CN109874384B - 直接型电力转换器用的控制装置 - Google Patents

Abstract

即使缓冲电流的波形从正弦波变形，也维持电力缓冲器的功能，减小输入电流的波形从正弦波的变形。占空比运算部(1021)输入相位(θ)、振幅(Vm)、两端电压(Vc)的指令值(Vc*)、直流电压(Vdc)的指令值(Vdc*)，求出原放电占空比(dc)和原整流占空比(drec)。占空比校正部(1023)对原放电占空比(dc)和原整流占空比(drec)进行校正，分别得到放电占空比(dc')和整流占空比(drec')。可以将占空比运算部(1021)和占空比校正部(1023)一并理解为生成放电占空比(dc')和整流占空比(drec')的占空比生成部。

Description

直接型电力转换器用的控制装置

技术领域

本发明涉及对直接型电力转换器进行控制的技术。

背景技术

从单相交流电源得到的电力中存在以电源频率的2倍的频率脉动的成分。由此，为了使用整流电路获得恒定的直流电压，需要大容量的能量存储元件。

针对这种需求，提出了通过使构成有源缓冲器(active buffer)的电容器经由开关元件与直流链路(link)连接来构成电压源的技术。关于上述结构，在直接型电力转换电路中，与电源电压一起形成高频链路，使输入电流形成为正弦波并实现高效率特性(例如专利文献1,2、非专利文献1)。

在这样的技术中，在有源缓冲器中流动的电流(以下也称为“缓冲电流”)的波形以正弦波为基础。例如在专利文献2和非专利文献1中示出了那样的缓冲电流的控制。在提供缓冲电流的电路中，对于电容器电压的实际值与其指令值之间的偏差进行PI(比例积分)控制。缓冲电流的振幅是根据输入电流的波形确定的，通过临界模式、连续模式等开关动作来实现。

作为具有缓冲电路的单相三相转换电路，非专利文献2提出了一种基于矩阵变流器(matrix converter)的方式。这种方式中所需的电路规模具有这样的特征：尽管由于基于三相/三相转换而较大，但是如非专利文献3所示对PWM整流器大大减轻了噪声对策的负担。

尽管上述的使用有源缓冲器的方式所需的结构简单，但是充电电路伴随着开关动作。为了应对因开关动作产生的噪声需要添加部件，这可能会成为阻碍简单结构这一特征的主要原因。

非专利文献4,5提出了一种简单地进行充电电流的控制的开关(以下根据非专利文献4也称为「簡易スイッチング」(“简单开关”)：在非专利文献5中表达为「部分スイッチング」(“部分开关”)。在简单开关中，相比于现有的使用有源缓冲器的方式，开关次数更少，因此减少了噪声的产生。

另外，作为示出实施方式中说明的公知技术的专利文献，举出专利文献3,4,5。

现有技术文献

专利文献1：日本特许第5804167号公报

专利文献2：日本特许第5874800号公报

专利文献3：日本特许第5794273号公报

专利文献4：日本特开2016-103961号公报

专利文献5：日本特许5772915号公报

非专利文献

非专利文献1:山下、榊原、「アクティブバッファ付き単相-三相電力変換器的电压利用率を改善する電力控制法」、平成28年電気学会産業応用部門大会、1-54、pp.I-181～I-186、2016(山下、榊原、《改善带有源缓冲器的单相-三相电力转换器的电压利用率的电力控制方法》、2016年电气学会产业应用部门大会、1-54、pp.I-181～I-186、2016)

非专利文献2:齋藤、「単相/三相マトリックス变流器による誘導機的ベクトル控制」、平成19年電気学会産業応用部門大会、1-O4-5、pp.I-103～I-108、2007(斋藤、《单相/三相矩阵变流器的感应电机矢量控制》、2017年电气学会产业应用部门大会、1-O4-5、pp.I-103～I-108、2007)

非专利文献3:榊原、外4名、「空調用インダイレクトマトリックス变流器的実用化技術」、電気学会論文誌D第136巻第7号、p.471-478、2016(榊原、其它4名、《空调用间接矩阵变流器的实用化技术》、电气学会论文杂志D第136卷第7号、p.471-478、2016)

非专利文献4:菅、木全、打田、「単相力率改善型变流器的簡易スイッチング法」、電気学会論文誌D，第116巻第4号、pp.420-426、平成8年(菅、木全、打田、《单相功率因数改善型变流器的简单开关方法》、电气学会论文杂志D，第116卷第4号、pp.420-426、1996年)

非专利文献5:植杉、外4名、「力率改善型エアコン用単相倍电压变流器回路」電気学会論文誌D，第119巻第5号、p.592-598、平成11年(植杉、其它4名、《功率因数改善型空调用单相倍压电压变流器电路》电气学会论文杂志D，第119卷第5号、p.592-598、1999年)

发明内容

发明要解决的课题

然而，通过简单开关得到的充电电流的波形从正弦波大幅度地变形。并且，在上述内容中介绍的现有技术中是以假设充电电流的波形为正弦波作为基础，如果直接采用通过简单开关得到的充电电流，则会使输入电流的波形大幅度变形。

因此，本发明的目的是提供一种技术，即使缓冲电流的波形由正弦波发生变形，也维持电力缓冲器的功能，并减小输入电流的波形从正弦波的变形。

用于解决课题的手段

本发明是对直接型电力转换器进行控制的直接型电力转换器用的控制装置(10)。所述直接型电力转换器具备：直流链路(7)，其包括第1直流电源线(LH；LH1，LH2)和第2直流电源线；变流器(3)，其输入单相交流电压(Vin)并向所述直流链路输出脉动电力(Pin)；电力缓冲电路(4)，其在所述直流链路之间交换电力(Pc，Pl)；以及逆变器(5)，其将所述第1直流电源线与所述第2直流电源线之间的直流电压转换为交流电压。

在所述变流器(3)中，设所述第1直流电源线(LH；LH1，LH2)为比所述第2直流电源线(LL)高的电位，对所述直流链路(7)施加通过对所述单相交流电压(Vin)进行全波整流而得到的整流电压(Vrec)。

所述控制装置的第1形态具备：占空比生成部(1021，1023)，其生成整流占空比(drec'，drec”)和放电占空比(dc'，dc”)，所述整流占空比(drec'，drec”)是第1电流(irec1)从所述变流器流过所述直流链路的占空比，所述放电占空比(dc'，dc”)是第2电流(ic)从所述电力缓冲电路流过所述直流链路的占空比；和逆变器控制部(101)，根据所述整流占空比和所述放电占空比、以及所述逆变器输出的电压的指令值(Vu＊，Vv＊，Vw＊)，输出控制所述逆变器的动作的逆变器控制信号(SSup，SSvp，SSwp，SSun，SSvn，SSwn)。

所述整流占空比是根据规定电压(Vdc)与所述交流电压的振幅(Vm)的第1比(Vdc/Vm)和所述交流电压的相位(ωt)的正弦值的绝对值(|sin(ωt)|)之积、以及第3电流(il，il')与流过所述逆变器的直流电流(l直流)的第2比(il/l直流，il'/l直流)而设定的。所述第3电流是从所述直流链路输入到所述电力缓冲电路的第4电流(il)或所述第4电流的高次谐波分量的减小量(il')。

本发明的直接型电力转换器用的控制装置的第2形态和第3形态中的任一个形态在该第1形态的基础上，在该第2形态中，在所述变流器(3)中，设所述第1直流电源线(LH；LH1，LH2)为比所述第2直流电源线(LL)高的电位，对所述直流链路(7)施加通过对所述单相交流电压(Vin)进行全波整流而得到的整流电压(Vrec)。所述电力缓冲电路(4)包括：放电电路(4a)，其具有电容器(C4)和第1开关(Sc，D42)，所述第1开关(Sc，D42)相对于所述电容器位于所述第1直流电源线侧、且与所述电容器串联连接在所述第1直流电源线与所述第2直流电源线之间；和充电电路(4b)，其对所述电容器进行充电。

在所述控制装置的该第2形态中，根据所述放电占空比(dc')输出使所述第1开关导通的放电开关信号(SSc)，所述放电占空比是根据所述规定电压(Vdc)与所述电容器的两端电压(Vc,Vc＊)的第3比(Vdc/Vc)和所述交流电压的相位(ωt)的两倍值的余弦值(cos(2ωt))之积、以及所述振幅(Vm)与所述两端电压的第4比(Vm/Vc)和所述第2比(il/Idc)和所述正弦值的所述绝对值(|sin(ωt)|)之积而设定的。所述第3电流是所述第4电流(il)。

在所述控制装置的该第3形态中，根据所述放电占空比(dc”)输出使所述第1开关导通的放电开关信号(SSc)，所述放电占空比是根据所述规定电压(Vdc)与所述电容器的两端电压(Vc,Vc＊)的第3比(Vdc/Vc)和所述交流电压的相位(ωt)的余弦值的平方(cos(2ωt))之积、以及所述振幅(Vm)与所述两端电压的第4比(Vm/Vc)和所述第2比(il'/Idc)和所述正弦值的所述绝对值(|sin(ωt)|)之积而设定的。所述第3电流是所述第4电流(il)的所述高次谐波分量的所述减少量(il')。

例如，所述控制装置(10)还具备校正量生成部(1025)，该校正量生成部(1025)根据输入到所述变流器(3)的输入电流(lin)的高次谐波分量得到所述减小量(il')。或者，所述控制装置(10)还具备校正量生成部(1026)，该校正量生成部(1026)根据所述第4电流(il)的所述高次谐波分量得到所述减小量(il')。

