JP2018061422A - 直接形電力変換器用の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】バッファ電流の波形が正弦波から歪んでいても、電力バッファの機能を維持し、入力電流の波形の正弦波からの歪みを低減する。
【解決手段】デューティ演算部１０２１は位相θ、振幅Ｖｍ、両端電圧Ｖｃの指令値Ｖｃ＊、直流電圧Ｖｄｃの指令値Ｖｄｃ＊を入力し、原放電デューティｄｃと原整流デューティｄｒｅｃとを求める。デューティ補正部１０２３は原放電デューティｄｃおよび原整流デューティｄｒｅｃを補正して、それぞれ放電デューティｄｃ’および整流デューティｄｒｅｃ’を得る。デューティ演算部１０２１とデューティ補正部１０２３とを纏めて、放電デューティｄｃ’及び整流デューティｄｒｅｃ’を生成するデューティ生成部として把握することができる。
【選択図】図２

Description

この発明は直接形電力変換器を制御する技術に関する。

単相交流電源から得られる電力には、電源周波数の２倍の周波数で脈動する成分が存在する。よって、整流回路を用いて一定の直流電圧を得るために、大容量のエネルギー蓄積要素が必要となる。

かかる要求に対し、アクティブバッファを構成するコンデンサを、スイッチング素子を介して直流リンクに接続することで電圧源を構成する技術が提案されている。かかる構成は、直接形電力変換回路において、電源電圧とともに高周波リンクを形成し、入力電流を正弦波にしつつ高効率特性を実現する（例えば特許文献１，２、非特許文献１）。

このような技術において、アクティブバッファに流れる電流（以下「バッファ電流」とも称す）の波形は正弦波を基本とする。そのようなバッファ電流の制御は、例えば特許文献２や非特許文献１に示される。バッファ電流を供給する回路では、コンデンサ電圧の実値とその指令値との偏差に対してＰＩ（比例積分）制御を行なう。バッファ電流は、その振幅が入力電流の波形に基づいて決定され、臨界モードや連続モードなどのスイッチング動作によって実現される。

非特許文献２は、バッファ回路を有する単相三相変換回路として、マトリックスコンバータを基本とする方式を提案する。かかる方式で必要とされる回路規模は、三相／三相変換を基本とするため大きなものとなるものの、非特許文献３に示されるようにＰＷＭ整流器に対して大幅にノイズ対策の責務が軽減される特徴を有する。

上述したアクティブバッファを用いた方式は、必要となる構成は簡素となるものの、充電回路がスイッチング動作を伴う。スイッチング動作に起因して発生するノイズの対策には部品を付加することが必要となり、これは簡素な構成という特徴を阻害する要因となり得る。

非特許文献４，５は、充電電流の制御を簡易に行うスイッチング（以下、非特許文献４に倣い「簡易スイッチング」とも称す：非特許文献５では「部分スイッチング」と表現される）を提案する。簡易スイッチングでは従来のアクティブバッファを用いた方式よりもスイッチング回数が低く、従ってノイズの発生が低減される。

なお、実施の形態で説明する公知技術を示すものとして、特許文献３，４，５を挙げる。

特許第５８０４１６７号公報 特許第５８７４８００号公報 特許第５７９４２７３号公報 特開２０１６−１０３９６１号公報 特許５７７２９１５号公報

山下、榊原、「アクティブバッファ付き単相−三相電力変換器の電圧利用率を改善する電力制御法」、平成２８年電気学会産業応用部門大会、１−５４、ｐｐ．Ｉ−１８１〜Ｉ−１８６、２０１６ 齋藤、「単相／三相マトリックスコンバータによる誘導機のベクトル制御」、平成１９年電気学会産業応用部門大会、１−Ｏ４−５、ｐｐ．Ｉ−１０３〜Ｉ−１０８、２００７ 榊原、外４名、「空調用インダイレクトマトリックスコンバータの実用化技術」、電気学会論文誌Ｄ第１３６巻第７号、ｐ．４７１−４７８、２０１６ 菅、木全、打田、「単相力率改善型コンバータの簡易スイッチング法」、電気学会論文誌Ｄ，第１１６巻第４号、ｐｐ．４２０−４２６、平成８年 植杉、外４名、「力率改善型エアコン用単相倍電圧コンバータ回路」電気学会論文誌Ｄ，第１１９巻第５号、ｐ．５９２−５９８、平成１１年

しかしながら、簡易スイッチングで得られる充電電流の波形は正弦波から大きく歪む。そして、上記で紹介した先行技術では、充電電流の波形を正弦波とすることを基本としており、そのまま簡易スイッチングで得られる充電電流を採用すると、入力電流の波形を大きく歪ませることとなる。

そこで本発明は、バッファ電流の波形が正弦波から歪んでいても、電力バッファの機能を維持し、入力電流の波形の正弦波からの歪みを低減する技術を提供することを目的とする。

この発明は直接形電力変換器を制御する、直接形電力変換器用の制御装置（１０）である。前記直接形電力変換器は、第１直流電源線（ＬＨ；ＬＨ１，ＬＨ２）及び第２直流電源線を含む直流リンク（７）と、単相交流電圧（Ｖｉｎ）を入力し、前記直流リンクに脈動電力（Ｐｉｎ）を出力するコンバータ（３）と、前記直流リンクの間で電力（Ｐｃ，Ｐｌ）を授受する電力バッファ回路（４）と前記第１直流電源線と前記第２直流電源線との間の直流電圧を交流電圧に変換するインバータ（５）とを備える。

前記コンバータ（３）は、前記単相交流電圧（Ｖｉｎ）を全波整流して得られる整流電圧（Ｖｒｅｃ）を、前記第１直流電源線（ＬＨ；ＬＨ１，ＬＨ２）を前記第２直流電源線（ＬＬ）よりも高電位として前記直流リンク（７）に印加する。

前記制御装置の第１の態様は、前記コンバータから前記直流リンクに第１電流（ｉｒｅｃ１）が流れるデューティである整流デューティ（ｄｒｅｃ’，ｄｒｅｃ’’）と、前記電力バッファ回路から前記直流リンクに第２電流（ｉｃ）が流れるデューティである放電デューティ（ｄｃ’，ｄｃ’’）とを生成するデューティ生成部（１０２１，１０２３）と、前記整流デューティ及び前記放電デューティと、前記インバータが出力する電圧の指令値（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊）とに基づいて、前記インバータの動作を制御するインバータ制御信号（ＳＳｕｐ，ＳＳｖｐ，ＳＳｗｐ，ＳＳｕｎ，ＳＳｖｎ，ＳＳｗｎ）を出力するインバータ制御部（１０１）とを備える。

前記整流デューティは、前記交流電圧の振幅（Ｖｍ）に対する所定電圧（Ｖｄｃ）の第１比（Ｖｄｃ／Ｖｍ）と前記交流電圧の位相（ωｔ）の正弦値の絶対値（｜sin（ωｔ）｜）との積、及び第３電流（ｉｌ，ｉｌ’）の前記インバータに流れる直流電流（Ｉｄｃ）に対する第２比（ｉｌ／Ｉｄｃ，ｉｌ’／Ｉｄｃ）に基づいて設定される。前記第３電流は前記直流リンクから前記電力バッファ回路に入力する第４電流（ｉｌ）もしくは前記第４電流の高調波成分の低減量（ｉｌ’）である。

この発明にかかる直接形電力変換器用の制御装置の第２の態様及び第３の態様はいずれも、その第１の態様であって、当該第２の態様において前記コンバータ（３）は、前記単相交流電圧（Ｖｉｎ）を全波整流して得られる整流電圧（Ｖｒｅｃ）を、前記第１直流電源線（ＬＨ；ＬＨ１，ＬＨ２）を前記第２直流電源線（ＬＬ）よりも高電位として前記直流リンク（７）に印加する。前記電力バッファ回路（４）は、コンデンサ（Ｃ４）と、前記コンデンサに対して前記第１直流電源線側で前記第１直流電源線と前記第２直流電源線との間で前記コンデンサに対して直列に接続された第１スイッチ（Ｓｃ，Ｄ４２）とを有する放電回路（４ａ）と、前記コンデンサを充電する充電回路（４ｂ）とを含む。

前記制御装置の当該第２の態様は、前記放電デューティ（ｄｃ’）に基づいて前記第１スイッチを導通させる放電スイッチ信号（ＳＳｃ）を出力し、前記放電デューティは、前記コンデンサの両端電圧（Ｖｃ，Ｖｃ＊）に対する前記所定電圧（Ｖｄｃ）の第３比（Ｖｄｃ／Ｖｃ）と前記交流電圧の位相（ωｔ）の二倍の値の余弦値（cos（２ωｔ））との積、及び前記両端電圧に対する前記振幅（Ｖｍ）の第４比（Ｖｍ／Ｖｃ）と前記第２比（ｉｌ／Ｉｄｃ）と前記正弦値の前記絶対値（｜sin（ωｔ）｜）との積とに基づいて設定される。前記第３電流は前記第４電流（ｉｌ）である。

前記制御装置の当該第３の態様は、前記放電デューティ（ｄｃ’’）に基づいて前記第１スイッチを導通させる放電スイッチ信号（ＳＳｃ）を出力し、前記放電デューティは、前記コンデンサの両端電圧（Ｖｃ，Ｖｃ＊）に対する前記所定電圧（Ｖｄｃ）の第３比（Ｖｄｃ／Ｖｃ）と前記交流電圧の位相（ωｔ）の余弦値の二乗（cos^２（ωｔ））との積、及び前記両端電圧に対する前記振幅（Ｖｍ）の第４比（Ｖｍ／Ｖｃ）と前記第２比（ｉｌ’／Ｉｄｃ）と前記正弦値の前記絶対値（｜sin（ωｔ）｜）との積とに基づいて設定される。前記第３電流は前記第４電流（ｉｌ）の前記高調波成分の前記低減量（ｉｌ’）である。

例えば前記制御装置（１０）は、前記コンバータ（３）に入力する入力電流（Ｉｉｎ）の高調波成分に基づいて前記低減量（ｉｌ’）を得る補正量生成部（１０２５）を更に備える。あるいは前記制御装置（１０）は、前記第４電流（ｉｌ）の前記高調波成分に基づいて前記低減量（ｉｌ’）を得る補正量生成部（１０２６）を更に備える。

例えば前記デューティ生成部は、前記第１比（Ｖｄｃ／Ｖｍ）と前記正弦値の前記絶対値（｜sin（ωｔ）｜）との積である原整流デューティ（ｄｒｅｃ）と、前記第３比（Ｖｄｃ／Ｖｃ）と前記交流電圧の位相（ωｔ）の余弦値の二乗（cos^２（ωｔ））との積である原放電デューティ（ｄｃ）とを得るデューティ演算部（１０２１）と、前記第２比（ｉｌ／Ｉｄｃ）に基づく補正によって、前記原整流デューティから前記整流デューティ（ｄｒｅｃ’、ｄｒｅｃ’’）を、前記原放電デューティから前記放電デューティ（ｄｃ’，ｄｃ’’）を、それぞれ得るデューティ補正部（１０２３）とを有する。

この発明にかかる直接形電力変換器用の制御装置の第４の態様はその第２の態様または第３の態様であって、当該第４の態様において、前記充電回路（４ｂ）は、前記コンデンサ（Ｃ４）に接続されたカソードと、アノードとを含むダイオード（Ｄ４０）と、前記第１直流電源線（ＬＨ；ＬＨ１，ＬＨ２）と前記アノードとの間に接続されるリアクトル（Ｌ４）と、前記第２直流電源線（ＬＬ）と前記アノードとの間に接続される第２スイッチ（Ｓｌ，Ｄ４１）とを有する。前記制御装置の当該第３の態様は、前記第２スイッチに、前記整流電圧（Ｖｒｅｃ）の一周期においてオン、オフを一回ずつ行わせる制御信号（ＳＳｌ）を生成するスイッチ制御信号生成部（１０３１）を更に備える。

