1电源线以及所述第2电源线；以及逆变器(5)，其被输入直流电压(Vdc)，该直流电压(Vdc)是所述第1电源线与所述第2电源线之间的电压，所述充放电电路(4)具有：缓冲电路(4a)，其包括第2电容器(C4)和第1开关(Sc、D42)，所述第2电容器(C4)设置于所述第1电源线与所述第2电源线之间，所述第1开关(Sc、D42)相对于所述第2电容器位于所述第1电源线侧且与所述第2电容器串联地连接于所述第1电源线与所述第2电源线之间，升压电路(4b)，其对来自所述二极管整流器(2)的整流电压进行升压，来使所述第2电容器充电；以及电流阻止部(4c)，其位于所述第1电容器与所述第2电容器之间且设置于所述第1电源线或所述第2电源线，阻止电流从所述第2电容器流入所述第1电容器。

本发明的直接型电力转换装置的第2方式为：在第1方式的直接型电力转换装置中，所述电流阻止部(4c)是二极管(D43)。

本发明的直接型电力转换装置的第3方式为：在第2方式的直接型电力转换装置中，所述升压电路(4b)具备：第2二极管(D40)，其具有阳极和连接于所述第1开关(Sc、D42)与所述第2电容器(C4)之间的阴极；电抗器(L4)，其连接于所述第1电源线(LH)与所述阳极之间；以及第2开关(Sl、D41)，其连接于所述第2电源线(LL)与所述阳极之间，所述二极管(D43)位于所述缓冲电路(4a)与所述升压电路(4b)之间，且设置于所述第1电源线(LH)上。

本发明的直接型电力转换装置的第4方式为：在第1至第3方式中的任意一个方式的直接型电力转换装置中，还具备第2电抗器(L3)，该第2电抗器(L3)位于所述第1电容器(C3)与所述二极管整流器(2)之间，且设置于所述第1电源线(LH)或所述第2电源线(LL)。

本发明的直接型电力转换装置的第5方式为：在第1至第3方式中的任意一个方式的直接型电力转换装置中，还具备第2电抗器(L3)，该第2电抗器(L3)设置于所述二极管整流器(2)的所述输入侧。

本发明的直接型电力转换装置的第6方式为：在第4或第5方式的直接型电力转换装置中，还具备还具备阻尼电阻(R3)，该阻尼电阻(R3)与所述第2电抗器(L3)并联连接。

本发明的直接型电力转换装置的控制方法的第1方式为：是用于控制第4至第6方式中的任意一个方式的直接型电力转换装置的方法，其中，检测所述第2电抗器(L3)的电压(VL)，生成所述二极管整流器(2)导通的时间比率即整流占空比(drec’)，以所述电压越高则所述整流占空比越小的方式对所述整流占空比进行校正，来生成校正后整流占空比(drec)，使用零占空比(dz)，来控制所述逆变器(5)的零相电流，所述零占空比(dz)是根据所述校正后整流占空比和所述第1开关(Sc、D42)导通的时间比率即放电占空比(dc)来设定的时间比率。

本发明的直接型电力转换装置的控制方法的第2方式为：在第1方式的直接型电力转换装置的控制方法中，在将所述单相交流电源(1、2)所输出的交流波形当作该交流波形的相位角(ωt)的正弦值时，只有在对于该相位角(ωt)的二倍值(2ωt)的余弦值(cos(2ωt))为正的第1期间(T1)，才校正所述整流占空比(drec’)。

发明效果

根据本发明的直接型电力转换装置的第1方式，利用升压电路以比整流电压高的电压对第2电容器进行充电。另一方面，第1电容器的电压是与整流电压相同程度的电压。然而，通过电流阻止部阻止电流从第2电容器流入第1电容器。从而，能够将第1电容器的电压维持成与整流电压相同程度的电压。因而，能够防止第1电容器的电压不必要地升高。

根据本发明的直接型电力转换装置的第2方式，能够降低流过电流阻止部的电流按照单相交流电源的瞬时变动而增大的程度。

根据本发明的直接型电力转换装置的第3方式，由于在升压电路的路径不存在二极管，因此能够在避免由二极管造成的损耗的情况下对第2电容器进行充电。

根据本发明的直接型电力转换装置的第4方式，能够使第1电容器和第2电抗器彼此协作，来形成所谓的LC滤波器。

根据本发明的直接型电力转换装置的第5方式，能够使第1电容器和第2电抗器彼此协作，来形成所谓的LC滤波器。

根据本发明的直接型电力转换装置的第6方式，通过调整阻尼电阻的电阻值，能够调整输入电流的波形。

根据本发明的直接型电力转换装置的控制方法的第1方式，能够抑制向二极管整流器输入的输入电流的变动。

根据本发明的直接型电力转换装置的控制方法的第2方式，如后面叙述那样，就向二极管整流器输入的输入电流而言，在第1期间内以比较大的变动幅度来发生变动，而在与第1期间不同的第2期间内其变动幅度较小。从而，不仅能够抑制输入电流的变动，还能够减少控制处理数。

通过以下的详细说明和附图，本发明的目的、特征、情况和优点会变得更明确。

附图说明

图1是示出直接型电力转换装置的概念性的结构的一例的结构图。

图2是示出直接型电力转换装置的概念性的结构的一例的结构图。

图3是示出直接型电力转换装置的概念性的结构的一例的结构图。

图4是示出直接型电力转换装置的概念性的结构的一例的结构图。

图5是示出直接型电力转换装置中的各种值的一例的图。

图6是图5的图表的放大图。

图7是示出直接型电力转换装置中的各种值的一例的图。

图8是图7的图表的放大图。

图9是示出直接型电力转换装置的概念性的结构的一例的结构图。

图10是示出直接型电力转换装置的概念性的结构的一例的结构图。

图11是示出向二极管整流器输入的单相交流电压以及输入电流的一例的图。

图12是示出图1所示的直接型电力转换电路的等效电路的电路图。

图13是示出流过升压电路的电抗器的电流的波形的概念图。

图14是示出电压矢量的图。

图15是用于说明直接型电力转换装置的赋予期间中的动作的时序图。

图16是用于说明直接型电力转换装置的接受期间中的动作的时序图。

图17是示出输入电流、升压电路的电抗器的两端电压、整流占空比的一例的图。

图18是示出输入电流、升压电路的电抗器的两端电压、控制切换信号、整流占空比的一例的图。

图19是示出控制部的概念性的结构的一例的图。

图20是示出单相交流电压以及输入电流的一例的图。

图21是示出输入电流的一例的图。

具体实施方式

第1实施方式

<直接型电力转换装置的结构>

如图1所示，本直接型电力转换装置具备二极管整流器2、滤波器3、充放电电路4和逆变器5。

二极管整流器2与单相交流电源1连接，且具备二极管D21～D24。二极管D21～D24构成桥电路，对从单相交流电源1输入的单相交流电压Vin进行单相全波整流来转换为整流电压，且将该整流电压输出到直流电源线LH、LL之间。对直流电源线LH施加比直流电源线LL更高的电位。从单相交流电源1向二极管整流器2流入输入电流Iin。

滤波器3具备电抗器L3和电容器C3。电容器C3设置于直流电源线LH、LL之间。电抗器L3比电容器C3更靠近二极管整流器2侧，且设置于直流电源线LH或直流电源线LL(在图1的示例中直流电源线LH)上。电抗器L3和电容器C3能够彼此协作而形成所谓的LC滤波器。

电容器C3例如为薄膜电容器，与电解电容器的静电电容相比，具有较小的静电电容。这种电容器C3几乎不会对二极管整流器2所输出的整流电压进行平滑化。从而，电容器C3的两端电压v3以与整流电压的脉动的周期相同的周期发生脉动。

需要说明的是，在图1的示例中，电抗器L3设置于二极管整流器2的输出侧，但是，如图2中举例示出那样，电抗器L3也可以设置于二极管整流器2的输入侧。在图2中，电抗器L3设置于连接二极管整流器2与单相交流电源1的输入线。该电抗器L3也能够与电容器C3一起形成LC滤波器。

充放电电路4相对于电容器C3设置于二极管整流器2的相反侧，且具有缓冲电路4a、升压电路4b和电流阻止部4c。缓冲电路4a包括电容器C4，在直流电源线LH、LL之间授受电力。