例如，所述占空比生成部具有：占空比运算部(1021)，其得到原整流占空比(drec)和原放电占空比(dc)，所述原整流占空比(drec)是所述第1比(Vdc/Vm)与所述正弦值的所述绝对值(|sin(ωt)|)之积，所述原放电占空比(dc)是所述第3比(Vdc/Vc)和所述交流电压的相位(ωt)的余弦值的平方(cos²(ωt))之积；和占空比校正部(1023)，其利用基于所述第2比(il/ldc，il'/ldc)的校正，从所述原整流占空比得到所述整流占空比(drec',drec”)，从所述原放电占空比得到所述放电占空比(dc',dc”)。

本发明的直接型电力转换器用的控制装置的第4形态在该第2形态或第3形态的基础上，在该第4形态中，所述充电电路(4b)具有：二极管(D40)，其包括与所述电容器(C4)连接的阴极、以及阳极；电抗器(L4)，其连接在所述第1直流电源线(LH；LH1，LH2)与所述阳极之间；以及第2开关(S1,D41)，其连接在所述第2直流电源线(LL)与所述阳极之间。在所述控制装置的该第3形态中，还具备开关控制信号生成部(1031)，该开关控制信号生成部(1031)生成控制信号(SS1)，该控制信号(SS1)在所述整流电压(Vrec)的一个周期中使所述第2开关各进行一次接通/断开。

发明的效果

根据本发明的直接型电力转换器用的控制装置的第1形态，能够与第3电流的波形无关地减小输入电流的波形相对于正弦波的变形。

根据本发明的直接型电力转换器用的控制装置的第2形态或第3形态，与第3电流的波形无关地对逆变器输出的电力进行平滑。

根据本发明的直接型电力转换器用的控制装置的第4形态，减小了第2开关产生的噪声。

本发明的目的、特征、状况以及优点根据以下的详细说明和附图变得更加清楚。

附图说明

图1是示出可以应用本发明的控制技术的直接型电力转换器的结构的框图。

图2是例示控制装置的结构的框图。

图3是示意性地示出直接型电力转换器中的电力平衡的框图。

图4是直接型电力转换器的等效电路图。

图5是示出用于进行设输出电力的脉动为0的控制的结构的一例的框图。

图6是示出直接型电力转换器的动作的曲线图。

图7是示出采用简单开关时的缓冲电流的波形的曲线图。

图8是示出直接型电力转换器的动作的曲线图。

图9是示出直接型电力转换器的动作的曲线图。

图10是示出直接型电力转换器的动作的曲线图。

图11是示出电感和功率因数之间的关系的曲线图。

图12是示出直接型电力转换器的动作的曲线图。

图13是示出直接型电力转换器的动作的曲线图。

图14是示出直接型电力转换器的动作的曲线图。

图15是示出电抗器电流的单相交流电压的半个周期中的波形的曲线图。

图16是示出输入电流的波形的曲线图。

图17是示出直接型电力转换器的动作的曲线图。

图18是示出直接型电力转换器的动作的曲线图。

图19是示出直接型电力转换器的动作的曲线图。

图20是示出电抗器电流的单相交流电压的半个周期中的波形的曲线图。

图21是示出输入电流的波形的曲线图。

图22是示出直接型电力转换器的动作的曲线图。

图23是示出直接型电力转换器的动作的曲线图。

图24是例示放电控制部的第1结构及其附近的框图。

图25是例示校正量生成部的结构的框图。

图26是例示放电控制部的第2结构及其附近的框图。

图27是例示校正量生成部的结构的框图。

图28是示出第1变形的电路图。

图29是示出将滤波器配置在比变流器更靠逆变器侧时的、比逆变器更靠单相交流电源侧的结构的电路图。

图30是示出将滤波器配置在比变流器更靠逆变器侧时的、比逆变器靠单相交流电源侧的结构的电路图。

具体实施方式

A.电力转换器及其控制装置的结构.

图1是示出可以应用本发明的控制技术的直接型电力转换器的结构的框图。该直接型电力转换器具备变流器3、电力缓冲电路4、逆变器5和直流链路7。电力缓冲电路4作为上述有源缓冲器发挥功能。

变流器3例如经由滤波器2与单相交流电源1连接。滤波器2具备电抗器L2和电容器C2。电抗器L2设置在单相交流电源1的两个输出端中的一个与变流器3之间。电抗器C2设置在单相交流电源1的两个输出端之间。滤波器2去除电流中的、主要源于逆变器5的开关动作的高频分量。滤波器2也可以省略，或者也可以设置在变流器3与电力缓冲电路4之间。稍后将在第2变形中描述滤波器2的位置。为简单起见，在以下内容中忽略滤波器2的功能进行说明。

直流链路7具有直流电源线LH,LL。

变流器3采用例如二极管桥并具备二极管D31～D34。二极管D31～D34构成二极管桥，对作为从单相交流电源1输入的输入电压的单相交流电压Vin进行单相全波整流而将其转换为整流电压Vrec(＝|Vin|；Vin＝Vm·sin(ωt))，并将其输出至直流电源线LH,LL之间。直流电源线LH被施加高于直流电源线LL的电位。输入电流Iin从单相交流电源1流入变流器3，变流器3输出电流Irec(＝|Iin|；Iin＝Im·sin(ωt))。

电力缓冲电路4具有放电电路4a、充电电路4b和电流阻止电路4c，与直流链路7之间进行电力的供给或接收(授受する)。放电电路4a包括电容器C4作为缓冲电容器，充电电路4b使整流电压Vrec升压而对电容器C4充电。电流阻止电路4c阻止电流从放电电路4a流向充电电路4b。

放电电路4a还包括二极管D42、和与该二极管D42反并联连接的晶体管(这里为绝缘栅型双极晶体管：以下简称为“IGBT”)Sc。晶体管Sc相对于电容器C4位于直流电源线LH侧、且与电容器C4串联连接在直流电源线LH,LL之间。

这里，反并联连接是指正向彼此相反地并联连接。具体而言，晶体管Sc的正向是从直流电源线LL朝向直流电源线LH的方向，二极管D42的正向是从直流电源线LH朝向直流电源线LL的方向。能够将晶体管Sc和二极管D42概括作为一个开关元件(开关Sc)来理解。利用开关Sc的导通，电容器C4放电而向直流链路7供给(授与する)电力。

充电电路4b包括例如二极管D40、电抗器L4以及晶体管(这里为IGBT)Sl。二极管D40具备阴极和阳极，该阴极连接在开关Sc与电容器C4之间。上述结构已知为所谓的升压斩波器。

电抗器L4连接在直流电源线LH与二极管D40的阳极之间。晶体管Sl连接在直流电源线LL与二极管D40的阳极之间。晶体管Sl与二极管D41反并联连接，可以将二者概括作为一个开关元件(开关Sl)来理解。具体而言，晶体管S1的正向是从直流电源线LH朝向直流电源线LL的方向，二极管D41的正向是从直流电源线LL朝向直流电源线LH的方向。

电容器C4由充电电路4b充电，产生高于整流电压Vrec的两端电压Vc。具体而言，通过使电流从直流电源线LH经由开关S1流到直流电源线LL而将能量蓄积在电抗器L4中，然后，通过使开关S1断开(off)而使该能量经由二极管D40蓄积在电容器C4中。

由于两端电压Vc高于整流电压Vrec，因此，基本上电流不流过二极管D42。因此，开关Sc的导通/非导通专门依赖于晶体管Sc的导通/非导通。这里，二极管D42发挥作用以确保两端电压Vc低于整流电压Vrec时的反向耐压，并且当逆变器5异常停止时，使从感应负载6回流到直流链路7的电流反向导通。

此外，由于直流电源线LH的电位高于直流电源线LL的电位，因此，基本上电流不流过二极管D41。因此，开关Sl的导通/非导通专门依赖于晶体管Sl的导通/非导通。这里，二极管D41是用于提供反向耐压和反向导通的二极管，其例示为内置于通过IGBT实现的晶体管S1中的二极管，但是二极管D41本身不参与电路动作。

电流阻止电路4c设置在充电电路4b与放电电路4a之间的直流电源线LH上，通过例如二极管D43来实现。二极管D43的阳极在开关S1的相对侧(反対側)(即，在变流器3侧)与电抗器L4连接。二极管D43的阴极在电容器C4的相对侧(即，在逆变器5侧)与开关Sc连接。这种电流阻止电路4c根据例如专利文献5是公知的。

逆变器5将直流电源线LH,LL之间的直流电压转换为交流电压输出至输出端Pu，Pv，Pw。逆变器5包括6个开关元件Sup，Svp，Swp，Sun，Svn，Swn。开关元件Sup，Svp，Swp分别连接在输出端Pu，Pv，Pw与直流电源线LH之间，开关元件Sun，Svn，Swn分别连接在输出端Pu，Pv，Pw与直流电源线LL之间。逆变器5构成所谓的电压型逆变器，包括6个二极管Dup，Dvp，Dwp，Dun，Dvn，Dwn。

二极管Dup，Dvp，Dwp，Dun，Dvn，Dwn都被配置成：阴极朝向直流电源线LH侧，阳极朝向直流电源线LL侧。二极管Dup位于输出端Pu与直流电源线LH之间、且与开关元件Sup并联连接。同样，二极管Dvp，Dwp，Dun，Dvn，Dwn分别与开关元件Svp，Swp，Sun，Svn，Swn并联连接。从输出端Pu，Pv，Pw分别输出负载电流iu,iv,iw，这些负载电流构成三相交流电流。例如开关元件Sup，Svp，Swp，Sun，Svn，Swn采用IGBT。

感应负载6例如是旋转电机，通过示出其是感应负载的等效电路来图示。具体而言，电抗器Lu和电阻Ru相互串联连接，该串联结构的一端与输出端Pu连接。对于电抗器Lv,Lw和电阻Rv,Rw也能够获得相同的串联结构。此外，这些串联结构的另一端彼此相互连接。