この発明にかかる直接形電力変換器用の制御装置の第１の態様によれば、第３電流の波形によらず、入力電流の波形の正弦波に対する歪みが低減される。

この発明にかかる直接形電力変換器用の制御装置の第２の態様または第３の態様によれば、第３電流の波形によらず、インバータが出力する電力を平滑する。

この発明にかかる直接形電力変換器用の制御装置の第４の態様によれば、第２スイッチが発生するノイズが低減される。

本発明にかかる制御技術を適用することができる、直接形電力変換器の構成を示すブロック図である。 制御装置の構成を例示するブロック図である。 直接電力変換器での電力の収支を模式的に示すブロック図である。 直接形電力変換器の等価回路図である。 出力電力の脈動を０にする制御を行うための構成の一例を示すブロック図である。 直接形電力変換器の動作を示すグラフである。 簡易スイッチングを採用したときのバッファ電流の波形を示すグラフである。 直接形電力変換器の動作を示すグラフである。 直接形電力変換器の動作を示すグラフである。 直接形電力変換器の動作を示すグラフである。 インダクタンスと力率との関係を示すグラフである。 直接形電力変換器の動作を示すグラフである。 直接形電力変換器の動作を示すグラフである。 直接形電力変換器の動作を示すグラフである。 リアクトル電流の、単相交流電圧の半周期分での波形を示すグラフである。 入力電流の波形を示すグラフである。 直接形電力変換器の動作を示すグラフである。 直接形電力変換器の動作を示すグラフである。 直接形電力変換器の動作を示すグラフである。 リアクトル電流の、単相交流電圧の半周期分での波形を示すグラフである。 入力電流の波形を示すグラフである。 直接形電力変換器の動作を示すグラフである。 直接形電力変換器の動作を示すグラフである。 放電制御部の第１の構成及びその近傍を例示するブロック図である。 補正量生成部の構成を例示するブロック図である。 放電制御部の第２の構成及びその近傍を例示するブロック図である。 補正量生成部の構成を例示するブロック図である。 第１の変形を示す回路図である。 フィルタをコンバータよりもインバータ側に配置した場合の、インバータよりも単相交流電源側の構成を示す回路図である。 フィルタをコンバータよりもインバータ側に配置した場合の、インバータよりも単相交流電源側の構成を示す回路図である。

Ａ．電力変換器およびその制御装置の構成．
図１は、本発明にかかる制御技術を適用することができる、直接形電力変換器の構成を示すブロック図である。当該直接形電力変換器は、コンバータ３と、電力バッファ回路４と、インバータ５と、直流リンク７とを備えている。電力バッファ回路４は上述のアクティブバッファとして機能する。

コンバータ３は例えばフィルタ２を介して単相交流電源１と接続されている。フィルタ２はリアクトルＬ２とコンデンサＣ２とを備えている。リアクトルＬ２は単相交流電源１の２つの出力端のうちの一つとコンバータ３との間に設けられている。コンデンサＣ２は単相交流電源１の２つの出力端の間に設けられている。フィルタ２は電流の、主としてインバータ５のスイッチング動作に由来する高周波成分を除去する。フィルタ２は省略してもよい。あるいはコンバータ３と電力バッファ回路４との間に設けてもよい。フィルタ２の位置については第２の変形で後述する。簡単のため、以下ではフィルタ２の機能を無視して説明する。

直流リンク７は直流電源線ＬＨ，ＬＬを有する。

コンバータ３は例えばダイオードブリッジを採用し、ダイオードＤ３１〜Ｄ３４を備えている。ダイオードＤ３１〜Ｄ３４はブリッジ回路を構成し、単相交流電源１から入力される入力電圧である単相交流電圧Ｖｉｎを単相全波整流して整流電圧Ｖｒｅｃ（＝｜Ｖｉｎ｜；Ｖｉｎ＝Ｖｍ・sin（ωｔ））に変換し、これを直流電源線ＬＨ，ＬＬの間に出力する。直流電源線ＬＨには直流電源線ＬＬよりも高い電位が印加される。コンバータ３には単相交流電源１から入力電流Ｉｉｎが流れ込み、コンバータ３は電流ｉｒｅｃ（＝｜Ｉｉｎ｜；Ｉｉｎ＝Ｉｍ・sin（ωｔ））を出力する。

電力バッファ回路４は放電回路４ａ、充電回路４ｂ及び電流阻止回路４ｃを有し、直流リンク７との間で電力を授受する。放電回路４ａはバッファコンデンサとしてコンデンサＣ４を含み、充電回路４ｂは整流電圧Ｖｒｅｃを昇圧してコンデンサＣ４を充電する。電流阻止回路４ｃは放電回路４ａから充電回路４ｂへ向かう電流を阻止する。

放電回路４ａはダイオードＤ４２と、これと逆並列接続されたトランジスタ（ここでは絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ：以下「ＩＧＢＴ」と略記）Ｓｃとを更に含んでいる。トランジスタＳｃはコンデンサＣ４に対して直流電源線ＬＨ側で、直流電源線ＬＨ，ＬＬの間で直列に接続されている。

ここで逆並列接続とは、順方向が相互に逆となって並列に接続されていることを指す。具体的にはトランジスタＳｃの順方向は直流電源線ＬＬから直流電源線ＬＨへと向かう方向であり、ダイオードＤ４２の順方向は直流電源線ＬＨから直流電源線ＬＬへと向かう方向である。トランジスタＳｃとダイオードＤ４２とはまとめて一つのスイッチ素子（スイッチＳｃ）として把握することができる。スイッチＳｃの導通によってコンデンサＣ４が放電して直流リンク７へと電力を授与する。

充電回路４ｂは、例えばダイオードＤ４０と、リアクトルＬ４と、トランジスタ（ここではＩＧＢＴ）Ｓｌとを含んでいる。ダイオードＤ４０は、カソードと、アノードとを備え、当該カソードはスイッチＳｃとコンデンサＣ４との間に接続される。かかる構成はいわゆる昇圧チョッパとして知られている。

リアクトルＬ４は直流電源線ＬＨとダイオードＤ４０のアノードとの間に接続される。トランジスタＳｌは直流電源線ＬＬとダイオードＤ４０のアノードとの間に接続される。トランジスタＳｌにはダイオードＤ４１が逆並列接続されており、両者をまとめて一つのスイッチ素子（スイッチＳｌ）として把握することができる。具体的にはトランジスタＳｌの順方向は直流電源線ＬＨから直流電源線ＬＬへと向かう方向であり、ダイオードＤ４１の順方向は直流電源線ＬＬから直流電源線ＬＨへと向かう方向である。

コンデンサＣ４は、充電回路４ｂにより充電され、整流電圧Ｖｒｅｃよりも高い両端電圧Ｖｃが発生する。具体的には直流電源線ＬＨからスイッチＳｌを経由して直流電源線ＬＬへと電流を流すことによってリアクトルＬ４にエネルギーを蓄積し、その後にスイッチＳｌをオフすることによって当該エネルギーがダイオードＤ４０を経由してコンデンサＣ４に蓄積される。

両端電圧Ｖｃは整流電圧Ｖｒｅｃより高いので、基本的にはダイオードＤ４２には電流が流れない。従ってスイッチＳｃの導通／非導通は専らトランジスタＳｃのそれに依存する。ここで、ダイオードＤ４２は両端電圧Ｖｃが整流電圧Ｖｒｅｃより低い場合の逆耐圧を確保するとともに、インバータ５が異常停止したときに誘導性負荷６から直流リンク７へ還流する電流を逆導通させるように作用する。

また、直流電源線ＬＨの方が直流電源線ＬＬよりも電位が高いので、基本的にはダイオードＤ４１には電流が流れない。従ってスイッチＳｌの導通／非導通は専らトランジスタＳｌのそれに依存する。ここで、ダイオードＤ４１は逆耐圧や逆導通をもたらすためのダイオードであり、ＩＧＢＴで実現されるトランジスタＳｌに内蔵されるダイオードとして例示したが、ダイオードＤ４１それ自体は回路動作には関与しない。

電流阻止回路４ｃは充電回路４ｂと放電回路４ａとの間で直流電源線ＬＨ上に設けられ、例えばダイオードＤ４３で実現される。ダイオードＤ４３のアノードはスイッチＳｌとは反対側で（つまりコンバータ３側で）リアクトルＬ４に接続される。ダイオードＤ４３のカソードはコンデンサＣ４とは反対側で（つまりインバータ５側で）スイッチＳｃに接続される。かかる電流阻止回路４ｃは例えば特許文献５によって公知である。

インバータ５は直流電源線ＬＨ，ＬＬの間の直流電圧を交流電圧に変換して出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに出力する。インバータ５は６つのスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎを含む。スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐはそれぞれ出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗと直流電源線ＬＨとの間に接続され、スイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎはそれぞれ出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗと直流電源線ＬＬとの間に接続される。インバータ５はいわゆる電圧形インバータを構成し、６つのダイオードＤｕｐ，Ｄｖｐ，Ｄｗｐ，Ｄｕｎ，Ｄｖｎ，Ｄｗｎを含む。

ダイオードＤｕｐ，Ｄｖｐ，Ｄｗｐ，Ｄｕｎ，Ｄｖｎ，Ｄｗｎはいずれもそのカソードを直流電源線ＬＨ側に、そのアノードを直流電源線ＬＬ側に向けて配置される。ダイオードＤｕｐは、出力端Ｐｕと直流電源線ＬＨとの間で、スイッチング素子Ｓｕｐと並列に接続される。同様にして、ダイオードＤｖｐ，Ｄｗｐ，Ｄｕｎ，Ｄｖｎ，Ｄｗｎは、それぞれスイッチング素子Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎと並列に接続される。出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗからは、それぞれ負荷電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗが出力され、これらは三相交流電流を構成する。例えばスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，ＳｗｎにはＩＧＢＴが採用される。

誘導性負荷６は例えば回転機であり、誘導性負荷であることを示す等価回路で図示されている。具体的には、リアクトルＬｕと抵抗Ｒｕとが相互に直列に接続され、この直列構造の一端が出力端Ｐｕに接続される。リアクトルＬｖ，Ｌｗと抵抗Ｒｖ，Ｒｗについても同様の直列構造が得られる。またこれらの直列構造の他端同士が相互に接続される。

誘導性負荷６を同期機として制御系を例示すると、速度検出部９は、誘導性負荷６に流れる負荷電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出し、これらから得られる回転角速度ωｍならびにｑ軸電流Ｉｑ及びｄ軸電流Ｉｄを（正確に言えばそれらを示す情報を；以下同様）直接形電力変換器用の制御装置１０に与える。

制御装置１０は、回転角速度ωｍならびにｑ軸電流Ｉｑ及びｄ軸電流Ｉｄの他、単相交流電圧Ｖｉｎの振幅Ｖｍ，角速度ω（あるいはこれと時間ｔとの積である位相θ＝ωｔ）、回転角速度の指令値ωｍ＊、ｑ軸電圧の指令値（以下「ｑ軸電圧指令値」とも称す）Ｖｑ＊、ｄ軸電圧の指令値（以下「ｄ軸電圧指令値」とも称す）Ｖｄ＊、及び電流Ｉｓｈ，ｉｌを入力する。

ここで電流Ｉｓｈはインバータ５に流れる電流の瞬時値であり、直流電源線ＬＬ，ＬＨのいずれかにおいて周知技術によって測定される。電流ｉｌは、リアクトルＬ４に流れるリアクトル電流であって、上述のバッファ電流に相当する。リアクトル電流ｉｌは例えば周知の電流保護装置によって測定される。電流Ｉｓｈ，ｉｌを得るための構成は周知の技術であるので、図示を省略する。

図２は制御装置１０の構成を例示するブロック図である。制御装置１０は、インバータ制御部１０１と、放電制御部１０２と、充電制御部１０３とを備える。

インバータ制御部１０１は、後述する「Ｂ．電力バッファ回路４の動作の概略．」で説明する放電デューティｄｃ’と、整流デューティｄｒｅｃ’と、インバータ５が出力する電圧の指令値（以下「電圧指令値」とも称す）Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊とに基づいて、インバータ制御信号ＳＳｕｐ，ＳＳｖｐ，ＳＳｗｐ，ＳＳｕｎ，ＳＳｖｎ，ＳＳｗｎを出力する。インバータ制御信号ＳＳｕｐ，ＳＳｖｐ，ＳＳｗｐ，ＳＳｕｎ，ＳＳｖｎ，ＳＳｗｎは、それぞれスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎの動作を制御する。

