JP2020058225A - 直接形電力変換器、制御装置 - Google Patents
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Abstract
Description
図1は以下の実施の形態において共通に採用される直接形電力変換器100の構成を例示する回路図である。かかる構成それ自体は、例えば特許文献1の図1および図30から公知である。
例えば植杉、外4名「力率改善型エアコン用単相倍電圧コンバータ回路」電気学会論文誌D,第119巻第5号(平成11年)(以下「非特許文献1」と称す)によれば、Vc>Vrecに相当する領域においては、電圧Vcが同じであれば、力率改善回路に入力される電力が低下すると力率改善回路の力率が低下することが示される。
図4〜図7は、係数Jを導入して表される導通開始位相が(J×2π+nπ)rad(但しJ=0.075、nは整数)である場合のグラフを例示する。また、図4〜図7ではグラフの横軸には誘導性負荷6が回転機である場合の、当該回転機の回転速度を採用した。動力は回転速度とトルクの積であり、動力と電力とは比例する。例えば回転機が空気調和機に採用される場合、その負荷トルクは一定である。よって、回転速度と電力Poとは比例する。以下では、電流iLが流れることはフィルタ2の共振によって阻害されないとして説明する。
電圧Vcは、コンデンサC4の充放電によって変動する。電圧Vcの平均値が指令値に追従するように制御される技術は、例えば特許5874800号公報(以下「特許文献2」と称す)で公知である。上述の昇圧比αの算出に用いられる電圧Vcはその平均値である。以下、昇圧比αに1.05を採用した理由を説明する。
上述のような電圧Vcの変更は、スイッチSLが導通する期間(以下「オン時間」と称す)の変更によって実現される。よって期間導通開始位相と導通終了位相との差は電力Poに依存して設定される。
図17はスイッチSLの導通を制御する処理を例示するフローチャートである。ステップS101では直接形電力変換器100を運転させる指示(図面及び以下では「運転指令」と称す)の有無が判断される。運転指令が無ければステップS101が繰り返し実行される。運転指令があれば処理はステップS102へ進み、昇圧比αが値α1に設定される。ステップS102が実行された後、処理はステップS103に進み、電力Poが演算によって求められる。後述するように、ステップS102の実行後以外でもステップS103が実行されるフローが存在する。
図22は制御装置10の構成を例示するブロック図である。制御装置10は、インバータ制御部101と、放電制御部102と、充電制御部103とを備える。制御装置10は例えばシングルチップマイクロコンピュータで実現することができる。
上述のように、電力Pdcは、インバータ5における電力変換での損失を無視すれば、インバータ5に入力する直流電力、瞬時電力Poutの平均値、電力Pi,Poのいずれとも等しい。よって本実施の形態においても第1の実施の形態と同様、以下の説明では電力Poを用いて説明を行う。
図30は第2の実施の形態における直接形電力変換器100の構成の一部を例示する回路図である。当該構成と図1に示された第1の実施の形態における直接形電力変換器100の構成との相違は、コンバータ3の構成およびコンバータ3とフィルタ2と電力バッファ回路4との接続関係のみである。よって図30ではその相違する箇所のみを採りだして示す。
図41はスイッチSLの導通を制御する処理を例示するフローチャートである。ステップS501では運転指令の有無が判断される。運転指令が無ければステップS501が繰り返し実行される。運転指令があれば処理はステップS502へ進み、電力Poが演算によって求められる。後述するように、ステップS501の実行後以外でもステップS502が実行されるフローが存在する。