缓冲电路4a还包括与二极管D42反并联连接的晶体管(这里，绝缘栅双极型晶体管：下面简记为“IGBT”)Sc。晶体管Sc位于直流电源线LH、LL之间，且相对于电容器C4位于直流电源线LH侧且与电容器C4串联地连接。这里，反并联连接是指正向彼此相反这样的并联连接。具体而言，晶体管Sc的正向是从直流电源线LL朝向直流电源线LH的方向，而二极管D42的正向是从直流电源线LH朝向直流电源线LL的方向。能够将晶体管Sc和二极管D42加在一起当作一个开关元件(第1开关)。

升压电路4b对来自二极管整流器2的整流电压(更详细而言电容器C3的两端电压v3)进行升压来对电容器C4进行充电。例如，升压电路4b包括二极管D40、电抗器L4和晶体管(这里为IGBT)Sl。二极管D40具备阴极和阳极，该阴极连接于第1开关与电容器C4之间。电抗器L4连接于直流电源线LH与二极管D40的阳极之间。晶体管Sl连接于直流电源线LL与二极管D40的阳极之间。晶体管Sl与二极管D41反并联连接，能够将两者加在一起当作一个开关元件(第2开关)。该结构作为所谓的升压斩波器是已知的。

利用升压电路4b，对电容器C4进行充电，且电容器C4产生比两端电压v3更高的两端电压vc。具体而言，从直流电源线LH经由第2开关向直流电源线LL流入电流，由此在电抗器L4中蓄积能量，然后通过断开第2开关，该能量经由二极管D40蓄积到电容器C4中。

由于两端电压vc比两端电压v3更高，因此在二极管D42中基本上没有电流流过。因此，第1开关的导通/不导通只依赖于晶体管Sc本身。从而，下面不仅将晶体管Sc称为开关Sc，有时将晶体管Sc和二极管D42加在一起的第1开关也被称为开关Sc。

另外，由于直流电源线LH的电位比直流电源线LL的电位更高，因此在二极管D41中基本上没有电流流过。因此，第2开关的导通/不导通只依赖于晶体管Sl本身。从而，下面不仅将晶体管Sl称为开关Sl，有时将晶体管Sl和二极管D41加在一起的第2开关也被称为开关Sl。

电流阻止部4c位于电容器C3，C4之间、且设置于直流电源线LH或直流电源线LL，阻止电流从电容器C4流入电容器C3。电流阻止部4c例如由二极管D43来实现。在图1的示例中，二极管D43设置于直流电源线LH，且其正向是从二极管整流器2朝向逆变器5的方向。

该充放电电路4在开关Sc不导通时输出与电容器C3的两端电压v3大致相同的电压，在开关Sc导通时输出与电容器C4的两端电压vc大致相同的电压。

逆变器5将充放电电路4所输出的直流电压转换为交流电压，且将该交流电压输出到输出端Pu、Pv、Pw。逆变器5包括6个开关元件Sup、Svp、Swp、Sun、Svn、Swn。开关元件Sup、Svp、Swp分别连接于输出端Pu、Pv、Pw与直流电源线LH之间，开关元件Sun、Svn、Swn分别连接于输出端Pu、Pv、Pw与直流电源线LL之间。逆变器5构成所谓的电压型逆变器，包括6个二极管Dup、Dvp、Dwp、Dun、Dvn、Dwn。

二极管Dup、Dvp、Dwp、Dun、Dvn、Dwn中的任意一个二极管的阴极均被配置成靠向直流电源线LH侧，而二极管Dup、Dvp、Dwp、Dun、Dvn、Dwn中的任意一个二极管的阳极均被配置成靠向直流电源线LL侧。二极管Dup位于输出端Pu与直流电源线LH之间且与开关元件Sup并联连接。同样地，二极管Dvp、Dwp、Dun、Dvn、Dwn分别与开关元件Svp、Swp、Sun、Svn、Swn并联连接。

例如，对开关元件Sup、Svp、Swp、Sun、Svn、Swn，采用了IGBT(绝缘栅双极型晶体管)。

感性负载6例如为旋转机，根据来自逆变器5的交流电压进行旋转。

根据这种直接型电力转换装置，电容器C4的两端电压vc因升压电路4b而比电容器C3的两端电压v3高。因而，假如在未设置有电流阻止部4c的情况下，若开关Sc导通，则电流从电容器C4流入电容器C3。据此，电容器C3的两端电压v3就会不必要地增大。

另一方面，在本直接型电力转换装置中，电流阻止部4c阻止电流从电容器C4流入电容器C3。从而，能够避免电容器C3的两端电压v3不必要地增大。

另外，由于能够避免两端电压v3的增大，因此能够使两端电压v3成为与由二极管整流器2而产生的整流电压相同程度的电压。因而，例如在开关Sc不导通而电流从转换器(二极管整流器2以及滤波器3)流入逆变器5时，能够将与整流电压相等的两端电压v3输入到逆变器5。

另一方面，专利文献1的控制是如后面详细叙述那样根据如下这样的思想来进行的控制：在电流从该转换器流入逆变器5时，将整流电压输入到逆变器5。如上所述，根据本直接型电力转换装置，由于此时能够将与整流电压相等的两端电压v3输入到逆变器5，因此本直接型电力转换装置适合于专利文献1的控制。

如上，根据本直接型电力转换装置，与将电容器设置于二极管整流器2的输入侧的情况相比，能够降低电容器C3的额定电压，另外本直接型电力转换装置适合于以如下这样的思想为前提的控制(例如专利文献1的控制)：在电流从转换器(二极管整流器2+滤波器3)流入逆变器5时，将整流电压输入到逆变器5。

<电流阻止部的位置>

在图1、2的示例中，二极管D43位于缓冲电路4a与升压电路4b之间且设置于直流电源线LH。这从降低由二极管D43造成的损耗这样的观点出发是优选的。例如，如图3所示那样二极管D43位于升压电路4b的前级且设置于直流电源线LH时，流过升压电路4b的电流(也就是说，流过电抗器L4的电流，图3中用箭头来表示)经过二极管D43。另一方面，在图1、2的示例中，流过升压电路4b的电流不经过二极管D43。从而，能够降低由二极管D43造成的损耗。换言之，能够在避免由二极管D43造成的损耗的情况下对电容器C4进行充电。

<电流阻止部>

在图4的示例中，电流阻止部4c具备二极管D43和开关S4。二极管D43和开关S4，位于缓冲电路4a与升压电路4b之间且设置于直流电源线LH，而且彼此串联地连接。二极管D43的正向是从二极管整流器2朝向逆变器5的方向。开关S4例如为IGBT，其正向与二极管D43的正向相同。

需要说明的是，在图4的示例中设置有二极管D43，但是也可以不设置二极管D43。在该情况下，使开关S4以与开关Sc具有排他性的方式导通。据此，即使不设置二极管D43，也能够阻止电流从电容器C4流入电容器C3。

另一方面，从降低对开关S4施加的反向电压这种观点来看，优选设置二极管D43。这里所讲的反向电压，是与在电流沿着正向流动时施加给开关S4的电压相反方向的、将开关S4的两端中的电容器C4侧的一端设为高电位的电压。如果设置有二极管D43，则二极管D43和开关S4的串联连接体将应对向电流阻止部4c施加的反向电压，因此能够降低对开关S4施加的反向电压。

另外，该电流阻止部4c能够使转换器(二极管整流器2+滤波器3)作为电流型转换器发挥功能。这是因为：由于电流阻止部4c具有二极管D43，所以具有所谓的反向阻止能力，还具有开关S4。

通过该电流阻止部4c，也能够阻止电流从电容器C4流入电容器C3。但是，如果电流阻止部4c仅仅具有二极管D43，则从如下观点来看是优选的。即，如下面详细叙述那样，如果在单相交流电压Vin上产生瞬时电压上升，则因此而电流流过电流阻止部4c，此时从该电流的大小这样的观点来看，电流阻止部4c优选仅仅具有二极管D43。

图5示出在图4的直接型电力转换装置中当来自单相交流电源1的单相交流电压Vin发生了瞬时电压上升时的交流电压Vin、输入到逆变器5的直流电压Vdc、电容器C4的两端电压vc和流过电流阻止部4c的电流i4，图6是图5的放大图。图7示出在图1的直接型电力转换装置中当交流电压Vin发生了瞬时电压上升时的单相交流电压Vin、直流电压Vdc、两端电压vc和电流i4，图8是图7的放大图。