インバータ制御部１０１は、出力電圧指令生成部１０１１を有しており、これが位相θ（＝ωｔ）、ｑ軸電流Ｉｑ、ｄ軸電流Ｉｄ、回転角速度ωｍおよびその指令値ωｍ＊に基づいて、電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を生成する。

インバータ制御部１０１は更に、振幅変調指令部１０１２、積和演算部１０１３、比較部１０１４、論理演算部１０１５を有している。

振幅変調指令部１０１２は放電デューティｄｃ’と、整流デューティｄｒｅｃ’とに基づいて、積和演算部１０１３の動作を制御する。積和演算部１０１３は（簡単のために乗算器のみの記号で示しているが）、電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊と、放電デューティｄｃ’および整流デューティｄｒｅｃ’との積和演算を行って信号波Ｍを生成する。

比較部１０１４は信号波ＭとキャリアＣＡとの値の比較結果を論理演算部１０１５へ出力する。論理演算部１０１５は当該比較結果に対して論理演算を行って、インバータ制御信号ＳＳｕｐ，ＳＳｖｐ，ＳＳｗｐ，ＳＳｕｎ，ＳＳｖｎ，ＳＳｗｎを出力する。

放電制御部１０２は、デューティ演算部１０２１、比較器１０２２、デューティ補正部１０２３を有する。

デューティ演算部１０２１は位相θ、振幅Ｖｍ、両端電圧Ｖｃの指令値Ｖｃ＊、後述する直流電圧Ｖｄｃの指令値Ｖｄｃ＊を入力し、原放電デューティｄｃと原整流デューティｄｒｅｃとを求める。

デューティ補正部１０２３は原放電デューティｄｃおよび原整流デューティｄｒｅｃを補正して、それぞれ放電デューティｄｃ’および整流デューティｄｒｅｃ’を得る。

よってデューティ演算部１０２１とデューティ補正部１０２３とを纏めて、放電デューティｄｃ’及び整流デューティｄｒｅｃ’を生成するデューティ生成部として把握することができる。

これら原放電デューティｄｃ、原整流デューティｄｒｅｃ、放電デューティｄｃ’および整流デューティｄｒｅｃ’の生成については後述する。

比較器１０２２は放電デューティｄｃ’とキャリアＣＡとを比較して、スイッチＳｃを導通させる放電スイッチ信号ＳＳｃを生成する。

このようなインバータ制御部１０１および比較器１０２２の動作それ自体は公知の技術（例えば特許文献１，２参照）であるので、ここではその詳細を省略する。

充電制御部１０３は、スイッチＳｌのオン、オフを制御する制御信号ＳＳｌを生成する、スイッチ制御信号生成部１０３１を有する。スイッチ制御信号生成部１０３１は非特許文献４，５で公知であるので、その詳細は省略するが後に簡単に説明する。例えばスイッチ制御信号生成部１０３１はインバータ５が出力する瞬時電力たる出力電力Ｐｏｕｔと、振幅Ｖｍとに基づいて制御信号ＳＳｌを生成する。

Ｂ．電力バッファ回路４の動作の概略．
コンバータ３に入力する瞬時電力たるコンバータ入力電力Ｐｉｎは、入力電流Ｉｉｎの振幅Ｉｍを導入し、入力力率を１として、下式（１）で表される。

コンバータ入力電力Ｐｉｎは、式（１）の最右辺の第２項で示される交流成分（−１／２）・Ｖｍ・Ｉｍ・cos（２ωｔ）を有する（以下、「交流成分Ｐｉｎ＾」とも称す）。よって以下ではコンバータ入力電力Ｐｉｎを脈動電力Ｐｉｎと称することもある。

図１に示された電力変換器は、下記のように把握することができる。

コンバータ３は単相交流電圧Ｖｉｎを入力し、脈動電力Ｐｉｎを出力する：
電力バッファ回路４は、瞬時電力Ｐｌ（以下「受納電力Ｐｌ」とも称す）を直流リンク７から入力し、瞬時電力Ｐｃ（以下「授与電力Ｐｃ」とも称す）を直流リンク７へ出力する：
インバータ５は直流リンク７から、脈動電力Ｐｉｎと授与電力Ｐｃとの和から受納電力Ｐｌを引いた瞬時電力であるインバータ入力電力Ｐｄｃ（＝Ｐｉｎ＋Ｐｃ−Ｐｌ）を入力し、負荷電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを出力する。インバータ５の損失を無視すればインバータ入力電力Ｐｄｃは出力電力Ｐｏｕｔと等しい。

図３は図１に示された直接電力変換器での電力の収支を模式的に示すブロック図である。バッファリングされる瞬時電力Ｐｂｕｆ（以下、「バッファリング電力Ｐｂｕｆ」とも称す）は授与電力Ｐｃから受納電力Ｐｌを差し引いた電力差（Ｐｃ−Ｐｌ）と等しい。またコンバータ３からインバータ５へと向かう瞬時電力Ｐｒｅｃは電力差（Ｐｉｎ−Ｐｌ）に等しい。よってＰｄｃ＝Ｐｒｅｃ＋Ｐｃが成立する。

さて、電力バッファ回路４が、交流成分Ｐｉｎ＾の絶対値｜Ｐｉｎ＾｜に相当する電力を直流リンク７との間で授受している場合、Ｐｄｃ＝Ｐｉｎ−Ｐｉｎ＾であって、下式（２）が成立する。

Ｃ．直接形電力変換器の等価回路と各種デューティ．
図１に示された直接形電力変換器の等価回路として図４を示す。当該等価回路は、例えば特許文献１，２で紹介されている。当該等価回路において電流ｉｒｅｃ１は、スイッチＳｒｅｃが導通するときにこれを経由する電流ｉｒｅｃ１として等価的に表されている。同様に、放電電流ｉｃは、スイッチＳｃが導通するときにこれを経由する電流ｉｃとして等価的に表されている。

また、インバータ５において出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗが直流電源線ＬＨ，ＬＬのいずれか一方に共通して接続されるときにインバータ５を介して誘導性負荷６に流れる電流も、スイッチＳｚが導通するときにこれを経由して流れる零相電流ｉｚとして等価的に表されている。

また図４では、充電回路４ｂを構成するリアクトルＬ４とダイオードＤ４０とスイッチＳｌとが表され、リアクトルＬ４を流れるリアクトル電流ｉｌが付記されている。

このようにして得られた等価回路において、スイッチＳｒｅｃ，Ｓｃ，Ｓｚが導通するそれぞれのデューティｄｒｅｃ’，ｄｃ’，ｄｚ’を導入する。但し、上述の文献から公知のように、０≦ｄｒｅｃ’≦１，０≦ｄｃ’≦１，０≦ｄｚ’≦１，ｄｒｅｃ’＋ｄｃ’＋ｄｚ’＝１である。

デューティｄｒｅｃ’はコンバータ３が直流リンク７と接続されて電流をインバータ５に流し得る期間を設定するデューティであるので、上述の整流デューティｄｒｅｃ’を指す。

デューティｄｃ’は、コンデンサＣ４が放電するデューティであるので、上述の放電デューティｄｃ’を指す。

デューティｄｚ’はインバータ５においてその出力する電圧によらずに必ず零相電流ｉｚが流れるデューティであるので、零デューティｄｚ’と称することがある。

直流電流Ｉｄｃはインバータ５を経由して誘導性負荷６に流れる電流であり、後述するようにして電流Ｉｓｈから求めることができる。電流ｉｒｅｃ１，ｉｃ，ｉｚはそれぞれ、直流電流Ｉｄｃにデューティｄｒｅｃ’，ｄｃ’，ｄｚ’を乗算したものである。よってこれらはスイッチＳｒｅｃ，Ｓｃ，Ｓｚのスイッチング周期における平均値である。またデューティｄｒｅｃ’，ｄｃ’，ｄｚ’は、各電流ｉｒｅｃ１，ｉｃ，ｉｚに対する直流電流Ｉｄｃの電流分配率と見ることもできる。

なお、コンバータ３にダイオードブリッジを採用する場合、コンバータ３が能動的に整流デューティｄｒｅｃ’でスイッチングすることはできない。よって零デューティｄｚ’と、放電デューティｄｃ’とに従って、それぞれインバータ５と、スイッチＳｃがスイッチングすることによって、電流ｉｒｅｃ１を得ることができる。

インバータ５は零相電流ｉｚが流れる期間においては、直流リンク７における直流電圧を利用することができない。よって、直流リンク７においてインバータ５への電力供給に利用される直流電圧が電力変換において意味を持つ。換言すれば瞬時的な直流電圧であってインバータ５が電力変換に用いないものは意味を有しない。電力変換において意味を持つ直流電圧Ｖｄｃを導入し、式（２）を考慮して直流電流Ｉｄｃは下式（３）で表現できる。また、直流電圧Ｖｄｃは下式（４）で表現できる。

他方、直流電圧Ｖｄｃは、インバータ５が出力できる電圧の最大値の、スイッチＳｃ，Ｓｌやインバータ５のスイッチングを制御する周期についての平均値として、直流リンク７に印加される電圧と把握することもできる。インバータ５は零デューティｄｚ’という比率で直流リンク７の電圧に寄与し得るものの、零デューティｄｚ’に対応する期間においてはインバータ５は直流電源線ＬＬ，ＬＨのいずれか一方と絶縁されているからである。

直流電圧Ｖｄｃは、図４において、インバータ５及び誘導性負荷６を表す電流源Ｉｄｃ（これは直流電流Ｉｄｃを流す）の両端に生じる電圧として付記した。

さて、本発明において入力電流の振幅Ｉｍを用いた式が登場するものの、振幅Ｉｍは必ずしも測定する必要は無い。例えばインバータ入力電力Ｐｄｃは、以下のようにして求めることができる。

通常の交流負荷の動作について、良く知られたｄｑ軸の制御を行う場合を例に採る。ｄｑ軸上の電力式は一般に式（５）で示される。記号Ｖ＊，Ｉはそれぞれ交流負荷に印加される電圧の指令値と、交流負荷に流れる電流とを示す。これらはいずれも交流であるので、これらは複素数として表されることを示すドットが記号Ｖ＊，Ｉのそれぞれに載っている。但し、ｑ軸電圧はその指令値たるｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊に、ｄ軸電圧はその指令値たるｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊に、それぞれ理想的に追従するとしている。

直流電源線ＬＨ，ＬＬからインバータ５に供給されるインバータ入力電力Ｐｄｃには無効電力が存在しないので、当該電力は式（５）の最右辺の第２項を無視して、式（６）で表される。

よって式（６）の脈動（交流成分）を０にする制御を行うことにより、式（３），（４）を実現する制御を行うことができる。上記の制御を行うための構成の一例を、ブロック図として図５に示す。当該構成は、例えば図１において出力電圧指令生成部１０１１として示された構成において設けられる。

図５の構成において、公知の技術を示す部分について簡単に説明すると、電流位相指令値β＊から三角関数値cosβ＊，−sinβ＊を求め、これと電流指令値Ｉａ＊とからｑ軸電流指令値Ｉｑ＊及びｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を生成する。誘導性負荷６が回転機であるとして、その回転角速度ωｍと、当該回転機の界磁磁束Φａと、回転機のｄ軸インダクタンスＬｄ及びｑ軸インダクタンスＬｑと、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊及びｄ軸電流指令値Ｉｄ＊と、ｑ軸電流Ｉｑ及びｄ軸電流Ｉｄとに基づいて、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊及びｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊を求める。ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊及びｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊からインバータ５を制御するための電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を生成する。

例えば図１に示された構成では速度検出部９が、誘導性負荷６に流れる負荷電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出し、これらから得られる回転角速度ωｍならびにｑ軸電流Ｉｑ及びｄ軸電流Ｉｄを制御装置１０に与える。

直流電力計算部７１１は、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊及びｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊と、ｑ軸電流Ｉｑ及びｄ軸電流Ｉｄとを入力し、上記の式（６）に基づいてインバータ入力電力Ｐｄｃを計算し、これを脈動抽出部７１２に与える。

