JP2010136492A

JP2010136492A - 電源装置

Info

Publication number: JP2010136492A
Application number: JP2008308433A
Authority: JP
Inventors: Mitsukuni Yoshida; 充邦吉田; Masataka Onishi; 雅隆大西
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 2008-12-03
Filing date: 2008-12-03
Publication date: 2010-06-17
Anticipated expiration: 2028-12-03
Also published as: US20110228573A1; CN102224667A; US8416590B2; EP2360828A1; JP4487008B2; WO2010064490A1

Abstract

【課題】雑音端子電圧のレベルが低く小型の電源装置を提供する。
【解決手段】この電源装置は、アクティブフィルタ１０の入力電流Ｉｉｎ、入力電圧Ｖｉｎ、および出力電圧Ｖｏを検出し、入力電流Ｉｉｎの上昇に応じて目標電圧Ｖｔを低下させ、入力電流Ｉｉｎと入力電圧Ｖｉｎの位相が一致し、かつアクティブフィルタの出力電圧Ｖｏが目標電圧Ｖｔに一致するようにＩＧＢＴ１３をオン／オフ制御するマイクロコンピュータ１８を備える。したがって、入力電流Ｉｉｎの上昇に応じて目標電圧Ｖｔを低下させるので、雑音端子電圧のレベルを低く抑制できる。
【選択図】図１

Description

この発明は電源装置に関し、特に、アクティブフィルタを備えた電源装置に関する。

従来、空気調和機や冷蔵庫などの電源装置では、商用電源からの交流電圧をダイオードブリッジのような整流回路で整流し、コンデンサのような平滑回路で平滑化して直流電圧を生成し、その直流電圧をインバータで交流電圧に変換して交流モータに供給していた。

このような電源装置の力率の向上、電源高調波電流の低減化を図る方法として、整流回路と平滑回路の間にアクティブフィルタを設け、入力電流と入力電圧の波形および位相を一致させる方法がある（たとえば、特許文献１，２参照）。

また、アクティブフィルタを用いた電源装置では、入力交流電圧が低い場合に電力損失が大きくなるという課題があるが、これを解決する方法として、アクティブフィルタの入力電圧と出力電圧の差を一定にする方法がある（たとえば、特許文献３参照）。

また、アクティブフィルタを用いた電源装置では、スイッチング素子を高周波でスイッチングするため、スイッチング素子の温度上昇による破壊の危険性が高い。そのため、スイッチング素子の温度を検出し、温度が高い場合には目標電圧を下げる方法がある（たとえば、特許文献４参照）。
特開平８−３３３９２号公報特開平８−１８２３２９号公報特開２００６−２０４０２号公報特開平９−７０１７８号公報

しかし、特許文献１，２の問題点を解決した特許文献３でも、アクティブフィルタ以外の力率改善回路（ＰＡＭ制御回路など）に比べてスイッチング周波数が高いので、雑音端子電圧のレベルが高いという問題があった。

また、特許文献４では、スイッチング素子の温度上昇に応じて目標電圧を下げるので、スイッチング素子の温度が高い場合には雑音端子電圧レベルが抑制されるとも考えられるが、スイッチング素子の温度が低い場合には雑音端子電圧が高いという問題がある。

また、特許文献１〜４に開示されている技術だけでは、これら問題を解決するには、さらなるハードウェア構成の追加などが必要となり、装置が大型化する。

それゆえに、この発明の主たる目的は、雑音端子電圧のレベルが低く小型の電源装置を提供することである。

この発明に係る電源装置は、第１の交流電圧を整流する整流回路と、整流回路の次段に設けられたアクティブフィルタと、アクティブフィルタの出力電圧を平滑化して直流電圧を生成する平滑回路と、直流電圧を第２の交流電圧に変換するインバータとを備えたものである。アクティブフィルタは、一方端子が整流回路の出力電圧を受けるリアクトルと、アノードがリアクトルの他方端子に接続され、カソードが平滑回路に接続されたダイオードと、リアクトルの他方端子と基準電圧のラインとの間に接続されたスイッチング素子とを含む。この電源装置は、さらに、アクティブフィルタの入力電流、入力電圧、および出力電圧を検出し、入力電流に基づいて目標電圧を生成し、入力電流と入力電圧の位相が一致し、かつアクティブフィルタの出力電圧が目標電圧に一致するようにスイッチング素子をオン／オフ制御するマイクロコンピュータを備える。

