JP3699663B2 - インバータ制御方法およびその装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明はインバータ制御方法およびその装置に関し、さらに詳細にいえば、単相整流回路と３相インバータとを含み、単相整流回路の出力電圧が電源周波数の２倍周波で大きく脈動するように、単相整流回路の出力端子間に接続されるコンデンサの容量を設定し、３相インバータの出力電圧または出力電流をモータに供給すべく３相インバータを制御するための方法およびその装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来から知られているように、インバータ回路はトランジスタのスイッチング制御により直流電源を可変周波数、可変電圧の交流電力に高効率に変換する回路である。
【０００３】
そして、インバータ回路は、例えば、モータの回転数やトルクを制御する必要のある家電機器や産業機器に広く応用されている。
【０００４】
また、一般には、交流電源を直流電源に変換するために回路構成が簡単なダイオードブリッジ回路が採用され、整流後の電圧リプルを除去するために大容量の平滑用コンデンサが使用されている。
【０００５】
そして、この場合には、電源側の力率低下や高調波の増大などの不都合が発生するため、このような不都合の発生を防止し、もしくは抑制するために、ダイオードブリッジ回路の入力側もしくは直流側にインダクタンスの大きな力率改善リアクトルを接続する（図１８参照）。
【０００６】
また、最近では、電源力率や電源高調波に対する特性の高性能化を目的として、スイッチングトランジスタおよびダイオードなどからなるチョッパをダイオードブリッジ回路の直流側に設けることが提案されている（図２０参照）。
【０００７】
このようなインバータ回路を採用した場合には、大容量の平滑用コンデンサ、力率改善リアクトルが必要であり、これらを採用することに伴ってサイズが大型化し、しかもコストアップを招いてしまうという不都合がある。
【０００８】
また、電源高調波特性の高性能化を達成するためにはチョッパ回路が必要であり、さらなるコストアップを招いてしまうという不都合がある。
【０００９】
さらに、大容量の平滑用コンデンサとしては一般的に電解コンデンサが採用されるので、電解コンデンサの寿命が短いことに起因してダイオードブリッジ回路を含むインバータ回路の寿命が短くなり、しかも電解コンデンサの温度特性に起因してダイオードブリッジ回路を含むインバータ回路の使用環境が制約されるという不都合がある。
【００１０】
このような不都合を解消するために、整流部の大容量な平滑用コンデンサを省略し、ｄ軸電流を電源周波数の２倍周波で変化させ、弱め界磁制御によりモータ端子電圧を低下させ、これにより、直流電圧が脈動し、大きく低下した場合にも、モータ電流を流し込めるようにし、インバータ入力（整流回路入力）の電流通電幅を広げることによって、高入力力率化、および電源高調波特性の高性能化を達成するようにしたインバータ制御方法（「高入力力率のダイオード整流回路を持つＰＭモータのインバータ制御法」、高橋勲、平成１２年電気学会全国大会、ｐ１５９１参照、以下、論文１と略称する）が提案されている。
【００１１】
この方法を採用すれば、整流回路に接続されたインバータ出力を所望の波形に制御することにより、整流回路の入力力率を向上でき、さらには、電源高調波の低減も期待でき、従来これらを達成するために必要とされていた大容量電解コンデンサ、リアクトル、チョッパを不要にすることができる。
【００１２】
また、論文１をベースとした制御方法として、例えば、「ＩＰＭモータの弱め界磁を利用した高効率インバータ制御方法」、芳賀仁、高橋勲、平成１３年電気学会全国大会、ｐ．１２１４（以下、論文２と略称する）も提案されている。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
図１８の構成のインバータ回路を採用した場合には、ダイオードブリッジ整流回路により交流電源を整流し、これを大容量な電解コンデンサ（例えば、モータ容量２．２ｋＷでは２０００μＦ程度）により平滑している。そして、この平滑出力はモータ駆動用のインバータに供給される。
【００１４】
また、家庭用機器にインバータ回路を採用する場合には、力率改善のために、整流回路とコンデンサとの間、もしくは交流電源と整流回路との間にリアクトル（コンデンサ容量が２０００μＦの場合、３．５ｍＨ程度）が接続される。
【００１５】
図１９は図１８のインバータ回路の直流電圧（電解コンデンサ両端電圧）Ｖdc、電源電流（交流電源から整流回路に流れ込む電流）ｉ1、整流回路により整流されて得られる電源電圧の絶対値｜ｖ1｜、電源電流ｉ1の基本波成分を示す図である。ただし、電源電圧の絶対値｜ｖ1｜、電源電流ｉ1の基本波成分は直接的にインバータ回路から測定できるものではない。
【００１６】
また、図１９中Φは電源電圧ｖ1と電源電流ｉ1の基本波との間の位相差、すなわち力率を示している。
【００１７】
図１８のインバータ回路の力率ｃｏｓΦは最大８０％程度（Φ＝３７°）と低い。また、図１９に示すように、交流電圧の絶対値｜ｖ1｜の振幅が平滑された電解コンデンサ両端電圧ｖdcを越えた場合に、整流回路のダイオードがオン動作し、電源電流ｉ1が流れ込むため、電源電流ｉ1の波形が歪み、そして、図示していないが、電源電流ｉ1の調波解析により得られる低次高調波（３次、５次、７次など）成分の振幅が特に大きい。そして、低次高調波を除去するフィルタ回路には、インダクタンス値の大きなリアクトルなどが必要となり、コストアップやインバータ装置全体のサイズを大型化するなどの不都合がある。
【００１８】
図２０のインバータ回路は、トランジスタＴcおよびダイオードＤcを含むチョッパ回路をさらに接続してなるものであり、このトランジスタＴcをオン制御することによって、図１８のインバータ回路では電源電流ｉ1が流れ込まなかった期間（電解コンデンサ両端電圧ｖdcが交流電圧の絶対値｜ｖ1｜の振幅より大きい期間）についても電流を流し込める。そして、トランジスタＴcのオンデューティーを適切に制御することで電源電流ｉ1を正弦波状にすることができる。なお、コンデンサからトランジスタＴc側への電流逆流はダイオードＤcにより防止される。
【００１９】
しかし、図２０のインバータ回路は、図１８のインバータ回路と比較して、トランジスタＴcおよびダイオードＤcのみならず、トランジスタＴcを制御する回路が必要になるので、特にコストが重視される家電機器での採用が困難になってしまう。
【００２０】
図２１はこれらの不都合を解消するために論文１で示されたインバータ回路を示す図である。
【００２１】
図２１のインバータ回路が図１８のインバータ回路と異なる点は、大容量電解コンデンサに代えて、小容量のコンデンサ（例えば、１／１００程度の容量のコンデンサ）を採用した点のみである。
【００２２】
図２１のインバータ回路（以下、これをコンデンサレスインバータ回路と称する）を採用した場合には、コンデンサの容量が極めて小さいため、インバータを介してモータに流れる電流を適切に制御すると、図２２に示すように、ほぼ電源電圧の絶対値｜ｖ1｜に沿って、Ｖmax（電源電圧ｖ1の最大値）からモータが発生する誘起電圧に対応して定まるＶminまで変動する。ここで、Ｖminはモータの界磁制御により調整することができる。
【００２３】
この結果、電源電流ｉ1の波形歪みは図１９の場合と比較して小さくなる。
【００２４】
電源電流ｉ1の流れる期間をθとすると、力率ｃｏｓΦは、数１により算出できる。
【００２５】
【数１】
【００２６】
数１から、Ｖmax／Ｖmin｛＝ｃｏｓ（θ／２）｝＞２の場合、力率（ｃｏｓΦ）は９７％以上になる。
【００２７】
図２３は、図２１のインバータ回路によりＩＰＭモータを制御し、所望の性能を得るために論文２で示された制御方法を実施するためのインバータ制御装置の構成を示すブロック図である。
【００２８】
このインバータ制御装置は、速度指令ωm＊とモータ実速度ωmとの偏差を入力としてＰＩ演算（比例・積分演算）を行って値｜ｉq＊｜を出力するＰＩ演算部１１１と、電源電圧Ｖ1を入力として、これに同期した信号ｓｉｎ2θ1を出力するｓｉｎ2θ1発生部１１２と、信号ｓｉｎ2θ1と値｜ｉq＊｜との積をとり、ｑ軸電流指令ｉq＊として出力する乗算器１１３とを含むｑ軸電流指令演算部１１０を有している。
【００２９】
そして、直流電圧ｖdc、ｑ軸電流ｉq、モータ実速度ωmを入力として数２の演算を行ってｄ軸電流指令ｉd＊を出力するｉｄ＊演算部１１４と、ｄｑ軸電流指令ｉd＊、ｉq＊とｄｑ軸実電流ｉd、ｉqとの偏差を入力としてＰＩ演算を行って第１のｄｑ軸電圧指令ｖd＊’、ｖq＊’を出力するｄ軸用、ｑ軸用のＰＩ演算部１１５、１１６と、第１のｄｑ軸電圧指令ｖd＊’、ｖq＊’を入力として数３の演算を行って第２のｄｑ軸電圧指令ｖd＊、ｖq＊を出力する非干渉制御部１１７とを有している。なお、λaは速度起電圧定数、Ｌdはｄ軸インダクタンス、Ｌqはｑ軸インダクタンス、ｎは極対数である。
【００３０】
【数２】
【００３１】
【数３】
【００３２】
図２３に示すインバータ制御装置を採用すれば、ｑ軸電流をｉq＊・ｓｉｎ2θ1と制御することで、図２２に示す電源電流ｉ1を得ることができると考えられていた。
【００３３】
図２４は、モータの界磁制御により直流電圧（コンデンサ両端電圧）ｖdcをＶmaxから０に制御した場合の波形を示す図である。便宜上、位相θ2を、直流電圧ｖdcの最大値をとる位相を０°（３６０°）としてフーリエ変換を行うと、数４となる。
【００３４】
【数４】
【００３５】
また、直流電圧ｖdcの交流成分によりコンデンサに流れる電流振幅の大きさは数５となる。
【００３６】
【数５】
【００３７】
さて、Ｖmax＝２８３Ｖ（電源電圧実効値＝２００Ｖ、電源周波数５０Ｈｚ）の場合、電源周波数の２倍周波数成分（数４のｎ＝１）の振幅Ｖdch1は１２０Ｖになる。
【００３８】
また、コンデンサ容量を従来の１／１００の２０μＦに選ぶと、数５からその電流の大きさは、｜ｉch1｜＝１．５Ａとなる。そして、位相は図２４に示すとおりとなる。
【００３９】
図２５は、論文２で考えられていた理想的な制御波形（直流電圧ｖdcを０からＶmaxで調整できたときの電源電流ｉ1）と、コンデンサ電流ｉch1と、論文２の制御のみを行った場合、すなわち、コンデンサ電流ｉch1の補償がない場合に得られる電源電流波形の歪みを示している。なお、実際にはｉch2、ｉch3、・・・も流れるが、ここでは便宜上、図示を省略している。
【００４０】
すなわち、図２１のインバータ制御装置では、直流電圧ｖdcが大きく脈動し、振幅の大きな交流成分を含むため、電源から単相整流回路を介してコンデンサに流れ込む電流ｉch1、ｉch2、ｉch3、・・・が生じ、電源電流波形を歪ませてしまう。
【００４１】
したがって、このコンデンサ電流を補償しなければ、電源電流（入力電流）ｉ1の高調波を少なく制御する（理想的には正弦波となるように制御する）ことができないという不都合があった。
【００４２】
【発明の目的】
この発明は上記の問題点に鑑みてなされたものであり、電源から単相整流回路を介して、コンデンサに流れ込む電流を抑制するように制御できるインバータ制御方法およびその装置を提供することを目的としている。
【００４３】
【課題を解決するための手段】
請求項１のインバータ制御方法は、単相整流回路と３相インバータとを含み、単相整流回路の出力電圧が電源周波数の２倍周波で大きく脈動するように、単相整流回路の出力端子間に接続されるコンデンサの容量を設定し、３相インバータの出力電圧または出力電流をモータに供給すべく３相インバータを制御するに当たって、電源から単相整流回路を介して、コンデンサに流れ込む電流を抑制すべく制御を行う方法である。
【００４４】
請求項２のインバータ制御方法は、電源から単相整流回路を介して、コンデンサに流れ込む電流を抑制すべくモータを制御する方法である。
【００４５】
請求項３のインバータ制御方法は、電源から単相整流回路を介して、コンデンサに流れ込む電流を抑制すべくトルクもしくはトルク分電流を制御する方法である。
【００４６】