脈動抽出部７１２は、式（６）の交流成分を抽出して出力する。脈動抽出部７１２は例えばハイパス（高域透過）フィルタＨＰＦで実現される。当該交流成分にＰＩ処理部７１６による比例積分制御を施した値を減算器７１５に出力する。

減算器７１５は、通常の処理における電流指令値Ｉａ＊をＰＩ処理部７１６の出力で補正する処理を行う。具体的には、まず、電流指令値Ｉａ＊を求める通常の処理として、減算器７０１によって回転角速度ωｍと、その指令値ωｍ＊との偏差を求める。当該偏差はＰＩ処理部７０２において比例積分制御を受け、電流指令値Ｉａ＊を一旦求める。そして減算器７１５が、電流指令値Ｉａ＊を、ＰＩ処理部７１６からの出力で減少させる処理を行う。

このようにして処理部７１で補正された電流指令値Ｉａ＊に対して、上述の公知の技術を適用し、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊及びｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊を生成する。このような制御により、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊及びｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊と、ｑ軸電流Ｉｑ及びｄ軸電流Ｉｄとについてのフィードバックを施した制御を行って、インバータ入力電力Ｐｄｃの交流成分を０に収束させる。

Ｄ．本実施の形態の原理．
特許文献１，２等で示される様に、本実施の形態でも受納期間、授与期間の区別を特に設定すること無く整流デューティｄｒｅｃ’、放電デューティｄｃ’を定める。まず、一旦、原整流デューティｄｒｅｃ及び原放電デューティｄｃを、それぞれ式（７），（８）で定義する。但し直流電圧Ｖｄｃにはその指令値Ｖｄｃ＊を採用することができる。つまり以下において直流電圧Ｖｄｃは所定電圧として取り扱う。

Ｖｄｃ≦Ｖｍである限り、０≦ｄｒｅｃ≦１を満足する。また直流電圧Ｖｄｃを指令値Ｖｃ＊以下に設定することにより、０≦ｄｃ≦１を満足させるような設定が可能である。

式（７），（８）から式（９）が求められ、これは式（４）においてｄｒｅｃ’＝ｄｒｅｃ，ｄｃ’＝ｄｃ，ｄｚ’＝ｄｚと設定した場合と一致する。よって式（４），（９）は原整流デューティｄｒｅｃ及び原放電デューティｄｃを用いた制御の妥当性を示す。

式（３），（７）から、原整流デューティｄｒｅｃを用いた制御を行う場合の電流ｉｒｅｃ１は下式（１０）で求められる。

特許文献１，２で示される様に、リアクトル電流ｉｌが下式（１１）で示される値ｉｌ０＝ｉｒｅｃ１を採ることにより、原整流デューティｄｒｅｃ及び原放電デューティｄｃを用いて入力電流Ｉｉｎが正弦波となる。

図６は、図１に示された直接形電力変換器の動作を示すグラフであり、原整流デューティｄｒｅｃ及び原放電デューティｄｃで制御した場合の動作を示している（ｄｚ＝１−ｄｃ−ｄｒｅｃ）。

図６において、最上段にデューティｄｒｅｃ，ｄｃ，ｄｚを、上から二段目に直流電圧Ｖｄｃ及びこれを構成する電圧ｄｒｅｃ・Ｖｒｅｃ，ｄｃ・Ｖｃ（式（４）参照）並びに直流電流Ｉｄｃを、上から三段目に電流ｉｒｅｃ，ｉｃ，ｉｌ，ｉｒｅｃ１を、最下段に瞬時電力Ｐｉｎ，Ｐｄｃ，Ｐｂｕｆ，Ｐｃ，−Ｐｌ，Ｐｒｅｃを、それぞれ示した。両端電圧Ｖｃは指令値Ｖｃ＊に正確に追従しているとした。

図６において横軸は位相ωｔを「度」を単位として採用して示した。また、電流Ｉｄｃ，ｉｒｅｃ，ｉｃ，ｉｌ，ｉｒｅｃ１は、振幅Ｉｍを√２として換算した。電圧Ｖｒｅｃ・ｄｒｅｃ，Ｖｃ・ｄｃは振幅Ｖｍを１として換算し、Ｖｃ＝１．１４Ｖｍに設定した。またＶｄｃ＝０．８６Ｖｍに設定することにより、ｄｚ＝１−ｄｃ−ｄｒｅｃの最小値を０にした。瞬時電力Ｐｉｎ，Ｐｏｕｔ，Ｐｂｕｆ，Ｐｃ，−Ｐｌ，Ｐｒｅｃは、上記のように換算された電圧と、電流との積として求めている。

図６ではリアクトル電流ｉｌが値ｉｌ０を採る場合を例示しており、電流ｉｒｅｃの波形は正弦波の絶対値を呈する。

しかし原整流デューティｄｒｅｃを用いた制御において、正弦波の絶対値の波形をとらないリアクトル電流ｉｌを流すと、入力電流Ｉｉｎが正弦波から歪む可能性がある。そこで、以下のように原整流デューティｄｒｅｃを補正して得られる整流デューティｄｒｅｃ’を用いて直接形電力変換器の制御を行う。

リアクトル電流ｉｌが値ｉｌ０よりも大きい場合に入力電流Ｉｉｎへの影響を相殺する要求から、電流ｉｒｅｃ１を減少させる。よって整流デューティｄｒｅｃ’は原整流デューティｄｒｅｃよりも減少する。よって電流の連続性に鑑みて下式（１２）の関係を成立させる。ｉｌ＝ｉｌ０であればｄｒｅｃ’＝ｄｒｅｃである。

式（１２）を変形して下式（１３）が得られ、最右辺の角括弧（記号“［”と記号“］”）で囲まれた第２項が、原整流デューティｄｒｅｃに対する補正項となる。当該補正項は原整流デューティｄｒｅｃから比（ｉｌ／Ｉｄｃ）を差し引いた値である。

整流デューティｄｒｅｃ’を採用することにより、リアクトル電流ｉｌの波形によらず、入力電流Ｉｉｎの正弦波に対する歪みが低減する。

原放電デューティｄｃを用いた制御において、正弦波の絶対値の波形をとらないリアクトル電流ｉｌを流すと、電力バッファという機能は維持されながらも、バッファリング電力Ｐｂｕｆの波形が歪み、出力電力Ｐｏｕｔ（＝Ｐｄｃ）が脈動を有する。そこで、以下のように原放電デューティｄｃを補正して得られる放電デューティｄｃ’を用いて直接形電力変換器の制御を行う。

リアクトル電流ｉｌが値ｉｌ０よりも大きい場合に両端電圧Ｖｃへの影響を相殺する要求から、放電電流ｉｃを増大させる。よって放電デューティｄｃ’を原放電デューティｄｃよりも増大させる。よってコンデンサＣ４へ充電する電力に鑑みて下式（１４）の関係を成立させる。ｉｌ＝ｉｌ０であればｄｃ’＝ｄｃである。

式（１４）の右辺の一部に関して下式（１５）が得られる。

よって式（１４），（１５）から下式（１６）が得られる。

式（１６）の右辺第１項について下式（１７）が得られる。

式（１６），（１７）から下式（１８）が得られ、右辺の角括弧（記号“［”と記号“］”）で囲まれた第２項が、原放電デューティｄｃに対する補正項となる。当該補正項は原放電デューティｄｃに対して第１値を加算した値であり、この第１値は第２値を指令値Ｖｃ＊で除した値であり、この第２値は比（ｉｌ／Ｉｄｃ）と整流電圧Ｖｒｅｃとの積から直流電圧Ｖｄｃを差し引いた値である。

放電デューティｄｃ’を採用することにより、リアクトル電流ｉｌの波形によらず、出力電力Ｐｏｕｔが平滑され、脈動分が除去される。

出力電力Ｐｏｕｔは積Ｖｄｃ・Ｉｄｃに等しく、これがインバータ入力電力Ｐｄｃに等しいことから、式（２），（９），（１１）を参照して下式（１９）が成立する。

これは式（４）と一致し、整流デューティｄｒｅｃ’及び放電デューティｄｃ’を採用することにより直流電圧Ｖｄｃを一定にする制御が可能であることが判る。

式（１３）、（１８）に示された補正は、デューティ補正部１０２３によって実現される。当該補正において直流電圧Ｖｄｃが必要となるが、これは式（９）で示される様に原整流デューティｄｒｅｃ及び原放電デューティｄｃと、振幅Ｖｍと位相θ、指令値Ｖｃ＊から計算される。あるいは指令値Ｖｄｃ＊を用いてもよい。

よって比（ｉｌ／Ｉｄｃ）に基づいて式（１３）、（１８）に示された補正が行われる、ということができる。しかも、入力電流の振幅Ｉｍは、原整流デューティｄｒｅｃ及び原放電デューティｄｃの生成のみならず、整流デューティｄｒｅｃ’及び放電デューティｄｃ’を得るための補正にも必要ではない。

Ｅ．直流電流Ｉｄｃの取得．
上述の様に、直流電流Ｉｄｃは電流Ｉｓｈの測定値から求めることができる。その説明の準備のため、以下の諸量を導入する。周期Ｔ０はキャリアＣＡの一周期である。期間τ４，τ６はそれぞれ第１状態及び第２状態が周期Ｔ０において実現される期間の長さを示す。

第１状態及び第２状態を、キャリアＣＡの一周期のうち、インバータ５においてスイッチング素子Ｓｗｐがオフし続け、スイッチング素子Ｓｗｎがオンし続ける周期に着目して説明する。第１状態とはスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｎがオンし、スイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｐがオフする状態である。第２状態とはスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐがオンし、スイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎがオフする状態である。インバータ５が出力する電圧の位相θｖと、０＜ｋ＜１の係数を導入して、式（２０）が成立することが公知である（例えば特許文献４参照）。

同様に、負荷電流ｉｕの位相θｉ及び振幅Ｉｏを導入して、負荷電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは三相交流であって式（２１）が成立する。

直流電流Ｉｄｃには、式（２２）に示される電流Ｉａを用いる。周期Ｔ０はキャリアＣＡの一周期であり、期間τ４，τ６はそれぞれ第１状態及び第２状態が周期Ｔ０において実現される期間の長さを示す。また、電流Ｉｓｈ（ｔ４），Ｉｓｈ（ｔ６）は、それぞれ時刻ｔ４，ｔ６において測定される電流Ｉｓｈの値を示す。時刻ｔ４，ｔ６は、それぞれ第１状態及び第２状態が実現される時点から選択される。

よって第１状態では負荷電流ｉｕが出力端Ｐｕから誘導性負荷６に流れ、出力端Ｐｖ，Ｐｗから直流電源線ＬＬに流れる。第２状態では負荷電流ｉｕ，ｉｖがそれぞれ出力端Ｐｕ，Ｐｖから誘導性負荷６に流れ、出力端Ｐｗから直流電源線ＬＬに流れる。ｉｕ＋ｉｖ＋ｉｗ＝０の関係から、式（２３）が得られる。

式（２０），（２１），（２３）を用いて、式（２２）は下式（２４）のように変形される。ここでΨ＝θｖ−θｉはインバータ５から出力される電圧と電流との位相差であるので、cosΨはインバータ５の力率を示す。

一方、力率cosΨを用いれば、式（２５）が成立する。電圧Ｖｒ、電流ｉｒはインバータ５から出力される電圧及び電流のそれぞれの実効値である。

式（２５）から下式（２６）が得られる。

式（２４），（２６）の比較から、電流Ｉａを直流電流Ｉｄｃとして採用できることが判る。

式（２２）に基づく計算は、放電制御部１０２に備えられるリンク電流演算部１０２４で実行される。周期Ｔ０は既定値であり、期間τ４，τ６は信号波Ｍから求められるので、リンク電流演算部１０２４には電流Ｉｓｈと信号波Ｍが入力され、直流電流Ｉｄｃが求められる。

Ｆ．リアクトル電流ｉｌの例．
上述のようにして、リアクトル電流ｉｌの波形が正弦波の絶対値を呈さなくても、入力電流Ｉｉｎを正弦波にしつつ、電力のバッファリングを行うことができる。そこで、以下では、簡易スイッチングを採用したときのリアクトル電流ｉｌを例にとって、本実施の形態の動作を説明する。簡易スイッチングによってリアクトル電流ｉｌを流すことにより、スイッチＳｌが発生するノイズの発生が低減され、入力電流Ｉｉｎの正弦波からの歪みを小さくすることにより、電源高調波を低減することができる。