这里，单相交流电压Vin的振幅是大约325[V]左右，主要采用正弦波形状。不过，在图5～8的示例中在该单相交流电压Vin上加上模拟了雷涌的脉冲。例如，脉冲宽度50[μ秒]的脉冲施加到单相交流电压Vin的振幅的峰值附近，据此单相交流电压Vin最高上升至电压值800[V]。

在图5中，直流电压Vdc取两端电压vc、两端电压v3(与整流电压相等)或零。需要说明的是，两端电压v3与整流电压相等，在理想的情况下两端电压v3具有与单相交流电压Vin所示的正弦波的绝对值对应的波形。

关于直流电压Vdc取哪个值，可以与开关Sc、S4的导通/不导通关联起来进行说明。即，还参照图4，在开关Sc导通的期间，由于逆变器5被输入两端电压vc，所以直流电压Vdc取两端电压vc。在开关Sc不导通且开关S4导通的期间，电容器C3的两端电压v3输入到逆变器5，所以直流电压Vdc取两端电压v3。在开关Sc、S4这双方不导通的期间，直流电压Vdc取零。

另外，在本实施方式中两端电压vc是脉动的。更详细而言，在期间T1(将单相交流电压Vin设为正弦波时的电源相位角是0度～45度、135度～225度、315度～360度的各期间)，两端电压vc降低。这是因为：在期间T1，使开关Sc适当地导通，从而电容器C4适当地进行放电。另一方面，在期间T1以外的期间T2，两端电压vc增大。这是因为：在期间T2维持开关Sc不导通且使升压电路4b(开关Sl)进行动作来对电容器C4进行充电。不过，在图5中单相交流电压Vin发生了瞬时电压上升且因此而还引起两端电压vc增大。关于这一点，将会在后面叙述。

如上所述，两端电压vc在期间T1降低而在期间T2上升。也就是说，两端电压vc以单相交流电压Vin的周期的一半周期来脉动。但是，两端电压vc也可以大致恒定。

于是，如果如图5、图6所举例示出那样交流电压Vin发生瞬时电压上升，则与此相伴而电容器C3的两端电压v3也会上升。此时，如果开关S4不导通，则电容器C4经由电抗器L3、L4以及二极管D40而被充电。然而，与电容器C3的充电路径相比，在电容器C4的充电路径中还介入有电抗器L3，所以两端电压vc的上升比两端电压v3的上升更缓慢。从而，此时两端电压v3能够增大至超过两端电压vc。

这样，如果在两端电压v3比两端电压vc更高的状态下开关S4导通，则从电容器C3经由开关S4和二极管D43、D42向电容器C4流入比较大的电流(所谓的突入电流)。这是因为，在该路径中介入的开关S4以及二极管D43、42不大会抑制该路径的电流。在图5、图6的示例中，流过电流阻止部4c的电流i4最高超过3000[A]。此时，由于向逆变器5输入两端电压v3，所以直流电压Vdc取两端电压v3，而两端电压v3与两端电压vc大致相等，因此，如图5、图6所示那样输入到逆变器5的直流电压Vdc成为与两端电压vc大致相等的电压。

另外，如果开关S4再次不导通，则两端电压v3能够再次高于两端电压vc。如果在该状态下开关S4再次导通，则在电流阻止部4c中再次流过大电流。在图5、图6的示例中，即使在从发生瞬时电压上升起开关S4第二次导通的情况下也流过大电流i4。

另一方面，在图7、图8的示例中，直流电压Vdc没有取零。这是因为，在图1的直接型电力转换装置中未设置有开关S4。在图1的直接型电力转换装置中也会因单相交流电压Vin的瞬时电压上升而引起两端电压v3增大。另外，如果二极管整流器2的输出电压增大而二极管D43、D42导通，则电流不是从电容器C3而是从二极管整流器2经由电流阻止部4c和二极管D42而流入电容器C4。由于在该路径中介入有电抗器L3，所以抑制了电流i4对时间的上升率。从而，抑制了电流i4的峰值。此时，电流i4按锯齿波发生变动，在图7、图8的示例中其最大值是100[A]左右以下。

如上所述，根据图1的直接型电力转换装置，与图4的直接型电力转换装置相比，能够使流过电流阻止部4c的电流i4的峰值为大约30分之1。从而，作为二极管D43能够采用载流量较小的二极管。

需要说明的是，在图7、图8的示例中，稳定状态下的电流i4的最大值是20[A]左右。从而，相伴瞬时电压上升的电流i4的峰值(大约100[A])是稳定状态下的电流i4的5倍左右。由于在一般的情况下二极管的浪涌电流承受力是额定的10倍以上，所以如果将二极管D43的额定电流选定为与逆变器5的额定电流相同程度的电流，则二极管D43也能够承受因瞬时功率上升而产生的电流的峰值。

第2实施方式

如图9所示，第2实施方式的直接型电力转换装置还具有与电抗器L3并联连接的电阻R3。电抗器L3也可以与第1实施方式同样地设置在二极管整流器2的输入侧，在该情况下也如图10所示那样电阻R3与电抗器L3并联连接。

这种电阻R3作为所谓的阻尼电阻发挥功能。从而，通过调整该电阻R3的电阻值，能够调整输入到二极管整流器2的输入电流Iin的波形。下面，对电阻R3的电阻值与输入电流Iin的波形的关系进行详细说明。图11示出单相交流电压Vin和改变了电阻R3的电阻值时的输入电流Iin。在图11中以最上方的图表来示意性地表示交流电压Vin，且在交流电压Vin的下方示出电阻R3的电阻值为10[Ω]时的输入电流Iin，在最下方示出电阻R3的电阻值为100[Ω]时的输入电流Iin。

需要说明的是，这里作为一例对电抗器L3的电感采用460[μH]，对电容器C3的静电电容采用25[μF]。在该情况下，电阻R3的电阻值为10[Ω]时的滤波器3的衰减率是0.22，电阻R3的电阻值为100[Ω]时的衰减率是0.02。

如图11所示，在输入电流Iin中产生频率高的高次谐波成分。该高次谐波成分是因逆变器5等的开关而产生的。电阻R3的电阻值为10[Ω]时的该高次谐波成分能够被视为特别是输入电流Iin取峰值或谷底值的附近的高次谐波成分。

在图11中，与电阻值为10[Ω]时相比，电阻值为100[Ω]时高次谐波成分的振幅更小。也就是说，电阻R3的电阻值越大则该高次谐波成分越小。

另一方面，如图11所示，在电阻R3的电阻值为100[Ω]的情况下，在输入电流Iin中产生比该高次谐波成分更低的频率的失真。这是由如下所述那样输入电流Iin与单相交流电压Vin的相位差而引起的。即，如果输入电流Iin的相位相对于单相交流电压Vin超前，则在输入电流Iin降低至零的时刻t1单相交流电压Vin取正值v0。

另外，在交流电压Vin从值v0降低至零为止的期间t10，交流电压Vin为正。由于该期间t10是输入电流Iin相对于交流电压Vin的相位超前时间，所以下面也称作相位超前时间t10。由于在该期间t10交流电压Vin为正，所以二极管整流器2不导通，即输入电流Iin成为零而不会为负。

另外，由于在时刻t1交流电压Vin取正值v0，所以电容器C3的两端电压v3取作为最小值的规定值(例如值v0)而不会成为零。

当交流电压Vin刚小于零之后，由于交流电压Vin的绝对值(整流电压)不超过电容器C3的两端电压v3，所以二极管整流器2不导通且输入电流Iin维持零。也就是说，如图11中举例示出那样，在从交流电压Vin成为零的时刻开始到其绝对值与两端电压v3一致的时刻为止的期间t20，输入电流Iin维持零。

另外，如果交流电压Vin的绝对值超过电容器C3的两端电压v3，则二极管整流器2导通。伴随该导通而输入电流Iin急剧地发生变化，在电阻R3的电阻值较大且滤波器3的衰减率较小的情况下，输入电流Iin因LC滤波器的谐振作用而进行振动(参照电阻值为100[Ω]时的输入电流Iin)。下面，将该输入电流Iin的振动波形称作滤波器谐振波形。