請求項４のインバータ制御装置は、単相整流回路と３相インバータとを含み、単相整流回路の出力電圧が電源周波数の２倍周波で大きく脈動するように、単相整流回路の出力端子間に接続されるコンデンサの容量を設定し、３相インバータの出力電圧または出力電流をモータに供給すべく３相インバータを制御するものであって、電源から単相整流回路を介してコンデンサに流れ込む電流を抑制する抑制手段を含むものである。
【００４７】
請求項５のインバータ制御装置は、単相整流回路と３相インバータとを含み、単相整流回路の出力電圧が電源周波数の２倍周波で大きく脈動するように、単相整流回路の出力端子間に接続されるコンデンサの容量を設定し、３相インバータの出力電圧または出力電流をモータに供給すべく３相インバータを制御するものであって、電源から単相整流回路を介してコンデンサに流れ込む電流を抑制すべく制御を行う制御手段を含むものである。
【００４８】
請求項６のインバータ制御装置は、前記制御手段として、電源から単相整流回路を介してコンデンサに流れ込む電流を抑制すべくモータを制御するものを採用するものである。
【００４９】
請求項７のインバータ制御装置は、前記制御手段として、電源から単相整流回路を介してコンデンサに流れ込む電流を抑制すべくトルクもしくはトルク分電流を制御するものを採用するものである。
【００５０】
請求項８のインバータ制御装置は、単相整流回路と３相インバータとを含み、単相整流回路の出力電圧が電源周波数の２倍周波で大きく脈動するように、単相整流回路の出力端子間に接続されるコンデンサの容量を設定し、３相インバータの出力電圧または出力電流をモータに供給すべく３相インバータを制御するものであって、電源から単相整流回路を介してコンデンサに流れ込むコンデンサ電流を演算するコンデンサ電流演算手段と、得られたコンデンサ電流をトルク分電流から減算することによりトルク分電流を補正するトルク分電流補正手段とを含むものである。
【００５１】
請求項９のインバータ制御装置は、前記コンデンサ電流演算手段として、電源電流の調波分析演算を行うものを採用するものである。
【００５２】
請求項１０のインバータ制御装置は、前記調波分析の結果として、電源の２倍周波数の成分を採用するものである。
【００５３】
請求項１１のインバータ制御装置は、前記コンデンサ電流演算手段として、記憶したパターンに基づいてコンデンサ電流を出力するものを採用するものである。
【００５４】
請求項１２のインバータ制御装置は、記憶したパターンに基づいて出力するコンデンサ電流を直流電圧検出値に基づいて補正する補正手段をさらに含むものである。
【００５５】
請求項１３のインバータ制御装置は、前記制御手段として、トルク分電流の位相を遅れ位相に設定する位相設定手段を含むものを採用するものである。
【００５６】
【作用】
請求項１のインバータ制御方法であれば、単相整流回路と３相インバータとを含み、単相整流回路の出力電圧が電源周波数の２倍周波で大きく脈動するように、単相整流回路の出力端子間に接続されるコンデンサの容量を設定し、３相インバータの出力電圧または出力電流をモータに供給すべく３相インバータを制御するに当たって、電源から単相整流回路を介してコンデンサに流れ込む電流を抑制すべく制御を行うのであるから、電源電流の高調波を少なくすることができる。
【００５７】
請求項２のインバータ制御方法であれば、電源から単相整流回路を介してコンデンサに流れ込む電流を抑制すべくモータを制御するのであるから、モータのトルク制御、モータの速度制御などを行うことによって請求項１と同様の作用を達成することができる。
【００５８】
請求項３のインバータ制御方法であれば、電源から単相整流回路を介してコンデンサに流れ込む電流を抑制すべくトルクもしくはトルク分電流を制御するのであるから、トルクもしくはトルク分電流を制御することによって請求項１と同様の作用を達成することができる。
【００５９】
請求項４のインバータ制御装置であれば、単相整流回路と３相インバータとを含み、単相整流回路の出力電圧が電源周波数の２倍周波で大きく脈動するように、単相整流回路の出力端子間に接続されるコンデンサの容量を設定し、３相インバータの出力電圧または出力電流をモータに供給すべく３相インバータを制御するに当たって、抑制手段によって、電源から単相整流回路を介して流れ込む電流を抑制することができる。
【００６０】
したがって、電源電流の高調波を少なくすることができる。
【００６１】
請求項５のインバータ制御装置であれば、単相整流回路と３相インバータとを含み、単相整流回路の出力電圧が電源周波数の２倍周波で大きく脈動するように、単相整流回路の出力端子間に接続されるコンデンサの容量を設定し、３相インバータの出力電圧または出力電流をモータに供給すべく３相インバータを制御するに当たって、制御手段によって、電源から単相整流回路を介して流れ込む電流を抑制すべく制御を行うことができる。
【００６２】
したがって、電源電流の高調波を少なくすることができる。
【００６３】
請求項６のインバータ制御装置であれば、前記制御手段として、電源から単相整流回路を介して流れ込む電流を抑制すべくモータを制御するものを採用するのであるから、モータのトルク制御、モータの速度制御などを行うことによって請求項５と同様の作用を達成することができる。
【００６４】
請求項７のインバータ制御装置であれば、前記制御手段として、電源から単相整流回路を介して流れ込む電流を抑制すべくトルクもしくはトルク分電流を制御するものを採用するのであるから、トルクもしくはトルク分電流を制御することによって請求項５と同様の作用を達成することができる。
【００６５】
請求項８のインバータ制御装置であれば、単相整流回路と３相インバータとを含み、単相整流回路の出力電圧が電源周波数の２倍周波で大きく脈動するように、単相整流回路の出力端子間に接続されるコンデンサの容量を設定し、３相インバータの出力電圧または出力電流をモータに供給すべく３相インバータを制御するに当たって、コンデンサ電流演算手段により、電源から単相整流回路を介して流れ込むコンデンサ電流を演算し、トルク分電流補正手段により、得られたコンデンサ電流をトルク分電流から減算してトルク分電流を補正することができる。
【００６６】
したがって、コンデンサ電流を打ち消して電源電流の高調波を少なくすることができる。
【００６７】
請求項９のインバータ制御装置であれば、前記コンデンサ電流演算手段として、電源電流の調波分析演算を行うものを採用するのであるから、請求項８と同様の作用を達成することができる。
【００６８】
請求項１０のインバータ制御装置であれば、前記調波分析の結果として、電源の２倍周波数の成分を採用するのであるから、演算負荷を低減できるほか、請求項９と同様の作用を達成することができる。
【００６９】
請求項１１のインバータ制御装置であれば、前記コンデンサ電流演算手段として、記憶したパターンに基づいてコンデンサ電流を出力するものを採用するのであるから、演算負荷を低減できるほか、請求項８と同様の作用を達成することができる。
【００７０】
請求項１２のインバータ制御装置であれば、記憶したパターンに基づいて出力するコンデンサ電流を直流電圧検出値に基づいて補正する補正手段をさらに含むのであるから、コンデンサ電流を精度よく演算することができるほか、請求項１１と同様の作用を達成することができる。
【００７１】
請求項１３のインバータ制御装置であれば、前記制御手段として、トルク分電流の位相を遅れ位相に設定する位相設定手段を含むものを採用するのであるから、簡単にコンデンサ電流の補償を行うことができるほか、請求項７と同様の作用を達成することができる。
【００７２】
【発明の実施の形態】
以下、添付図面を参照して、この発明のインバータ制御方法およびその装置の実施の態様を詳細に説明する。
【００７３】
図１はこの発明のインバータ制御装置を含む制御システムを概略的に示す図である。
【００７４】
この制御システムは、交流電源１を入力とするダイオード全波整流回路（単相整流回路）２と、ダイオード全波整流回路２の出力端子間に接続された小容量コンデンサ（例えば、フィルムコンデンサ）３と、ダイオード全波整流回路２の出力電圧を入力とするインバータ（３相インバータ）４と、インバータ４の出力が固定子巻線５ａに供給されるＩＰＭモータ５と、ＩＰＭモータ５の回転子５ｂの回転位置（磁極位置）を検出する位置検出部５ｃと、モータ電流を検出するモータ電流検出部５ｄと、ダイオード全波整流回路２の入力電圧を検出する入力電圧検出部２ａと、ダイオード全波整流回路２の電源電流を検出する電源電流検出部２ｂと、ダイオード全波整流回路２の出力側における電圧を検出する直流電圧検出部２ｃと、入力電圧のゼロクロスを検出するゼロクロス検出部２ｄと、位置検出信号、モータ電流、ゼロクロス検出信号、電源電流、直流電圧、および外部から与えられる速度指令ω＊もしくはｑ軸電流振幅指令Ｉqm＊を入力として所定の制御演算を行って制御信号を出力する制御マイコン６と、制御信号を入力としてスイッチング信号を出力し、インバータ４の各スイッチングトランジスタに供給するベース駆動回路６ａとを有している。
【００７５】
先ず、図１の制御システムのコンデンサ３の容量を０に設定した場合の制御法を考える。
【００７６】
図１中のモータ効率をηM、主回路効率（整流回路とインバータとの効率）をηINVとすると、インバータ瞬時入力ｐ1とモータ瞬時出力ｐmとの間に数６の関係が成り立つ。
【００７７】
【数６】
【００７８】
また、モータ瞬時出力ｐmはモータ速度ωm、トルクτmにより数７として表すことができる。
【００７９】
【数７】
【００８０】
インバータ瞬時入力ｐ1は、力率を１００％と仮定すると電源電圧ｖ1、電源電流ｉ1により数８として表すことができる。
【００８１】
【数８】
【００８２】
ここで、ｔは時間、ω1は電源角周波数、Ｖ1、Ｉ1はそれぞれ電源電圧と電流の実効値である。
【００８３】
ここで、モータ効率ηM、主回路効率ηINVはインバータの波形制御法やモータ出力に応じて変化するが、各動作点では一定であり、以下の議論で式を簡素化するために、それぞれの値を１００％と仮定する。さらに、モータ回転数ωmを一定とすれば、数６から数８により、数９に基づいてモータトルクを電源周波数の２倍で変動するように制御することができれば、インバータ電源電流は正弦波（歪みのない波形）で、力率１００％の制御を達成することができる。
【００８４】
【数９】
【００８５】
なお、数９に基づいてモータのトルク制御を行えば、電源周波数の２倍周波のトルクリプルに伴う速度リプルが発生するが、イナーシャの効果によりその大きさは高速回転時には無視できる程に小さくなる。
【００８６】
例として、小形空気調和機用に使われている圧縮機メカとモータの慣性モーメント：０．５×１０-3ｋｇｍ2について電源周波数５０Ｈｚの場合で試算してみると、平均トルク２Ｎｍ（すなわち、トルクリプル振幅Ｔm／２＝２Ｎｍ）において速度リプルの振幅は１ｒｐｓとなる。モータ回転数を６０ｒｐｓに制御した場合の速度リプルは約１．６％程度であった。これにより、速度は一定と仮定できることを確認している。
【００８７】
一方、コンデンサの容量が０でない場合については、数９のように制御するだけでは数５で与えられるコンデンサ電流ｉcによる電源電流の歪みが発生する。
【００８８】
この不都合を解消させるためには、数９により制御を行う場合には、コンデンサ電流ｉcを除去するためのフィルタを入力側に設ければよい。この場合には、コンデンサ電流ｉcを除去（抑制）するよう、フィルタにより結果的に制限される。
また、電源電流の歪みを制御により解消する場合には、電源電流に重畳されたコンデンサ電流ｉcを抑制すべく、モータトルクもしくはモータ速度を制御すればよい。
【００８９】
そして、制御の構成方式としては、
ａ）数９のトルク発生時に、コンデンサ容量が０の場合に流れる理想的な電源電流ｉ1’を数６から数８により算出し、この算出結果に電源電流ｉ1の検出値が追従するようにフィードバック制御する方式、および
ｂ）コンデンサ電流ｉcと逆相となるような電流が流れるようにトルクτcもしくはトルク分電流を設定し、フィードフォワード制御する方式
が考えられる。
【００９０】
以下、トルクを制御する場合の実施態様に基づいて詳細に説明する。
【００９１】
図２はこの発明のインバータ制御装置の一実施態様の要部を示すブロック図である。なお、このインバータ制御装置はフィードバック制御を行うためのものである。
【００９２】