上述のように、電力Poが大きいときよりも、電力Poが小さいときに、放電デューティdcを大きくすることで、入力力率が改善される。そして図36〜図39を用いて説明されたように、電力Poの他、昇圧比α、導通開始位相にも基づいてオン時間を求めることが望ましい。以下では、オン時間を電力Poと昇圧比αとに依存して決定する場合を例に採って説明する。
式(10)、(12)から、充電回路4bの力率が高いほど、直接形電力変換器100の入力力率は高いことが理解される。このことから、電流iLが流れる期間である通流期間が長いほど、入力力率は改善されると考えられる。
図45は瞬時電力PL(=Po/2)と通流期間との関係を示すグラフである。図45は図18および図19に対応する。図45における折れ線G601はα=1.14の場合を例示し、図18に対応する。図45における折れ線G602はα=1.05の場合を例示し、図19に対応する。
図47は入力力率と通流期間との関係を示すグラフであり、昇圧比α=1.14の場合を例示する。折れ線G608、G609,G610はそれぞれ電力Poが700W,1000W,1400Wの場合を示す。折れ線G608、G609,G610のいずれにおいても黒丸(●)はdc<1の場合(式(5),(8)が満足されてPL=Po/2の場合)を示し、黒三角(▲)はdc=1の場合(式(13)が満足されてPL=Poの場合)を示す。図47から理解されるように、放電デューティdcの増大によって通流期間比および入力力率ξ100の両方が上昇する。この傾向は電力Poによらない。
3 コンバータ
3a,3b ダイオードブリッジ
4 電力バッファ回路
4a 放電回路
4b 充電回路
5 インバータ
7 直流リンク
8 逆電流阻止回路
10 制御装置
10B パルス発生部
100 形電力変換器
101 インバータ制御部
102 放電制御部
103 充電制御部
1032 昇圧比設定部
1034 オン時間演算部
1035 遅延時間加算部
C2,C4 コンデンサ
L4 リアクトル
Pdc,Pi,Po 電力
Pbuf,Pin,Prec1 瞬時電力
ph1 第1の閾値
ph2 第2の閾値
Sc,SL スイッチ
SSc,SSup,SSvp,SSwp,SSun,SSvn,SSwn 制御信号
Vc 電圧
Vin 交流電圧
Vrec,Vrec2 整流電圧
d1,d2,α1,α2 値
dc 放電デューティ
iL 電流
ks 変調率
Pth,pfh,ξth 閾値
α 昇圧比
ξ,ξ100 入力力率
Claims (14)
- 直流リンク(7)と、
単相の交流電圧(Vin)を整流し、交流電力を直流電力に変換して第1の瞬時電力(Pin)を出力するコンバータ(3)と、
前記コンバータおよび前記直流リンクとの間で電力を授受し、第2の瞬時電力(Pbuf)でバッファリングする電力バッファ回路(4)と、
前記直流リンクにおける直流電圧を第2の交流電圧に変換して出力するインバータ(5)と
を備え、
前記コンバータから前記電力バッファ回路へ流れる電流(iL)が、前記交流電圧(Vin)の半周期未満で連続して流れる期間は、前記インバータに入力される第3の電力(Pdc)、前記インバータが出力する第4の電力(Po)または前記第1の瞬時電力の平均値(Pi)が第1の閾値(Pth,ph1)未満のときのほうが、前記第3の電力、前記第4の電力または前記平均値が前記第1の閾値以上の第2の閾値(Pth,ph2)以上のときよりも長い、直接形電力変換器(100)。 - 請求項1に記載の直接形電力変換器(100)を制御する制御装置(10)であって、
前記電力バッファ回路は、
コンデンサ(C4)と、
前記コンデンサを充電する充電回路(4b)と、
前記コンデンサを前記直流リンクに接続する第1のスイッチ(Sc)とを有する放電回路(4a)と
を含み、
前記制御装置(10)は、
放電制御部(102)と、
充電制御部(103)と
を備え、
前記放電制御部は、前記第1のスイッチの導通を制御する第1の制御信号(SSc)を出力し、
前記充電制御部は、前記充電回路(4b)に対し、前記コンバータが出力する整流後の電圧(Vrec)の振幅に対する比が昇圧比(α)となる電圧(Vc)に前記コンデンサを充電させ、