将感应负载6作为同步电机而例示控制系统时，速度检测部9对流过感应负载6的负载电流iu,iv,iw进行检测，将从这些负载电流获得的旋转角速度ωm、以及q轴电流Iq和d轴电流Id(准确地说是表示它们的信息；以下相同)传递至直接型电力转换器用的控制装置10。

除了旋转角速度ωm、以及q轴电流Iq和d轴电流Id之外，控制装置10还输入单相交流电压Vin的振幅Vm，角速度ω(或作为其与时间t之积的相位θ＝ωt)、旋转角速度的指令值ωm*、q轴电压的指令值(以下也称为“q轴电压指令值”)Vq*、d轴电压的指令值(以下也称为“d轴电压指令值”)Vd*、以及电流Ish，il。

这里，电流Ish是流过逆变器5的电流的瞬时值，在直流电源线LL，LH的任何一个中都是根据公知技术测量的。电流i1是流过电抗器L4的电抗器电流，相当于上述的缓冲电流。电抗器电流i1是通过例如公知的电流保护装置测量的。由于用于获得电流Ish,il的结构是公知技术，因此省略图示。

图2是例示控制装置10的结构的框图。控制装置10具备逆变器控制部101、放电控制部102和充电控制部103。

逆变器控制部101根据后述的放电占空比dc'、整流占空比drec'、逆变器5输出的电压的指令值(以下也称为“电压指令值”)Vu*,Vv*,Vw*，输出逆变器控制信号SSup,SSvp,SSwp,SSun,SSvn,SSwn。逆变器控制信号SSup,SSvp,SSwp,SSun,SSvn,SSwn分别对开关元件Sup,Svp,Swp,Sun,Svn,Swn的动作进行控制。

逆变器控制部101具有输出电压指令生成部1011，其根据相位θ(＝ωt)、q轴电流Iq、d轴电流Id、旋转角速度ωm及其指令值ωm*生成电压指令值Vu*,Vv*,Vw*。

逆变器控制部101还具有振幅调制指令部1012、积和运算部1013、比较部1014和逻辑运算部1015。

振幅调制指令部1012根据放电占空比dc'和整流占空比drec'来控制积和运算部1013的动作。积和运算部1013(为了简单起见仅用乘法器的记号来表示)通过进行电压指令值Vu*,Vv*,Vw*、放电占空比dc'和整流占空比drec'的积和运算来生成信号波M。

比较部1014将信号波M和载波CA的值的比较结果输出至逻辑运算部1015。逻辑运算部1015对该比较结果进行逻辑运算，输出逆变器控制信号SSup，SSvp，SSwp，SSun，SSvn，SSwn。

放电控制部102具有占空比运算部1021、比较器1022和占空比校正部1023。

占空比运算部1021输入相位θ、振幅Vm、两端电压Vc的指令值Vc*、后述的直流电压Vdc的指令值Vdc*，求出原放电占空比dc和原整流占空比drec。

占空比校正部1023对原放电占空比dc和原整流占空比drec进行校正，分别得到放电占空比dc'和整流占空比drec'。

由此，能够将占空比运算部1021和占空比校正部1023一并理解为生成放电占空比dc'和整流占空比drec'的占空比生成部。

稍后将描述这些原放电占空比dc、原整流占空比drec、放电占空比dc'和整流占空比drec'的生成。

比较器1022比较放电占空比dc'和载波CA，生成使开关Sc导通的放电开关信号SSc。

由于这样的逆变器控制部101和比较器1022的动作本身是公知技术(例如参照专利文献1，2)，因此这里省略其细节。

充电控制部103具有开关控制信号生成部1031，该开关控制信号生成部1031生成对开关S1的接通、断开进行控制的控制信号SS1。由于开关控制信号生成部1031在非专利文献4，5中是公知的，因此将省略其细节，但是稍后将简单进行说明。例如，开关控制信号生成部1031根据作为逆变器5输出的瞬时电力的输出电力Pout和振幅Vm生成控制信号SS1。

B.电力缓冲电路4的动作概要.

作为输入到变流器3的瞬时电力的变流器输入电力Pin导入输入电流Iin的振幅Im，并设输入功率因数为1，用下式(1)来表示。

[算式1]

变流器输入电力Pin具有由公式(1)的最右边的第2项所示的交流分量(-1/2)·Vm·Im·cos(2ωt)(以下也称为“交流分量Pin^”)。由此，在以下内容中，变流器输入电力Pin也有时被称为脉动电力Pin。

可以如下所述理解图1所示的电力转换器。

变流器3输入单相交流电压Vin并输出脉动电力Pin：

电力缓冲电路4从直流链路7输入瞬时电力P1(以下也称为“接收电力(受納電力)P1”)，并输出瞬时电力Pc(以下也称为“供给电力(授与電力)Pc”)至直流链路7：

逆变器5从直流链路7输入逆变器输入电力Pdc并输出负载电流Iu,iv,iw，该逆变器输入电力Pdc是从脉动电力Pin与供给电力Pc之和中减去接收电力P1而得到的瞬时电力(＝Pin+Pc-Pl)。如果忽略逆变器5的损耗，则逆变器输入电力Pdc等于输出电力Pout。

图3是示意性地示出图1所示的直接型电力转换器中的电力平衡的框图。被缓冲的瞬时电力Pbuf(以下也称为“缓冲电力Pbuf”)等于通过从供给电力Pc中减去接收电力P1而得到的电力差(Pc-P1)。此外，从变流器3朝向逆变器5的瞬时电力Prec等于电力差(Pin-P1)。由此，Pdc＝Prec+Pc成立。

当电力缓冲电路4与直流链路7之间供给或接收与交流分量Pin^的绝对值|Pin^|相当的电力时，Pdc＝Pin-Pin^，下式(2)成立。

[算式2]

C.直接型电力转换器的等效电路和各种占空比.

示出图4作为图1所示的直接型电力转换器的等效电路。例如，在专利文献1，2中介绍了该等效电路。在该等效电路中，电流irec1被等效地表示为当开关Srec导通时经由该开关Srec的电流irec1。同样，放电电流ic被等效地表示为当开关Sc导通时经由该开关Sc的电流ic。

此外，在逆变器5中，当输出端Pu，Pv，Pw与直流电源线LH,LL中的任意一方公共连接时经由逆变器5流到感应负载6的电流也被等效地表示为当开关Sz导通时经由该开关Sz流动的零相电流iz。

此外，在图4中示出构成充电电路4b的电抗器L4、二极管D40、开关Sl，并附记了在电抗器L4中流动的电抗器电流il。

在这样获得的等效电路中，导入开关Srec,Sc,Sz导通的各个占空比drec',dc',dz'。其中，如根据上述文献所公知的，0≤drec'≤1,0≤dc'≤1,0≤dz'≤1,drec'+dc'+dz'＝1。

占空比drec'是设定变流器3与直流链路7连接而使电流能够流到逆变器5的期间的占空比，因此是指上述整流占空比drec'。

占空比dc'是电容器C4放电的占空比，因此是指上述放电占空比dc'。

占空比dz'是在逆变器5中与其输出的电压无关地必然流过零相电流iz的占空比，因此有时被称为零占空比dz'。

直流电流Idc是经由逆变器5流到感应负载6的电流，如稍后描述，可以根据电流Ish求出。电流irec1,ic,iz分别是对直流电流Idc乘以占空比drec',dc',dz'而得到的电流。由此，它们是开关Srec,Sc,Sz的开关周期中的平均值。此外，占空比drec',dc',dz'也可以被看作相对于各个电流irec1,ic,iz的直流电流Idc的电流分配率。

另外，当变流器3采用二极管桥时，变流器3无法主动地利用整流占空比drec'来进行开关。由此，通过依照零占空比dz'和放电占空比dc'分别对逆变器5和开关Sc进行开关，能够得到电流irec1。

逆变器5在零相电流iz流动的期间中不能使用直流链路7中的直流电压。由此，在直流链路7中，用于向逆变器5提供电力的直流电压在电力转换中有意义。换言之作为瞬时直流电压的、逆变器5在电力转换中不使用的直流电压没有意义。导入在电力转换中有意义的直流电压Vdc，考虑到公式(2)，直流电流Idc可以由下式(3)来表达。此外，直流电压Vdc可以由下式(4)来表达。

[算式3]

[算式4]

Vdc＝Vrec·drec+Vc*·dc’+0·dz…(4)

另一方面，直流电压Vdc也可以被理解为：作为逆变器5能够输出的电压的最大值的、针对对开关Sc，S1和/或逆变器5的开关进行控制的周期的平均值而被施加到直流链路7的电压。这是因为，尽管逆变器5以零占空比dz'的比率能够有助于直流链路7的电压，但是在与零占空比dz'对应的期间中，逆变器5与直流电源线LL，LH中的任何一方都绝缘。

在图4中，直流电压Vdc被附记为在表示逆变器5和感应负载6的电流源Idc(其流过直流电流Idc)两端产生的电压。

尽管在本发明中出现了使用输入电流的振幅Im的公式，但是不一定需要测量振幅Im。例如，可以如下所述求出逆变器输入电力Pdc。

对于通常的交流负载的动作，采用众所周知的进行dq轴控制的情况为例。dq轴上的电力公式通常由公式(5)来示。记号V*，I分别表示施加到交流负载的电压的指令值、以及在交流负载中流动的电流。由于它们都是交流的，因此记号V*，I分别带有表示它们被示出为复数的点。但是，理想地，q轴电压追随作为其指令值的q轴电压指令值Vq*，d轴电压追随作为其指令值的d轴电压指令值Vd*。