このインバータ制御装置は、従来のコンデンサレスインバータを制御すべく仮のトルク指令もしくはトルク分電流指令を出力する従来コンデンサレスインバータ制御部１１と、モータトルクτm、モータ回転数ωm、電源電圧ｖ1、係数ηを入力として数１０の演算を行って電源電流ｉ1を算出し、電源電流指令値ｉ1＊として出力するｉ1＊演算部１２と、電源電流指令値ｉ1＊と実電流ｉ1とを入力として、両者の偏差が０になるような演算（例えば、ＰＩ演算）を行って補正用のトルク指令もしくはトルク分電流指令を出力するフィードバック演算部１３と、従来コンデンサレスインバータ制御部１１からの仮のトルク指令もしくはトルク分電流指令からフィードバック演算部１３が出力する補正用のトルク指令もしくはトルク分電流指令を減算して最終的なトルク指令もしくはトルク分電流指令を得る減算部１４とを有している。
【００９３】
【数１０】
【００９４】
上記の構成のインバータ制御装置の作用は次のとおりである。
【００９５】
数９のトルクになるような制御を行った場合の電源電流ｉ1は、数６から数８を用いて、数１０となる。そして、これを電源電流の指令値ｉ1＊とし、これと実電流ｉ1との偏差が０となるような制御（例えば、ＰＩ制御）を行って補正用のトルク指令もしくはトルク分電流指令を得、これを用いて仮のトルク指令もしくはトルク分電流指令を補正することにより、コンデンサ電流を抑制するようにトルクもしくはトルク分電流を制御することができ、ひいては電源電流の歪みを低減することができる。
【００９６】
なお、数１０中、係数ηは、主回路効率やモータ効率、力率を考慮するための定数であり、歪みを皆無にするためには、負荷トルクや回転数に応答して変化させてもよいが、制御演算処理を簡単化するために、例えば、応用機器の運転条件を加味して、代表的な負荷条件における値で代表させることができる。
【００９７】
図３はこの発明のインバータ制御装置の他の実施態様を示すブロック図である。
【００９８】
このインバータ制御装置は、速度指令ωm＊とモータ実速度ωmとの偏差を入力としてＰＩ演算（比例・積分演算）を行って値｜ｉq＊｜を出力するＰＩ演算部２１と、電源電圧ｖ1を入力として、これに同期した信号ｓｉｎ2θ1を出力するｓｉｎ2θ1発生部２２と、信号ｓｉｎ2θ1と値｜ｉq＊｜との積をとり、ｑ軸電流指令ｉq＊として出力する乗算器２３と、直流電圧ｖdc、ｑ軸電流ｉq、モータ実速度ωmを入力として数２の演算を行ってｄ軸電流指令ｉd＊を出力するｉd＊演算部２４と、ｄｑ軸電流指令ｉd＊、ｉq＊とｄｑ軸実電流ｉd、ｉqとの偏差を入力としてＰＩ演算を行って第１のｄｑ軸電圧指令ｖd＊’、ｖq＊’を出力するｄ軸用、ｑ軸用のＰＩ演算部２５、２６と、第１のｄｑ軸電圧指令ｖd＊’、ｖq＊’を入力として数３の演算を行って第２のｄｑ軸電圧指令ｖd＊、ｖq＊を出力する非干渉制御部２７とを有している。なお、上記の構成は従来のインバータ制御装置の構成と同様である。
【００９９】
そして、平均トルクＴm、直流電圧の最大値Ｖmax、係数ηを入力として数１０の演算を行い、電源電流指令値ｉ1＊を出力するｉ1指令演算部２８と、電源電流指令値ｉ1＊を実電流ｉ1から減算する減算部２９と、減算部２９の出力を入力としてＰ演算を行って補正用のｑ軸電流を出力するＰ演算部２０とを有している。また、ｑ軸電流指令ｉq＊とｑ軸実電流ｉqとの偏差から、補正用のｑ軸電流を減算してＰＩ演算部２６に供給するようにしている。
【０１００】
したがって、このインバータ制御装置を採用した場合にも、コンデンサ電流を抑制するようにトルク分電流を制御することができ、ひいては電源電流の歪みを低減することができる。
【０１０１】
図４はこの発明のインバータ制御装置のさらに他の実施態様の要部を示すブロック図である。なお、このインバータ制御装置は、フィードフォワード制御を行うためのものである。
【０１０２】
このインバータ制御装置は、従来のコンデンサレスインバータを制御すべく仮のトルク指令もしくはトルク分電流指令を出力する従来コンデンサレスインバータ制御部１１と、電源電流ｉ1または直流電圧ｖdcを入力としてコンデンサ電流ｉcを演算するコンデンサ電流演算部３１と、コンデンサ電流ｉc、係数η、電源電圧Ｖ1、およびモータ回転数ωmを入力として、コンデンサ電流ｉcを補正用のトルク指令またはトルク分電流指令に換算する換算部３２と、従来コンデンサレスインバータ制御部１１からの仮のトルク指令もしくはトルク分電流指令から換算部３２が出力する補正用のトルク指令もしくはトルク分電流指令を減算して最終的なトルク指令もしくはトルク分電流指令を得る減算部３３とを有している。
【０１０３】
図４のインバータ制御装置の作用は次のとおりである。
【０１０４】
フィードフォワード制御を行う場合には、数９を数１１と書き換え、コンデンサ電流ｉcとは逆相になるようなトルクτcをトルク指令に重畳すればよい。
【０１０５】
【数１１】
【０１０６】
このとき、トルクτcは数６から数８により数１２とすればよい。
【０１０７】
【数１２】
【０１０８】
さらに詳細にいえば、コンデンサ容量が０でない場合の電源電流ｉ1は数１３と記すことができる。
【０１０９】
【数１３】
【０１１０】
ここで、ｉ1’はコンデンサ容量が０の場合の電源電流であり、数１０で与えられる。また、ｓｉｇｎ（）は符号を返す関数である。
【０１１１】
数１３を数８に代入し得られた結果のうち、コンデンサ電流ｉcを含む電力項に対し、これを打ち消すトルクは数６と数７の関係から数１２となる。
【０１１２】
ここで、係数ηは、主回路効率やモータ効率、力率を考慮するための定数であり、歪みを皆無にするためには、負荷トルクや回転数に応答して変化させてもよいが、制御演算処理を簡単化するために、例えば、応用機器の運転条件を加味して、代表的な負荷条件における値で代表させることができる。
【０１１３】
次に、電流制御によりトルクを制御する場合について、論文２で示されたＩＰＭモータを例に示す。ＩＰＭモータのトルクτmは、数１４と表すことができる。
【０１１４】
【数１４】
【０１１５】
数１４中の（Ｌd−Ｌq）・ｉdの項はｄ軸電流により変化するが、簡単のためにｄ軸電流の変化幅が小さく、トルクはｑ軸電流に比例すると仮定すれば、数９と数１４からは従来制御で示されたｑ軸電流指令ｉq＊（数１５参照）が得られる。
【０１１６】
【数１５】
【０１１７】
一方、これに対して、図４のインバータ制御装置は、数１１から数１４を用い得られる数１６によりｑ軸電流指令ｉq＊を算出している。
【０１１８】
【数１６】
【０１１９】
数１６中、第２項がコンデンサ電流を補償するためのトルク分電流である。また、Ｉd0は電源波形の１／２〜１０周期程度のｄ軸電流の移動平均値である。
【０１２０】
したがって、コンデンサ電流を抑制するようにトルク分電流を制御することができ、ひいては電源電流の歪みを低減することができる。
【０１２１】
なお、図４では電源電流ｉ1もしくは直流電圧ｖdcの検出値からコンデンサ電流ｉcを算出する構成を採用しているが、コンデンサ電流ｉcを直接検出するように電流センサを設け、その検出値を直接、換算部３２に供給してもよい。
【０１２２】
図５はこの発明のインバータ制御装置のさらに他の実施態様を示すブロック図である。
【０１２３】
このインバータ制御装置が図３のインバータ制御装置と異なる点は、ｉ1指令演算部２８、減算部２９、およびＰ演算部２０に代えて、電源電流ｉ1または直流電圧ｖdcを入力としてコンデンサ電流ｉcを演算するコンデンサ電流演算部３１と、コンデンサ電流ｉc、電源電圧ｖ1、およびモータ回転数ωmを入力として、コンデンサ電流ｉcを補正用のトルク指令またはトルク分電流指令に換算するコンデンサ電流補償演算部３２’とを採用した点のみである。
【０１２４】
したがって、このインバータ制御装置においても、コンデンサ電流を抑制するようにトルク分電流を制御することができ、ひいては電源電流の歪みを低減することができる。
【０１２５】
図６はこの発明のインバータ制御装置のさらに他の実施態様の要部を示すブロック図である。
【０１２６】
このインバータ制御装置は、ＦＦＴ（調波分析）演算部３１ａおよび波形発生部３１ｂで図５のコンデンサ電流演算部３１を構成している。
【０１２７】
前記ＦＦＴ演算部３１ａは、絶対値演算部３１ｆにより算出された電源電流の絶対値｜ｉ1｜および電源電圧の絶対値位相θ2（＝２・θ1）｛なお、θ2は図２５のように電源電圧の絶対値｜ｖ1｜のピーク点を０位相としている｝を入力としてＦＦＴ演算を行い、コンデンサ電流ｉcに対応する−ｓｉｎθ2と同相な高調波ｉch1、ｉch2、・・・の振幅成分｜ｉch1｜、｜ｉch2｜、・・・を出力する。前記波形発生部３１ｂは、高調波ｉch1、ｉch2、・・・の振幅成分｜ｉch1｜、｜ｉch2｜、・・・と電源電圧の絶対値位相θ2を入力として数１７によりコンデンサ電流ｉcを発生する。
【０１２８】
【数１７】
【０１２９】
したがって、このインバータ制御装置を採用すれば、コンデンサ電流ｉcを正確に算出することができ、コンデンサ電流を抑制するようにトルク分電流を制御することができ、ひいては電源電流の歪みを低減することができる。
【０１３０】
図７はこの発明のインバータ制御装置のさらに他の実施態様の要部を示すブロック図である。
【０１３１】
このインバータ制御装置が図６のインバータ制御装置と異なる点は、波形発生部３１ｂに代えて、電源の２倍周波数の高調波ｉch1の振幅成分｜ｉch1｜および電源電圧の絶対値位相２・θ1のみを入力としてコンデンサ電流ｉcを発生する波形発生部３１ｃを採用した点のみである。もちろん、ＦＦＴ演算部３１ａとして、電源の２倍周波数の成分のみを出力するものを採用することができる。
【０１３２】
数４から分かるように、直流電圧ｖdcの高調波振幅は調波次数ｎの増加に従って減少するのであるから、図７に示すようにＦＦＴを適用する次数を電源の２倍周波数のみにしてもかなり高精度にコンデンサ電流ｉcを発生することができる。 したがって、このインバータ制御装置を採用すれば、演算負荷を大幅に低減してコンデンサ電流ｉcをかなり正確に算出することができ、コンデンサ電流を抑制するようにトルク分電流を制御することができ、ひいては電源電流の歪みを低減することができる。
【０１３３】
図８はこの発明のインバータ制御装置のさらに他の実施態様の要部を示すブロック図である。
【０１３４】
このインバータ制御装置が図６のインバータ制御装置と異なる点は、ＦＦＴ演算部３１ａおよび波形発生部３１ｂに代えて、コンデンサ電流パターン記憶部３１ｄを採用した点のみである。
【０１３５】
前記コンデンサ電流パターン記憶部３１ｄは、数５からコンデンサ電流ｉcを予め演算して記憶し、電源電圧の絶対値位相２・θ1によりルックアップするものである。
【０１３６】
したがって、演算負荷を極小化してコンデンサ電流ｉcを正確に算出することができ、コンデンサ電流を抑制するようにトルク分電流を制御することができ、ひいては電源電流の歪みを低減することができる。
【０１３７】
図９はこの発明のインバータ制御装置のさらに他の実施態様の要部を示すブロック図である。
【０１３８】
このインバータ制御装置が図８のインバータ制御装置と異なる点は、コンデンサ電流パターン記憶部３１ｄから出力されるコンデンサ電流ｉc’および直流電圧ｖdcの最大値ｖmaxと最小値ｖminとの差を入力として数１８の演算を行ってコンデンサ電流を補正するコンデンサ電流補正部３１ｅをさらに含む点のみである。
【０１３９】
【数１８】
【０１４０】
この構成のインバータ制御装置の作用を、図１０を参照して説明する。
【０１４１】
図１０（Ａ）は界磁制御で直流電圧ｖdcの最小値をｖminに設定した場合の直流電圧ｖdcの波形を、図１０（Ｂ）は軽負荷時の直流電圧ｖdcの波形を、それぞれ示している。
【０１４２】
すなわち、図１０から分かるように、負荷や制御状態によって直流電圧ｖdcの調波成分の振幅が変化する。
【０１４３】
そして、図９のインバータ制御装置においては、コンデンサ電流補正部３１ｅによって数１８の演算を行ってコンデンサ電流を補正するのであるから、負荷や制御条件に拘わらずコンデンサ電流を精度よく、しかも簡単な演算で得ることができ、コンデンサ電流を抑制するようにトルク分電流を制御することができ、ひいては電源電流の歪みを低減することができる。
【０１４４】