前記第3の電力(Pdc)、前記第4の電力(Po)または前記平均値(Pi)が前記第1の閾値(ph1)未満のときの前記昇圧比は、前記第3の電力、前記第4の電力または前記平均値が前記第2の閾値(ph2)以上のときの前記昇圧比よりも小さい、制御装置。 - 請求項1に記載の直接形電力変換器(100)を制御する制御装置(10)であって、
前記電力バッファ回路は、
コンデンサ(C4)と、
前記コンデンサを充電する充電回路(4b)と、
前記コンデンサを前記直流リンクに接続する第1のスイッチ(Sc)とを有する放電回路(4a)と、
を含み、
前記制御装置は、
放電制御部(102)と、
充電制御部(103)と
を備え、
前記放電制御部は、前記第1のスイッチの導通を制御する第1の制御信号(SSc)を出力し、
前記充電制御部は、前記充電回路(4b)に対し、前記コンバータが出力する整流後の電圧(Vrec)の振幅に対する比が昇圧比(α)となる電圧(Vc)に前記コンデンサを充電させ、
前記充電回路(4b)は、
エネルギーを前記コンデンサ(C4)に蓄積するリアクトル(L4)と、
前記リアクトルに前記コンバータを接続して前記リアクトルにエネルギーを蓄積させる第2のスイッチ(SL)と
を有し、
前記コンバータから前記電力バッファ回路へ流れる前記電流(iL)は前記リアクトルに流れ、
前記充電制御部(103)は
二つの値(α1,α2)を、前記インバータ(5)の変調率(ks)に従って前記昇圧比(α)として選択的に出力する昇圧比設定部(1032)と、
前記昇圧比と、前記平均値(Pi)、前記第3の電力(Pdc)または前記第4の電力(Po)とから、前記第2のスイッチが導通する時間であるオン時間を設定するオン時間演算部(1034)と、
前記オン時間で前記第2のスイッチの導通を制御する第2の制御信号(SSL)を出力するパルス発生部(10B)と
を有し、
前記変調率が第3の閾値未満のときの前記昇圧比は、前記第3の閾値以上の第4の閾値以上のときの前記昇圧比よりも小さい、制御装置。 - 請求項1に記載の直接形電力変換器(100)を制御する制御装置(10)であって、
前記電力バッファ回路は、
コンデンサ(C4)と、
前記コンデンサを充電する充電回路(4b)と、
前記コンデンサを前記直流リンクに接続する第1のスイッチ(Sc)とを有する放電回路(4a)と
を含み、
前記制御装置は、
放電制御部(102)と、
充電制御部(103)と
を備え、
前記放電制御部は、前記第1のスイッチの導通を制御する第1の制御信号(SSc)を出力し、
前記充電制御部は、前記充電回路(4b)に対し、前記コンバータが出力する整流後の電圧(Vrec)の振幅に対する比が昇圧比(α)となる電圧(Vc)に前記コンデンサを充電させ、
前記直接形電力変換器の入力力率(ξ100)が所定の閾値(pfh)以上の値から前記所定の閾値未満の値に減少すると前記昇圧比が減少する、制御装置。 - 請求項1に記載の直接形電力変換器(100)を制御する制御装置(10)であって、
前記電力バッファ回路は、
第1のコンデンサ(C4)と、
前記第1のコンデンサを所定の電圧(Vc)に充電する充電回路(4b)と、
前記第1のコンデンサを前記直流リンクに接続する第1のスイッチ(Sc)とを有する放電回路(4a)と
を含み、
前記制御装置は、
前記第1のスイッチを第1のデューティ(dc)で導通させる第1の制御信号(SSc)を出力する放電制御部(102)
を備え、
前記第3の電力(Pdc)、前記第4の電力(Po)または前記平均値(Pi)が前記第1の閾値(Pth,ph1)未満のときの前記第1のデューティの値(d1)は、前記第3の電力、前記第4の電力または前記平均値が前記第2の閾値(Pth,ph2)以上のときの前記第1のデューティの値(d2)よりも大きい、制御装置。 - 前記第3の電力(Pdc)、前記第4の電力(Po)または前記平均値(Pi)が前記第1の閾値(Pth,ph1)未満のときの前記第1のデューティ(dc)の前記値(d1)は1である、請求項5記載の制御装置。