[算式5]

由于从直流电源线LH,LL提供给逆变器5的逆变器输入电力Pdc中不存在无效电力，因此忽略公式(5)的最右边的第2项，由公式(6)来表示该电力。

[算式6]

Pdc＝Vd*·Id+Vq*·Iq…(6)

由此，通过进行使公式(6)的脉动(交流分量)为0的控制，能够进行实现公式(3)、(4)的控制。图5中将用于进行上述控制的结构的一例示出为框图。例如，在图2中，在作为输出电压指令生成部1011示出的结构中设置该结构。

对图5的结构中表示公知技术的部分简单进行说明，根据电流相位指令值β*求出三角函数值cosβ*,-sinβ*，并根据该三角函数值cosβ*,-sinβ*和电流指令值Ia*生成q轴电流指令值Iq＊和d轴电流指令值Id*。设感应负载6是旋转电机，根据其旋转角速度ωm、该旋转电机的磁场磁通Φa、旋转电机的d轴电感Ld和q轴电感Lq、q轴电流指令值Iq*和d轴电流指令值Id*、q轴电流Iq和d轴电流Id求出q轴电压指令值Vq*和d轴电压指令值Vd*。根据q轴电压指令值Vq*和d轴电压指令值Vd*生成用于控制逆变器5的电压指令值Vu*,Vv*,Vw*。

例如，在图1所示的结构中，速度检测部9对在感应负载6中流动的负载电流iu,iv,iw进行检测，将根据这些负载电流获得的旋转角速度ωm、以及q轴电流Iq和d轴电流Id传递至控制装置10。

直流电力计算部711输入q轴电压指令值Vq*和d轴电压指令值Vd*、以及q轴电流Iq和d轴电流Id，根据上述公式(6)计算逆变器输入电力Pdc，并将其传递至脉动提取部712。

脉动提取部712提取并输出公式(6)的交流分量。脉动提取部712例如是通过高通(high pass,高频通过)滤波器HPF来实现的。将通过对该交流分量实施基于P I处理部716的比例积分控制而得到的值输出至减法器715。

减法器715执行如下处理：利用PI处理部716的输出对通常的处理中的电流指令值Ia*进行校正。具体而言，首先，作为求电流指令值Ia*的通常的处理，利用减法器701求出旋转角速度ωm与其指令值ωm*之间的偏差。该偏差在PI处理部702中受比例积分控制，暂时求出电流指令值Ia*。然后，减法器715执行如下处理：利用来自PI处理部716的输出减少电流指令值Ia*。

通过这样对由处理部71校正后的电流指令值Ia*应用上述公知技术，生成q轴电压指令值Vq*和d轴电压指令值Vd*。根据这样的控制，进行实施了针对q轴电压指令值Vq*和d轴电压指令值Vd*、以及q轴电流Iq和d轴电流Id的反馈的控制，使逆变器输入电力Pdc的交流分量收敛到0。

D.本实施方式的原理.

如专利文献1，2等所示，在本实施方式中也确定整流占空比drec'、放电占空比dc'，而没有特别设定接收期间、供给期间的区别。首先，暂时分别用公式(7)，(8)来定义原整流占空比drec和原放电占空比dc。但是，直流电压Vdc能够采用其指令值Vdc*。即，在以下内容中，将直流电压Vdc作为规定电压来处理。

[算式7]

[算式8]

只要Vdc≤Vm，就满足0≤drec≤1。此外，通过将直流电压Vdc设定在指令值Vc*以下，能够进行满足0≤dc≤1的设定。

根据公式(7)，(8)求出公式(9)，这与在公式(4)中设定为drec'＝drec，dc'＝dc，dz'＝dz的情况一致。由此，公式(4)，(9)表示使用原整流占空比drec和原放电占空比dc的控制的妥当性。

[算式9]

根据公式(3)、(7)，利用下式(10)求出进行使用原整流占空比drec的控制时的电流irec1。

[算式10]

如专利文献1，2所示，电抗器电流il取由下式(11)所示的值il0＝irec1，从而使用原整流占空比drec和原放电占空比dc而使得输入电流Iin变为正弦波。

[算式11]

图6是示出图1所示的直接型电力转换器的动作的曲线图，示出了利用原整流占空比drec和原放电占空比dc进行控制时的动作(dz＝1-dc-drec)。

在图6中，在最上段示出了占空比drec，dc，dz，在上数第二段示出了直流电压Vdc和构成该直流电压Vdc的电压drec·Vrec，dc·Vc(参照公式(4))以及直流电流Idc，在上数第三段示出了电流irec,ic,il,irec1，在最下段示出了瞬时电力Pin,Pdc,Pbuf,Pc,-Pl,Prec。设两端电压Vc准确地追随指令值Vc*。

在图6中，横轴采用“度”为单位而示出了相位ωt。此外，对于电流Idc，irec,ic,il,irec1，设振幅Im为√2进行换算。对于电压Vrec·drec，Vc·dc，设振幅Vm为1进行换算，设定为Vc＝1.14Vm。此外，通过设定为Vdc＝0.86Vm，使dz＝1-dc-drec的最小值为0。对于瞬时电力Pin,Pout,Pbuf,Pc,-Pl,PrecPl，Prec，作为如上所述进行换算而得到的电压与电流之积求出。

在图6中，例示了电抗器电流il取值il0的情况，电流irec的波形呈现正弦波的绝对值。

但是，在使用原整流占空比drec的控制中，如果流过不采用正弦波的绝对值的波形的电抗器电流i1，则输入电流Iin有可能从正弦波变形。因此，使用如下所述对原整流占空比drec进行校正而得到的整流占空比drec'来进行直接型电力转换器的控制。

当电抗器电流i1大于值il0时，根据抵消对输入电流Iin的影响的要求而减少电流irec1。由此，相比于原整流占空比drec，整流占空比drec'减少。由此，鉴于电流的连续性，使下式(12)的关系成立。如果il＝il0，则drec'＝drec。

[算式12]

(drec'-drec)·Idc+(il-il0)＝0

drec'＝drec-(il-il0)/Idc…(12)

对公式(12)进行变形而得到下式(13)，最右边的由方括号(记号“[”和记号“]”)围住的第2项是针对原整流占空比drec的校正项。该校正项是通过从原整流占空比drec中减去比(il/Idc)而得到的值。

[算式13]

通过采用整流占空比drec'，从而与电抗器电流i1的波形无关地减小了输入电流Iin相对于正弦波的变形。

在使用原放电占空比dc的控制中，当流过不采用正弦波的绝对值的波形的电抗器电流i1时，即使电力缓冲器的功能被维持，缓冲电力Pbuf的波形也会变形，输出电力Pout(＝Pdc)具有脉动。因此，使用如下所述对原放电占空比dc进行校正而得到的放电占空比dc'来进行直接型电力转换器的控制。

当电抗器电流i1大于值il0时，根据抵消对两端电流Vc的影响的要求而使放电电流ic增大。由此，使放电占空比dc'相比于原放电占空比dc增大。由此，鉴于充入电容器C4的电力，使下式(14)的关系成立。如果il＝il0，则dc'＝dc。

[算式14]

Vc*·Idc·(dc'-dc)＝(il-il0)·Vm·|sin(ωt)|

…(14)

关于公式(14)的右边的一部分，得到下式(15)。

[算式15]

由此，根据公式(14)，(15)得到下式(16)。

[算式16]

关于公式(16)的右边第1项，得到下式(17)。

[算式17]

根据公式(16)，(17)得到下式(18)，右边的由方括号(记号“[”和记号“]”)围住的第2项是针对原放电占空比dc的校正项。该校正项是通过对原放电占空比dc加上第1值而得到的值，该第1值是通过将第2值除以指令值Vc*而得到的值，该第2值是通过从比(il/Idc)与整流电压Vrec之积中减去直流电压Vdc而得到的值。

[算式18]

通过采用放电占空比dc'，从而与电抗器电流i1的波形无关地对输出电力Pout进行平滑而将脉动分量去除。

由于输出电力Pout等于积Vdc·Idc，该积Vdc·Idc等于逆变器输入电力Pdc，因此，参照公式(2)，(9)，(11)，下式(19)成立。

[算式19]

这与公式(4)一致，可知的是，通过采用整流占空比drec′和放电占空比dc′，能够进行使直流电压Vdc恒定的控制。

公式(13)、(18)所示的校正是通过占空比校正部1023实现的。虽然在该校正中需要直流电压Vdc，但是如公式(9)所示，该直流电压Vdc是根据原整流占空比drec和原放电占空比dc、以及振幅Vm和相位θ、指令值Vc*来计算的。或者也可以使用指令值Vdc*。

由此，可以说，根据比(il/Idc)来进行公式(13)、(18)所示的校正。而且，输入电流的振幅Im不仅对于原整流占空比drec和原放电占空比dc的生成，而且对于用于获得整流占空比drec′和放电占空比dc′的校正也不是必需的。

E.直流电流Idc的取得.