図７は、簡易スイッチングを採用したときのリアクトル電流ｉｌの波形を示すグラフである。ここでは位相ωｔとして０〜１８０度の領域を示す。参考のため、値ｉｌ０の波形も併記した。

簡易スイッチングでは位相０度でスイッチＳｌの導通が開始し、位相ωｔ＝φ（０＜φ＜１８０）（度）においてスイッチＳｌが非導通となり、位相１８０度までスイッチＳｌの非導通が維持される。つまり簡易スイッチングではスイッチＳｌは整流電圧Ｖｒｅｃの一周期（これは単相交流電圧Ｖｉｎの半周期に等しい）において、オン、オフをそれぞれ一回ずつ行う。

位相φは例えば以下のようにして設定される。非特許文献５ではその図１０においてスイッチＳｌが導通する期間に相当する値Ｔｓ、両端電圧Ｖｃ、力率、出力される電力の関係が示される。例えばリアクトルＬ４のインダクタンスを１Ｈ、Ｖｍ＝１Ｖ、Ｖｃ＝１．１４Ｖとし、力率を最大とする電力として４５ｍＷを採用する。このときＴｓ＝０．１９４となる。これは位相に換算してφ≒７０（度）である。よって図７に示されたグラフでは位相ωｔが０〜７０度でリアクトル電流ｉｌが増大する。リアクトル電流ｉｌは位相ωｔが７０〜１８０度で減少し、値０に至ると位相ωｔが進んでも値０を維持する。

後述するように、リアクトル電流ｉｌが減少して値０に至る位相は約１７０度である。同様に、位相ωｔが１８０度〜３６０度の範囲では、リアクトル電流ｉｌは位相ωｔが１８０度〜約２５０（＝１８０＋７０）度である期間において上昇して最大値をとり、位相ωｔが約２５０〜約３５０（＝１７０＋１８０）度において下降して値０に至る。

なお、上記の説明で採用されたＶｍ＝１，Ｉｍ＝√２を用いると出力される電力は１／２√２と計算される。よってリアクトルＬ４のインダクタンスは、非特許文献４に基づいて計算して、単相交流電圧Ｖｉｎの周波数を１Ｈｚとすれば（０．０４５×１）／（１／２√２）＝０．１２７（Ｈ）になる。

非特許文献４により、リアクトル電流ｉｌのより具体的な波形が計算される。スイッチＳｌが導通する期間ではｉｌ＝Ｉｐ・（１−cos（ωｔ））となり、Ｖｍ＝１であることに鑑みてＩｐ＝１／（２π）／０．１２７＝１．２５３と求まる。よって図７ではリアクトル電流ｉｌの極大値は１．２５３×（１−cos（φ））＝０．８２となる（φ＝７０（度））。

スイッチＳｌが非導通となる期間であってかつｉｌ＞０では、ｉｌ＝Ｉｐ・（１−cos（ωｔ））−（Ｖｃ／Ｌ）・（ωｔ−φ）／ωとなる。ここで値ＬはリアクトルＬ４のインダクタンスであって、上述の例ではＶｃ／Ｌ＝１．１４／０．１２７＝８．９７６である。

Ｇ．諸量の振る舞い．
図８は、図１に示された直接形電力変換器の動作を示すグラフであり、本実施の形態に基づいてデューティｄｒｅｃ’，ｄｃ’，ｄｚ’（＝１−ｄｒｅｃ’−ｄｃ’）を設定した場合の動作を示している。リアクトル電流ｉｌとして図７に示された波形を採用した。

図８においても振幅Ｉｍを√２として、振幅Ｖｍを１として、それぞれ換算し、Ｖｃ＝１．１４Ｖｍ，Ｖｄｃ＝０．８６Ｖｍに設定した。よってこれらの条件は図６に示された場合と一致する。図８も図６と同様に諸量を示した。具体的には、最上段にデューティｄｒｅｃ’，ｄｃ’，ｄｚ’を、上から二段目に直流電圧Ｖｄｃ及びこれを構成する電圧ｄｒｅｃ’・Ｖｒｅｃ，ｄｃ’・Ｖｃ（式（１９）参照）並びに直流電流Ｉｄｃを、上から三段目に電流ｉｒｅｃ，ｉｃ，ｉｌ，ｉｒｅｃ１を、最下段に瞬時電力Ｐｉｎ，Ｐｄｃ，Ｐｂｕｆ，Ｐｃ，−Ｐｌ，Ｐｒｅｃを、それぞれ示した。

簡易スイッチングを採用して電力バッファ回路４にリアクトル電流ｉｌを流しても、整流デューティｄｒｅｃ’及び放電デューティｄｃ’を用いた制御を行うことにより、インバータ入力電力Ｐｄｃのみならず直流電圧Ｖｄｃ及び直流電流Ｉｄｃが一定となり、しかも電流ｉｒｅｃの波形は正弦波の絶対値を呈する。このことから入力電流Ｉｉｎの波形が正弦波であることがわかる。

また瞬時電力Ｐｉｎ，Ｐｄｃ，Ｐｂｕｆの波形から、電力バッファ回路４が電力バッファとして機能していることがわかる。

但し図８に示される場合にはｄｚ’＜０となる位相の領域が存在するので、かかる領域においては整流デューティｄｒｅｃ’、零デューティｄｚ’をそれぞれ修正して、ｄｒｅｃ’＝１−ｄｃ’、ｄｚ’＝０とする。このように位相の全てにおいて非負の零デューティを得るための整流デューティの修正については、例えば特許文献３によって公知であるので、その詳細は省略する。

図９は振幅Ｉｍを√２として、振幅Ｖｍを１として、それぞれ換算し、Ｖｃ＝１．１４Ｖｍに設定した。但し、ｄｒｅｃ’＝１−dｃ’となる領域において式（１９）が成立しないので、ｄｚ’＝０である領域で直流電圧Ｖｄｃは０．８６Ｖｍを下回り、直流電圧Ｖｄｃの最小値は０．８０Ｖｍとなる。これに伴い、ｄｚ’＝０である領域で電流ｉｒｅｃの波形は正弦波の絶対値からわずかに歪むことがわかる。これによりインバータ入力電力Ｐｄｃも位相に対して一定値からわずかに歪むものの、電力バッファ回路４が電力バッファとして機能していることがわかる。

かかる歪みが、入力電流Ｉｉｎの正弦波からの歪みの許容量を越える場合には、他の手法で零デューティを非負とすることができる。

図１０は、図１に示された直接形電力変換器の動作を示すグラフであり、本実施の形態に基づいてデューティｄｒｅｃ’，ｄｃ’，ｄｚ’（＝１−ｄｒｅｃ’−ｄｃ’）を設定した場合の動作を示している。リアクトル電流ｉｌとして図７に示された波形を採用した。図１０も図８と同様に諸量を示した。

図１０においても振幅Ｉｍを√２として、振幅Ｖｍを１として、それぞれ換算した。但し、Ｖｃ＝１．１４Ｖｍではあるものの、直流電圧Ｖｄｃは図８、図９に示す場合よりも低く、Ｖｄｃ＝０．７６Ｖｍに設定した。

このように直流電圧Ｖｄｃを低く設定すると、原整流デューティｄｒｅｃ及び原放電デューティｄｃが小さくなり（式（７），（８）参照）、ひいては整流デューティｄｒｅｃ’及び放電デューティｄｃ’が小さくなり、これらを用いた制御でも全ての位相においてｄｚ’の最小値を０とすることができる。

また式（８）を参照して指令値Ｖｃ＊を大きくすれば（これは両端電圧Ｖｃを高める制御を行うことになる）、原放電デューティｄｃが小さくなり（式（８）参照）、ひいては放電デューティｄｃ’が小さくなり、これらを用いた制御でも全ての位相においてｄｚ’≧０とすることができる。但し、この場合、上記「Ｆ．リアクトル電流ｉｌの例．」で説明した諸量が変更され、あるいは電力バッファ回路４の力率が変動することになる。

Ｈ．リアクトルの小型化と直流電圧Ｖｄｃの改善．
(h-1)昇圧動作とインダクタンスとの関係．
本実施の形態において簡易スイッチングを採用すると、非特許文献５で例示された技術と比較して、リアクトルに要求されるインダクタンスは増大する。これは非特許文献５で例示される技術とは異なり、本実施の形態では簡易スイッチングにおいて昇圧動作を行うことに由来する。

非特許文献５では１００Ｖ系の電源（単相で電圧実効値１００Ｖ）から倍電圧整流によって２７０Ｖの直流電圧を得る場合が例示される。インダクタンスを１Ｈに、本実施の形態の振幅Ｖｍに相当する電圧のピーク値を１Ｖに、それぞれ換算すると、Ｖｃ＝２７０／２／（１００×√２）≒０．９５である。また非特許文献５では入力電力が１８００Ｗである場合について、５０Ｈｚのスイッチング周期に対してスイッチが導通する期間が２．８ｍｓの場合が例示されており、Ｔｓ＝（２．８／１０００）×５０＝０．１４となる。このとき非特許文献５の図１０が示すグラフに鑑みれば、力率を最大とする電力は３０ｍＷ程度である。この電力と比較して、図７を用いた説明において例示した電力（４５ｍＷ）は高い。これは本実施の形態では昇圧動作によってＶｃ＝１．１４（＞０．９６）を得ることに由来する。

非特許文献５に示されたインダクタンスの計算式によれば、インダクタンスの値は、３０［ｍＷ］×（１００［Ｖ］×√２）^２／１８００［Ｗ］／５０［Ｈｚ］＝６．７［ｍＨ］として求まる。他方、回路定数表においてはインダクタンスの値が６．２ｍＨとして挙げられている。非特許文献５に例示された倍電圧整流に必要なインダクタンスの値は６．５ｍＨ程度と考えられる。これは２００Ｖ系の電源を用いた場合においては、６．５［ｍＨ］×（２００／１００）^２＝２６［ｍＨ］に換算される。

非特許文献５に対して本実施の形態では、電力が４５／３０倍である。本実施の形態の単相交流電源１が２００Ｖ系である場合にはＶｍ＝２３０Ｖである。よって、非特許文献５で採用される倍電圧整流と比較すると、本実施の形態で採用される全波整流がインダクタンスに与える影響は（２３０／１００）^２倍である。よって必要なインダクタンスの値は、６．５［ｍＨ］×４５／３０×（２３０／１００）^２≒５２［ｍＨ］となる。

以上のことから、非特許文献５で例示される簡易スイッチングを、昇圧動作が行われる電力バッファ回路４において採用することは、リアクトルＬ４のインダクタンスを大きくしてしまいがち（上述の例示では約二倍）になる。

(h-2)インダクタンスの低減と直流電圧Ｖｄｃとの関係．
非特許文献４では、スイッチング素子の導通の開始時期を遅延させる技術を紹介する。かかる技術によれば、小さなインダクタンスでも高い力率が得られる。

図１１は、非特許文献４に基づいて、本実施の形態において１．８４ｋＷの電力（電圧実効値２３０Ｖ、電流実効値８Ａ）を採用した場合の、インダクタンスＬと力率との関係を示すグラフである。但し単相交流電圧Ｖｉｎの周波数を５０Ｈｚとした。またスイッチＳｌが導通を開始する位相（以下「導通開始位相」と称す）が、整流電圧Ｖｒｅｃが値０となる位相を基準として、０度、２７（＝３６０×０．０７５）度、３６（＝３６０×０．１）度、４５（＝３６０×０．１２５）度の場合を、それぞれグラフＧ０，Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３で示した。

これらのグラフから、インダクタンスＬには力率を最大にする値が存在することがわかる。グラフＧ０，Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３のそれぞれにおいて力率が最大値をとるデータを、白抜きにしてプロットした。