另一方面，在电阻R3的电阻值较小且LC滤波器的衰减率较大的情况下，在输入电流Iin中几乎不会产生由谐振造成的振动。也就是说，电阻R3的电阻值越小，则滤波器谐振波形的振幅越小。

如上所述，因逆变器5等的开关而产生的高次谐波成分和因LC滤波器的谐振而产生的滤波器谐振波形的振幅，相对于电阻R3的电阻值彼此具有权衡(trade-off)关系。考虑该权衡关系来调整电阻R3的电阻值，由此能够适当地调整输入电流Iin的波形。例如，在优先降低滤波器谐振波形的振幅的情况下，作为电阻R3的电阻值采用比较小的值。

第3实施方式

第3实施方式的直接型电力转换装置的结构与第1或第2实施方式的直接型电力转换装置相同。这里，通过控制谋求对输入电流Iin的谐振频率成分的抑制。首先对直接型电力转换装置的控制方法的一例进行概述，然后对用于抑制输入电流Iin的振动的控制进行叙述。

<减少功率脉动的基本思想>

在图1所示的直接型电力转换装置中，二极管整流器2进行全波整流。从而，在逆变器5和感性负载6所消耗的电力恒定的情况下(例如感性负载6为对称三相负载的情况：这适用于很多感性负载)，如果忽略充放电电路4，则对直流电源线LH、LL供给的电力以单相交流电压的频率的2倍频率来脉动。因此，该脉动因充放电电路4而得以减轻。具体而言，通过使缓冲电路4a在直流电源线LH、LL之间授受电力，来减轻功率脉动。

设输入功率因数为1，由下式表示输入到二极管整流器2的瞬时功率Pin。其中，导入了单相交流电压Vin的振幅Vm以及电源角速度ω、输入电流Iin的振幅Im、时间t。电源角速度ω与时间t的乘积ωt表示单相交流电压Vin的相位角。另外，将交流波形当作该交流波形的相位角ωt的正弦值。

[数学式1]

$\begin{array}{c}\mathrm{Pin}=\mathrm{Vm}\&CenterDot;\mathrm{Im}\&CenterDot;{\sin }^2\left(\mathrm{\&omega;t}\right)\\ =\frac{1}{2}\mathrm{Vm}\&CenterDot;\mathrm{Im}-\frac{1}{2}\mathrm{Vm}\&CenterDot;\mathrm{Im}\&CenterDot;\cos \left(2\mathrm{\&omega;t}\right)\end{array}...\left(1\right)$

公式(1)的右边的第2项示出功率脉动。为了消除该功率脉动，只要使缓冲电路4a在与直流电源线LH、LL之间授受与第2项目值相同且极性不同的瞬时授受功率Pbuf。该瞬时授受功率Pbuf由下式来表示。

[数学式2]

$\mathrm{Pbuf}=\frac{1}{2}\mathrm{Vm}\&CenterDot;\mathrm{Im}\&CenterDot;\cos \left(2\mathrm{\&omega;t}\right)...\left(2\right)$

也就是说，由从单相交流电源1输入的瞬时功率的直流部分(Vm·Im/2)与对于相位角ωt的二倍值(2ωt)的余弦值cos(2ωt)的乘积来表示瞬时授受功率Pbuf。

根据公式(2)可知，缓冲电路4a授受的瞬时功率(下面称作“瞬时授受功率”)Pbuf可以采用正负值。具体而言，瞬时授受功率Pbuf在单相交流电压的相位角ωt为0以上且π/4以下、3π/4以上且5π/4以下、或7π/4以上且2π以下的期间(下面称作“赋予期间”)采用正值，在除此以外的期间(下面称作“接受期间”)时采用负值。也就是说，缓冲电路4a在赋予期间对直流电源线LH、LL赋予瞬时授受功率Pbuf的绝对值，在接受期间从直流电源线LH、LL接受瞬时授受功率Pbuf的绝对值。据此，功率脉动被抵消。

由于单相交流电压Vin是由Vm·sin(ωt)来表示的，所以换言之将上述范围还可以当作：在单相交流电压Vin的绝对值比其振幅Vm的1/√2倍的值小时，充放电电路4输出正功率，在单相交流电压Vin的绝对值比振幅Vm的1/√2倍的值大时输出负功率。

下面，对赋予期间以及接受期间中的具体的动作进行说明，在此之前，首先进行研究所需要的规划。

图12是图1所示的电路的等效电路。在图12所示的等效电路中，将从二极管整流器2以及滤波器3流入逆变器5的电流irec1等效地表示为经由开关Srec的电流irec1。同样，将从电容器C4流入逆变器5的放电电流icd等效地表示为经由开关Sc的放电电流icd。在逆变器5中，当输出端Pu、Pv、Pw公共连接于直流电源线LH、LL中的一个直流电源线时，经由逆变器5流入感性负载6的电流也被等效地表示为经由开关Sz的电流iz。需要说明的是，关于包含零电压矢量的电压矢量，将会在后面详细叙述。另外，在图12中表示构成升压电路4b的电抗器L4、二极管D40和开关Sl，且附记了流过电抗器L4的电流il。

另外，在图12的等效电路中将滤波器3的输出电压表示为电压源E1。电压源E1输出二极管整流器2所输出的整流电压(＝交流电压Vin的绝对值)。也就是说，该等效电路基于在电流从该转换器流入逆变器5时(开关Srec导通时)整流电压输入到逆变器5这样的思想。

在通过这样所得到的等效电路中，导入开关Srec、Sc、Sz导通的各个时间比率即占空比drec、dc、dz和输入到逆变器5的直流电流Idc，下式成立。

[数学式3]

$\left[\begin{array}{c}\mathrm{irec}\\ \mathrm{icd}\\ \mathrm{iz}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\mathrm{drec}& 1\\ \mathrm{dc}& 0\\ \mathrm{dz}& 0\end{array}\right]\&CenterDot;\left[\begin{array}{c}\mathrm{Idc}\\ \mathrm{il}\end{array}\right]...\left(3\right)$

需要说明的是，由图12可知，流过二极管整流器2的电流irec等于使开关Srec导通的电流irec1与流过电抗器L4的电流il之和。另外，由于以整流占空比drec与直流电流Idc的乘积来表示电流Irec1，所以如公式(3)所示那样由drec·Idc与电流il之和来表示电流irec。

需要说明的是，由于电流irec1、ic、iz是对各个直流电流Idc乘以占空比drec、dc、dz而得到的，所以这些是开关Srec、Sc、Sz的开关周期中的平均值。另外，电流il也同样是开关Sl的开关周期中的平均值。

另外，由于直流电流Idc是分别使开关Srec、Sc、Sz导通的电流irec1、icd、iz的总和，所以下式成立。

[数学式4]

drec+dc+dz＝1...(4)

从而，可以将占空比drec、dc、dz视为直流电流Idc相对于各电流irec1、icd、iz的电流分配率。下面，有时将占空比drec、dc、dz分别称作整流占空比drec、放电占空比dc、零占空比dz。

<赋予期间中的动作>

在赋予期间中，使开关Sc进行动作而从电容器C4流出放电电流icd，由此从缓冲电路4a向直流电源线LH、LL赋予瞬时授受功率Pbuf。从而，不会使开关Sl导通且将电流il设为零。也就是说，在赋予期间不使升压电路4b进行动作。

这里，为了使流过二极管整流器2的电流irec为正弦波状，只要电流irec满足下式即可。

[数学式5]

rec＝Im·|sin(ωt)|...(5)

在公式(3)中由于il＝0成立所以irec＝drec·Idc成立。从而，根据公式(5)，将整流占空比drec设定为下式。

[数学式6]

$\mathrm{drec}=\frac{\mathrm{Im}}{\mathrm{Idc}}\left|\sin \left(\mathrm{\&omega;t}\right)\right|...\left(6\right)$

此外，为了减少功率脉动，只要电容器C4的两端电压vc与放电电流icd的乘积(vc·icd)等于瞬时授受功率Pbuf(公式(2))即可。从而，根据公式(2)、(3)，如下式那样设定放电占空比dc。据此，进行用于抵消功率脉动的电容器C4的放电。

[数学式7]