如上所述，能够根据电流Ish的测量值求出直流电流Idc。为了准备其说明，导入了以下各个量。周期T0是载波CA的一个周期。期间τ4，τ6表示在周期T0中分别实现第1状态和第2状态的期间的长度。

着眼于载波CA的一个周期中在逆变器5中开关元件Swp持续断开、开关元件Swn持续接通的周期来对第1状态和第2状态进行说明。第1状态是指，开关元件Sup，Svn接通、开关元件Sun，Svp断开的状态。第2状态是指，开关元件Sup，Svp接通、开关元件Sun，Svn断开的状态。导入逆变器5输出的电压的相位θv和0＜k＜1的系数，则公式(20)成立，这是公知的(例如参照专利文献4)。

[算式20]

τ0/T0＝1-k·sin(θv+π/3)

τ4/T0＝k·sin(π/3-θv)

τ6/T0＝k·sin(θv)…(20)

同样，导入负载电流iu的相位θi和振幅Io，负载电流iu，iv，iw是三相交流电并且公式(21)成立。

[算式21]

iu＝Io·cos(θi)

iv＝Io·cos(θi-2π/3)

iw＝Io·cos(θi+2π/3)…(21)

对直流电流Idc使用公式(22)所示的电流Ia。周期T0是载波CA的一个周期，期间τ4,τ6表示在周期T0中分别实现第1状态和第2状态的期间的长度。此外，电流Ish(t4),Ish(t6)分别表示在时刻t4，t6测量的电流Ish的值。时刻t4,t6是分别从实现第1状态和第2状态的时刻选择的。

[算式22]

由此，在第1状态下，负载电流iu从输出端Pu流到感应负载6，并从输出端Pv，Pw流到直流电源线LL。在第2状态下，负载电流iu,iv分别从输出端Pu,Pv流到感应负载6，并从输出端Pw流到直流电源线LL。根据Iu+iv+iw＝0的关系得到公式(23)。

[算式23]

Ish(t4)＝iu，Ish(t6)＝-iw…(23)

使用公式(20)，(21)，(23)，对公式(22)如下式(24)那样进行变形。这里，Ψ＝θv-θi是从逆变器5输出的电压和电流之间的相位差，因此cosψ表示逆变器5的功率因数。

[算式24]

另一方面，如果使用功率因数cosΨ，则公式(25)成立。电压Vr、电流ir是从逆变器5输出的电压和电流各自的有效值。

[算式25]

(其中，Vr＝k·Vdc/√2,ir＝Io√2)

根据公式(25)得到下式(26)。

[算式26]

从公式(24)，(26)的比较可知，可以采用电流Ia作为直流电流Idc。

基于公式(22)的计算由设置于放电控制部102中的链路电流计算部1024来执行。由于周期T0是预定值并且期间τ4,τ6是根据信号波M求出的，因此链路电流计算部1024被输入电流Ish和信号波M，从而求出直流电流Idc。

F.电抗器电流il的示例.

如上所述，即使电抗器电流i1的波形不呈现正弦波的绝对值，也能够在使输入电流Iin形成为正弦波的情况下进行电力的缓冲。因此，在以下内容中，以采用简单开关时的电抗器电流il为例对本实施方式的动作进行说明。通过利用简单开关使电抗器电流i1流动，减少了开关S1产生的噪声的产生，并减小了输入电流Iin从正弦波的变形，从而能够降低电源高次谐波。

图7是示出采用简单开关时的电抗器电流il的波形的曲线图。这里，作为相位ωt，示出0～180度的区域。还一并记入值il0的波形以供参照。

在简单开关中，在相位0度，开关S1开始导通，开关S1在相位

(度)处变为非导通，开关S1维持非导通直到相位180度。即，在简单开关中，开关S1在整流电压Vrec的一个周期(其等于单相交流电压Vin的半个周期)中各进行一次接通/断开。

关于相位

例如如下所述进行设定。在非专利文献5中，在其图10中示出与开关S1导通的期间相当的值Ts、两端电压Vc、功率因数、所输出的电力之间的关系。例如，设电抗器L4的电感为1H，Vm＝1V，Vc＝1.14V，采用45mW作为使功率因数为最大的电力。这时，Ts＝0.194。将其换算为相位，则

由此，在图7所示的曲线图中，电抗器电流i1在相位ωt为0～70度增大。电抗器电流il在相位ωt为70～180度减少，当电抗器电流il到达值0时，即使相位ωt再前进，也维持值0。

如稍后描述的，电抗器电流il减少而到达值0的相位大约为170度。同样，在相位ωt在180度～360度的范围内，电抗器电流i1在相位ωt为180度～大约250(＝180+70)度的期间中上升而达到最大值，在相位ωt为大约250～大约350(＝170+180)度处下降而到达值0。

另外，当使用在上述说明中采用的Vm＝1，Im＝√2时，所输出的电力被计算为1/2√2。由此，根据非专利文献4计算电抗器L4的电感，如果设单相交流电压Vin的频率为1Hz，则(0.045×1)/(1/2√2)＝0.127(H)。

根据非专利文献4，计算电抗器电流il的更具体的波形。在开关S1导通的期间中，鉴于il＝Ip·(1-cos(ωt))、Vm＝1，求出Ip＝1/(2π)/0.127＝1.253。由此，在图7中，电抗器电流i1的极大值是

在开关S1为非导通的期间且il>0时，

这里，值L是电抗器L4的电感，并且在上述示例中，Vc/L＝1.14/0.127＝8.976。

G.各个量的行为.

图8是示出图1所示的直接型电力转换器的动作的曲线图，示出了根据本实施方式设定占空比drec',dc',dz'(＝1-drec'-dc')时的动作。作为电抗器电流i1，采用图7所示的波形。

在图8中，也设振幅Im为√2、振幅Vm为1而分别进行换算，设定为Vc＝1.14Vm，Vdc＝0.86Vm。由此，这些条件与图6所示的情况一致。图8还与图6同样地示出了各个量。具体而言，在最上段示出了占空比drec'，dc'，dz'，在上数第二段示出了直流电压Vdc、构成该直流电压Vdc的电压drec'·Vrec，dc'·Vc(参照公式(19))以及直流电流Idc，在上数第三段示出了电流irec,ic,il,irec1，在最下段示出了瞬时电力Pin,Pdc,Pbuf,Pc,-Pl,Prec。

即使通过采用简单开关使电抗器电流i1在电力缓冲电路4中流动，通过进行使用整流占空比drec'和放电占空比dc'的控制，也使得不仅逆变器输入电力Pdc恒定，而且直流电压Vdc和直流电流Idc也恒定，而且电流irec的波形呈现正弦波的绝对值。由此可知，输入电流Iin的波形是正弦波。

此外，从瞬时电力Pin，Pdc，Pbuf的波形可知，电力缓冲电路4作为电力缓冲器发挥功能。

但是，在图8所示的情况下，由于存在dz'<0的相位的区域，因此在上述区域中分别对整流占空比drec'、零占空比dz'进行修正，使drec'＝1-dc'、dz'＝0。关于这样地在全部相位中用于获得非负的零占空比的整流占空比的修正，根据例如专利文献3是公知的，因此省略其细节。

在图9中，设振幅Im为√2、振幅Vm为1而分别进行换算，设定为Vc＝1.14Vm。但是，在drec'＝1-dc'的区域中公式(19)不成立，因此在dz'＝0的区域中直流电压Vdc低于0.86Vm，直流电压Vdc的最小值为0.80Vm。可知，与此相伴，在dz'＝0的区域中电流irec的波形从正弦波的绝对值稍微变形。由此可知，尽管逆变器输入电力Pdc也相对于相位从恒定值稍微变形，但是电力缓冲电路4还是作为电力缓冲器发挥功能。

当这种变形超过输入电流Iin从正弦波变形的允许量时，能够利用其它方法使零占空比非负。

图10是示出图1所示的直接型电力转换器的动作的曲线图，示出了根据本实施方式设定占空比drec',dc',dz'(＝1-drec'-dc')时的动作。作为电抗器电流i1，采用图7所示的波形。图10与图8同样地也示出了各个量。

在图10中，也设振幅Im为√2、振幅Vm为1而分别进行换算。但是，尽管Vc＝1.14Vm，但是直流电压Vdc低于图8、图9所示的情况，设定为Vdc＝0.76Vm。

这样将直流电压Vdc设定得较低时，原整流占空比drec和原放电占空比dc变小(参照公式(7)，(8))，进而整流占空比drec'和放电占空比dc'变小，从而即使在使用这些占空比的控制中也能够在全部相位使dz'的最小值为0。

此外，如果参照公式(8)增大指令值Vdc*(这是进行提高两端电压Vc的控制)，则原放电占空比dc变小(参照公式(8))，进而放电占空比dc'变小，从而即使在使用这些占空比的控制中也能够在全部相位使dz'≥0。但是，该情况下，在上述“F.电抗器电流il的示例”中进行了说明的各个量被变更、或者电力缓冲电路4的功率因数发生变动。

H.电抗器的小型化和直流电压Vdc的改善.

(h-1)升压动作和电感之间的关系.

在本实施方式中采用简单开关时，与在非专利文献5中所例示的技术相比，电抗器所要求的电感增大。这与非专利文献5中例示的技术不同，在本实施方式中是源于在简单开关中进行升压动作。

在非专利文献5中例示了利用倍压整流从100V系的电源(单相时电压有效值100V)获得270V的直流电压的情况。设电感为1H、与本实施方式的振幅Vm相当的电压的峰值为1V而分别进行换算时，Vc＝270/2/(100×√2)≒0.95。此外，在非专利文献5中，关于输入电力为1800W的情况，例示了相对于50Hz的开关周期，开关导通的期间为2.8ms的情况，Ts＝(2.8/1000)×50＝0.14。这时，如果鉴于非专利文献5的图10所示的曲线图，则使功率因数为最大的电力为30mW左右。与该电力相比，在使用图7的说明中例示的电力(45mW)更高。这在本实施方式中是源于利用升压动作得到Vc＝1.14(>0.96)。

根据非专利文献5所示的电感的计算式，求出电感的值为30[mW]×(100[V]×√2)²/1800[W]/50[Hz]＝6.7[mH]。另一方面，在电路常数表中，举出电感的值为6.2mH。非专利文献5中例示的倍压整流所需的电感的值被认为是6.5mH左右。这在使用200V系的电源的情况下，被换算为6.5[mH]×(200/100)²＝26[mH]。

相对于非专利文献5，在本实施方式中，电力是45/30倍。在本实施方式的单相交流电源1是200V系的情况下，Vm＝230V。由此，与非专利文献5中采用的倍压整流相比，本实施方式中采用的全波整流对电感产生的影响是(230/100)²倍。由此，所需的电感的值为6.5[mH]×45/30×(230/100)²≒52[mH]。

根据以上，在进行升压动作的电力缓冲电路4中采用非专利文献5中例示的简单开关趋于使电抗器L4的电感增大(在上述例示中大约为两倍)。

(h-2)电感的减小和直流电压Vdc之间的关系.