図１１はこの発明のインバータ制御装置のさらに他の実施態様の要部を示すブロック図である。
【０１４５】
このインバータ制御装置が図３、図５のインバータ制御装置と異なる点は、電源電圧の位相θ１から補正用の位相（ｑ軸電流位相指令）ξを減算して補正後の位相θを得てｓｉｎ2θ発生部２２に供給する減算部２２ａをさらに含む点のみである。
【０１４６】
この構成のインバータ制御装置の作用は次のとおりである。
【０１４７】
θが小さい場合には、ｃｏｓθは１、ｓｉｎθはθに、それぞれ近似できるので、数１９の関係を得る。
【０１４８】
【数１９】
【０１４９】
数１９の第２項はξを遅れ位相すなわち、負に設定すればコンデンサ電流ｉcと逆相になり、その振幅はｑ軸電流位相指令の大きさ│ξ│により制御することができる。
【０１５０】
したがって、図１１の構成を採用することによって、より簡便にコンデンサ電流ｉcの補償を行うことができる。
【０１５１】
図１２から図１７は制御マイコン６における処理を説明するフローチャートである。
【０１５２】
図１２は電源位相同期処理を説明するフローチャートであり、電源電圧の立ち上がり（入力電圧のゼロクロス検出信号の立ち上がり）に応答して処理が開始し、ステップＳＰ１において位相角θ1（ｊ）を０にセットし、そのまま元の処理に戻る。なお、ここで、および以下において、添え字（ｊ）はサンプル点を識別するものである。
【０１５３】
図１３は電源位相発生処理を説明するフローチャートであり、所定の割込周期Ｔｓで起動され、ステップＳＰ１において、位相角θ1（ｋ−１）を入力し、ステップＳＰ２において、θ1（ｋ）＝θ1（ｋ−１）＋Δθの演算を行って現在の位相角θ1（ｋ）を発生し、そのまま元の処理に戻る。
【０１５４】
なお、前記定数Δθは、例えば、次のように設定する。
【０１５５】
電源周波数ｆ1＝５０Ｈｚの場合、ｓｉｎ演算処理上、θ1＝３６００を電源位相３６０°とし、割込周期Ｔsを２００μｓとすれば、Δθ（＝θ1・ｆ1・Ｔs）は３６となる。
【０１５６】
図１４は電流制御処理を説明するフローチャートであり、所定の割込周期Ｔs毎に行われる。
【０１５７】
ステップＳＰ１において、回転位置信号θm（ｎ）、回転速度ωm（ｎ）、直流電圧vdc（ｎ）、モータ電流ｉu（ｎ）、ｉv（ｎ）、ｉw（ｎ）を入力し（なお、ｎは処理毎にインクリメントされる整数である）、ステップＳＰ２において、３相→ｄｑ座標変換演算処理を行ってｄｑ軸電流ｉd（ｎ）、ｉq（ｎ）を算出し、ステップＳＰ３において、ｄｑ軸指令電流演算処理を行い、ステップＳＰ４において、ｄｑ軸電流指令Ｉd（ｎ）＊、ｉq（ｎ）＊を入力し、ステップＳＰ５において、εd（ｎ）＝ｉd（ｎ）＊−ｉd（ｎ）、εq（ｎ）＝ｉq（ｎ）＊−ｉq（ｎ）の演算を行ってｄｑ軸電流偏差εd（ｎ）、εq（ｎ）を算出し、ステップＳＰ６において、vd’（ｎ）＝Ｋpd・εd（ｎ）＋Ｋid・Σεd（ｎ）、vq’（ｎ）＝Ｋpq・εq（ｎ）＋Ｋiq・Σεq（ｎ）の演算を行ってｄｑ軸電圧をＰＩ演算し、ステップＳＰ７において、非干渉制御演算［vd（ｎ）＝vd’（ｎ）−Ｌq・ｉq（ｎ）・ｎ・ωm、およびvq（ｎ）＝vq’（ｎ）＋｛λa＋Ｌd・ｉd（ｎ）｝・ｎ・ωm］を行ってｄｑ軸電圧指令vd（ｎ）、vq（ｎ）を算出し、ステップＳＰ８において、ｄ−ｑ→３相座標変換演算処理を行って各相電圧指令vu(n)＊、vv(n)＊、vw(n)＊を算出し、ステップＳＰ９において、数２０の演算を行って各相パルス幅τu（ｎ＋１）、τv（ｎ＋１）、τw（ｎ＋１）を算出し、ＰＷＭタイマに記憶し、そのまま元の処理に戻る。
【０１５８】
【数２０】
【０１５９】
次いで、図１４のステップＳＰ３の処理を説明する。
【０１６０】
図１５は図１４のステップＳＰ３の従来の処理を説明するフローチャートである。
【０１６１】
ステップＳＰ１において、電源位相θ1（ｎ）、およびｑ軸電流平均値指令｜ｉq（ｎ）＊｜を入力し、ステップＳＰ２において、ｉq（ｎ）＊＝｜ｉq（ｎ）＊｜・ｓｉｎ2θ1（ｎ）の演算を行ってｑ軸電流指令ｉq（ｎ）＊を算出し、ステップＳＰ３において、ｉd（ｎ）＊＝−λa／Ｌd＋（１／Ｌd）［｛ｖdc／ｎ／ωm（ｎ）｝2−｛Ｌq・ｉq（ｎ）｝2］1/2の演算を行ってｄ軸電流指令ｉd（ｎ）＊を算出し、そのまま元の処理に戻る。
【０１６２】
したがって、コンデンサ電流の補償を行うことができない。
【０１６３】
図１６はこの発明による図１４のステップＳＰ３の処理の一例を説明するフローチャートである。
【０１６４】
ステップＳＰ１において、電源位相θ1（ｎ）、ｑ軸電流平均値指令｜ｉq（ｎ）＊｜、およびコンデンサ電流ｉc（ｎ）を入力し、ステップＳＰ２において、ｉq（ｎ）＊＝｜ｉq（ｎ）＊｜・ｓｉｎ2θ1（ｎ）−ｉcの演算を行ってｑ軸電流指令ｉq（ｎ）＊を算出し、ステップＳＰ３において、ｉd（ｎ）＊＝−λa／Ｌd＋（１／Ｌd）［｛ｖdc／ｎ／ωm（ｎ）｝2−｛Ｌq・ｉq（ｎ）｝2］1/2の演算を行ってｄ軸電流指令ｉd（ｎ）＊を算出し、そのまま元の処理に戻る。
【０１６５】
したがって、コンデンサ電流の補償を行うことができる。
【０１６６】
図１７はこの発明による図１４のステップＳＰ３の処理の他の例を説明するフローチャートである。
【０１６７】
ステップＳＰ１において、電源位相θ1（ｎ）、ｑ軸電流位相指令ξ（ｎ）、およびｑ軸電流平均値指令｜ｉq（ｎ）＊｜を入力し、ステップＳＰ２において、ｉq（ｎ）＊＝｜ｉq（ｎ）＊｜・ｓｉｎ2θ1（ｎ）−ξ（ｎ）の演算を行ってｑ軸電流指令ｉq（ｎ）＊を算出し、ステップＳＰ３において、ｉd（ｎ）＊＝−λa／Ｌd＋（１／Ｌd）［｛ｖdc／ｎ／ωm（ｎ）｝2−｛Ｌq・ｉq（ｎ）｝2］1/2の演算を行ってｄ軸電流指令ｉd（ｎ）＊を算出し、そのまま元の処理に戻る。
【０１６８】
したがって、より簡便にコンデンサ電流の補償を行うことができる。
【０１６９】
【発明の効果】
請求項１の発明は、電源電流の高調波を少なくすることができるという特有の効果を奏する。
【０１７０】
請求項２の発明は、モータのトルク制御、モータの速度制御などを行うことによって請求項１と同様の効果を奏する。
【０１７１】
請求項３の発明は、トルクもしくはトルク分電流を制御することによって請求項１と同様の効果を奏する。
【０１７２】
請求項４の発明は、電源電流の高調波を少なくすることができるという特有の効果を奏する。
【０１７３】
請求項５の発明は、電源電流の高調波を少なくすることができるという特有の効果を奏する。
【０１７４】
請求項６の発明は、モータのトルク制御、モータの速度制御などを行うことによって請求項５と同様の効果を奏する。
【０１７５】
請求項７の発明は、トルクもしくはトルク分電流を制御することによって請求項５と同様の効果を奏する。
【０１７６】
請求項８の発明は、コンデンサ電流を打ち消して電源電流の高調波を少なくすることができるという特有の効果を奏する。
【０１７７】
請求項９の発明は、請求項８と同様の効果を奏する。
【０１７８】
請求項１０の発明は、演算負荷を低減できるほか、請求項９と同様の効果を奏する。
【０１７９】
請求項１１の発明は、演算負荷を低減できるほか、請求項８と同様の効果を奏する。
【０１８０】
請求項１２の発明は、コンデンサ電流を精度よく演算することができるほか、請求項１１と同様の効果を奏する。
【０１８１】
請求項１３の発明は、簡単にコンデンサ電流の補償を行うことができるほか、請求項７と同様の効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明のインバータ制御装置を含む制御システムを概略的に示す図である。
【図２】この発明のインバータ制御装置の一実施態様の要部を示すブロック図である。
【図３】この発明のインバータ制御装置の他の実施態様を示すブロック図である。
【図４】この発明のインバータ制御装置のさらに他の実施態様の要部を示すブロック図である。
【図５】この発明のインバータ制御装置のさらに他の実施態様を示すブロック図である。
【図６】この発明のインバータ制御装置のさらに他の実施態様の要部を示すブロック図である。
【図７】この発明のインバータ制御装置のさらに他の実施態様の要部を示すブロック図である。
【図８】この発明のインバータ制御装置のさらに他の実施態様の要部を示すブロック図である。
【図９】この発明のインバータ制御装置のさらに他の実施態様の要部を示すブロック図である。
【図１０】界磁制御で直流電圧Ｖdcの最小値をＶminに設定した場合の直流電圧Ｖdcの波形、および軽負荷時の直流電圧Ｖdcの波形を示す図である。
【図１１】この発明のインバータ制御装置のさらに他の実施態様の要部を示すブロック図である。
【図１２】電源位相同期処理を説明するフローチャートである。
【図１３】電源位相発生処理を説明するフローチャートである。
【図１４】電流制御処理を説明するフローチャートである。
【図１５】図１４のステップＳＰ３の従来の処理を説明するフローチャートである。
【図１６】この発明による図１４のステップＳＰ３の処理の一例を説明するフローチャートである。
【図１７】この発明による図１４のステップＳＰ３の処理の他の例を説明するフローチャートである。
【図１８】従来のインバータ回路の構成の一例を示す電気回路図である。
【図１９】図１８のインバータ回路における直流電圧波形および電源電流波形を示す図である。
【図２０】従来のインバータ回路の構成の他の例を示す電気回路図である。
【図２１】従来のコンデンサレスインバータ回路の構成を示す電気回路図である。
【図２２】コンデンサレスインバータ回路の制御原理を説明する図である。
【図２３】従来のコンデンサレスインバータ回路を制御するインバータ制御装置の構成を示すブロック図である。
【図２４】コンデンサレスインバータ回路の直流部電圧とコンデンサに流れる電源の２倍周波成分を示す図である。
【図２５】コンデンサレスインバータ回路制御時の電源電流を示す図である。
【符号の説明】
２ ダイオード全波整流回路 ３ 小容量コンデンサ
４ インバータ ５ ＩＰＭモータ
１２ ｉ１演算部 １３ フィードバック演算部
１４ 減算部 ２０ Ｐ演算部 ２２ａ 減算部
２８ ｉ１指令演算部 ２９ 減算部
３１ コンデンサ電流演算部 ３１ａ ＦＦＴ演算部
３１ｂ、３１ｃ 波形発生部 ３１ｄ コンデンサ電流パターン記憶部
３１ｅ コンデンサ電流補正部 ３２ 換算部
３２’ コンデンサ電流補償演算部 ３３ 減算部
【発明の属する技術分野】
この発明はインバータ制御方法およびその装置に関し、さらに詳細にいえば、単相整流回路と３相インバータとを含み、単相整流回路の出力電圧が電源周波数の２倍周波で大きく脈動するように、単相整流回路の出力端子間に接続されるコンデンサの容量を設定し、３相インバータの出力電圧または出力電流をモータに供給すべく３相インバータを制御するための方法およびその装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来から知られているように、インバータ回路はトランジスタのスイッチング制御により直流電源を可変周波数、可変電圧の交流電力に高効率に変換する回路である。
【０００３】
そして、インバータ回路は、例えば、モータの回転数やトルクを制御する必要のある家電機器や産業機器に広く応用されている。
【０００４】
また、一般には、交流電源を直流電源に変換するために回路構成が簡単なダイオードブリッジ回路が採用され、整流後の電圧リプルを除去するために大容量の平滑用コンデンサが使用されている。
【０００５】
そして、この場合には、電源側の力率低下や高調波の増大などの不都合が発生するため、このような不都合の発生を防止し、もしくは抑制するために、ダイオードブリッジ回路の入力側もしくは直流側にインダクタンスの大きな力率改善リアクトルを接続する（図１８参照）。
【０００６】
また、最近では、電源力率や電源高調波に対する特性の高性能化を目的として、スイッチングトランジスタおよびダイオードなどからなるチョッパをダイオードブリッジ回路の直流側に設けることが提案されている（図２０参照）。
【０００７】
このようなインバータ回路を採用した場合には、大容量の平滑用コンデンサ、力率改善リアクトルが必要であり、これらを採用することに伴ってサイズが大型化し、しかもコストアップを招いてしまうという不都合がある。
【０００８】