好ましくは、マイクロコンピュータは、入力電流が増大したことに応じて目標電圧を低下させる。

また好ましくは、さらに、スイッチング素子の温度を検出する温度センサを備え、マイクロコンピュータは、温度センサの検出温度と入力電流とに基づいて目標電圧を生成する。

また好ましくは、マイクロコンピュータは、入力電流が増大したことに応じて目標電圧を低下させるとともに、温度センサの検出温度が上昇したことに応じて目標電圧を低下させる。

この発明に係る電源装置では、アクティブフィルタの入力電流、入力電圧、および出力電圧を検出し、入力電流に基づいて目標電圧を生成し、入力電流と入力電圧の位相が一致し、かつ出力電圧が目標電圧に一致するようにスイッチング素子をオン／オフ制御するマイクロコンピュータが設けられる。したがって、たとえば入力電流が増加したことに応じて目標電圧を低下させることにより、雑音端子電圧のレベルを低くすることができる。また、アクティブフィルタの制御をマイクロコンピュータで行なうので、装置寸法の小型化を図ることができる。

[実施の形態１]
図１は、この発明の実施の形態１による電源装置の構成を示すブロック図である。図１において、この電源装置は、整流回路２、分圧抵抗器７，１５、電流検出抵抗器８、アンプ９、アクティブフィルタ１０、平滑コンデンサ１４、インバータ１６、およびマイクロコンピュータ１８を備える。

整流回路２は、ブリッジ接続された４つのダイオード３〜６を含み、交流電源１からの交流電圧を全波整流する。交流電圧は、ダイオード３，４のアノード間に与えられる。ダイオード３，４のカソードはともに正側出力ノード２ａに接続され、ダイオード５，６のカソードはそれぞれダイオード３，４のアノードに接続され、ダイオード５，６のアノードはともに負側出力ノード２ｂに接続される。

分圧抵抗器７は、整流回路２の正側出力ノード２ａと基準電圧のラインとの間に接続され、整流回路２の出力電圧すなわちアクティブフィルタ１０の入力電圧Ｖｉｎを分圧し、入力電圧Ｖｉｎを示す信号を生成してマイクロコンピュータ１８に与える。

電流検出抵抗器８は、インバータ１６の負側入力ノード１６ｂと整流回路２の負側出力ノード２ｂとの間に接続され、アクティブフィルタ１０の入力電流Ｉｉｎを示す信号を出力する。アンプ９は、電流検出抵抗器８の出力信号を増幅してマイクロコンピュータ１８に与える。インバータ１６の負側入力ノード１６ｂは基準電圧のラインに接続される。

アクティブフィルタ１０は、リアクトル１１、ダイオード１２、およびＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor)１３を含む。リアクトル１１の一方端子は整流回路２の正側出力ノード２ａに接続される。ダイオード１２のアノードはリアクトル１１の他方端子に接続され、そのカソードはインバータ１６の正側入力ノード１６ａに接続される。ＩＧＢＴ１３のコレクタはリアクトル１１の他方端子に接続され、そのエミッタは基準電圧のラインに接続され、そのゲートはマイクロコンピュータ１８からの制御信号φＣを受ける。

平滑コンデンサ１４の正極はダイオード１２のカソードに接続され、その負極は基準電圧のラインに接続される。平滑コンデンサ１４は、アクティブフィルタ１０の出力電圧Ｖｏを平滑化して直流電圧を生成する。分圧抵抗器１５は、平滑コンデンサ１４に並列接続され、アクティブフィルタ１０の出力電圧Ｖｏを分圧し、出力電圧Ｖｏを示す信号を生成してマイクロコンピュータ１８に与える。インバータ１６は、アクティブフィルタ１０の出力電圧Ｖｏを３相交流電圧に変換し、その３相交流電圧を交流モータ１７に与える。

マイクロコンピュータ１８は、インバータ１６からの直流電流信号やモータ１７からのモータ位置信号に基づいて、インバータ１６を制御する。また、マイクロコンピュータ１８は、入力電圧Ｖｉｎ、入力電流Ｉｉｎ、および出力電圧Ｖｏに基づいてＩＧＢＴ１３をオン／オフ制御し、入力電圧Ｖｉｎと入力電流Ｉｉｎの波形および位相を一致させて力率を１に近付けるとともに、出力電圧Ｖｏを目標電圧Ｖｔに一致させる。また、マイクロコンピュータ１８は、入力電流Ｉｉｎが増大したことに応じて目標電圧Ｖｔを低下させる。