- 前記第3の電力(Pdc)、前記第4の電力(Po)または前記平均値(Pi)が前記第2の閾値(Pth,ph2)以上のとき、前記電力バッファ回路に入力する瞬時電力(PL)の平均値は、前記第1の瞬時電力(Pin)の前記平均値(Pi)の半分である、請求項6記載の制御装置。
- 前記インバータ(5)の変調率(ks)が第3の閾値未満のときの前記第1のデューティは、前記第3の閾値以上の第4の閾値以上のときの前記第1のデューティよりも大きい、請求項5から請求項7のいずれか一つに記載の制御装置。
- 請求項1に記載の直接形電力変換器(100)を制御する制御装置(10)であって、前記電力バッファ回路は、
第1のコンデンサ(C4)と、
前記第1のコンデンサを所定の電圧(Vc)に充電する充電回路(4b)と、
前記第1のコンデンサを前記直流リンクに接続する第1のスイッチ(Sc)とを有する放電回路(4a)と
を含み、
前記制御装置は、
前記第1のスイッチを第1のデューティ(dc)で導通させる第1の制御信号(SSc)を出力する放電制御部(102)
を備え、
前記直接形電力変換器の入力力率(ξ)が所定の閾値(ξth)以上の値から前記所定の閾値未満の値に減少すると前記第1のデューティが増大する、制御装置。 - 前記直接形電力変換器(100)は、
第2のコンデンサ(C2)を有するフィルタ(2)と、
前記フィルタの出力側と前記直流リンクとの間に接続され、前記放電回路(4a)から前記フィルタ(2)へ逆流する電流を阻止する逆電流阻止回路(8)と
を更に備え、
前記フィルタの入力側と前記充電回路(4b)の入力側とが前記コンバータ(3)の出力側において並列に接続され、
前記充電回路(4b)は、
エネルギーを前記第1のコンデンサ(C4)に蓄積するリアクトル(L4)と、
前記リアクトルに前記コンバータを接続して前記リアクトルにエネルギーを蓄積させる第2のスイッチ(SL)と
を有し、
前記コンバータから前記電力バッファ回路へ流れる前記電流(iL)は前記リアクトルに流れる、請求項5から請求項9のいずれか一つに記載の制御装置。 - 前記制御装置(10)は
充電制御部(103)
を更に備え、
前記充電制御部は、
前記第2のスイッチが導通する時間であるオン時間を設定するオン時間演算部(1034)と、
前記コンバータが出力する整流後の電圧(Vrec)が減少から増加に転じる位相に対する、前記第2のスイッチが導通を開始する位相を、遅延量で遅延する遅延時間加算部(1035)と、
前記遅延量で遅延して前記オン時間で前記第2のスイッチを導通させる第2の制御信号(SSL)を出力するパルス発生部(10B)と
を有し、
前記遅延量は、前記第2のコンデンサの放電時間もしくは前記フィルタの共振周波数の逆数よりも長い、請求項10記載の制御装置。 - 前記コンバータ(3)は、
前記交流電圧(Vin)が印加される一対の入力端と、前記フィルタ(2)に接続される第1の出力端対とを有し、単相全波整流を行う第1のダイオードブリッジ(3a)と、
前記一対の入力端と、前記交流電圧を単相全波整流して得られる整流電圧(Vrec2)を前記充電回路に与える第2の出力端対とを有する第2のダイオードブリッジ(3b)と
を有し、
前記第1の出力端対と前記第2の出力端対とは非導通である、請求項10または請求項11に記載の制御装置。 - 前記第3の電力(Pdc)、前記第4の電力(Po)または前記平均値(Pi)が第5の閾値未満のときの前記所定の電圧(Vc)は、前記第3の電力、前記第4の電力または前記平均値が前記第5の閾値以上の第6の閾値以上のときの前記所定の電圧よりも小さい、請求項5から請求項12のいずれか一つに記載の制御装置。
- 前記制御装置は、
前記インバータの動作を制御する第3の制御信号(SSup,SSvp,SSwp,SSun,SSvn,SSwn)を出力するインバータ制御部(101)
を更に備える、請求項2から請求項13のいずれか一つに記載の制御装置。
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