また、電源高調波特性の高性能化を達成するためにはチョッパ回路が必要であり、さらなるコストアップを招いてしまうという不都合がある。
【０００９】
さらに、大容量の平滑用コンデンサとしては一般的に電解コンデンサが採用されるので、電解コンデンサの寿命が短いことに起因してダイオードブリッジ回路を含むインバータ回路の寿命が短くなり、しかも電解コンデンサの温度特性に起因してダイオードブリッジ回路を含むインバータ回路の使用環境が制約されるという不都合がある。
【００１０】
このような不都合を解消するために、整流部の大容量な平滑用コンデンサを省略し、ｄ軸電流を電源周波数の２倍周波で変化させ、弱め界磁制御によりモータ端子電圧を低下させ、これにより、直流電圧が脈動し、大きく低下した場合にも、モータ電流を流し込めるようにし、インバータ入力（整流回路入力）の電流通電幅を広げることによって、高入力力率化、および電源高調波特性の高性能化を達成するようにしたインバータ制御方法（「高入力力率のダイオード整流回路を持つＰＭモータのインバータ制御法」、高橋勲、平成１２年電気学会全国大会、ｐ１５９１参照、以下、論文１と略称する）が提案されている。
【００１１】
この方法を採用すれば、整流回路に接続されたインバータ出力を所望の波形に制御することにより、整流回路の入力力率を向上でき、さらには、電源高調波の低減も期待でき、従来これらを達成するために必要とされていた大容量電解コンデンサ、リアクトル、チョッパを不要にすることができる。
【００１２】
また、論文１をベースとした制御方法として、例えば、「ＩＰＭモータの弱め界磁を利用した高効率インバータ制御方法」、芳賀仁、高橋勲、平成１３年電気学会全国大会、ｐ．１２１４（以下、論文２と略称する）も提案されている。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
図１８の構成のインバータ回路を採用した場合には、ダイオードブリッジ整流回路により交流電源を整流し、これを大容量な電解コンデンサ（例えば、モータ容量２．２ｋＷでは２０００μＦ程度）により平滑している。そして、この平滑出力はモータ駆動用のインバータに供給される。
【００１４】
また、家庭用機器にインバータ回路を採用する場合には、力率改善のために、整流回路とコンデンサとの間、もしくは交流電源と整流回路との間にリアクトル（コンデンサ容量が２０００μＦの場合、３．５ｍＨ程度）が接続される。
【００１５】
図１９は図１８のインバータ回路の直流電圧（電解コンデンサ両端電圧）Ｖdc、電源電流（交流電源から整流回路に流れ込む電流）ｉ1、整流回路により整流されて得られる電源電圧の絶対値｜ｖ1｜、電源電流ｉ1の基本波成分を示す図である。ただし、電源電圧の絶対値｜ｖ1｜、電源電流ｉ1の基本波成分は直接的にインバータ回路から測定できるものではない。
【００１６】
また、図１９中Φは電源電圧ｖ1と電源電流ｉ1の基本波との間の位相差、すなわち力率を示している。
【００１７】
図１８のインバータ回路の力率ｃｏｓΦは最大８０％程度（Φ＝３７°）と低い。また、図１９に示すように、交流電圧の絶対値｜ｖ1｜の振幅が平滑された電解コンデンサ両端電圧ｖdcを越えた場合に、整流回路のダイオードがオン動作し、電源電流ｉ1が流れ込むため、電源電流ｉ1の波形が歪み、そして、図示していないが、電源電流ｉ1の調波解析により得られる低次高調波（３次、５次、７次など）成分の振幅が特に大きい。そして、低次高調波を除去するフィルタ回路には、インダクタンス値の大きなリアクトルなどが必要となり、コストアップやインバータ装置全体のサイズを大型化するなどの不都合がある。
【００１８】
図２０のインバータ回路は、トランジスタＴcおよびダイオードＤcを含むチョッパ回路をさらに接続してなるものであり、このトランジスタＴcをオン制御することによって、図１８のインバータ回路では電源電流ｉ1が流れ込まなかった期間（電解コンデンサ両端電圧ｖdcが交流電圧の絶対値｜ｖ1｜の振幅より大きい期間）についても電流を流し込める。そして、トランジスタＴcのオンデューティーを適切に制御することで電源電流ｉ1を正弦波状にすることができる。なお、コンデンサからトランジスタＴc側への電流逆流はダイオードＤcにより防止される。
【００１９】
しかし、図２０のインバータ回路は、図１８のインバータ回路と比較して、トランジスタＴcおよびダイオードＤcのみならず、トランジスタＴcを制御する回路が必要になるので、特にコストが重視される家電機器での採用が困難になってしまう。
【００２０】
図２１はこれらの不都合を解消するために論文１で示されたインバータ回路を示す図である。
【００２１】
図２１のインバータ回路が図１８のインバータ回路と異なる点は、大容量電解コンデンサに代えて、小容量のコンデンサ（例えば、１／１００程度の容量のコンデンサ）を採用した点のみである。
【００２２】
図２１のインバータ回路（以下、これをコンデンサレスインバータ回路と称する）を採用した場合には、コンデンサの容量が極めて小さいため、インバータを介してモータに流れる電流を適切に制御すると、図２２に示すように、ほぼ電源電圧の絶対値｜ｖ1｜に沿って、Ｖmax（電源電圧ｖ1の最大値）からモータが発生する誘起電圧に対応して定まるＶminまで変動する。ここで、Ｖminはモータの界磁制御により調整することができる。
【００２３】
この結果、電源電流ｉ1の波形歪みは図１９の場合と比較して小さくなる。
【００２４】
電源電流ｉ1の流れる期間をθとすると、力率ｃｏｓΦは、数１により算出できる。
【００２５】
【数１】
数１から、Ｖmax／Ｖmin｛＝ｃｏｓ（θ／２）｝＞２の場合、力率（ｃｏｓΦ）は９７％以上になる。
【００２７】
図２３は、図２１のインバータ回路によりＩＰＭモータを制御し、所望の性能を得るために論文２で示された制御方法を実施するためのインバータ制御装置の構成を示すブロック図である。
【００２８】
このインバータ制御装置は、速度指令ωm＊とモータ実速度ωmとの偏差を入力としてＰＩ演算（比例・積分演算）を行って値｜ｉq＊｜を出力するＰＩ演算部１１１と、電源電圧Ｖ1を入力として、これに同期した信号ｓｉｎ2θ1を出力するｓｉｎ2θ1発生部１１２と、信号ｓｉｎ2θ1と値｜ｉq＊｜との積をとり、ｑ軸電流指令ｉq＊として出力する乗算器１１３とを含むｑ軸電流指令演算部１１０を有している。
【００２９】
そして、直流電圧ｖdc、ｑ軸電流ｉq、モータ実速度ωmを入力として数２の演算を行ってｄ軸電流指令ｉd＊を出力するｉｄ＊演算部１１４と、ｄｑ軸電流指令ｉd＊、ｉq＊とｄｑ軸実電流ｉd、ｉqとの偏差を入力としてＰＩ演算を行って第１のｄｑ軸電圧指令ｖd＊’、ｖq＊’を出力するｄ軸用、ｑ軸用のＰＩ演算部１１５、１１６と、第１のｄｑ軸電圧指令ｖd＊’、ｖq＊’を入力として数３の演算を行って第２のｄｑ軸電圧指令ｖd＊、ｖq＊を出力する非干渉制御部１１７とを有している。なお、λaは速度起電圧定数、Ｌdはｄ軸インダクタンス、Ｌqはｑ軸インダクタンス、ｎは極対数である。
【００３０】
【数２】
【数３】
図２３に示すインバータ制御装置を採用すれば、ｑ軸電流をｉq＊・ｓｉｎ2θ1と制御することで、図２２に示す電源電流ｉ1を得ることができると考えられていた。
【００３３】
図２４は、モータの界磁制御により直流電圧（コンデンサ両端電圧）ｖdcをＶmaxから０に制御した場合の波形を示す図である。便宜上、位相θ2を、直流電圧ｖdcの最大値をとる位相を０°（３６０°）としてフーリエ変換を行うと、数４となる。
【００３４】
【数４】
また、直流電圧ｖdcの交流成分によりコンデンサに流れる電流振幅の大きさは数５となる。
【００３６】
【数５】
さて、Ｖmax＝２８３Ｖ（電源電圧実効値＝２００Ｖ、電源周波数５０Ｈｚ）の場合、電源周波数の２倍周波数成分（数４のｎ＝１）の振幅Ｖdch1は１２０Ｖになる。
【００３８】
また、コンデンサ容量を従来の１／１００の２０μＦに選ぶと、数５からその電流の大きさは、｜ｉch1｜＝１．５Ａとなる。そして、位相は図２４に示すとおりとなる。
【００３９】
図２５は、論文２で考えられていた理想的な制御波形（直流電圧ｖdcを０からＶmaxで調整できたときの電源電流ｉ1）と、コンデンサ電流ｉch1と、論文２の制御のみを行った場合、すなわち、コンデンサ電流ｉch1の補償がない場合に得られる電源電流波形の歪みを示している。なお、実際にはｉch2、ｉch3、・・・も流れるが、ここでは便宜上、図示を省略している。
【００４０】
すなわち、図２１のインバータ制御装置では、直流電圧ｖdcが大きく脈動し、振幅の大きな交流成分を含むため、電源から単相整流回路を介してコンデンサに流れ込む電流ｉch1、ｉch2、ｉch3、・・・が生じ、電源電流波形を歪ませてしまう。
【００４１】
したがって、このコンデンサ電流を補償しなければ、電源電流（入力電流）ｉ1の高調波を少なく制御する（理想的には正弦波となるように制御する）ことができないという不都合があった。
【００４２】
【発明の目的】
この発明は上記の問題点に鑑みてなされたものであり、電源から単相整流回路を介して、コンデンサに流れ込む電流を抑制するように制御できるインバータ制御方法およびその装置を提供することを目的としている。
【００４３】
【課題を解決するための手段】
請求項１のインバータ制御方法は、単相整流回路と３相インバータとを含み、単相整流回路の出力電圧が電源周波数の２倍周波で大きく脈動するように、単相整流回路の出力端子間に接続されるコンデンサの容量を設定し、３相インバータの出力電圧または出力電流をモータに供給すべく３相インバータを制御するに当たって、電源から単相整流回路を介して、コンデンサに流れ込む電流を抑制すべく制御を行う方法である。
【００４４】
請求項２のインバータ制御方法は、電源から単相整流回路を介して、コンデンサに流れ込む電流を抑制すべくモータを制御する方法である。
【００４５】
請求項３のインバータ制御方法は、電源から単相整流回路を介して、コンデンサに流れ込む電流を抑制すべくトルクもしくはトルク分電流を制御する方法である。
【００４６】
請求項４のインバータ制御装置は、単相整流回路と３相インバータとを含み、単相整流回路の出力電圧が電源周波数の２倍周波で大きく脈動するように、単相整流回路の出力端子間に接続されるコンデンサの容量を設定し、３相インバータの出力電圧または出力電流をモータに供給すべく３相インバータを制御するものであって、電源から単相整流回路を介してコンデンサに流れ込む電流を抑制する抑制手段を含むものである。
【００４７】
請求項５のインバータ制御装置は、単相整流回路と３相インバータとを含み、単相整流回路の出力電圧が電源周波数の２倍周波で大きく脈動するように、単相整流回路の出力端子間に接続されるコンデンサの容量を設定し、３相インバータの出力電圧または出力電流をモータに供給すべく３相インバータを制御するものであって、電源から単相整流回路を介してコンデンサに流れ込む電流を抑制すべく制御を行う制御手段を含むものである。
【００４８】
請求項６のインバータ制御装置は、前記制御手段として、電源から単相整流回路を介してコンデンサに流れ込む電流を抑制すべくモータを制御するものを採用するものである。
【００４９】
請求項７のインバータ制御装置は、前記制御手段として、電源から単相整流回路を介してコンデンサに流れ込む電流を抑制すべくトルクもしくはトルク分電流を制御するものを採用するものである。
【００５０】
請求項８のインバータ制御装置は、単相整流回路と３相インバータとを含み、単相整流回路の出力電圧が電源周波数の２倍周波で大きく脈動するように、単相整流回路の出力端子間に接続されるコンデンサの容量を設定し、３相インバータの出力電圧または出力電流をモータに供給すべく３相インバータを制御するものであって、電源から単相整流回路を介してコンデンサに流れ込むコンデンサ電流を演算するコンデンサ電流演算手段と、得られたコンデンサ電流をトルク分電流から減算することによりトルク分電流を補正するトルク分電流補正手段とを含むものである。
【００５１】
請求項９のインバータ制御装置は、前記コンデンサ電流演算手段として、電源電流の調波分析演算を行うものを採用するものである。
【００５２】
請求項１０のインバータ制御装置は、前記調波分析の結果として、電源の２倍周波数の成分を採用するものである。
【００５３】