すなわち、マイクロコンピュータ１８は、電圧検出部２０，２２、電流検出部２１、目標電圧設定部２３、および信号生成部２４を含む。電圧検出部２０は、分圧抵抗器７の出力信号に基づいて、アクティブフィルタ１０の入力電圧Ｖｉｎの波形、位相、振幅などを示すデジタル信号を発生する。電流検出部２１は、アンプ９の出力信号に基づいて、アクティブフィルタ１０の入力電流Ｉｉｎの波形、位相、振幅などを示すデジタル信号を発生する。電圧検出部２２は、分圧抵抗器１５の出力信号に基づいて、アクティブフィルタ１０の出力電圧Ｖｏのレベルを示すデジタル信号を発生する。

目標電圧設定部２３は、電圧検出部２０および電流検出部２１の出力信号に基づいて目標電圧Ｖｔを生成する。目標電圧Ｖｔは、アクティブフィルタ１０の入力電流Ｉｉｎが増大するに従って低下する。信号生成部２４は、入力電圧Ｖｉｎ、入力電流Ｉｉｎ、および出力電圧Ｖｏに基づいて制御信号φＣを生成し、ＩＧＢＴ１３をオン／オフ制御し、入力電圧Ｖｉｎと入力電流Ｉｉｎの波形および位相を一致させて力率を１に近付けるとともに、出力電圧Ｖｏを目標電圧Ｖｔに一致させる。

詳しく説明すると、制御信号φＣは、入力電圧Ｖｉｎ、入力電流Ｉｉｎ、および出力電圧Ｖｏの関数であり、φＣ＝ｘ（Ｖｉｎ，Ｉｉｎ，Ｖｏ）である。また、出力電圧Ｖｏは、目標電圧Ｖｔ、出力電圧Ｖｏ、および入力電圧Ｖｉｎの関数であり、Ｖｏ＝ｙ（Ｖｔ，Ｖｏ，Ｖｉｎ）である。入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏは一定の関係になるように制御される。また、入力電圧Ｖｉｎが下がっても電力損失が変化しないように、入力電流Ｉｉｎの増大に伴って目標電圧Ｖｔが下げられる。

制御信号φＣによるＩＧＢＴ１３のオン／オフの周期は、マイクロコンピュータ１８に記憶された任意の設定値によって決定される。たとえば、データの書換えが可能なフラッシュメモリを用いて任意の設定値を記憶することにより、任意の設定値を変更することが可能となる。騒音や雑音端子電圧の問題から、一般的にアクティブフィルタ１０のスイッチング周期は１５ｋＨｚ〜２０ｋＨｚに設定される。

また、この制御信号φＣは、図２に示すような入力電圧Ｖａｃに基づいてマイクロコンピュータ１８によって生成されるゼロクロス検知信号φＺＣをトリガとして制御信号φＣを生成している。電圧Ｖａｃは、正弦波形の交流電圧を全波整流したものである。マイクロコンピュータ１８は、入力電圧Ｖａｃをサンプリングし、入力電圧Ｖａｃが予め設定されているしきい値電圧Ｖｔｈ以下になったときにゼロクロス検知信号φＺＣを「Ｈ」レベルに立ち上げ（時刻ｔ０，ｔ２，ｔ４）、入力電圧Ｖａｃがしきい値電圧Ｖｔｈ以上になったときにゼロクロス検知信号φＺＣを「Ｌ」レベルに立ち下げ（時刻ｔ１，ｔ３，ｔ５）、ゼロクロス検知信号φＺＣをソフトウェア的に生成する。

なお、抵抗素子、ダイオード、およびフォトカプラを組み合わせた回路や、コンパレータなどのハードウェアを用いてゼロクロス検知信号φＺＣを生成し、その信号φＺＣをマイクロコンピュータ１８に入力し、制御信号φＣの出力トリガとしてもよい。

また、マイクロコンピュータ１８は、入力電流Ｉｉｎに応じて目標電圧Ｖｔを調整する。消費電流が大きいほど雑音端子電圧が大きくなるので、位相を合わせるために検出している入力電流Ｉｉｎを、目標電圧Ｖｔを調整する変数としても使用する。入力電流Ｉｉｎの増大に応じて目標電圧Ｖｔを下げることで、雑音端子電圧のレベルを下げる。

図３（ａ）〜（ｄ）は、入力電流Ｉｉｎと目標電圧Ｖｔの関係を例示する図である。たとえば図３（ａ）に示すように、入力電流Ｉｉｎがしきい値電流を超えたことに応じて目標電圧Ｖｔを下げる。この場合は、入力電流Ｉｉｎが略しきい値電流になったときに目標電圧Ｖｔがハンチング現象を起こさないように、コンパレータにヒステリシス特性を持たせたり、所定のマスク時間だけ目標電圧Ｖｔの切換を禁止するとよい。