導通開始位相が大きいほど力率は低下する。しかし導通開始位相が大きいほど、力率を最大にするインダクタンスＬの値を小さくすることができる。

例えばグラフＧ０では力率が最大となるのはインダクタンスＬが５１．３７ｍＨのときである。図８、図９、図１０に示した場合において、周波数５０Ｈｚ、電圧実効値２３０Ｖ、電流実効値８Ａとの条件下では、力率を最大とするインダクタンスＬは５１．７５（＝０．０４５×（２３０×√２）^２／（１８４０×５０）（ｍＨ）であり、力率を最大とするインダクタンスＬの間にほぼ等しい。

本実施の形態における直接形電力変換器を小型の、例えば２ｋＷ以下の電力で使用される空気調和機に採用する場合、リアクトルＬ４はそのインダクタンスが１５ｍＨ〜３０ｍＨに設定され、これによって小型の部品が採用されることが望まれる。

例えばインダクタンスＬとして２８ｍＨ程度を採用すれば、平坦な力率特性の観点からは導通開始位相は４５度（グラフＧ３参照）とすることが望ましい。但し力率を大きくする観点からは、導通開始位相は３６度（グラフＧ２参照）とすることが望ましい。以下の説明では全て導通開始位相に３６度を採用して説明する。

図１２〜図１４は、図１に示された直接形電力変換器の動作を示すグラフである。これらの図においても図８〜図１１と同様に、Ｖｃ＝１．１４Ｖｍに設定し、振幅Ｉｍを√２として、振幅Ｖｍを１としてグラフが描画されている。

１．８４ｋＷの電力（電圧実効値２３０Ｖ、電流実効値８Ａ）を採用し、インダクタンスＬを２８．５４ｍＨとした。導通開始位相を３６度としたことにより、スイッチＳｌが導通から非導通へ移行する位相は約６８（３６０×０．１９）度となり、この位相でリアクトル電流ｉｌは最大値をとる。その後に位相が増大するにつれリアクトル電流ｉｌは減少し、約１５５（３６０×０．４３０）度でリアクトル電流ｉｌは０となる。

本実施の形態では全波整流が行われているので、スイッチＳｌは位相が約２１６（＝３６＋１８０）度〜約２４８（＝６８＋１８０）度の間でも導通し、リアクトル電流ｉｌは位相が約２１６度〜約３３５（＝１５５＋１８０）度の間でも流れ、約２４８（＝６８＋１８０）度の位相でも最大値をとる。

なお、図８〜図１１で示された場合は、１．８４ｋＷの電力（電圧実効値２３０Ｖ、電流実効値８Ａ）を採用し、インダクタンスＬを５１．３７ｍＨとした場合に相当し、リアクトル電流ｉｌは位相が０度〜約１７０（＝３６０×０．４７１）度の間と、１８０度〜約３５０（＝１７０＋１８０）度の間とで流れ、約７０（＝３６０×０．１９４）度と、約２５０（＝７０＋１８０）度）度の位相で最大値をとる。

図１２では、図８についての条件と同様に、式（１３）に基づいて整流デューティｄｒｅｃ’を、式（１８）に基づいて放電デューティｄｃ’を、１−ｄｒｅｃ’−ｄｃ’で零デューティｄｚ’を、Ｖｄｃ＝０．８６Ｖｍに、それぞれ設定した場合の動作を示している。

図１２も図８と同様に諸量を示した。具体的には、最上段にデューティｄｒｅｃ’，ｄｃ’，ｄｚ’を、上から二段目に直流電圧Ｖｄｃ及びこれを構成する電圧ｄｒｅｃ’・Ｖｒｅｃ，ｄｃ’・Ｖｃ並びに直流電流Ｉｄｃを、上から三段目に電流ｉｒｅｃ，ｉｃ，ｉｌ，ｉｒｅｃ１を、最下段に瞬時電力Ｐｉｎ，Ｐｄｃ，Ｐｂｕｆ，Ｐｃ，−Ｐｌ，Ｐｒｅｃを、それぞれ示した。

図８を用いた説明と同様に、入力電流Ｉｉｎの波形を正弦波にしつつもｄｚ’＜０となる位相の領域が存在することがわかる。しかも当該領域において、図８に示された場合と比較して、図１２に示された場合の方が、零デューティｄｚ’の絶対値は大きい。

図１３では、図９における条件と同様に、１−ｄｒｅｃ’−ｄｃ’＜０となる領域においてｄｒｅｃ’＝１−ｄｃ’，ｄｚ’＝０を採用した場合の諸量を示している。図１３も図１２と同様に諸量を示した。図９を用いた説明と同様に、ｄｚ’＝０である領域で直流電圧Ｖｄｃは０．８６Ｖｍを下回り、電流ｉｒｅｃの波形は正弦波の絶対値よりも歪む。また直流電圧Ｖｄｃの最小値は、図１３では０．７２Ｖｍであり、図９での最小値０．８０Ｖｍよりも低い。

図１４では直流電圧Ｖｄｃを一定にしつつ、ｄｚ’＝１−ｄｒｅｃ’−ｄｃ’＜０となる位相の領域が存在しないように直流電圧Ｖｄｃを設定した場合の諸量を示し、図１０に対応している。図１０についての条件ではＶｄｃ＝０．７６Ｖｍでｄｚ’≧０とすることができた。図１４についての条件では、インダクタンスＬが２８．５４ｍＨであり、導通開始位相が３６度であることにより、１−ｄｒｅｃ’−ｄｃ’≧０とするにはＶｄｃ＝０．６９Ｖｍまで低下させる必要がある。

このような、変動する直流電圧Ｖｄｃの最小値の低下、一定にできる直流電圧Ｖｄｃの最大値の低下は、インダクタンスＬの低下によってリアクトル電流ｉｌが流れる期間が短くなり、リアクトル電流ｉｌには高調波成分（具体的には単相交流電圧Ｖｉｎの周波数の３次以上の奇数次成分）が多く含まれることに由来すると考えられる。

(h-3)高調波の規制と直流電圧Ｖｄｃの改善．
高調波は、例えば規格IEC61000-3-2によって規制される。例えば図１２〜図１４で例示されたリアクトル電流ｉｌでは、３次高調波成分の大きさが、規格IEC61000-3-2を上回る。ｉｒｅｃ＝ｉｒｅｃ１＋ｉｌ（図１、図４参照）であるので、リアクトル電流ｉｌの３次高調波成分はそのまま電流ｉｒｅｃに反映され、ひいては入力電流Ｉｉｎの３次高調波成分に影響することになる。そこで以下では、リアクトル電流ｉｌに含まれる高調波を低減する技術を考察する。

図１５は図１２〜図１４で例示されたリアクトル電流ｉｌの、単相交流電圧Ｖｉｎの半周期分、具体的には位相ωｔが０〜１８０度のときの波形を示すグラフである。位相ωｔが１８０〜３６０度のときにもリアクトル電流ｉｌは同一の波形を示す。上述の様に、１．８４ｋＷの電力（電圧実効値２３０Ｖ、電流実効値８Ａ）を採用し、インダクタンスＬを２８．５４ｍＨとした。またリアクトル電流ｉｌは振幅Ｉｍを√２として示した。

例えば、規格IEC61000-3-2では、定格電圧２３０Ｖとの条件下で、実効値２．３０Ａまでの３次高調波成分を許容する。他方、図１５に示されたリアクトル電流ｉｌは、電圧実効値が２３０Ｖのときに実効値２．８７Ａの３次高調波成分を含み、他の次数の高調波成分は規格IEC61000-3-2の許容範囲にある。よって０．５７１（＝２．８７−２．３０）Ａの３次高調波成分を低減するために、これを補正量として、リアクトル電流ｉｌから減算する。

図１６は、上述の様にリアクトル電流ｉｌから補正量を減算したときの入力電流Ｉｉｎの波形を示すグラフである。但し、Ｖｃ＝１．１４Ｖｍに設定し、振幅Ｖｍを１とし、補正量を減算する前の入力電流Ｉｉｎの振幅Ｉｍを√２とした。補正量の減算により、入力電流ｌｉｎの高調波は規格IEC61000-3-2の許容範囲となる。

このような補正量の減算を行うために、次のようにして整流デューティｄｒｅｃ’’、放電デューティｄｃ’’、零デューティｄｚ’’を設定する。

まず、リアクトル電流ｉｌの補正量ｉｌ’を導入する。上述の例では、補正量ｉｌ’はリアクトル電流ｉｌの３次高調波成分の低減量（０．５７１Ａ）である。式（１２）では、リアクトル電流ｉｌの値ｉｌ０からの乖離量（ｉｌ−ｉ０）を用いていた。よって補正量ｉｌ’の減算によって原整流デューティｄｒｅｃから整流デューティｄｒｅｃ’’を求めるには、式（１２）において形式的に、整流デューティｄｒｅｃ’を整流デューティｄｒｅｃ’’に、乖離量（ｉｌ−ｉ０）を値（−ｉｌ’）に、それぞれ置き換えればよい。更に式（７）を考慮して、式（２７）が得られる。

同様に、式（１４）において形式的に、放電デューティｄｃ’を放電デューティｄｃ’’に、乖離量（ｉｌ−ｉ０）を値（−ｉｌ’）に、それぞれ置き換えて式（２８）が得られる。更に式（８）を考慮して、式（２９）が得られる。

このようにして得られた整流デューティｄｒｅｃ’’、放電デューティｄｃ’’を用いて式（１９）と同様に計算して、式（３０）が得られる。つまり整流デューティｄｒｅｃ’’及び放電デューティｄｃ’’を採用することにより直流電圧Ｖｄｃを一定にする制御が可能であることが判る。

但し図８や図１２を用いて説明されたように、零デューティｄｚ’’を１−ｄｒｅｃ’’−ｄｃ’’で設定すれば、ｄｚ’’＜０となる位相の領域が存在してしまう。図１７は図１２を用いた説明と諸元の値を揃えて、整流デューティｄｒｅｃ’’、放電デューティｄｃ’’をそれぞれ式（２７），（２９）で設定し、零デューティｄｚ’’を１−ｄｒｅｃ’’−ｄｃ’’で設定した場合の諸量を示すグラフである。ｄｚ’’＜０となる位相の領域が存在することがわかる。

図１８は図１３を用いた説明と諸元の値を揃えて、整流デューティｄｒｅｃ’’、放電デューティｄｃ’’をそれぞれ式（２７），（２９）で設定し、零デューティｄｚ’’を１−ｄｒｅｃ’’−ｄｃ’’で設定し、１−ｄｒｅｃ’’−ｄｃ’’＜０となる位相においてのみ、ｄｚ’’＝０，ｄｒｅｃ’’＝１−ｄｃ’’に修正した場合の諸量を示すグラフである。

図１２に示された零デューティｄｚ’と比較して、図１７に示された零デューティｄｚ’’は、その値が負であるときの絶対値が小さい。よって図１３で示された場合と比較して、図１８で示された場合の方が、直流電圧Ｖｄｃの最小値は大きい。具体的にはｄｚ’’＞０となる領域では直流電圧Ｖｄｃは０．８６Ｖｍの一定値をとり、ｄｚ’’＝０において直流電圧Ｖｄｃの最小値は０．８４Ｖｍである（図１３で示された場合では、直流電圧Ｖｄｃの最小値は０．７２Ｖｍ）。

整流デューティｄｒｅｃ’’、放電デューティｄｃ’’、ｄｚ’’＝１−ｄｒｅｃ’’−ｄｃ’’を全ての位相で維持しつつ、図１４と同様に直流電圧Ｖｄｃを小さくしてこれを一定にすることができる。図１９は図１７と同様にして整流デューティｄｒｅｃ’’、放電デューティｄｃ’’、零デューティｄｚ’’を設定した場合の諸量を示すグラフである。Ｖｄｃ＝０．８２Ｖｍに設定することにより、零デューティｄｚ’’の最小値を正値ではなく０にすることができる。つまり、図１４に示された場合（Ｖｄｃ＝０．６９Ｖｍ）と比較して、一定にできる直流電圧Ｖｄｃの最大値が大きい。

以上のように、インダクタンスＬを小さくしてリアクトルＬ４を小型化し、これに伴うリアクトル電流ｉｌの高調波成分を抑制することで、入力電流Ｉｉｎの高調波を低減し、かつ入力電流Ｉｉｎの波形の正弦波からの歪みを許容しつつ、インバータ５が電力変換に利用できる直流電圧Ｖｄｃが高められる。