請求項１１のインバータ制御装置は、前記コンデンサ電流演算手段として、記憶したパターンに基づいてコンデンサ電流を出力するものを採用するものである。
【００５４】
請求項１２のインバータ制御装置は、記憶したパターンに基づいて出力するコンデンサ電流を直流電圧検出値に基づいて補正する補正手段をさらに含むものである。
【００５５】
請求項１３のインバータ制御装置は、前記制御手段として、トルク分電流の位相を遅れ位相に設定する位相設定手段を含むものを採用するものである。
【００５６】
【作用】
請求項１のインバータ制御方法であれば、単相整流回路と３相インバータとを含み、単相整流回路の出力電圧が電源周波数の２倍周波で大きく脈動するように、単相整流回路の出力端子間に接続されるコンデンサの容量を設定し、３相インバータの出力電圧または出力電流をモータに供給すべく３相インバータを制御するに当たって、電源から単相整流回路を介してコンデンサに流れ込む電流を抑制すべく制御を行うのであるから、電源電流の高調波を少なくすることができる。
【００５７】
請求項２のインバータ制御方法であれば、電源から単相整流回路を介してコンデンサに流れ込む電流を抑制すべくモータを制御するのであるから、モータのトルク制御、モータの速度制御などを行うことによって請求項１と同様の作用を達成することができる。
【００５８】
請求項３のインバータ制御方法であれば、電源から単相整流回路を介してコンデンサに流れ込む電流を抑制すべくトルクもしくはトルク分電流を制御するのであるから、トルクもしくはトルク分電流を制御することによって請求項１と同様の作用を達成することができる。
【００５９】
請求項４のインバータ制御装置であれば、単相整流回路と３相インバータとを含み、単相整流回路の出力電圧が電源周波数の２倍周波で大きく脈動するように、単相整流回路の出力端子間に接続されるコンデンサの容量を設定し、３相インバータの出力電圧または出力電流をモータに供給すべく３相インバータを制御するに当たって、抑制手段によって、電源から単相整流回路を介して流れ込む電流を抑制することができる。
【００６０】
したがって、電源電流の高調波を少なくすることができる。
【００６１】
請求項５のインバータ制御装置であれば、単相整流回路と３相インバータとを含み、単相整流回路の出力電圧が電源周波数の２倍周波で大きく脈動するように、単相整流回路の出力端子間に接続されるコンデンサの容量を設定し、３相インバータの出力電圧または出力電流をモータに供給すべく３相インバータを制御するに当たって、制御手段によって、電源から単相整流回路を介して流れ込む電流を抑制すべく制御を行うことができる。
【００６２】
したがって、電源電流の高調波を少なくすることができる。
【００６３】
請求項６のインバータ制御装置であれば、前記制御手段として、電源から単相整流回路を介して流れ込む電流を抑制すべくモータを制御するものを採用するのであるから、モータのトルク制御、モータの速度制御などを行うことによって請求項５と同様の作用を達成することができる。
【００６４】
請求項７のインバータ制御装置であれば、前記制御手段として、電源から単相整流回路を介して流れ込む電流を抑制すべくトルクもしくはトルク分電流を制御するものを採用するのであるから、トルクもしくはトルク分電流を制御することによって請求項５と同様の作用を達成することができる。
【００６５】
請求項８のインバータ制御装置であれば、単相整流回路と３相インバータとを含み、単相整流回路の出力電圧が電源周波数の２倍周波で大きく脈動するように、単相整流回路の出力端子間に接続されるコンデンサの容量を設定し、３相インバータの出力電圧または出力電流をモータに供給すべく３相インバータを制御するに当たって、コンデンサ電流演算手段により、電源から単相整流回路を介して流れ込むコンデンサ電流を演算し、トルク分電流補正手段により、得られたコンデンサ電流をトルク分電流から減算してトルク分電流を補正することができる。
【００６６】
したがって、コンデンサ電流を打ち消して電源電流の高調波を少なくすることができる。
【００６７】
請求項９のインバータ制御装置であれば、前記コンデンサ電流演算手段として、電源電流の調波分析演算を行うものを採用するのであるから、請求項８と同様の作用を達成することができる。
【００６８】
請求項１０のインバータ制御装置であれば、前記調波分析の結果として、電源の２倍周波数の成分を採用するのであるから、演算負荷を低減できるほか、請求項９と同様の作用を達成することができる。
【００６９】
請求項１１のインバータ制御装置であれば、前記コンデンサ電流演算手段として、記憶したパターンに基づいてコンデンサ電流を出力するものを採用するのであるから、演算負荷を低減できるほか、請求項８と同様の作用を達成することができる。
【００７０】
請求項１２のインバータ制御装置であれば、記憶したパターンに基づいて出力するコンデンサ電流を直流電圧検出値に基づいて補正する補正手段をさらに含むのであるから、コンデンサ電流を精度よく演算することができるほか、請求項１１と同様の作用を達成することができる。
【００７１】
請求項１３のインバータ制御装置であれば、前記制御手段として、トルク分電流の位相を遅れ位相に設定する位相設定手段を含むものを採用するのであるから、簡単にコンデンサ電流の補償を行うことができるほか、請求項７と同様の作用を達成することができる。
【００７２】
【発明の実施の形態】
以下、添付図面を参照して、この発明のインバータ制御方法およびその装置の実施の態様を詳細に説明する。
【００７３】
図１はこの発明のインバータ制御装置を含む制御システムを概略的に示す図である。
【００７４】
この制御システムは、交流電源１を入力とするダイオード全波整流回路（単相整流回路）２と、ダイオード全波整流回路２の出力端子間に接続された小容量コンデンサ（例えば、フィルムコンデンサ）３と、ダイオード全波整流回路２の出力電圧を入力とするインバータ（３相インバータ）４と、インバータ４の出力が固定子巻線５ａに供給されるＩＰＭモータ５と、ＩＰＭモータ５の回転子５ｂの回転位置（磁極位置）を検出する位置検出部５ｃと、モータ電流を検出するモータ電流検出部５ｄと、ダイオード全波整流回路２の入力電圧を検出する入力電圧検出部２ａと、ダイオード全波整流回路２の電源電流を検出する電源電流検出部２ｂと、ダイオード全波整流回路２の出力側における電圧を検出する直流電圧検出部２ｃと、入力電圧のゼロクロスを検出するゼロクロス検出部２ｄと、位置検出信号、モータ電流、ゼロクロス検出信号、電源電流、直流電圧、および外部から与えられる速度指令ω＊もしくはｑ軸電流振幅指令Ｉqm＊を入力として所定の制御演算を行って制御信号を出力する制御マイコン６と、制御信号を入力としてスイッチング信号を出力し、インバータ４の各スイッチングトランジスタに供給するベース駆動回路６ａとを有している。
【００７５】
先ず、図１の制御システムのコンデンサ３の容量を０に設定した場合の制御法を考える。
【００７６】
図１中のモータ効率をηM、主回路効率（整流回路とインバータとの効率）をηINVとすると、インバータ瞬時入力ｐ1とモータ瞬時出力ｐmとの間に数６の関係が成り立つ。
【００７７】
【数６】
また、モータ瞬時出力ｐmはモータ速度ωm、トルクτmにより数７として表すことができる。
【００７９】
【数７】
インバータ瞬時入力ｐ1は、力率を１００％と仮定すると電源電圧ｖ1、電源電流ｉ1により数８として表すことができる。
【００８１】
【数８】
ここで、ｔは時間、ω1は電源角周波数、Ｖ1、Ｉ1はそれぞれ電源電圧と電流の実効値である。
【００８３】
ここで、モータ効率ηM、主回路効率ηINVはインバータの波形制御法やモータ出力に応じて変化するが、各動作点では一定であり、以下の議論で式を簡素化するために、それぞれの値を１００％と仮定する。さらに、モータ回転数ωmを一定とすれば、数６から数８により、数９に基づいてモータトルクを電源周波数の２倍で変動するように制御することができれば、インバータ電源電流は正弦波（歪みのない波形）で、力率１００％の制御を達成することができる。
【００８４】
【数９】
なお、数９に基づいてモータのトルク制御を行えば、電源周波数の２倍周波のトルクリプルに伴う速度リプルが発生するが、イナーシャの効果によりその大きさは高速回転時には無視できる程に小さくなる。
【００８６】
例として、小形空気調和機用に使われている圧縮機メカとモータの慣性モーメント：０．５×１０-3ｋｇｍ2について電源周波数５０Ｈｚの場合で試算してみると、平均トルク２Ｎｍ（すなわち、トルクリプル振幅Ｔm／２＝２Ｎｍ）において速度リプルの振幅は１ｒｐｓとなる。モータ回転数を６０ｒｐｓに制御した場合の速度リプルは約１．６％程度であった。これにより、速度は一定と仮定できることを確認している。
【００８７】
一方、コンデンサの容量が０でない場合については、数９のように制御するだけでは数５で与えられるコンデンサ電流ｉcによる電源電流の歪みが発生する。
【００８８】
この不都合を解消させるためには、数９により制御を行う場合には、コンデンサ電流ｉcを除去するためのフィルタを入力側に設ければよい。この場合には、コンデンサ電流ｉcを除去（抑制）するよう、フィルタにより結果的に制限される。
また、電源電流の歪みを制御により解消する場合には、電源電流に重畳されたコンデンサ電流ｉcを抑制すべく、モータトルクもしくはモータ速度を制御すればよい。
【００８９】
そして、制御の構成方式としては、
ａ）数９のトルク発生時に、コンデンサ容量が０の場合に流れる理想的な電源電流ｉ1’を数６から数８により算出し、この算出結果に電源電流ｉ1の検出値が追従するようにフィードバック制御する方式、および
ｂ）コンデンサ電流ｉcと逆相となるような電流が流れるようにトルクτcもしくはトルク分電流を設定し、フィードフォワード制御する方式
が考えられる。
【００９０】
以下、トルクを制御する場合の実施態様に基づいて詳細に説明する。
【００９１】
図２はこの発明のインバータ制御装置の一実施態様の要部を示すブロック図である。なお、このインバータ制御装置はフィードバック制御を行うためのものである。
【００９２】
このインバータ制御装置は、従来のコンデンサレスインバータを制御すべく仮のトルク指令もしくはトルク分電流指令を出力する従来コンデンサレスインバータ制御部１１と、モータトルクτm、モータ回転数ωm、電源電圧ｖ1、係数ηを入力として数１０の演算を行って電源電流ｉ1を算出し、電源電流指令値ｉ1＊として出力するｉ1＊演算部１２と、電源電流指令値ｉ1＊と実電流ｉ1とを入力として、両者の偏差が０になるような演算（例えば、ＰＩ演算）を行って補正用のトルク指令もしくはトルク分電流指令を出力するフィードバック演算部１３と、従来コンデンサレスインバータ制御部１１からの仮のトルク指令もしくはトルク分電流指令からフィードバック演算部１３が出力する補正用のトルク指令もしくはトルク分電流指令を減算して最終的なトルク指令もしくはトルク分電流指令を得る減算部１４とを有している。
【００９３】
【数１０】
上記の構成のインバータ制御装置の作用は次のとおりである。
【００９５】
数９のトルクになるような制御を行った場合の電源電流ｉ1は、数６から数８を用いて、数１０となる。そして、これを電源電流の指令値ｉ1＊とし、これと実電流ｉ1との偏差が０となるような制御（例えば、ＰＩ制御）を行って補正用のトルク指令もしくはトルク分電流指令を得、これを用いて仮のトルク指令もしくはトルク分電流指令を補正することにより、コンデンサ電流を抑制するようにトルクもしくはトルク分電流を制御することができ、ひいては電源電流の歪みを低減することができる。
【００９６】
なお、数１０中、係数ηは、主回路効率やモータ効率、力率を考慮するための定数であり、歪みを皆無にするためには、負荷トルクや回転数に応答して変化させてもよいが、制御演算処理を簡単化するために、例えば、応用機器の運転条件を加味して、代表的な負荷条件における値で代表させることができる。
【００９７】
図３はこの発明のインバータ制御装置の他の実施態様を示すブロック図である。
【００９８】