また、図３（ｂ）に示すように、入力電流Ｉｉｎのレベル上昇に比例して目標電圧Ｖｔを低下させたり、図３（ｃ）に示すように、入力電流Ｉｉｎのレベル上昇に応じて目標電圧Ｖｔを段階的に低下させたり、図３（ｄ）に示すように、入力電流Ｉｉｎのレベルが上昇するほどに目標電圧Ｖｔの低下率を大きくし、目標電圧Ｖｔを２次関数的に低下させてもよい。また、図３（ｂ）に示すような線形関係に上限補償や下限補償を設け、図３（ａ）（ｂ）を組み合わせたような制御方法を採用してもよい。

ここで、たとえば空気調和機や冷蔵庫などのコンプレッサを駆動する場合、コンプレッサの回転数が高速になると、入力電流Ｉｉｎが大きくなってリアクトル１１での電圧降下が大きくなり、出力電圧Ｖｏのレベルが低下する。したがって、入力電流Ｉｉｎが大きくなるほど目標電圧Ｖｔを下げることができる。ただし、出力電圧Ｖｏがインバータ１６の制御限界以下の出力電圧にならないようにする必要がある。制御限界の出力電圧とは、任意のコンプレッサ回転数まで上昇可能な最低直流電圧のことである。

ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御などでコンプレッサを駆動する場合、出力のＰＷＭデュティが１００％に到達するとそれ以上回転数を上昇させることができなくなり、さらにコンプレッサの回転数を上昇させるためには出力の直流電圧を上昇させる必要がある。この限界出力電圧はコンプレッサの回転数やコンプレッサ内部のモータ負荷トルクなどによって変化するが、たとえば通常制御時の目標出力電圧とは別に、回転数に比例した任意の最低出力電圧値をマイクロコンピュータに設定しておき、その値以下にならないように制御する方法などがある。

目標電圧Ｖｔの設定方法としては、アクティブフィルタ１０による昇圧が無い場合の出力電圧Ｖｏを実験的に求め、同様に電流位相を電圧位相に合わせる分の昇圧電圧値Ｘ（Ｖ）を実験的に求め、その出力電圧ＶｏにＸ（Ｖ）程度を加えた目標電圧Ｖｔを予めマイクロコンピュータ１８に記憶させておき、制御を行なう方法や、入力電流Ｉｉｎと入力電圧Ｖｉｎのバランスを検出することによって自動的に制御を行なう方法もある。このバランスが「１」の場合、力率はほぼ「１」となる。

また、力率を検出しながら目標電圧Ｖｔを設定する方法について説明する。この方法では、目標電圧Ｖｔが低過ぎる場合は制御信号φＣのデュティ比が小さ過ぎるため、図４に示すように、入力電流Ｉｉｎの波形が入力電圧Ｖｉｎの波形に比べて乱れることに着目したものである。入力電流Ｉｉｎの波形の左右バランスがくずれるまで目標電圧Ｖｔを下げ、そのときの目標電圧Ｖｔにある程度の余裕度を持たせるための電圧値Ｙ（Ｖ）を加算した電圧値を目標電圧とする。

入力電流Ｉｉｎの波形のバランス検出は、入力電流Ｉｉｎおよび入力電圧Ｖｉｎをサンプリングし、入力電圧Ｖｉｎのピーク値Ｖｐを中心として入力電流Ｉｉｎの波形を２分割する。そして、入力電流Ｉｉｎの前半部分の積分値をＡとし、後半部分の積分値をＢとし、たとえばＡ／ＢまたはＢ／Ａが設定されたしきい値バランス（たとえば、０．９９）以下になるまで目標電圧Ｖｔを下げて行き、そのときの入力電圧ＶｉｎにＹ（Ｖ）を加算した電圧を目標電圧Ｖｔの初期値Ｖｉｎｉとする。

この実施の形態１では、マイクロコンピュータ１８の内部において、電圧レベルの比較やＩＧＢＴ１３の駆動信号の生成などを行なう。すなわち、入力電圧Ｖｉｎ、入力電流Ｉｉｎ、および出力電圧Ｖｏを検出し、入力電圧Ｖｉｎと入力電流Ｉｉｎの位相を合わせる、と言った基本動作をマイクロコンピュータ１８によって行なうので、ハードウェア構成を減らしながら力率の向上、および高調波電流の抑制を行なうことができる。