$\mathrm{dc}=\frac{\mathrm{Vm}\&CenterDot;\mathrm{Im}}{2\mathrm{vc}\&CenterDot;\mathrm{Idc}}\&CenterDot;\cos \left(2\mathrm{\&omega;t}\right)...\left(7\right)$

根据公式(4)，零占空比dz成为从1中减去整流占空比drec和放电占空比dc而得到的值。

需要说明的是，开关Srec在实际上并没有设置，只不过出现在等效电路中而已。另外，其导通/不导通是由开关Sc以及逆变器5的动作来决定的。关于这种动作，将会在后面与逆变器5的动作一起进行说明。

<接受期间中的动作>

在接受期间，由于缓冲电路4a不向直流电源线LH、LL赋予电力，所以不使开关Sc导通且将放电占空比dc设为零。

根据公式(3)来导出下式。

[数学式8]

irec＝drec·Idc+il...(8)

这里，优选使电流irec1(＝drec·Idc)与将单相交流电压Vin全波整流而得到的值|Vin|的乘积等于由公式(1)表示的瞬时功率Pin的直流部分(Vm·Im/2)。这是因为，通过瞬时授受功率Pbuf的授受，能够使在二极管整流器2的后级所消耗的电力设为瞬时功率Pin的直流部分这种固定值。从而，导出下式。

[数学式9]

$\left|\mathrm{Vin}\right|\&CenterDot;\mathrm{irec}1=\frac{\mathrm{Vm}\&CenterDot;\mathrm{Im}}{2}...\left(9\right)$

由Vm·sin(ωt)来表示单相交流电压Vin、且由drec·Idc来表示电流irec1，因此根据公式(9)如下式那样设定整流占空比drec。

[数学式10]

$\mathrm{drec}=\frac{\mathrm{Im}}{2\mathrm{Idc}\&CenterDot;\left|\sin \left(\mathrm{\&omega;t}\right)\right|}...\left(10\right)$

零占空比dz被设定为从1中减去整流占空比drec而得到的值(公式(4))。通过这样设定零占空比dz，能够设定用于抵消输出功率的脉动的零电压矢量的期间。

接下来，对流过电抗器L4的电流il进行说明。为了与赋予期间同样地使流过二极管整流器2的电流irec为正弦波状，电流irec必须满足公式(5)。于是，也考虑到公式(8)、(10)用下式来设定电流il。

[数学式11]

$\mathrm{il}=\mathrm{Im}\&CenterDot;\left|\sin \left(\mathrm{\&omega;t}\right)\right|-\frac{\mathrm{Im}}{2\&CenterDot;\left|\sin \left(\mathrm{\&omega;t}\right)\right|}...\left(11\right)$

也就是说，用于在接受期间使输入到二极管整流器2的输入电流Iin为正弦波状的电流il被决定。从而，只要控制升压电路4b以使得流过电抗器L4的电流il满足公式(11)即可。也可以使用所谓的连续模式、不连续模式以及临界模式的任意一个来控制该升压电路4b。这里，作为一例，对使用不连续模式的情况进行说明。另外，电流il是在开关Sl的开关周期内的平均值，下面为了与平均值进行区分，将其瞬时值设为电流ils来进行说明。

图13示出不连续模式中的电流ils的波形的概念图。将开关Sl的开关周期设为T且将其导通期间设为ΔT1。从而，由ΔT1/T来表示开关Sl导通的升压占空比dl。另外，如图13所示，将在开关Sl断开之后电流ils流过电抗器L4的期间设为ΔT2。在图13的示例中电流ils是不连续的，因此期间ΔT1和ΔT2之和比周期T小。这里，为了简化，将电流ils的波形作为三角波来近似处理。电流ils取零到峰值Ip之间的值。

根据以开关周期的起始点为基准(零)的时间t与期间ΔT1、ΔT2的关系，下式成立。需要说明的是，由升压电路4b将电容器C4的两端电压vc充电为比单相交流电压Vin的振幅Vm高。另外，将充电路径的电感表示为值Lm。实际上充电路径的电感以电抗器L4的电感为主，因此可以将值Lm视为电抗器L4的电感。

[数学式12]

$\mathrm{ils}=\frac{\mathrm{Vin}}{\mathrm{Lm}}t,(0<t<\mathrm{\&Delta;T}1)...\left(12\right)$

[数学式13]

$\begin{array}{c}\mathrm{ils}=\frac{\mathrm{Vin}}{\mathrm{Lm}}\mathrm{\&Delta;T}1-\frac{1}{\mathrm{Lm}}(\mathrm{vc}-\mathrm{Vin})(t-\mathrm{\&Delta;T}1)\\ (\mathrm{\&Delta;T}1<t<\mathrm{\&Delta;T}2)\end{array}...\left(13\right)$

[数学式14]

ils＝0     (ΔT1+ΔT2＜t＜T)...(14)

由于峰值Ip是t＝ΔT1成立时的电流ils，所以峰值Ip是通过将t＝ΔT1代入公式(12)而利用Ip＝Vin·ΔT1/Lm求出的。

另外，由于在公式(13)中t＝ΔT2成立时il＝0成立，所以ΔT2＝Vin·ΔT1/(vc-Vin)成立。考虑到该关系，根据公式(12)、(13)求出电流ils在开关周期T的积分值，如果对该积分值除以开关周期T，则由下式来求出电流il。

[数学式15]

$\mathrm{il}=\frac{\mathrm{Vin}\&CenterDot;\mathrm{vc}\&CenterDot;T}{2\&CenterDot;\mathrm{Lm}(\mathrm{vc}-\mathrm{Vin})}\&CenterDot;{\mathrm{dl}}^2...\left(15\right)$

从而，也考虑到公式(11)，由下式来表示开关Sl导通的升压占空比dl。

[数学式16]

$\mathrm{dl}=\sqrt{\frac{2\&CenterDot;\mathrm{Lm}(\mathrm{vc}-\mathrm{Vin})\&CenterDot;\mathrm{il}}{\mathrm{vc}\&CenterDot;\mathrm{Vin}\&CenterDot;T}}...\left(16\right)$

<逆变器动作的控制>

由于开关Sc、Sl设置在图1所示的直接型电力转换装置中，所以能够如上所述那样决定开关Sc、Sl的占空比。另一方面，开关Srec、Sz并不是实际设置在图1所示的直接型电力转换装置中的。图12所示的等效电路上的开关Srec、Sz通过开关Sc以及逆变器5的开关来被等效地控制。为了说明等效地控制开关Srec、Sz的方法，首先对逆变器的一般的控制进行说明。

与U相对应的一对开关元件Sup、Sun、与V相对应的一对开关元件Svp、Svn以及与W相对应的一对开关元件Swp、Swn分别以互斥的方式被控制。从而，根据各开关元件的开关状态，逆变器5在整体上存在下面的8个开关模式。这里，将上侧开关元件导通且下侧开关元件不导通的开关状态表达为“1”，将上侧开关元件不导通且下侧开关元件导通的开关状态表达为“0”。在将对于各相的开关状态依次排成U相、V相、W相时，作为开关模式存在(0、0、0)(0、0、1)(0、1、0)(0、1、1)(1、0、0)(1、0、1)(1、1、0)(1、1、1)这8个模式。

在逆变器5中通过实现上述的各开关模式，根据该开关模式从输出端Pu、Pv、Pw分别输出电流Iu、Iv、Iw。

在图14中示出了与上述的开关模式对应的电压矢量V0～V7。表示电压矢量的标号“Vx”中的“x”采用了将表示开关状态的上述3个数字当作3位的二进制数之后将该二进制数转换成10进制数而得到的数字。例如开关模式(1、0、0)被表示为电压矢量V4。

各电压矢量V1～V6被配置成使它们的始点与中心点一致、且将它们的的终点以放射状朝向外侧。如果将各电压矢量V1～V6的终点彼此连起来，则构成正六边形。在电压矢量V0、V7中，由于输出端Pu、Pv、Pw处于短路，所以电压矢量V0、V7不具有大小。从而，电压矢量V0、V7被配置在中心点。将该电压矢量V0、V7称作零电压矢量。