インダクタンスＬを小さくするとリアクトル電流ｉｌの５次以上の高調波成分も増大する。よって補正量ｉｌ’として他の高調波成分をも採用することが望ましい場合がある。

図２０はリアクトル電流ｉｌの、単相交流電圧Ｖｉｎの半周期分での波形を示すグラフであり、具体的には位相ωｔが０〜１８０度のときの波形を示すグラフである。位相ωｔが１８０〜３６０度のときにもリアクトル電流ｉｌは同一の波形を示す。

ここでも図１５を用いて説明された場合と同様に１．８４ｋＷの電力（電圧実効値２３０Ｖ、電流実効値８Ａ）を採用するが、インダクタンスＬを１８ｍＨとし、図１５を用いて説明された場合よりもインダクタンスＬを小さく設定した。リアクトル電流ｉｌの振幅は、入力電流Ｉｉｎの振幅Ｉｍを√２として換算した。

導通開始位相が３６度であることにより、スイッチＳｌが導通から非導通へと移行する位相は約６１（３６０×０．１７）度となり、この位相でリアクトル電流ｉｌは最大値をとり、約１４１（３６０×０．３９４）度でリアクトル電流ｉｌは０となる。

例えば、規格IEC61000-3-2では、定格電圧２３０Ｖとの条件下で、３次高調波成分、７次高調波成分、１１次高調波成分を、それぞれ実効値２．３０Ａ，０．７７Ａ，０．３３Ａまで許容する。他方、図２０に示されたリアクトル電流ｉｌは、電圧実効値が２３０Ｖのときに、実効値３．６６Ａの３次高調波成分、実効値１．１７Ａの７次高調波成分、実効値０．３８Ａの１１次高調波成分をそれぞれ含み、他の次数の高調波成分は規格IEC61000-3-2の許容範囲にある。

よって補正量ｉｌ’としては、１．３６（＝３．６６−２．３０）Ａの３次高調波成分と、０．４０（＝１．１７−０．７７）Ａの７次高調波成分と、０．０５（＝０．３８−０．３３）Ａの１１次高調波成分との和を採用する。

図２１は、上述の様にリアクトル電流ｉｌから補正量ｉｌ’を減算したときの入力電流Ｉｉｎの波形を示すグラフである。但し、Ｖｃ＝１．１４Ｖｍに設定し、振幅Ｖｍを１とし、補正量ｉｌ’を減算する前の入力電流Ｉｉｎの振幅Ｉｍを√２とした。補正量ｉｌ’の減算により、入力電流ｌｉｎの高調波成分は、規格IEC61000-3-2の許容範囲となる。

図２２は、図１８を用いた説明とインダクタンスＬ以外の諸元の値を揃えて、整流デューティｄｒｅｃ’’、放電デューティｄｃ’’をそれぞれ式（２７），（２９）で設定し、零デューティｄｚ’’を１−ｄｒｅｃ’’−ｄｃ’’で設定し、１−ｄｒｅｃ’’−ｄｃ’’＜０となる位相においてのみ、ｄｚ’’＝０、ｄｒｅｃ’’＝１−ｄｃ’’に修正した場合の諸量を示すグラフである。

ｄｚ’’＞０となる領域では直流電圧Ｖｄｃは０．８６Ｖｍの一定値をとり、ｄｚ’’＝０において直流電圧Ｖｄｃの最小値は０．８１Ｖｍである。これはインダクタンスＬが２８ｍＨである場合（図１８を用いて説明された場合）の当該最小値０．８４Ｖｍよりも低い。

図２３は、Ｖｄｃ＝０．７８Ｖｍに設定した場合の諸量を示すグラフである。このような設定によって零デューティｄｚ’’の最小値を正値ではなく０にすることができる。つまり、整流デューティｄｒｅｃ’’、放電デューティｄｃ’’、零デューティｄｚ’’を採用すれば、インダクタンスＬが１８ｍＨ程度に小さくても、インダクタンスＬが５１ｍＨ程度であって整流デューティｄｒｅｃ’、放電デューティｄｃ’、零デューティｄｚ’を採用する場合（図１０参照：Ｖｄｃ＝０．７６Ｖｍ）よりも、一定となる直流電圧Ｖｄｃの最大値を高めることができる。しかも入力電流Ｉｉｎの高調波成分を規格の許容範囲とすることができる。

式（１２）、（２７）の類似性から、式（７）を考慮して、整流デューティｄｒｅｃ’，ｄｒｅｃ’’を次のように纏めることができる：
整流デューティ（ｄｒｅｃ’，ｄｒｅｃ’’）は、
振幅Ｖｍに対する直流電圧Ｖｄｃの比Ｖｄｃ／Ｖｍと、位相ωｔの正弦値の絶対値｜sin（ωｔ）｜との積（Ｖｄｃ／Ｖｍ）・｜sin（ωｔ）｜；及び
“電流”（ｉｌ，ｉｌ’）の直流電流Ｉｄｃに対する比（ｉｌ／Ｉｄｃ，ｉｌ’／Ｉｄｃ）に基づいて設定される。

上記の積は原整流デューティｄｒｅｃを示す（式（７）参照）。上記の"電流"は、整流デューティｄｒｅｃ’についてはリアクトル電流ｉｌであり、整流デューティｄｒｅｃ’’については補正量ｉｌ’である。補正量ｉｌ’は低減すべき次数の高調波成分の低減量である。

そして整流デューティｄｒｅｃ’は積（Ｖｄｃ／Ｖｍ）・｜sin（ωｔ）｜の二倍から比ｉｌ／Ｉｄｃを差し引いた値をとる（式（１３）参照）。整流デューティｄｒｅｃ’’は積（Ｖｄｃ／Ｖｍ）・｜sin（ωｔ）｜に比ｉｌ’／Ｉｄｃを加えた値をとる（式（２７）参照）。

放電デューティｄｃ’については式（１６）に基づいて次の様に表現することができる：
コンデンサＣ４の両端電圧Ｖｃ（これは指令値Ｖｃ＊に正確に追従する）に対する直流電圧Ｖｄｃの比Ｖｄｃ／Ｖｃと、位相ωｔの二倍の値の余弦値cos（２ωｔ）との積（Ｖｄｃ／Ｖｃ）・cos（２ωｔ）；及び
両端電圧Ｖｃに対する振幅Ｖｍの比Ｖｍ／Ｖｃと、比ｉｌ／Ｉｄｃと、絶対値｜sin（ωｔ）｜との積（Ｖｍ／Ｖｃ）・（ｉｌ／Ｉｄｃ）・｜sin（ωｔ）｜
に基づいて設定される。具体的には、放電デューティｄｃ’の値はこれら二つの積の和に等しい。

放電デューティｄｃ’’については式（２９）に基づいて次の様に表現することができる：
コンデンサＣ４の両端電圧Ｖｃ（これは指令値Ｖｃ＊に正確に追従する）に対する直流電圧Ｖｄｃの比Ｖｄｃ／Ｖｃと、位相ωｔの余弦値の二乗cos^２（ωｔ）との第１の積（Ｖｄｃ／Ｖｃ）・cos^２（ωｔ）；及び
両端電圧Ｖｃに対する振幅Ｖｍの比Ｖｍ／Ｖｃと、比ｉｌ’／Ｉｄｃと、絶対値｜sin（ωｔ）｜との第２の積（Ｖｍ／Ｖｃ）・（ｉｌ’／Ｉｄｃ）・｜sin（ωｔ）｜
に基づいて設定される。具体的には、放電デューティｄｃ’’の値は第１の積から第２の積を差し引いた値をとる。第１の積は原放電デューティを示す（式（８）参照）。

上述の整流デューティｄｒｅｃ’，ｄｒｅｃ’’、放電デューティｄｃ’，ｄｃ’’のいずれの導出においても、リアクトル電流ｉｌの歪みは簡易スイッチングに由来することを前提としてはいない。よって整流デューティｄｒｅｃ’，ｄｒｅｃ’’、放電デューティｄｃ’，ｄｃ’’を用いた技術は、簡易スイッチングを前提とするものではないことは明白である。

(h-4)補正量ｉｌ’を得るための構成例．
図２４は、整流デューティｄｒｅｃ’’、放電デューティｄｃ’’を得るための放電制御部１０２の第１の構成及びその近傍を例示するブロック図である。かかる放電制御部１０２も、図２に示されたインバータ制御部１０１、充電制御部１０３と共に、制御装置１０を構成する。

図２４において放電制御部１０２は、図２を用いて説明されたデューティ演算部１０２１、比較器１０２２、デューティ補正部１０２３、リンク電流演算部１０２４に加え、補正量生成部１０２５を備える。但しデューティ補正部１０２３は、式（２７），（２９）（特にそれぞれの最初の等式）に従って原整流デューティｄｒｅｃ、原放電デューティｄｃから、それぞれ整流デューティｄｒｅｃ’’、放電デューティｄｃ’’を得る。

図２５は補正量生成部１０２５の構成を例示するブロック図である。補正量生成部１０２５は、入力電流推定部１０２５ａと、補正高調波テーブル１０２５ｂとを有する。入力電流推定部１０２５ａは出力電力Ｐｏｕｔ、振幅Ｖｍ、及び位相ωｔに基づいて、入力電流Ｉｉｎの推定値Ｉｓを求める。例えば次式を採用することができる。

補正高調波テーブル１０２５ｂは、入力電流Ｉｉｎと高調波成分の規制量との関係を示すテーブルを格納し、推定値Ｉｓを入力電流Ｉｉｎに採用して当該テーブルを検索し、対応する補正量ｉｌ’を出力する。

つまり、この第１の構成においては、入力電流Ｉｉｎの歪みに基づいて補正量ｉｌ’を求める。よって第１の構成では制御装置１０にはリアクトル電流ｉｌは不要である。

図２６は、整流デューティｄｒｅｃ’’、放電デューティｄｃ’’を得るための放電制御部１０２の第２の構成及びその近傍を例示するブロック図である。かかる放電制御部１０２も、図２に示されたインバータ制御部１０１、充電制御部１０３と共に、制御装置１０を構成する。

図２６において放電制御部１０２は、図２を用いて説明されたデューティ演算部１０２１、比較器１０２２、デューティ補正部１０２３、リンク電流演算部１０２４に加え、補正量生成部１０２６を備える。但しデューティ補正部１０２３は、式（２７），（２９）（特にそれぞれの最初の等式）に従って整流デューティｄｒｅｃ’’、放電デューティｄｃ’’を得る。

図２７は補正量生成部１０２６の構成を例示するブロック図である。補正量生成部１０２６はＦＦＴ演算部１０２６ａと、補正高調波選択部１０２６ｂと、逆ＦＦＴ演算部１０２６ｃとを有する。ＦＦＴ演算部１０２６ａはリアクトル電流ｉｌに対して高速フーリエ変換を行って、そのｎ次周波数の成分毎の振幅Ｉｌｈ（ｎ）を求める。補正高調波選択部１０２６ｂは、次数毎に設定された上限を超える高調波の次数を選択する。そして選択された次数（以下、α次として示す）について、α次高調波成分の振幅Ｉｌｈ（α）が、α次高調波について設定された上限を超える量を、α次高調波の補正量Ｉｌ’（α）として求める。選択されなかった次数の補正量Ｉｌ’（β）（β≠α）は０とされる。逆ＦＦＴ演算部１０２６ｃは補正量Ｉｌ’（ｎ）あるいは補正量Ｉｌ’（α）を用いて逆高速フーリエ変換を行って、補正量ｉｌ’を求める。

つまり、この第２の構成においては、リアクトル電流ｉｌの歪み（図１５、図２０参照）に基づいて補正量ｉｌ’を求める。

Ｉ．変形．
(i-1)第１の変形．
図２８は電力変換装置の第１の変形として、コンバータ３をダイオードブリッジ３ａ，３ｂに置換した場合の、それらの近傍のみを示す回路図である。かかる構成それ自体は例えば非特許文献１によって公知である。