在非专利文献4中介绍了使开关元件的导通的开始时期延迟的技术。根据这种技术，即使是较小的电感，也能够获得较高的功率因数。

图11是示出根据非专利文献4在本实施方式中采用1.84kW的电力(电压有效值230V、电流有效值8A)时的、电感L和功率因数之间的关系的曲线图。其中，设单相交流电压Vin的频率为50Hz。此外，开关S1开始导通的相位(以下称为“导通开始相位”)以整流电压Vrec变为值0的相位为基准，分别利用曲线图G0，G1，G2，G3示出0度、27(＝360×0.075)度、36(＝360×0.1)度、45(＝360×0.125)度的情况。

从这些曲线图可知，电感L中存在使功率因数为最大的值。在曲线图G0，G1，G2，G3中分别以空白方式(白抜き)标绘出功率因数取最大值的数据。

导通开始相位越大，则功率因数越低。但是，能够使使功率因数为最大的电感L的值随着导通开始相位的增大而减小。

例如，在曲线图G0中，功率因数为最大是在电感L为51.37mH时。在图8、图9、图10所示的情况下，在频率为50Hz、电压有效值为230V、电流有效值为8A的条件下，使功率因数为最大的电感L为51.75mH(＝0.045×(230×√2)²/(1840×50)(H))，与使功率因数为最大的电感L的值大致相等。

在小型的例如以2kW以下的电力使用的空调机中采用本实施方式的直接型电力转换器的情况下，电抗器L4的电感被设定在15mH～30mH，由此，优选采用小型的部件。

例如，作为电感L，如果采用28mH左右，则基于平坦的功率因数特性的观点，优选设导通开始相位为45度(参照曲线图G3)。但是，基于增大功率因数的观点，优选设导通开始相位为36度(参照曲线图G2)。在以下说明中，对全部导通开始相位采用36度进行说明。

图12～图14是示出图1所示的直接型电力转换器的动作的曲线图。在这些图中，也与图8～图11相同，设定为Vc＝1.14Vm，设振幅Im为√2、振幅Vm为1来描绘曲线图。

采用1.84kW的电力(电压有效值230V、电流有效值8A)，设电感L为28.54mH。通过设导通开始相位为36度，开关S1从导通转移到非导通的相位大约为68(360×0.19)度，电抗器电流il在该相位取最大值。然后，电抗器电流il随着相位的增大而减少，电抗器电流il在大约155(360×0.430)度处变为0。

由于在本实施方式中进行全波整流，因此即使开关S1的相位大约在216(＝36+180)度～大约248(＝68+180)度之间也导通，电抗器电流i1在相位大约216度～大约335(＝155+180)度之间也流动，在大约248(＝68+180)度的相位也取最大值。

另外，在图8～图11所示的情况下，相当于采用1.84kW的电力(电压有效值230V、电流有效值8A)、设电感L为51.37mH的情况，电抗器电流il在相位0度～大约170(＝360×0.471)度之间、180度～大约350(＝170+180)度之间流动，在大约70(＝360×0.194)度、以及大约250(＝70+180)度的相位取最大值。

在图12中，与关于图8的条件相同地，示出了根据公式(13)设定整流占空比drec'、根据公式(18)设定放电占空比dc'、基于1-drec'-dc'设定零占空比dz'、以及设定Vdc＝0.86Vm时的动作。

图12还与图8相同地示出了各个量。具体而言，在最上段示出了占空比drec',dc',dz'，在上数第二段示出了直流电压Vdc、构成该直流电压Vdc的电压drec'·Vrec，dc'·Vc以及直流电流Idc，在上数第三段示出了电流irec,ic,il,irec1，在最下段示出了瞬时电力Pin,Pdc,Pbuf,Pc,-Pl,Prec。

与使用图8的说明相同地，可知的是，尽管使输入电流Iin的波形形成为正弦波，但是还是存在dz'<0的相位的区域。而且，在该区域中，与图8所示的情况相比，图12所示的情况的零占空比dz'的绝对值更大。

在图13中，与图9中的条件相同，示出在1-drec'-dc'<0的区域中采用drec'＝1-dc'，dz'＝0时的各个量。图13还与图12相同地示出了各个量。与使用图9的说明相同，在dz'＝0的区域中，直流电压Vdc低于0.86Vm，电流irec的波形相比于正弦波的绝对值发生了变形。此外，直流电压Vdc的最小值在图13中为0.72Vm，低于图9中的最小值0.80Vm。

图14中示出设定直流电压Vdc使得直流电压Vdc恒定并且不存在dz'＝1-drec'-dc'＜0的相位的区域时的各个量，与图10对应。在关于图10的条件下，可以设Vdc＝0.76Vm且dz'≥0。在关于图14的条件下，电感L是28.54mH，导通开始相位是36度，由此，为了使1-drec'-dc'≥0需要减小到Vdc＝0.69Vm。

可以认为，这样的进行变动的直流电压Vdc的最小值的减小、能够恒定的直流电压Vdc的最大值的减小是源于，由于电感L的减小使得电抗器电流i1流动的期间变短，电抗器电流i1中包含大量高次谐波分量(具体而言，单相交流电压Vin的频率的3次以上的奇数次分量)。

(h-3)高次谐波的限制和直流电压Vdc的改善.

例如以标准IEC61000-3-2来限制高次谐波。例如，在图12～图14中例示的电抗器电流i1中，3次谐波分量的大小超过标准IEC61000-3-2。由于irec＝irec1+il(参照图1、图4)，因此，电抗器电流i1的3次谐波分量直接反映在电流irec中，进而又影响输入电流Iin的3次谐波分量。因此，在以下内容中，将考察减少电抗器电流il中包含的高次谐波的技术。

图15是示出图12～图14中所例示的电抗器电流i1的单相交流电压Vin的半个周期、具体而言是相位ωt为0～180度时的波形的曲线图。当相位ωt为180～360度时，电抗器电流il也示出相同的波形。如上所述，采用1.84kW的电力(电压有效值230V、电流有效值8A)，设电感L为28.54mH。此外，设电抗器电流i1的振幅Im为√2而示出。

例如，在标准IEC61000-3-2下，在额定电压为230V的条件下，允许达到有效值2.30A的3次谐波分量。另一方面，当电压有效值为230V时，图15所示的电抗器电流i1包含有效值2.87A的3次谐波分量，其它次数的高次谐波分量处于标准IEC61000-3-2的允许范围内。由此，为了减小0.571(＝2.87-2.30)A的3次谐波分量，将其作为校正量从电抗器电流il中减去。

图16是示出当如上所述从电抗器电流i1中减去校正量时的输入电流Iin的波形的曲线图。其中，设定为Vc＝1.14Vm，设振幅Vm为1，设减去校正量之前的输入电流Iin的振幅Im为√2。利用校正量的减法运算，使得输入电流lin的高次谐波处于标准IEC61000-3-2的允许范围内。

为了进行这样的校正量的减法运算，如下所述设定整流占空比drec”、放电占空比dc”、零占空比dz”。

首先，导入电抗器电流il的校正量il'。在上述示例中，校正量il'是电抗器电流il的3次谐波分量的减少量(0.571A)。在公式(12)中，使用电抗器电流il从值il0的偏离量(il-i0)。由此，为了通过校正量il'的减法运算从原整流占空比drec求出整流占空比drec”，在公式(12)中，形式上可以将整流占空比drec'替换为整流占空比drec”，将偏离量(il-i0)替换为值(-il')。进一步考虑公式(7)，得到公式(27)。

[算式27]

同样，在公式(14)中，形式上通过将放电占空比dc'替换为放电占空比dc”，将偏离量(il-i0)替换为值(-il')而得到公式(28)。进一步考虑公式(8)，得到公式(29)。

[算式28]

Vc*·Idc·(dc″-dc)＝-il’·Vm·|sin(ωt)|

…(28)

[算式29]

使用这样得到的整流占空比drec”、放电占空比dc”与公式(19)相同地进行计算，得到公式(30)。即，可知通过采用整流占空比drec'和放电占空比dc'，能够进行使直流电压Vdc恒定的控制。

[算式30]

但是，如参照图8和图12进行说明的，如果以1-drec”-dc”来设定零占空比dz”，则会存在dz”<0的相位的区域。图17是凑齐使用图12的说明和各个量的值而示出分别用公式(27),(29)设定整流占空比drec”、放电占空比dc”并以1-drec”-dc”设定零占空比dz”时的各个量的曲线图。可知存在dz”＜0的相位的区域。

图18是凑齐使用图13的说明和各个量的值而示出分别用公式(27),(29)设定整流占空比drec”、放电占空比dc”并以1-drec”-dc”设定零占空比dz”、仅在1-drec”-dc”＜0的相位修正为dz”＝0，drec”＝1-dc”时的各个量的曲线图。

与图12所示的零占空比dz'相比，图17所示的零占空比dz”的值为负时的绝对值更小。由此，与图13所示的情况相比，图18中所示的情况下的直流电压Vdc的最小值更大。具体而言，直流电压Vdc在dz”＞0的区域中取0.86Vm的恒定值，在dz”＝0处，直流电压Vdc的最小值是0.84Vm(在图13中所示的情况下，直流电压Vdc的最小值为0.72Vm)。