需要说明的是，将由各电压矢量V1～V6中的相邻的2个电压矢量和各电压矢量V0、V7构成的正三角形的区域分别称作S1～S6。

在逆变器5中选择性地采用上述开关模式来进行动作。在使用电压矢量来控制逆变器5的情况下，可以由电压矢量V0～V7来合成电压矢量的指令值V*。通过调整采用这些电压矢量的期间，指令值V*在其所在的区域S1～S6的每一个区域中可以被任意地设定。不过，持续地采用一个电压矢量的期间，被设定为相对于单相交流电压的周期足够短的期间。

图15的时序图举例示出了直接型电力转换装置的赋予期间中的动作。这里，为了简化，作为载波C采用具有周期ts的三角波。在该三角波中，例如最小值和最大值分别取0和1，增加时的斜率的绝对值与减少时的斜率的绝对值彼此相等。

由于在赋予期间如上所述那样不使升压电路4b进行动作，所以升压占空比dl为零，分别由公式(6)、(7)设定整流占空比drec、放电占空比dc，且根据整流占空比drec和放电占空比dc由公式(4)设定零占空比dz。

如果设定为在载波C取整流占空比drec以上的值时开关Srec导通，则开关Srec以整流占空比drec导通(在期间trec＝drec·ts等效地导通)。另外，由于公式(4)成立，所以如果设定为在载波C取占空比之和(drec+dz)以上的值时开关Sc导通，则开关Sc以放电占空比dc导通(在期间tc＝dc·ts导通)。而且，载波C取整流占空比drec以上且和(drec+dz)以下的值时，开关Sz导通(在一周期ts中的第二次出现的期间tz/2＝dz·ts/2导通：由于载波C增加时的斜率的绝对值与减少时的斜率的绝对值相等所以期间tz被二等分)。这样通过比较基于占空比drec、dz的指令值与载波C，在载波C的一个周期ts内设定分别使开关Srec、Sc、Sz等效地导通的期间trec、tc、tz。这种载波比较结果是，决定开关Sc导通的时序。

使二极管整流器2进行与开关Srec在期间trec导通的动作等效的动作，且使逆变器5进行与开关Sz在期间tz导通的动作等效的动作，因此逆变器5受到如下所述的控制。需要说明的是，在图15中，关于分别相对于开关元件Sup、Svp、Swp以排他的方式控制的开关元件Sun、Svn、Swn的导通/不导通，省略了图示。

这里，对如下情况进行说明：在该情况下，为了简化，使用与为了导出开关Srec、Sc、Sz的导通期间trec、tc、tz而使用的载波相同的载波，求出逆变器5所具有的各开关元件的导通期间。

在图15中举例示出了在逆变器5中使用电压矢量V0、V4、V6来合成电压矢量的指令值V*的情况。例如电压矢量的指令值V*处于区域S1的情况下采用该合成。需要说明的是，为了简化，对未采用零电压矢量V7的情况进行说明，但是也可以采用零电压矢量V7。

一般在对逆变器5的动作进行控制时，作为输出端Pu、Pv、Pw中的输出电压的指令值，采用相电压指令Vu*、Vv*、Vw*。在图15所示的情况下，由于举例示出了使用电压矢量V0、V4、V6的调制，所以0<Vu*<Vv*<Vw*＝1的关系成立。

另外，在逆变器5采用零电压矢量进行动作时，为了使二极管整流器2换流，以载波C取整流占空比drec的值的时间为界，变更要与载波C进行比较的指令值。具体而言，在载波C为drec·(1-Vu*)以下时，使开关元件Sup导通，在载波C为drec·(1-Vv*)以下时，使开关元件Svp导通，在载波C为drec·(1-Vw*)以下时，使开关元件Swp导通。

这种导通模式在期间trec相当于现有的三角波与相电压指令Vu*、Vv*、Vw*的比较。这是因为，在载波C中，将取值0～drec的三角波的部分以Vu*、Vv*、Vw*来进行分割。然而，在图15的例子中，由于Vw*＝1成立，所以drec·(1-Vw*)＝0成立，开关元件Swp不会在期间trec导通。通过以上的动作，在期间trec例如以电压矢量V0、V4、V6、V4、V0这种顺序来采用电压矢量。

另外，在载波C为drec+dz+dc·Vu*以上时，使开关元件Sup导通，在载波C为drec+dz+dc·Vv*以上时，使开关元件Svp导通，在载波C为drec+dz+dc·Vw*以上时，使开关元件Swp导通。

这种导通模式在期间tc相当于现有的三角波与相电压指令Vu*、Vv*、Vw*的比较。这是因为，在载波C中将取值drec+dz～1(＝drec+dz+dc)的三角波的部分以Vu*、Vv*、Vw*来进行分割。然而，在图15的例子中，由于Vw*＝1成立，所以drec+dz+dc·Vw*＝1，开关元件Swp不会在期间tc导通。通过以上的动作，在期间tc也与期间trec同样地以电压矢量V0、V4、V6、V4、V0这种顺序进行输出。

通过各开关元件在期间trec、tc的控制，在处于期间trec与期间tc之间的期间tz/2，开关元件Sup、Svp、Swp不导通。据此，在期间tz/2输出电压矢量V0作为零电压矢量。

另一方面，在逆变器5从直流电源线LH、LL接受电流时，允许逆变器5以零电压矢量以外的电压矢量进行动作。从而，以零电压矢量以外的电压矢量进行的逆变器5的动作是开关Sz不导通时进行的。

需要说明的是，由上述的说明可知，期间tz是根据占空比dz来决定的期间。换言之，期间tz是与相电压指令Vu*、Vv*、Vw*无关(不依赖)且逆变器5采用零电压矢量的期间。也就是说，也可以将占空比dz当作与逆变器5输出的电压的大小无关且逆变器5以零电压矢量进行动作的占空比。另外，考虑到公式(4)，也可以将整流占空比drec当作从1中减去放电占空比dc与零占空比dz之和而得到的占空比。

图16的时序图举例示出了直接型电力转换装置的接受期间中的动作。在接受期间也与赋予期间相同地采用载波C。另外，分别由公式(10)、(16)来设定整流占空比drec、放电占空比dc(其中，关于公式(16)中采用的电流il，使用公式(11))。

与赋予期间同样，在载波C取整流占空比drec以上的值时，设定为开关Srec导通。但是，在接受期间中，如上所述那样放电占空比dc为零，根据公式(4)，drec+dz＝1成立。从而，与赋予期间不同，开关Srec、Sz以排他的方式进行导通/不导通。

这样，通过比较基于占空比drec的指令值与载波C，在载波C的一个周期ts中设定分别使开关Srec、Sz等效地导通的期间trec、tz。

对逆变器5的动作而言，在接受期间中也同样，通过在期间trec比较指令值drec·(1-Vu*)、drec·(1-Vv*)、drec·(1-Vw*)与载波C的值，来决定开关元件Sup、Svp、Swp的动作，且以电压矢量V0、V4、V6、V4、V0这种顺序来采用电压矢量。

另外，由于dc＝0成立，所以指令值drec+dz+dc·Vu*、drec+dz+dc·Vv*、drec+dz+dc·Vw*均为1，在期间tz逆变器5进行基于零电压矢量V0的动作。

另外，对于开关Sl，例如控制为如下。例如，当采用不连续模式的情况下，作为开关周期T能够采用固定值，因此，这里为了简化而作为开关周期T采用载波C的周期ts。另外，如果设定为在载波C取占空比dl以下的值时开关Sl导通，则开关Sl以占空比dl导通。在公式(16)中能够采用T＝ts来求出占空比dl。也就是说，开关Sl导通的期间tl是以占空比dl与周期ts的乘积来求出的。这相当于图13的期间ΔT1。

需要说明的是，这里举例示出了开关Sl以与载波C同步的方式在期间trec进行开关的情况，但是可以在期间tz或者在期间tz、trec这两个期间进行开关，另外也可以根据除了载波C以外的载波进行开关。

<输入电流的谐振频率成分的抑制控制>

作为输入电流Iin的绝对值的电流Irec是从二极管整流器2流向逆变器5的电流irec1(＝drec·Idc)与流过电抗器L4的电流il之和(公式(8))。从而，通过调整整流占空比drec或电流il，能够调整电流Irec，进而能够调整输入电流Iin。