ダイオードブリッジ３ａは、上記実施の形態で説明されたコンバータ３と同様に、ダイオードＤ３１，Ｄ３２，Ｄ３３，Ｄ３４を有し、これらがブリッジ回路を構成する。ダイオードブリッジ３ｂはダイオードＤ３５，Ｄ３６，Ｄ３２，Ｄ３４を有し、これらがブリッジ回路を構成する。つまりダイオードブリッジ３ａ，３ｂはダイオードＤ３２，Ｄ３４を共有する。

また当該変形では上記実施の形態で示された直流電源線ＬＨが、二本の直流電源線ＬＨ１，ＬＨ２に置換される。他方、直流電源線ＬＬは、上記実施の形態と同様に、ダイオードＤ３２，Ｄ３４のアノードと、リアクトルＬ４とは反対側でスイッチＳｌと、スイッチＳｃとは反対側でコンデンサＣ４と、インバータ５とにそれぞれ接続される。

直流電源線ＬＨ１は、直流電源線ＬＨと同様に、ダイオードＤ３１，Ｄ３３のカソードが共通に接続され、コンデンサＣ４とは反対側でスイッチＳｃとインバータ５とに接続される。直流電源線ＬＨ２には、ダイオードＤ３５，Ｄ３６のカソードが共通に接続され、スイッチＳｌとは反対側でリアクトルＬ４に接続される。

従って、直流電源線ＬＨ１に対する、ダイオードブリッジ３ａ及び放電回路４ａからの電力の授与は、上記実施の形態における直流電源線ＬＨに対する、コンバータ３及び放電回路４ａからの電力の授与と同等である。また、直流電源線ＬＨ２からの、ダイオードブリッジ３ｂを介した充電回路４ｂへの電力の授与（充電回路４ｂによる電力の受納）は、上記実施の形態における直流電源線ＬＨからの、コンバータ３を介した充電回路４ｂへの電力の授与（充電回路４ｂによる電力の受納）と同等である。

このように電力の授与と受納の経路が異なるので、第１の変形では上記実施の形態で示された電流阻止回路４ｃは不要となる。

(i-2)第２の変形．
電流阻止回路４ｃは、放電回路４ａからコンバータ３へ向かう電流を阻止する機能も有する。よって、フィルタ２をコンバータ３と電流阻止回路４ｃとの間に配置することができる。

図２９及び図３０は電力変換装置において、フィルタ２をコンバータ３と電流阻止回路４ｃとの間に配置した場合の、インバータ５よりも単相交流電源１側の構成を示す回路図である。

図２９に示される構成は、リアクトルＬ２がコンバータ３と、リアクトルＬ４との間に介在する。かかる構成は、例えば非特許文献１によって公知である。

図３０に示される構成は、リアクトルＬ４がリアクトルＬ２のコンバータ３側の端に接続されている。換言すれば、フィルタ２はコンバータ３と電流阻止回路４ｃとの間に配置されてはいるが、充電回路４ｂに含めて考えることもできる。

具体的にはリアクトルＬ２は、リアクトルＬ４に関してコンバータ３と反対側で直流電源線ＬＨ上に設けられる。コンデンサＣ２はリアクトルＬ２に関してコンバータ３と反対側で直流電源線ＬＨ，ＬＬの間に接続され、リアクトルＬ２と共にフィルタを構成する。

このように、リアクトルＬ４の、ダイオードＤ４０とは反対側の端を、リアクトルＬ２よりもコンバータ３側に接続しても、インバータ５のスイッチング動作による高調波が単相交流電源１へ伝播しないことは明白である。

３ コンバータ
４ 電力バッファ回路
４ａ 放電回路
４ｂ 充電回路
５ インバータ
７ 直流リンク
１０ 制御装置
１０１ インバータ制御部
１０２１ デューティ演算部
１０２３ デューティ補正部
１０２５，１０２６ 補正量生成部
１０３１ スイッチ制御信号生成部
Ｃ４ コンデンサ
Ｄ４０ ダイオード
Ｌ４ リアクトル
ＬＨ，ＬＨ１，ＬＨ２，ＬＬ 直流電源線
Ｓｃ，Ｓｌ トランジスタ

Claims (7)

1. 直接形電力変換器を制御する制御装置（１０）であって、
   前記直接形電力変換器は、
   第１直流電源線（ＬＨ；ＬＨ１，ＬＨ２）及び第２直流電源線を含む直流リンク（７）と、
   単相交流電圧（Ｖｉｎ）を入力し、前記直流リンクに脈動電力（Ｐｉｎ）を出力するコンバータ（３）と、
   前記直流リンクの間で電力（Ｐｃ，Ｐｌ）を授受する電力バッファ回路（４）と
   前記第１直流電源線と前記第２直流電源線との間の直流電圧を交流電圧に変換するインバータ（５）と
   を備え、
   前記コンバータ（３）は、前記単相交流電圧（Ｖｉｎ）を全波整流して得られる整流電圧（Ｖｒｅｃ）を、前記第１直流電源線（ＬＨ；ＬＨ１，ＬＨ２）を前記第２直流電源線（ＬＬ）よりも高電位として前記直流リンク（７）に印加し、
   前記制御装置は、
   前記コンバータから前記直流リンクに第１電流（ｉｒｅｃ１）が流れるデューティである整流デューティ（ｄｒｅｃ’，ｄｒｅｃ’’）と、前記電力バッファ回路から前記直流リンクに第２電流（ｉｃ）が流れるデューティである放電デューティ（ｄｃ’，ｄｃ’’）とを生成するデューティ生成部（１０２１，１０２３）と、
   前記整流デューティ及び前記放電デューティと、前記インバータが出力する電圧の指令値（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊）とに基づいて、前記インバータの動作を制御するインバータ制御信号（ＳＳｕｐ，ＳＳｖｐ，ＳＳｗｐ，ＳＳｕｎ，ＳＳｖｎ，ＳＳｗｎ）を出力するインバータ制御部（１０１）と
   を備え、
   前記整流デューティは、前記交流電圧の振幅（Ｖｍ）に対する所定電圧（Ｖｄｃ）の第１比（Ｖｄｃ／Ｖｍ）と前記交流電圧の位相（ωｔ）の正弦値の絶対値（｜sin（ωｔ）｜）との積、及び第３電流（ｉｌ，ｉｌ’）の前記インバータに流れる直流電流（Ｉｄｃ）に対する第２比（ｉｌ／Ｉｄｃ，ｉｌ’／Ｉｄｃ）に基づいて設定され、
   前記第３電流は前記直流リンクから前記電力バッファ回路に入力する第４電流（ｉｌ）もしくは前記第４電流の高調波成分の低減量（ｉｌ’）である、直接形電力変換器用の制御装置。
2. 前記コンバータ（３）は、前記単相交流電圧（Ｖｉｎ）を全波整流して得られる整流電圧（Ｖｒｅｃ）を、前記第１直流電源線（ＬＨ；ＬＨ１，ＬＨ２）を前記第２直流電源線（ＬＬ）よりも高電位として前記直流リンク（７）に印加し、
   前記第３電流は前記第４電流（ｉｌ）であり、
   前記電力バッファ回路（４）は、
   コンデンサ（Ｃ４）と、前記コンデンサに対して前記第１直流電源線側で前記第１直流電源線と前記第２直流電源線との間で前記コンデンサに対して直列に接続された第１スイッチ（Ｓｃ，Ｄ４２）とを有する放電回路（４ａ）と、
   前記コンデンサを充電する充電回路（４ｂ）と
   を含み、
   前記制御装置は、
   前記放電デューティ（ｄｃ’）に基づいて前記第１スイッチを導通させる放電スイッチ信号（ＳＳｃ）を出力し、
   前記放電デューティは、前記コンデンサの両端電圧（Ｖｃ，Ｖｃ＊）に対する前記所定電圧（Ｖｄｃ）の第３比（Ｖｄｃ／Ｖｃ）と前記交流電圧の位相（ωｔ）の二倍の値の余弦値（cos（２ωｔ））との積、及び前記両端電圧に対する前記振幅（Ｖｍ）の第４比（Ｖｍ／Ｖｃ）と前記第２比（ｉｌ／Ｉｄｃ）と前記正弦値の前記絶対値（｜sin（ωｔ）｜）との積とに基づいて設定される、請求項１記載の直接形電力変換器用の制御装置。
3. 前記コンバータ（３）は、前記単相交流電圧（Ｖｉｎ）を全波整流して得られる整流電圧（Ｖｒｅｃ）を、前記第１直流電源線（ＬＨ；ＬＨ１，ＬＨ２）を前記第２直流電源線（ＬＬ）よりも高電位として前記直流リンク（７）に印加し、
   前記第３電流は前記第４電流（ｉｌ）の前記高調波成分の前記低減量（ｉｌ’）であり、
   前記電力バッファ回路（４）は、
   コンデンサ（Ｃ４）と、前記コンデンサに対して前記第１直流電源線側で前記第１直流電源線と前記第２直流電源線との間で前記コンデンサに対して直列に接続された第１スイッチ（Ｓｃ，Ｄ４２）とを有する放電回路（４ａ）と、
   前記コンデンサを充電する充電回路（４ｂ）と
   を含み、
   前記制御装置は、
   前記放電デューティ（ｄｃ’’）に基づいて前記第１スイッチを導通させる放電スイッチ信号（ＳＳｃ）を出力し、
   前記放電デューティは、前記コンデンサの両端電圧（Ｖｃ，Ｖｃ＊）に対する前記所定電圧（Ｖｄｃ）の第３比（Ｖｄｃ／Ｖｃ）と前記交流電圧の位相（ωｔ）の余弦値の二乗（cos^２（ωｔ））との積、及び前記両端電圧に対する前記振幅（Ｖｍ）の第４比（Ｖｍ／Ｖｃ）と前記第２比（ｉｌ’／Ｉｄｃ）と前記正弦値の前記絶対値（｜sin（ωｔ）｜）との積とに基づいて設定される、請求項１記載の直接形電力変換器用の制御装置。
4. 前記制御装置（１０）は、
   前記コンバータ（３）に入力する入力電流（Ｉｉｎ）の高調波成分に基づいて前記低減量（ｉｌ’）を得る補正量生成部（１０２５）
   を更に備える、請求項３記載の直接形電力変換器用の制御装置。
5. 前記制御装置（１０）は、
   前記第４電流（ｉｌ）の前記高調波成分に基づいて前記低減量（ｉｌ’）を得る補正量生成部（１０２６）
   を更に備える、請求項３記載の直接形電力変換器用の制御装置。
6. 前記デューティ生成部は、
   前記第１比（Ｖｄｃ／Ｖｍ）と前記正弦値の前記絶対値（｜sin（ωｔ）｜）との積である原整流デューティ（ｄｒｅｃ）と、前記第３比（Ｖｄｃ／Ｖｃ）と前記交流電圧の位相（ωｔ）の余弦値の二乗（cos^２（ωｔ））との積である原放電デューティ（ｄｃ）とを得るデューティ演算部（１０２１）と、
   前記第２比（ｉｌ／Ｉｄｃ，ｉｌ’／Ｉｄｃ）に基づく補正によって、前記原整流デューティから前記整流デューティ（ｄｒｅｃ’，ｄｒｅｃ’’）を、前記原放電デューティから前記放電デューティ（ｄｃ’，ｄｃ’’）を、それぞれ得るデューティ補正部（１０２３）と
   を有する、請求項２〜請求項５のいずれか一つに記載の直接形電力変換器用の制御装置。
7. 前記充電回路（４ｂ）は、
   前記コンデンサ（Ｃ４）に接続されたカソードと、アノードとを含むダイオード（Ｄ４０）と、
   前記第１直流電源線（ＬＨ；ＬＨ１，ＬＨ２）と前記アノードとの間に接続されるリアクトル（Ｌ４）と、
   前記第２直流電源線（ＬＬ）と前記アノードとの間に接続される第２スイッチ（Ｓｌ，Ｄ４１）と
   を有し、
   前記第２スイッチに、前記整流電圧（Ｖｒｅｃ）の一周期においてオン、オフを一回ずつ行わせる制御信号（ＳＳｌ）を生成するスイッチ制御信号生成部（１０３１）
   を更に備える、請求項２〜請求項６のいずれか一つに記載の直接形電力変換器用の制御装置。

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