可以在全部相位维持整流占空比drec”、放电占空比dc”、dz”＝1-drec”-dc”的情况下与图14相同地减小直流电压Vdc并使其恒定。图19是与图17同样地示出设定了整流占空比drec”、放电占空比dc”、零占空比dz”时的各个量的曲线图。通过设定为Vdc＝0.82Vm，能够使零占空比dz”的最小值不为正值而为0。即，与图14所示的情况(Vdc＝0.69Vm)相比，能够恒定的直流电压Vdc的最大值更大。

如上所述，通过减小电感L使电抗器L4小型化，抑制与此相伴的电抗器电流il的高次谐波分量，从而减小输入电流Iin的高次谐波并且允许输入电流Iin的波形从正弦波变形，同时提高逆变器5可用于电力转换的直流电压Vdc。

当减小电感L时，电抗器电流i1的5次以上的高次谐波分量也增大。由此，有时期望还采用其它高次谐波分量作为校正量il'。

图20是示出电抗器电流i1的单相交流电压Vin的半个周期中的波形的曲线图，具体而言是示出相位ωt为0～180度时的波形的曲线图。当相位ωt为180～360度时，电抗器电流il也示出相同的波形。

这里也与使用图15进行说明的情况相同地采用1.84kW的电力(电压有效值230V、电流有效值8A)，但是设电感L为18mH，将电感L设定得比使用图15进行说明时小。关于电抗器电流i1的振幅，设输入电流Iin的振幅Im为√2而进行换算。

导通开始相位为36度，从而开关S1从导通转移到非导通的相位大约为61(360×0.17)度，电抗器电流il在该相位取最大值，电抗器电流il在大约141(360×0.394)度变为0。

例如，在标准IEC61000-3-2下，在额定电压为230V的条件下，允许3次谐波分量、7次谐波分量、11次谐波分量分别达到有效值2.30A，0.77A，0.33A。另一方面，当电压有效值为230V时，图20所示的电抗器电流i1分别包含有效值3.66A的3次谐波分量、有效值1.17A的7次谐波分量、有效值0.38A的11次谐波分量，其它次数的高次谐波分量处于标准IEC61000-3-2的允许范围内。

由此，作为校正量il'，采用1.36(＝3.66-2.30)A的3次谐波分量、0.40(＝1.17-0.77)A的7次谐波分量、0.05(＝0.38-0.33)A的11次谐波分量之和。

图21是示出如上所述从电抗器电流i1中减去校正量il'时的输入电流Iin的波形的曲线图。其中，设定为Vc＝1.14Vm，设振幅Vm为1，减去校正量il'之前的输入电流Iin的振幅Im为√2。利用校正量il'的减法运算，使得输入电流lin的高次谐波分量处于标准IEC61000-3-2的允许范围内。

图22是凑齐使用图18的说明和电感L以外的各个量的值而示出分别用公式(27),(29)设定整流占空比drec”、放电占空比dc”、以1-drec”-dc”设定零占空比dz”、仅在1-drec”-dc”＜0的相位修正为dz”＝0、drec”＝1-dc”时的各个量的曲线图。

直流电压Vdc在dz”＞0的区域中取0.86Vm的恒定值，在dz”＝0处，直流电压Vdc的最小值是0.81Vm。这低于电感L为28mH时(使用图18进行说明时)的该最小值0.84Vm。

图23是示出设定为Vdc＝0.78Vm时的各个量的曲线图。利用这样的设定，可以使零占空比dz”的最小值不为正值而为0。即，只要采用整流占空比drec”、放电占空比dc”、零占空比dz”，即使电感L小到18mH左右，相比于电感L为51mH左右且采用整流占空比drec'、放电占空比dc'、零占空比dz'的情况(参照图10：Vdc＝0.76Vm)，也能够提高恒定的直流电压Vdc的最大值。而且，可以使输入电流Iin的高次谐波分量处于标准的允许范围内。

根据公式(12)、(27)的相似性，考虑公式(7)，整流占空比drec'，drec”可以总结如下：

整流占空比(drec'，drec”)是根据直流电压Vdc与振幅Vm之比Vdc/Vm与相位ωt的正弦值的绝对值|sin(ωt)|之积(Vdc/Vm)·|sin(ωt)|；以及直流电流Idc与“电流”(il，il')之比(il/ldc，il'/ldc)而设定的。

上述积表示原整流占空比drec(参照公式(7))。对于整流占空比drec'，上述“电流”是电抗器电流il，对于整流占空比drec”，上述“电流”是校正量il'。校正量il'是应减少的次数的高次谐波分量的减少量。

并且，整流占空比drec'取从乘积(Vdc/Vm)·|sin(ωt)|的两倍减去比il/Idc而得到的值(参照公式(13))。整流占空比drec”取在乘积(Vdc/Vm)·|sin(ωt)|中加上比il/Idc而得到的值(参照公式(27))。

对于放电占空比dc'可以根据公式(16)表达如下：

是根据直流电压Vdc与电容器C4的两端电压Vc(其准确地追随指令值Vc*)之比Vdc/Vc、和相位ωt的两倍值的余弦值cos(2ωt)之积(Vdc/Vc)·cos(2ωt)；以及振幅Vm与两端电压Vc之比Vm/Vc和比il/ldc和绝对值|sin(ωt)|之积(Vm/Vc)·(il/Idc)·|sin(ωt)|而设定的。

具体而言，放电占空比dc'的值等于这两个乘积之和。

对于放电占空比dc”可以根据公式(29)表达如下：

是根据直流电压Vdc与电容器C4的两端电压Vc(其准确地追随指令值Vc*)之比Vdc/Vc、和相位ωt的余弦值的平方cos²(ωt)的第1乘积(Vdc/Vc)·cos²(ωt)；以及振幅Vm与两端电压Vc之比Vm/Vc、和比il'/Idc和绝对值|sin(ωt)|的第2乘积(Vm/Vc)·(il'/Idc)·|sin(ωt)|而设定的。

具体而言，放电占空比dc”的值取通过从第1乘积中减去第2乘积而得到的值。第1乘积表示原放电占空比(参照公式(8))。

无论在上述整流占空比drec'，drec”、放电占空比dc'，dc”中的任何一个的导出中，电抗器电流i1的变形都不以源于简单开关作为前提。由此，很明显，使用整流占空比drec'，drec”、放电占空比dc'，dc”的技术不以简单开关作为前提。

(h-4)用于获得校正量il'的结构例.

图24是例示用于获得整流占空比drec”、放电占空比dc”的放电控制部102的第1结构及其附近的框图。上述放电控制部102还与图2所示的逆变器控制部101、充电控制部103一起构成控制装置10。

在图24中，放电控制部102除了具备使用图2进行了说明的占空比运算部1021、比较器1022、占空比校正部1023、链路电流运算部1024之外，还具备校正量生成部1025。其中，占空比校正部1023依照公式(27),(29)(特别是各个公式的最初的等式)从原整流占空比drec、原放电占空比dc分别获得整流占空比drec”、放电占空比dc”。

图25是例示校正量生成部1025的结构的框图。校正量生成部1025具有输入电流估计部1025a和校正高次谐波表1025b。输入电流估计部1025a根据输出电力Pout、振幅Vm和相位ωt求出输入电流Iin的估计值Is。例如，可以采用下面的表达式。

[算式31]

校正高次谐波表1025b存储表示输入电流Iin和高次谐波分量的限制量之间的关系的表，在输入电流Iin中采用估计值Is对该表进行检索，输出所对应的校正量il'。

即，在该第1结构中，根据输入电流Iin的变形求出校正量il'。由此，在第1结构中，控制装置10不需要电抗器电流i1。

图26是例示用于获得整流占空比drec”、放电占空比dc”的放电控制部102的第2结构及其附近的框图。上述放电控制部102还与图2所示的逆变器控制部101、充电控制部103一起构成控制装置10。

在图26中，放电控制部102除了具备使用图2进行了说明的占空比运算部1021、比较器1022、占空比校正部1023、链路电流运算部1024之外，还具备校正量生成部1026。其中，占空比校正部1023依照公式(27),(29)(特别是各个公式的最初的等式)获得整流占空比drec”、放电占空比dc”。

图27是例示校正量生成部1026的结构的框图。校正量生成部1026具有FFT运算部1026a、校正高次谐波选择部1026b和逆FFT运算部1026c。FFT运算部1026a对电抗器电流i1进行快速傅立叶变换，以求出其n次频率的每个分量的振幅Ilh(n)。校正高次谐波选择部1026b选择超过对每个次数设定的上限的高次谐波的次数。然后，对于所选择的次数(以下作为α次示出)，将α次谐波分量的振幅Ilh(α)超过对α次谐波设定的上限的量作为α次谐波的校正量Il'(α)求出。设未选择的次数的校正量Il'(β)(β≠α)为0。逆FFT运算部1026c使用校正量Il'(n)或校正量Il'(α)进行逆快速傅立叶变换，以求出校正量il'。

即，在该第2结构中，根据电抗器电流i1的变形(参照图15、图20)求出校正量il'。

I.变形.

(i-1)第1变形.