输入电流Iin的滤波器谐振波形如第2实施方式中叙述那样在输入电流Iin刚刚从零开始变为非零之后产生(参照图11)。从而，该滤波器谐振波形主要在赋予期间T1产生。由于电流il在赋予期间T1例如被设定为零，所以输入电流Iin在赋予期间T1依赖于电流irec1。从而，在第3实施方式中，通过调整整流占空比drec，来调整电流irec，进而谋求输入电流Iin的滤波器谐振波形的减少。

另一方面，如图17所示，电抗器L3的两端电压VL根据输入电流Iin的高次谐波成分(包含逆变器5的开关而产生的高次谐波成分和滤波器谐振波形)而发生变动。流过电抗器L3的电流、即电流irec的变化率越高，则电压VL取越大的值。由于电流irec是输入电流Iin的绝对值，因此如图17所示那样输入电流Iin处于正的范围时，其变化率越高则电压VL取越大的值，在输入电流Iin处于负的范围时，其变化率越低则电压VL取越大的值。

这样，电压VL根据输入电流Iin的滤波器谐振波形而发生变动。因此，在第3实施方式中，检测电抗器L3的电压VL，根据所检测到的电压VL，校正整流占空比drec。更详细而言，进行电压VL越高则越使整流占空比drec减小、而电压VL越小则越使整流占空比drec增大的校正。作为更具体的一例，进行从整流占空比drec中减去将电压VL与规定值K相乘而得到的校正值(K·VL)的校正。下面将校正后的整流占空比drec称作校正后整流占空比drec’。

另外，使开关Sc、Sl以及逆变器5进行与以校正后整流占空比drec’使开关Srec导通的控制等效的控制。具体的控制与如上所述的控制相同，但是作为整流占空比drec采用校正后整流占空比drec’。另外，随着采用校正后整流占空比drec’，优选变更放电占空比dc以及零占空比dz中的至少一个。这是因为，根据公式(4)，占空比drec’、dc、dz之和维持1。

例如以抵消功率脉动的方式由公式(7)设定放电占空比dc。从而，如果变更放电占空比dc，则功率脉动的抑制效果降低。因而，这里，变更零占空比dz而不是放电占空比dc。将变更后的零占空比设为dz’。更详细而言，从1中减去校正后整流占空比drec’与放电占空比dc之和来求出变更后的零占空比dz’。

另外，通过使用占空比drec’、dc、dz’，如上所述那样控制开关Sc以及逆变器5，从而能够以校正后整流占空比drec’使开关Srec等效地导通。需要说明的是，在该控制中，使用零占空比dz’来控制逆变器5的零相电流。

根据该控制，电压VL越高则校正后整流占空比drec’越小，因此在电压VL高时能够减小电流Irec1(＝drec’·Idc)。换言之，在输入电流Iin的变化率大时，能够减小电流Irec(＝Irec1+il＝|Iin|)。据此，能够抑制输入电流Iin的谐振频率成分。

图18示出采用了校正后整流占空比drec’的情况下的仿真结果。通过图17、18的比较可以理解，可知能够通过整流占空比drec的校正来减小输入电流Iin的振动(滤波器谐振波形的振幅)。

需要说明的是，在图18的示例中，逆变器5等的开关而产生的高次谐波成分几乎没有减少。其理由如下。即，在逆变器5中针对载波的一个周期发生多次开关。另一方面，由于校正整流占空比的控制周期与载波周期是相同的程度，所以即使控制了整流占空比，控制也来不及。

另外，输入电流Iin的滤波器谐振波形如上所述那样在输入电流Iin从零开始变为非零的时刻以后产生，按照滤波器3的特性，伴随着时间的经过而消除(参照图17的输入电流)。从而，不需要在所有的期间根据电压VL来校正整流占空比drec，而是至少在输入电流Iin从零开始变为非零的时刻以后的规定期间中进行校正即可。在图18中，作为一例，仅仅在赋予期间T1对整流占空比drec进行校正，以控制切换信号来表示校正的有无。在图18中，当控制切换信号激活时对整流占空比drec进行校正，当控制切换信号非激活时不会对整流占空比drec进行校正。据此，不仅能够抑制输入电流Iin的谐振而引起的变动，还能够减少控制处理数。

<控制部>

图19示出了对本直接型电力转换装置进行控制的控制部10的概念性的结构的一例。控制部10具备电流分配率生成部11、谐振抑制控制部1、减法运算部16、加法运算部13、17、比较部12、14、载波生成部23、输出电压指令生成部31、运算部32、33、比较部34、35以及逻辑或/逻辑与运算部36。

电流分配率生成部11被输入单相交流电流Vin的振幅Vm、输入电流Iin的振幅Im、针对直流电流Idc的指令值Idc*、针对两端电压vc的指令值vc*、以及电源角速度ω。例如通过设置公知的检测部，对振幅Vm、Im以及电源角速度ω进行检测后输入到电流分配率生成部11。指令值Idc*、vc*是从未图示的外部输入的。

电流分配率生成部11，在赋予期间T1根据公式(6)、(7)分别输出整流占空比drec以及放电占空比dc并且作为升压占空比dl输出零，在接受期间T2根据公式(10)、(16)分别输出整流占空比drec以及升压占空比dl，并且作为放电占空比dc输出零。另外，电流分配率生成部11输出从1中减去整流占空比drec与放电占空比dc之和而得到的值作为零占空比dz。

谐振抑制控制部15被输入电抗器L3的电压VL。电压VL由公知的电压检测部7来检测。电压VL越大则谐振抑制控制部15输出越大的校正值。例如，输出电压VL与规定值K的乘积作为校正值。

另外，在图19的示例中，例如，谐振抑制控制部15被输入电源角速度ω。也可以是，在根据电源角速度ω与时间t的乘积ω·t来求出的赋予期间T1，电压VL越大则谐振抑制控制部15输出越大的校正值，在接受期间T2输出零作为校正值。

减法运算部16被输入整流占空比drec和校正值，从整流占空比drec中减去校正值，输出其结果作为校正后整流占空比drec’。

加法运算部17被输入零占空比dz和校正值，且将它们相加后作为校正后零占空比dz’输出。据此，校正后零占空比dz’成为从1中减去校正后整流占空比drec’与放电占空比dc之和而得到的值。

在加法运算部13中将校正后整流占空比drec’与校正后零占空比dz’相加，在比较部12中比较相加结果(drec’+dz’)与载波C。载波C例如由载波生成部23来生成。输出比较部12的比较结果作为向开关Sc提供的开关信号SSc。例如比较部12在载波C为值(drec’+dz’)以上的期间输出激活的信号作为开关信号SSc。

在比较部14中比较升压占空比dl与载波C，且输出其比较结果作为向开关Sl提供的开关信号SSl。例如比较部14在载波C为升压占空比dl以下的期间输出激活的信号作为开关信号SSl。

输出电压指令生成部31生成相电压指令Vu*、Vv*、Vw*。在图19的示例中，输出电压指令生成部31被输入感性负载6的旋转速度ωm、其指令ωm*。旋转速度ωm由公知的检测部来检测，指令ωm*是从未图示的外部输入的。输出电压指令生成部31通过公知的方法生成相电压指令Vu*、Vv*、Vw*以减少旋转速度ωm与其指令ωm*的偏差。

运算部32被输入校正后整流占空比drec’、校正后零占空比dz’、放电占空比dc以及相电压指令Vu*、Vv*、Vw*。运算部32计算值(drec’+dz’+dc·Vx*)(其中x代表u、v、w)且输出所计算出的值。运算部33被输入校正后整流占空比drec’以及相电压指令Vu*、Vv*、Vw*，计算值(drec’·(1-Vx*))且输出所计算出的值。

在比较部34中比较值(drec’+dz’+dc·Vx*)与载波C，在比较部35中比较值(drec’·(1-Vx*))与载波C。比较部34例如在载波C为值(drec’+dz’+dc·Vx*)以上的期间输出激活的信号，比较部35例如在载波C为值(drec’·(1-Vx*))以下的期间输出激活的信号。

比较部34、35的比较结果输入到逻辑或/逻辑与运算部36。输出比较部34、35的比较结果的逻辑或作为分别向开关元件Sup、Svp、Swp提供的开关信号SSup、SSvp、SSwp，且输出它们的逻辑非作为分别向开关元件Sun、Svn、Swn提供的开关信号SSun、SSvn、SSwn。