このインバータ制御装置は、速度指令ωm＊とモータ実速度ωmとの偏差を入力としてＰＩ演算（比例・積分演算）を行って値｜ｉq＊｜を出力するＰＩ演算部２１と、電源電圧ｖ1を入力として、これに同期した信号ｓｉｎ2θ1を出力するｓｉｎ2θ1発生部２２と、信号ｓｉｎ2θ1と値｜ｉq＊｜との積をとり、ｑ軸電流指令ｉq＊として出力する乗算器２３と、直流電圧ｖdc、ｑ軸電流ｉq、モータ実速度ωmを入力として数２の演算を行ってｄ軸電流指令ｉd＊を出力するｉd＊演算部２４と、ｄｑ軸電流指令ｉd＊、ｉq＊とｄｑ軸実電流ｉd、ｉqとの偏差を入力としてＰＩ演算を行って第１のｄｑ軸電圧指令ｖd＊’、ｖq＊’を出力するｄ軸用、ｑ軸用のＰＩ演算部２５、２６と、第１のｄｑ軸電圧指令ｖd＊’、ｖq＊’を入力として数３の演算を行って第２のｄｑ軸電圧指令ｖd＊、ｖq＊を出力する非干渉制御部２７とを有している。なお、上記の構成は従来のインバータ制御装置の構成と同様である。
【００９９】
そして、平均トルクＴm、直流電圧の最大値Ｖmax、係数ηを入力として数１０の演算を行い、電源電流指令値ｉ1＊を出力するｉ1指令演算部２８と、電源電流指令値ｉ1＊を実電流ｉ1から減算する減算部２９と、減算部２９の出力を入力としてＰ演算を行って補正用のｑ軸電流を出力するＰ演算部２０とを有している。また、ｑ軸電流指令ｉq＊とｑ軸実電流ｉqとの偏差から、補正用のｑ軸電流を減算してＰＩ演算部２６に供給するようにしている。
【０１００】
したがって、このインバータ制御装置を採用した場合にも、コンデンサ電流を抑制するようにトルク分電流を制御することができ、ひいては電源電流の歪みを低減することができる。
【０１０１】
図４はこの発明のインバータ制御装置のさらに他の実施態様の要部を示すブロック図である。なお、このインバータ制御装置は、フィードフォワード制御を行うためのものである。
【０１０２】
このインバータ制御装置は、従来のコンデンサレスインバータを制御すべく仮のトルク指令もしくはトルク分電流指令を出力する従来コンデンサレスインバータ制御部１１と、電源電流ｉ1または直流電圧ｖdcを入力としてコンデンサ電流ｉcを演算するコンデンサ電流演算部３１と、コンデンサ電流ｉc、係数η、電源電圧Ｖ1、およびモータ回転数ωmを入力として、コンデンサ電流ｉcを補正用のトルク指令またはトルク分電流指令に換算する換算部３２と、従来コンデンサレスインバータ制御部１１からの仮のトルク指令もしくはトルク分電流指令から換算部３２が出力する補正用のトルク指令もしくはトルク分電流指令を減算して最終的なトルク指令もしくはトルク分電流指令を得る減算部３３とを有している。
【０１０３】
図４のインバータ制御装置の作用は次のとおりである。
【０１０４】
フィードフォワード制御を行う場合には、数９を数１１と書き換え、コンデンサ電流ｉcとは逆相になるようなトルクτcをトルク指令に重畳すればよい。
【０１０５】
【数１１】
このとき、トルクτcは数６から数８により数１２とすればよい。
【０１０７】
【数１２】
さらに詳細にいえば、コンデンサ容量が０でない場合の電源電流ｉ1は数１３と記すことができる。
【０１０９】
【数１３】
ここで、ｉ1’はコンデンサ容量が０の場合の電源電流であり、数１０で与えられる。また、ｓｉｇｎ（）は符号を返す関数である。
【０１１１】
数１３を数８に代入し得られた結果のうち、コンデンサ電流ｉcを含む電力項に対し、これを打ち消すトルクは数６と数７の関係から数１２となる。
【０１１２】
ここで、係数ηは、主回路効率やモータ効率、力率を考慮するための定数であり、歪みを皆無にするためには、負荷トルクや回転数に応答して変化させてもよいが、制御演算処理を簡単化するために、例えば、応用機器の運転条件を加味して、代表的な負荷条件における値で代表させることができる。
【０１１３】
次に、電流制御によりトルクを制御する場合について、論文２で示されたＩＰＭモータを例に示す。ＩＰＭモータのトルクτmは、数１４と表すことができる。
【０１１４】
【数１４】
数１４中の（Ｌd−Ｌq）・ｉdの項はｄ軸電流により変化するが、簡単のためにｄ軸電流の変化幅が小さく、トルクはｑ軸電流に比例すると仮定すれば、数９と数１４からは従来制御で示されたｑ軸電流指令ｉq＊（数１５参照）が得られる。
【０１１６】
【数１５】
一方、これに対して、図４のインバータ制御装置は、数１１から数１４を用い得られる数１６によりｑ軸電流指令ｉq＊を算出している。
【０１１８】
【数１６】
数１６中、第２項がコンデンサ電流を補償するためのトルク分電流である。また、Ｉd0は電源波形の１／２〜１０周期程度のｄ軸電流の移動平均値である。
【０１２０】
したがって、コンデンサ電流を抑制するようにトルク分電流を制御することができ、ひいては電源電流の歪みを低減することができる。
【０１２１】
なお、図４では電源電流ｉ1もしくは直流電圧ｖdcの検出値からコンデンサ電流ｉcを算出する構成を採用しているが、コンデンサ電流ｉcを直接検出するように電流センサを設け、その検出値を直接、換算部３２に供給してもよい。
【０１２２】
図５はこの発明のインバータ制御装置のさらに他の実施態様を示すブロック図である。
【０１２３】
このインバータ制御装置が図３のインバータ制御装置と異なる点は、ｉ1指令演算部２８、減算部２９、およびＰ演算部２０に代えて、電源電流ｉ1または直流電圧ｖdcを入力としてコンデンサ電流ｉcを演算するコンデンサ電流演算部３１と、コンデンサ電流ｉc、電源電圧ｖ1、およびモータ回転数ωmを入力として、コンデンサ電流ｉcを補正用のトルク指令またはトルク分電流指令に換算するコンデンサ電流補償演算部３２’とを採用した点のみである。
【０１２４】
したがって、このインバータ制御装置においても、コンデンサ電流を抑制するようにトルク分電流を制御することができ、ひいては電源電流の歪みを低減することができる。
【０１２５】
図６はこの発明のインバータ制御装置のさらに他の実施態様の要部を示すブロック図である。
【０１２６】
このインバータ制御装置は、ＦＦＴ（調波分析）演算部３１ａおよび波形発生部３１ｂで図５のコンデンサ電流演算部３１を構成している。
【０１２７】
前記ＦＦＴ演算部３１ａは、絶対値演算部３１ｆにより算出された電源電流の絶対値｜ｉ1｜および電源電圧の絶対値位相θ2（＝２・θ1）｛なお、θ2は図２５のように電源電圧の絶対値｜ｖ1｜のピーク点を０位相としている｝を入力としてＦＦＴ演算を行い、コンデンサ電流ｉcに対応する−ｓｉｎθ2と同相な高調波ｉch1、ｉch2、・・・の振幅成分｜ｉch1｜、｜ｉch2｜、・・・を出力する。前記波形発生部３１ｂは、高調波ｉch1、ｉch2、・・・の振幅成分｜ｉch1｜、｜ｉch2｜、・・・と電源電圧の絶対値位相θ2を入力として数１７によりコンデンサ電流ｉcを発生する。
【０１２８】
【数１７】
したがって、このインバータ制御装置を採用すれば、コンデンサ電流ｉcを正確に算出することができ、コンデンサ電流を抑制するようにトルク分電流を制御することができ、ひいては電源電流の歪みを低減することができる。
【０１３０】
図７はこの発明のインバータ制御装置のさらに他の実施態様の要部を示すブロック図である。
【０１３１】
このインバータ制御装置が図６のインバータ制御装置と異なる点は、波形発生部３１ｂに代えて、電源の２倍周波数の高調波ｉch1の振幅成分｜ｉch1｜および電源電圧の絶対値位相２・θ1のみを入力としてコンデンサ電流ｉcを発生する波形発生部３１ｃを採用した点のみである。もちろん、ＦＦＴ演算部３１ａとして、電源の２倍周波数の成分のみを出力するものを採用することができる。
【０１３２】
数４から分かるように、直流電圧ｖdcの高調波振幅は調波次数ｎの増加に従って減少するのであるから、図７に示すようにＦＦＴを適用する次数を電源の２倍周波数のみにしてもかなり高精度にコンデンサ電流ｉcを発生することができる。 したがって、このインバータ制御装置を採用すれば、演算負荷を大幅に低減してコンデンサ電流ｉcをかなり正確に算出することができ、コンデンサ電流を抑制するようにトルク分電流を制御することができ、ひいては電源電流の歪みを低減することができる。
【０１３３】
図８はこの発明のインバータ制御装置のさらに他の実施態様の要部を示すブロック図である。
【０１３４】
このインバータ制御装置が図６のインバータ制御装置と異なる点は、ＦＦＴ演算部３１ａおよび波形発生部３１ｂに代えて、コンデンサ電流パターン記憶部３１ｄを採用した点のみである。
【０１３５】
前記コンデンサ電流パターン記憶部３１ｄは、数５からコンデンサ電流ｉcを予め演算して記憶し、電源電圧の絶対値位相２・θ1によりルックアップするものである。
【０１３６】
したがって、演算負荷を極小化してコンデンサ電流ｉcを正確に算出することができ、コンデンサ電流を抑制するようにトルク分電流を制御することができ、ひいては電源電流の歪みを低減することができる。
【０１３７】
図９はこの発明のインバータ制御装置のさらに他の実施態様の要部を示すブロック図である。
【０１３８】
このインバータ制御装置が図８のインバータ制御装置と異なる点は、コンデンサ電流パターン記憶部３１ｄから出力されるコンデンサ電流ｉc’および直流電圧ｖdcの最大値ｖmaxと最小値ｖminとの差を入力として数１８の演算を行ってコンデンサ電流を補正するコンデンサ電流補正部３１ｅをさらに含む点のみである。
【０１３９】
【数１８】
この構成のインバータ制御装置の作用を、図１０を参照して説明する。
【０１４１】
図１０（Ａ）は界磁制御で直流電圧ｖdcの最小値をｖminに設定した場合の直流電圧ｖdcの波形を、図１０（Ｂ）は軽負荷時の直流電圧ｖdcの波形を、それぞれ示している。
【０１４２】
すなわち、図１０から分かるように、負荷や制御状態によって直流電圧ｖdcの調波成分の振幅が変化する。
【０１４３】
そして、図９のインバータ制御装置においては、コンデンサ電流補正部３１ｅによって数１８の演算を行ってコンデンサ電流を補正するのであるから、負荷や制御条件に拘わらずコンデンサ電流を精度よく、しかも簡単な演算で得ることができ、コンデンサ電流を抑制するようにトルク分電流を制御することができ、ひいては電源電流の歪みを低減することができる。
【０１４４】
図１１はこの発明のインバータ制御装置のさらに他の実施態様の要部を示すブロック図である。
【０１４５】
このインバータ制御装置が図３、図５のインバータ制御装置と異なる点は、電源電圧の位相θ１から補正用の位相（ｑ軸電流位相指令）ξを減算して補正後の位相θを得てｓｉｎ2θ発生部２２に供給する減算部２２ａをさらに含む点のみである。
【０１４６】
この構成のインバータ制御装置の作用は次のとおりである。
【０１４７】
θが小さい場合には、ｃｏｓθは１、ｓｉｎθはθに、それぞれ近似できるので、数１９の関係を得る。
【０１４８】
【数１９】
数１９の第２項はξを遅れ位相すなわち、負に設定すればコンデンサ電流ｉcと逆相になり、その振幅はｑ軸電流位相指令の大きさ│ξ│により制御することができる。
【０１５０】
したがって、図１１の構成を採用することによって、より簡便にコンデンサ電流ｉcの補償を行うことができる。
【０１５１】
図１２から図１７は制御マイコン６における処理を説明するフローチャートである。
【０１５２】
図１２は電源位相同期処理を説明するフローチャートであり、電源電圧の立ち上がり（入力電圧のゼロクロス検出信号の立ち上がり）に応答して処理が開始し、ステップＳＰ１において位相角θ1（ｊ）を０にセットし、そのまま元の処理に戻る。なお、ここで、および以下において、添え字（ｊ）はサンプル点を識別するものである。
【０１５３】
図１３は電源位相発生処理を説明するフローチャートであり、所定の割込周期Ｔｓで起動され、ステップＳＰ１において、位相角θ1（ｋ−１）を入力し、ステップＳＰ２において、θ1（ｋ）＝θ1（ｋ−１）＋Δθの演算を行って現在の位相角θ1（ｋ）を発生し、そのまま元の処理に戻る。
【０１５４】
なお、前記定数Δθは、例えば、次のように設定する。
【０１５５】
電源周波数ｆ1＝５０Ｈｚの場合、ｓｉｎ演算処理上、θ1＝３６００を電源位相３６０°とし、割込周期Ｔsを２００μｓとすれば、Δθ（＝θ1・ｆ1・Ｔs）は３６となる。
【０１５６】
図１４は電流制御処理を説明するフローチャートであり、所定の割込周期Ｔs毎に行われる。
【０１５７】