图28是作为电力转换装置的第1变形的、将变流器3替换为二极管桥3a，3b时的、仅示出该二极管桥3a，3b附近的电路图。上述结构本身根据例如非专利文献1是公知的。

二极管桥3a与在上述实施方式中进行了说明的变流器3相同地具有二极管D31，D32，D33，D34，它们构成桥电路。二极管桥3b具有二极管D35，D36，D32，D34，它们构成桥电路。即，二极管桥3a，3b共有二极管D32，D34。

此外，在该变形中，上述实施方式中所示的直流电源线LH被替换为两个直流电源线LH1，LH2。另一方面，与上述实施方式相同，直流电源线LL与二极管D32，D34的阳极连接，在电抗器L4的相对侧与开关S1连接，在开关Sc的相对侧与电容器C4连接，与逆变器5连接。

与直流电源线LH相同，直流电源线LH1与二极管D31，D33的阴极公共连接，在电容器C4的相对侧与开关Sc以及与逆变器5连接。直流电源线LH2与二极管D35，D36的阴极公共连接，在开关Sl的相对侧与电抗器L4连接。

因此，从二极管桥3a和放电电路4a对直流电源线LH1的电力的供给与上述实施方式中的从变流器3和放电电路4a对直流电源线LH的电力的供给等同。此外，从直流电源线LH2经二极管桥3b实现的对充电电路4b的电力的供给(充电电路4b的电力接收)与上述实施方式中的从直流电源线LH经变流器3实现的对充电电路4b的电力的供给(充电电路4b的电力接收)等同。

这样，由于电力的供给和接收的路径不同，因此，在第1变形中，不需要上述实施方式中所示的电流阻止电路4c。

(i-2)第2变形.

电流阻止电路4c还具有阻止从放电电路4a朝向变流器3的电流的功能。由此，可以将滤波器2配置在变流器3与电流阻止电路4c之间。

图29和图30是示出在电力转换装置中将滤波器2配置在变流器3与电流阻止电路4c之间时的、比逆变器5更靠单相交流电源1侧的结构的电路图。

在图29所示的结构中，电抗器L2介于变流器3与电抗器L4之间。上述结构根据例如非专利文献1是公知的。

在图30所示的结构中，电抗器L4与电抗器L2的变流器3侧的端部连接。换句话说，虽然滤波器2配置在变流器3与电流阻止电路4c之间，但是也可以包括在充电电路4b中来考虑。

具体而言，电抗器L2相对于电抗器L4位于变流器3的相对侧且设置直流电源线LH上。电容器C2相对于电抗器L2位于变流器3的相对侧、且连接在直流电源线LH,LL之间，与电抗器L2一起构成滤波器。

这样，很明显，即使将电抗器L4的、与二极管D40的相对侧的端部连接至比电抗器L2更靠变流器3侧，逆变器5的开关动作引起的高次谐波也不会传播到单相交流电源1。

虽然对本发明详细地进行了说明，但是上述说明在所有方面仅是例示，本发明不限于此。可以理解的是，在不脱离本发明的范围内能够想到未例示的无数变形例。

Claims (8)

1.一种直接型电力转换器用的控制装置，所述控制装置(10)对直接型电力转换器进行控制，其中，

所述直接型电力转换器具备：

直流链路(7)，其包括第1直流电源线(LH；LH1，LH2)和第2直流电源线；

变流器(3)，其输入单相交流电压(Vin)并向所述直流链路输出脉动电力(Pin)；

电力缓冲电路(4)，其在所述直流链路之间交换电力(Pc，Pl)；以及

逆变器(5)，其将所述第1直流电源线与所述第2直流电源线之间的直流电压转换为交流电压，

在所述变流器(3)中，设所述第1直流电源线(LH；LH1，LH2)为比所述第2直流电源线(LL)高的电位，对所述直流链路(7)施加通过对所述单相交流电压(Vin)进行全波整流而得到的整流电压(Vrec)，

所述控制装置具备：

占空比生成部(1021，1023)，其生成整流占空比(drec'，drec”)和放电占空比(dc'，dc”)，所述整流占空比(drec'，drec”)是第1电流(irec1)从所述变流器流过所述直流链路的占空比，所述放电占空比(dc'，dc”)是第2电流(ic)从所述电力缓冲电路流过所述直流链路的占空比；和

逆变器控制部(101)，其根据所述整流占空比和所述放电占空比、以及所述逆变器输出的电压的指令值(Vu＊，Vv＊，Vw＊)，输出控制所述逆变器的动作的逆变器控制信号(SSup，SSvp，SSwp，SSun，SSvn，SSwn)，

所述整流占空比是根据规定电压Vdc与所述单相交流电压的振幅Vm的第1比Vdc/Vm和所述单相交流电压的相位ωt的正弦值的绝对值|sin(ωt)|之积、以及第3电流il或il'与流过所述逆变器的直流电流ldc的第2比il/ldc或il'/ldc而设定的，

所述第3电流是从所述直流链路输入到所述电力缓冲电路的第4电流(il)或所述第4电流的高次谐波分量的减小量(il')。

2.根据权利要求1所述的直接型电力转换器用的控制装置，其中，

在所述变流器(3)中，设所述第1直流电源线(LH；LH1，LH2)为比所述第2直流电源线(LL)高的电位，对所述直流链路(7)施加通过对所述单相交流电压(Vin)进行全波整流而得到的整流电压(Vrec)，

所述第3电流是所述第4电流(il)，

所述电力缓冲电路(4)包括：

放电电路(4a)，其具有电容器(C4)和第1开关(Sc，D42)，所述第1开关(Sc，D42)相对于所述电容器位于所述第1直流电源线侧、且与所述电容器串联连接在所述第1直流电源线与所述第2直流电源线之间；和

充电电路(4b)，其对所述电容器进行充电，

所述控制装置根据所述放电占空比(dc')输出使所述第1开关导通的放电开关信号(SSc)，

所述放电占空比是根据所述规定电压Vdc与所述电容器的两端电压Vc的第3比Vdc/Vc和所述单相交流电压的相位ωt的两倍值的余弦值cos(2ωt)之积、以及所述振幅Vm与所述两端电压Vc的第4比Vm/Vc和所述第2比il/ldc和所述正弦值的所述绝对值|sin(ωt)|之积而设定的。

3.根据权利要求1所述的直接型电力转换器用的控制装置，其中，

在所述变流器(3)中，设所述第1直流电源线(LH；LH1，LH2)为比所述第2直流电源线(LL)高的电位，对所述直流链路(7)施加通过对所述单相交流电压(Vin)进行全波整流而得到的整流电压(Vrec)，

所述第3电流是所述第4电流(il)的所述高次谐波分量的所述减小量(il')，

所述电力缓冲电路(4)包括：

放电电路(4a)，其具有电容器(C4)和第1开关(Sc，D42)，所述第1开关(Sc，D42)相对于所述电容器位于所述第1直流电源线侧、且与所述电容器串联连接在所述第1直流电源线与所述第2直流电源线之间；和

充电电路(4b)，其对所述电容器进行充电，

所述控制装置根据所述放电占空比(dc”)输出使所述第1开关导通的放电开关信号(SSc)，

所述放电占空比是根据所述规定电压Vdc与所述电容器的两端电压Vc的第3比Vdc/Vc和所述单相交流电压的相位ωt的余弦值的平方cos²(ωt)之积、以及所述振幅Vm与所述两端电压Vc的第4比Vm/Vc和所述第2比il'/ldc和所述正弦值的所述绝对值|sin(ωt)|之积而设定的。

4.根据权利要求3所述的直接型电力转换器用的控制装置，其中，

所述控制装置(10)还具备校正量生成部(1025)，该校正量生成部(1025)根据输入到所述变流器(3)的输入电流(lin)的高次谐波分量得到所述减小量(il')。

5.根据权利要求3所述的直接型电力转换器用的控制装置，其中，

所述控制装置(10)还具备校正量生成部(1026)，该校正量生成部(1026)根据所述第4电流(il)的所述高次谐波分量得到所述减小量(il')。

6.根据权利要求2至5中的任一项所述的直接型电力转换器用的控制装置，其中，

所述占空比生成部具有：

占空比运算部(1021)，其得到原整流占空比(drec)和原放电占空比(dc)，所述原整流占空比(drec)是所述第1比Vdc/Vm与所述正弦值的所述绝对值|sin(ωt)|之积，所述原放电占空比(dc)是所述第3比Vdc/Vc和所述单相交流电压的相位ωt的余弦值的平方cos²(ωt)之积；和

占空比校正部(1023)，其利用基于所述第2比il/ldc或il'/ldc的校正，从所述原整流占空比得到所述整流占空比(drec'，drec”)，从所述原放电占空比得到所述放电占空比(dc'，dc”)。

7.根据权利要求2至5中的任一项所述的直接型电力转换器用的控制装置，其中，

所述充电电路(4b)具有：

二极管(D40)，其包括与所述电容器(C4)连接的阴极、以及阳极；

电抗器(L4)，其连接在所述第1直流电源线(LH；LH1，LH2)与所述阳极之间；以及

第2开关(S1，D41)，其连接在所述第2直流电源线(LL)与所述阳极之间，

所述控制装置(10)还具备开关控制信号生成部(1031)，该开关控制信号生成部(1031)生成控制信号(SS1)，该控制信号(SS1)在所述整流电压(Vrec)的一个周期中使所述第2开关各进行一次接通/断开。

8.根据权利要求6所述的直接型电力转换器用的控制装置，其中，

所述充电电路(4b)具有：

二极管(D40)，其包括与所述电容器(C4)连接的阴极、以及阳极；

电抗器(L4)，其连接在所述第1直流电源线(LH；LH1，LH2)与所述阳极之间；以及

第2开关(S1，D41)，其连接在所述第2直流电源线(LL)与所述阳极之间，

所述控制装置(10)还具备开关控制信号生成部(1031)，该开关控制信号生成部(1031)生成控制信号(SS1)，该控制信号(SS1)在所述整流电压(Vrec)的一个周期中使所述第2开关各进行一次接通/断开。

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