第4实施方式

第4实施方式的直接型电力转换装置的结构与第2实施方式的直接型电力转换装置相同。这里，对通过滤波器3的常数设定来抑制输入电流Iin的相位超前且减少谐振频率成分的方法进行叙述。

电抗器L3的电感以及电容器C3的静电电容能够根据非专利文献4的第三章A中示出的设计法来进行设定。例如，在作为输入到二极管整流器2的交流电源1的输入条件，采用230[V]作为交流电压Vin的有效值，且采用16[A]作为输入电流Iin的有效值时，设定表1的栏J所示的常数。

[表1]

	J	A	B
				L(μH)	460	820	950
C(μF)	25	14	12
				％L	1.0％	1.8％	2.1％
fc(kHz)	1.48	1.49	1.49
				额定功率因数	99.4％	99.8％	99.9％
相位超前时间	352.2μ秒	197μ秒	169.5μ秒
				功率因数85％负载	18％	10％	9％

这里，％L是电抗器L3相对于二极管整流器2的额定阻抗Z的感抗之比(＝Z/ωL，ω是电源角速度)，fc是滤波器3的截止频率。

在该情况下，输入电流Iin相对于交流电压Vin的相位超前时间Δt(相位差除以电源角速度ω而得到的值)是352.2[μ秒]，额定输入功率因数是99.4％。另外，在内线规定中示出的功率因数成为下限值85％时的负载是额定的18％。从而，在采用这种滤波器3时，在能力可变范围被设为10：1左右的空调用逆变器中，功率因数可以小于85％。这样，功率因数小于85％的情况是并不优选的。

因此，表1的栏A中示出了以在负载为额定的10％时使功率因数成为85％以上的方式求出常数的结果。根据该常数，由于电容器C3的静电电容减小，所以能够减少输入电流Iin相对于交流电压Vin的相位超前时间。在图20的上部中示出交流电压Vin，另外，在图20中按电阻R3的电阻值示出了采用栏A所示的常数的情况下的电流波形。在图20的交流电压Vin的下部示出了在电阻R3的电阻值为20[Ω]时的输入电流Iin，在图20的最下部示出了电阻值为200[Ω]时的输入电流Iin。需要说明的是，电阻值为20[Ω]时的衰减率是大约0.19，电阻值为200[Ω]时的衰减率是大约0.02。

如表1的栏A所示，图20中的电容器C3的静电电容是15[μF]，如表1的栏J所示，图11中的电容器C3的静电电容是25[μF]，因此与图11相比相位超前时间t10变短。从而，与图11相比，能够减少输入电流Iin为零的时刻t1的交流电压Vin的值v0。据此，减小电容器C3的两端电压vc的最小值。如果两端电压vc的最小值减小，则输入电流Iin从零起直到再次开始流动为止的期间t20也会缩短。因而，能够减小输入电流Iin开始流动时的初始变动幅度，进而能够减小滤波器谐振波形的振幅。

通过进一步较小地设定电容器C3的静电电容，能够进一步减少相位超前时间t10，但是，依据在载波周期被PWM调制的电流源与载波同步地进行电流分配的调制原理，即使将相位超前时间t10设为载波周期以下，也无法降低电容器C3的两端电压vc的最小值，在输入电流Iin的过零点附近发生非传导期间。表1的栏B中示出了载波频率5.9[kHz](大约载波周期169.5[μ秒])下的电路常数的下限值。此时，相位超前时间T10与载波周期大致相同。

换言之，优选将相位超前时间t10与载波周期大致相同的电容器C3的静电电容设为对于电容器C3的静电电容的下限值。

在图21中按电阻R3的电阻值示出采用栏B所示的常数的情况下的电流波形。在图21的上部示出电阻R3的电阻值为20[Ω]时的输入电流Iin，在图21的下侧示出电阻值为200[Ω]时的输入电流Iin。需要说明的是，电阻值为20[Ω]时的衰减率是大约0.22，电阻值为200[Ω]时的衰减率是大约0.02。电阻R3的电阻值越大则输入电流Iin的谐振频率成分增大得越多。不过，由于电容器C3的静电电容进一步减小，所以相位超前时间t10进一步缩短，谐振频率成分比图20所示的谐振频率成分小。

本发明进行了详细说明，但是上述的说明在整个局面上为示例，本发明不限定于此。认为在不脱离本发明的范围的情况下能够想到未举例示出的无数的变形例。

Claims (9)

1.一种直接型电力转换装置，其具备：

第1电源线(LH)；

第2电源线(LL)，其被施加比所述第1电源线的电位更低的电位；

二极管整流器(2)，其具有与单相交流电源(1)连接的输入侧和与所述第1电源线以及所述第2电源线连接的输出侧，且进行单相全波整流；

第1电容器(C3)，其设置于所述第1电源线与所述第2电源线之间；

充放电电路(4)，其相对于所述第1电容器位于所述二极管整流器的相反侧，且设置于所述第1电源线以及所述第2电源线；以及

逆变器(5)，其被输入直流电压(Vdc)，该直流电压(Vdc)是所述第1电源线与所述第2电源线之间的电压，

所述充放电电路(4)具有：

缓冲电路(4a)，其包括第2电容器(C4)和第1开关(Sc、D42)，所述第2电容器(C4)设置于所述第1电源线与所述第2电源线之间，所述第1开关(Sc、D42)相对于所述第2电容器位于所述第1电源线侧且与所述第2电容器串联地连接于所述第1电源线与所述第2电源线之间，

升压电路(4b)，其对来自所述二极管整流器(2)的整流电压进行升压，来使所述第2电容器充电；以及

电流阻止部(4c)，其位于所述第1电容器与所述第2电容器之间且设置于所述第1电源线或所述第2电源线，阻止电流从所述第2电容器流入所述第1电容器。

2.根据权利要求1所述的直接型电力转换装置，其中，

所述电流阻止部(4c)是二极管(D43)。

3.根据权利要求2所述的直接型电力转换装置，其中，

所述升压电路(4b)具备：

第2二极管(D40)，其具有阳极和连接于所述第1开关(Sc、D42)与所述第2电容器(C4)之间的阴极；

电抗器(L4)，其连接于所述第1电源线(LH)与所述阳极之间；以及

第2开关(Sl、D41)，其连接于所述第2电源线(LL)与所述阳极之间，

所述二极管(D43)位于所述缓冲电路(4a)与所述升压电路(4b)之间，且设置于所述第1电源线(LH)上。

4.根据权利要求1所述的直接型电力转换装置，其中，

所述直接型电力转换装置还具备第2电抗器(L3)，该第2电抗器(L3)位于所述第1电容器(C3)与所述二极管整流器(2)之间，且设置于所述第1电源线(LH)或所述第2电源线(LL)。

5.根据权利要求1所述的直接型电力转换装置，其中，

所述直接型电力转换装置还具备第2电抗器(L3)，该第2电抗器(L3)设置于所述二极管整流器(2)的所述输入侧。

6.根据权利要求4所述的直接型电力转换装置，其中，

所述直接型电力转换装置还具备阻尼电阻(R3)，该阻尼电阻(R3)与所述第2电抗器(L3)并联连接。

7.根据权利要求5所述的直接型电力转换装置，其中，

所述直接型电力转换装置还具备阻尼电阻(R3)，该阻尼电阻(R3)与所述第2电抗器(L3)并联连接。

8.一种直接型电力转换装置的控制方法，是用于控制权利要求4至7中的任意一项所述的直接型电力转换装置的方法，其中，

检测所述第2电抗器(L3)的电压(VL)，

生成所述二极管整流器(2)导通的时间比率即整流占空比(drec’)，

以所述电压越高则所述整流占空比越小的方式对所述整流占空比进行校正，来生成校正后整流占空比(drec)，

使用零占空比(dz)，来控制所述逆变器(5)的零相电流，所述零占空比(dz)是根据所述校正后整流占空比和所述第1开关(Sc、D42)导通的时间比率即放电占空比(dc)来设定的时间比率。

9.根据权利要求8所述的直接型电力转换装置的控制方法，其中，

在将所述单相交流电源(1、2)所输出的交流波形当作该交流波形的相位角(ωt)的正弦值时，只有在对于该相位角(ωt)的二倍值(2ωt)的余弦值(cos(2ωt))为正的第1期间(T1)，才校正所述整流占空比(drec’)。