ステップＳＰ１において、回転位置信号θm（ｎ）、回転速度ωm（ｎ）、直流電圧vdc（ｎ）、モータ電流ｉu（ｎ）、ｉv（ｎ）、ｉw（ｎ）を入力し（なお、ｎは処理毎にインクリメントされる整数である）、ステップＳＰ２において、３相→ｄｑ座標変換演算処理を行ってｄｑ軸電流ｉd（ｎ）、ｉq（ｎ）を算出し、ステップＳＰ３において、ｄｑ軸指令電流演算処理を行い、ステップＳＰ４において、ｄｑ軸電流指令Ｉd（ｎ）＊、ｉq（ｎ）＊を入力し、ステップＳＰ５において、εd（ｎ）＝ｉd（ｎ）＊−ｉd（ｎ）、εq（ｎ）＝ｉq（ｎ）＊−ｉq（ｎ）の演算を行ってｄｑ軸電流偏差εd（ｎ）、εq（ｎ）を算出し、ステップＳＰ６において、vd’（ｎ）＝Ｋpd・εd（ｎ）＋Ｋid・Σεd（ｎ）、vq’（ｎ）＝Ｋpq・εq（ｎ）＋Ｋiq・Σεq（ｎ）の演算を行ってｄｑ軸電圧をＰＩ演算し、ステップＳＰ７において、非干渉制御演算［vd（ｎ）＝vd’（ｎ）−Ｌq・ｉq（ｎ）・ｎ・ωm、およびvq（ｎ）＝vq’（ｎ）＋｛λa＋Ｌd・ｉd（ｎ）｝・ｎ・ωm］を行ってｄｑ軸電圧指令vd（ｎ）、vq（ｎ）を算出し、ステップＳＰ８において、ｄ−ｑ→３相座標変換演算処理を行って各相電圧指令vu(n)＊、vv(n)＊、vw(n)＊を算出し、ステップＳＰ９において、数２０の演算を行って各相パルス幅τu（ｎ＋１）、τv（ｎ＋１）、τw（ｎ＋１）を算出し、ＰＷＭタイマに記憶し、そのまま元の処理に戻る。
【０１５８】
【数２０】
次いで、図１４のステップＳＰ３の処理を説明する。
【０１６０】
図１５は図１４のステップＳＰ３の従来の処理を説明するフローチャートである。
【０１６１】
ステップＳＰ１において、電源位相θ1（ｎ）、およびｑ軸電流平均値指令｜ｉq（ｎ）＊｜を入力し、ステップＳＰ２において、ｉq（ｎ）＊＝｜ｉq（ｎ）＊｜・ｓｉｎ2θ1（ｎ）の演算を行ってｑ軸電流指令ｉq（ｎ）＊を算出し、ステップＳＰ３において、ｉd（ｎ）＊＝−λa／Ｌd＋（１／Ｌd）［｛ｖdc／ｎ／ωm（ｎ）｝2−｛Ｌq・ｉq（ｎ）｝2］1/2の演算を行ってｄ軸電流指令ｉd（ｎ）＊を算出し、そのまま元の処理に戻る。
【０１６２】
したがって、コンデンサ電流の補償を行うことができない。
【０１６３】
図１６はこの発明による図１４のステップＳＰ３の処理の一例を説明するフローチャートである。
【０１６４】
ステップＳＰ１において、電源位相θ1（ｎ）、ｑ軸電流平均値指令｜ｉq（ｎ）＊｜、およびコンデンサ電流ｉc（ｎ）を入力し、ステップＳＰ２において、ｉq（ｎ）＊＝｜ｉq（ｎ）＊｜・ｓｉｎ2θ1（ｎ）−ｉcの演算を行ってｑ軸電流指令ｉq（ｎ）＊を算出し、ステップＳＰ３において、ｉd（ｎ）＊＝−λa／Ｌd＋（１／Ｌd）［｛ｖdc／ｎ／ωm（ｎ）｝2−｛Ｌq・ｉq（ｎ）｝2］1/2の演算を行ってｄ軸電流指令ｉd（ｎ）＊を算出し、そのまま元の処理に戻る。
【０１６５】
したがって、コンデンサ電流の補償を行うことができる。
【０１６６】
図１７はこの発明による図１４のステップＳＰ３の処理の他の例を説明するフローチャートである。
【０１６７】
ステップＳＰ１において、電源位相θ1（ｎ）、ｑ軸電流位相指令ξ（ｎ）、およびｑ軸電流平均値指令｜ｉq（ｎ）＊｜を入力し、ステップＳＰ２において、ｉq（ｎ）＊＝｜ｉq（ｎ）＊｜・ｓｉｎ2θ1（ｎ）−ξ（ｎ）の演算を行ってｑ軸電流指令ｉq（ｎ）＊を算出し、ステップＳＰ３において、ｉd（ｎ）＊＝−λa／Ｌd＋（１／Ｌd）［｛ｖdc／ｎ／ωm（ｎ）｝2−｛Ｌq・ｉq（ｎ）｝2］1/2の演算を行ってｄ軸電流指令ｉd（ｎ）＊を算出し、そのまま元の処理に戻る。
【０１６８】
したがって、より簡便にコンデンサ電流の補償を行うことができる。
【０１６９】
【発明の効果】
請求項１の発明は、電源電流の高調波を少なくすることができるという特有の効果を奏する。
【０１７０】
請求項２の発明は、モータのトルク制御、モータの速度制御などを行うことによって請求項１と同様の効果を奏する。
【０１７１】
請求項３の発明は、トルクもしくはトルク分電流を制御することによって請求項１と同様の効果を奏する。
【０１７２】
請求項４の発明は、電源電流の高調波を少なくすることができるという特有の効果を奏する。
【０１７３】
請求項５の発明は、電源電流の高調波を少なくすることができるという特有の効果を奏する。
【０１７４】
請求項６の発明は、モータのトルク制御、モータの速度制御などを行うことによって請求項５と同様の効果を奏する。
【０１７５】
請求項７の発明は、トルクもしくはトルク分電流を制御することによって請求項５と同様の効果を奏する。
【０１７６】
請求項８の発明は、コンデンサ電流を打ち消して電源電流の高調波を少なくすることができるという特有の効果を奏する。
【０１７７】
請求項９の発明は、請求項８と同様の効果を奏する。
【０１７８】
請求項１０の発明は、演算負荷を低減できるほか、請求項９と同様の効果を奏する。
【０１７９】
請求項１１の発明は、演算負荷を低減できるほか、請求項８と同様の効果を奏する。
【０１８０】
請求項１２の発明は、コンデンサ電流を精度よく演算することができるほか、請求項１１と同様の効果を奏する。
【０１８１】
請求項１３の発明は、簡単にコンデンサ電流の補償を行うことができるほか、請求項７と同様の効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明のインバータ制御装置を含む制御システムを概略的に示す図である。
【図２】この発明のインバータ制御装置の一実施態様の要部を示すブロック図である。
【図３】この発明のインバータ制御装置の他の実施態様を示すブロック図である。
【図４】この発明のインバータ制御装置のさらに他の実施態様の要部を示すブロック図である。
【図５】この発明のインバータ制御装置のさらに他の実施態様を示すブロック図である。
【図６】この発明のインバータ制御装置のさらに他の実施態様の要部を示すブロック図である。
【図７】この発明のインバータ制御装置のさらに他の実施態様の要部を示すブロック図である。
【図８】この発明のインバータ制御装置のさらに他の実施態様の要部を示すブロック図である。
【図９】この発明のインバータ制御装置のさらに他の実施態様の要部を示すブロック図である。
【図１０】界磁制御で直流電圧Ｖdcの最小値をＶminに設定した場合の直流電圧Ｖdcの波形、および軽負荷時の直流電圧Ｖdcの波形を示す図である。
【図１１】この発明のインバータ制御装置のさらに他の実施態様の要部を示すブロック図である。
【図１２】電源位相同期処理を説明するフローチャートである。
【図１３】電源位相発生処理を説明するフローチャートである。
【図１４】電流制御処理を説明するフローチャートである。
【図１５】図１４のステップＳＰ３の従来の処理を説明するフローチャートである。
【図１６】この発明による図１４のステップＳＰ３の処理の一例を説明するフローチャートである。
【図１７】この発明による図１４のステップＳＰ３の処理の他の例を説明するフローチャートである。
【図１８】従来のインバータ回路の構成の一例を示す電気回路図である。
【図１９】図１８のインバータ回路における直流電圧波形および電源電流波形を示す図である。
【図２０】従来のインバータ回路の構成の他の例を示す電気回路図である。
【図２１】従来のコンデンサレスインバータ回路の構成を示す電気回路図である。
【図２２】コンデンサレスインバータ回路の制御原理を説明する図である。
【図２３】従来のコンデンサレスインバータ回路を制御するインバータ制御装置の構成を示すブロック図である。
【図２４】コンデンサレスインバータ回路の直流部電圧とコンデンサに流れる電源の２倍周波成分を示す図である。
【図２５】コンデンサレスインバータ回路制御時の電源電流を示す図である。
【符号の説明】
２ ダイオード全波整流回路 ３ 小容量コンデンサ
４ インバータ ５ ＩＰＭモータ
１２ ｉ１演算部 １３ フィードバック演算部
１４ 減算部 ２０ Ｐ演算部 ２２ａ 減算部
２８ ｉ１指令演算部 ２９ 減算部
３１ コンデンサ電流演算部 ３１ａ ＦＦＴ演算部
３１ｂ、３１ｃ 波形発生部 ３１ｄ コンデンサ電流パターン記憶部
３１ｅ コンデンサ電流補正部 ３２ 換算部
３２’ コンデンサ電流補償演算部 ３３ 減算部
Claims (13)
- 単相整流回路（２）と３相インバータ（４）とを含み、単相整流回路（２）の出力電圧が電源周波数の２倍周波で大きく脈動するように、単相整流回路（２）の出力端子間に接続されるコンデンサ（３）の容量を設定し、３相インバータ（４）の出力電圧または出力電流をモータ（５）に供給すべく３相インバータ（４）を制御する方法であって、
電源から単相整流回路（２）を介してコンデンサ（３）に流れ込む電流を抑制すべく制御を行うことを特徴とするインバータ制御方法。 - 電源から単相整流回路（２）を介してコンデンサ（３）に流れ込む電流を抑制すべくモータ（５）を制御する請求項１に記載のインバータ制御方法。
- 電源から単相整流回路（２）を介してコンデンサ（３）に流れ込む電流を抑制すべくトルクもしくはトルク分電流を制御する請求項１に記載のインバータ制御方法。
- 単相整流回路（２）と３相インバータ（４）とを含み、単相整流回路（２）の出力電圧が電源周波数の２倍周波で大きく脈動するように、単相整流回路（２）の出力端子間に接続されるコンデンサ（３）の容量を設定し、３相インバータ（４）の出力電圧または出力電流をモータ（５）に供給すべく３相インバータ（４）を制御する装置であって、
電源から単相整流回路（２）を介してコンデンサ（３）に流れ込む電流を抑制する抑制手段を含むことを特徴とするインバータ制御装置。 - 単相整流回路（２）と３相インバータ（４）とを含み、単相整流回路（２）の出力電圧が電源周波数の２倍周波で大きく脈動するように、単相整流回路（２）の出力端子間に接続されるコンデンサ（３）の容量を設定し、３相インバータ（４）の出力電圧または出力電流をモータ（５）に供給すべく３相インバータ（４）を制御する装置であって、
電源から単相整流回路（２）を介してコンデンサ（３）に流れ込む電流を抑制すべく制御を行う制御手段（１２）（１３）（１４）（２０）（２２ａ）（２８）（２９）（３１）（３１ａ）（３１ｂ）（３１ｃ）（３１ｄ）（３１ｅ）（３２）（３２’）（３３）を含むことを特徴とするインバータ制御装置。 - 前記制御手段（１２）（１３）（１４）（２０）（２２ａ）（２８）（２９）（３１）（３１ａ）（３１ｂ）（３１ｃ）（３１ｄ）（３１ｅ）（３２）（３２’）（３３）は、電源から単相整流回路（２）を介してコンデンサ（３）に流れ込む電流を抑制すべくモータ（５）を制御するものである請求項５に記載のインバータ制御装置。
- 前記制御手段（１２）（１３）（１４）（２０）（２２ａ）（２８）（２９）（３１）（３１ａ）（３１ｂ）（３１ｃ）（３１ｄ）（３１ｅ）（３２）（３２’）（３３）は、電源から単相整流回路（２）を介してコンデンサ（３）に流れ込む電流を抑制すべくトルクもしくはトルク分電流を制御するものである請求項５に記載のインバータ制御装置。
- 単相整流回路（２）と３相インバータ（４）とを含み、単相整流回路（２）の出力電圧が電源周波数の２倍周波で大きく脈動するように、単相整流回路（２）の出力端子間に接続されるコンデンサ（３）の容量を設定し、３相インバータ（４）の出力電圧または出力電流をモータ（５）に供給すべく３相インバータ（４）を制御する装置であって、
電源から単相整流回路（２）を介してコンデンサ（３）に流れ込むコンデンサ電流を演算するコンデンサ電流演算手段（３１）（３１ａ）（３１ｂ）（３１ｃ）（３１ｄ）と、
得られたコンデンサ電流をトルク分電流から減算することによりトルク分電流を補正するトルク分電流補正手段（３２）（３２’）（３３）と
を含むことを特徴とするインバータ制御装置。 - 前記コンデンサ電流演算手段（３１ａ）は、電源電流の調波分析演算を行うものである請求項８に記載のインバータ制御装置。
- 前記調波分析の結果として、電源の２倍周波数の成分を採用する請求項９に記載のインバータ制御装置。
- 前記コンデンサ電流演算手段（３１ｄ）は、記憶したパターンに基づいてコンデンサ電流を出力するものである請求項８に記載のインバータ制御装置。
- 記憶したパターンに基づいて出力するコンデンサ電流を直流電圧検出値に基づいて補正する補正手段（３１ｅ）をさらに含む請求項１１に記載のインバータ制御装置。
- 前記制御手段（２２ａ）は、トルク分電流の位相を遅れ位相に設定する位相設定手段（２２ａ）を含む請求項７に記載のインバータ制御装置。
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