また、従来は入力電圧Ｖｉｎと同相にするためだけに用いられていた入力電流Ｉｉｎの検出値を利用して目標電圧Ｖｔの補正を行なうので、さらなる入力情報を追加することなく雑音端子電圧レベルの低減化が可能となる。

[実施の形態２]
図５は、この発明の実施の形態２による電源装置の構成を示すブロック図であって、図１と対比される図である。図５において、この電源装置が図１の電源装置と異なる点は、ＩＧＢＴ１３の近傍に温度センサ３０が設けられ、マイクロコンピュータ１８に温度検出部３１が設けられている点である。

温度センサ３０は、ＩＧＢＴ１３の温度Ｔａを検出し、検出した温度に応じたレベルの信号を出力する。温度検出部３１は、温度センサ３０の出力信号に基づいて、ＩＧＢＴ１３の温度Ｔａを示すデジタル信号を生成し、その信号を目標電圧設定部２３に与える。目標電圧設定部２３は、入力電流Ｉｉｎの上昇に応じて目標電圧Ｖｔを低下させるとともに、ＩＧＢＴ１３の温度Ｔａの上昇に応じて目標電圧Ｖｔを低下させる。

なお、温度センサ３０をＩＧＢＴ１３の近傍に設けてＩＧＢＴ１３の温度Ｔａを直接検出してもよいし、ＩＧＢＴ１３の熱を放散するための放熱板に温度センサ３０を設けてＩＧＢＴ１３の温度Ｔａを間接的に検出してもよい。

ＩＧＢＴ１３の温度は、入力電流Ｉｉｎが大きく、ＩＧＢＴ１３に流れる電流が大きいほど上昇する。ＩＧＢＴ１３の温度上昇を抑えることができれば、入力電流Ｉｉｎに基づく目標電圧Ｖｔの制御と合わせることで、雑音端子電圧レベルを減少させながらＩＧＢＴ１３の高温破壊の危険性が低減し、安全性が増す。また、安価なＩＧＢＴ１３を採用することが可能となり、コストダウンにもつながる。

図６（ａ）〜（ｄ）は、ＩＧＢＴ１３の温度Ｔａと目標電圧Ｖｔの関係を例示する図である。たとえば図６（ａ）に示すように、温度Ｔａがしきい値温度を超えたことに応じて目標電圧ＶｔをＺ（Ｖ）だけ下げる。また、図６（ｂ）に示すように、温度Ｔａのレベル上昇に比例して目標電圧Ｖｔを低下させたり、図６（ｃ）に示すように、入力電流Ｉｉｎのレベル上昇に応じて目標電圧Ｖｔを段階的に低下させてもよい。図６（ｃ）の場合、温度が高くなる程、目標電圧Ｖｔの低下量を高くするとよい。さらに図６（ｄ）に示すように、温度Ｔａが上昇するほどに目標電圧Ｖｔの低下率を大きくし、目標電圧Ｖｔを２次関数的に低下させてもよい。また、図６（ｂ）に示すような線形関係に上限補償や下限補償を設け、図６（ａ）（ｂ）を組み合わせたような制御方法を採用してもよい。

なお、ＩＧＢＴ１３の温度Ｔａに基づいて目標電圧Ｖｔを調整する場合は、力率を保持するよりもＩＧＢＴ１３の安全性を守る方が重要であるので、実施の形態１で述べたような入力電流Ｉｉｎのバランス値に基づいた制御は行なわない。

図７は、マイクロコンピュータ１８の動作を示すフローチャートである。図７の方法では、入力電流Ｉｉｎがしきい値電流Ｉｔｈを超えた場合は目標電圧Ｖｔを下げ、入力電流Ｉｉｎのバランス値Ａ／Ｂが設定値ＰＦよりも小さくなった場合は目標電圧ＶｔにＹ（Ｖ）だけ加算し、ＩＧＢＴ１３の温度Ｔａがしきい値温度Ｔｔｈを超えた場合は目標電圧Ｖｔを下げる。

すなわち、マイクロコンピュータ１８は、電源装置の駆動中は常に入力電流Ｉｉｎを監視しており、ステップＳ１において入力電流Ｉｉｎがしきい値電流Ｉｔｈを超えたか否かを判定する。Ｉｉｎ＞Ｉｔｈである場合はステップＳ２において電流フラグをセットしてステップＳ４に進み、Ｉｉｎ＞Ｉｔｈでない場合はステップＳ３において電流フラグをクリアしてステップＳ７に進む。

ステップＳ４において、入力電流Ｉｉｎのバランス値Ａ／Ｂが設定値ＰＦを超えたか否かを判定する。入力電流Ｉｉｎの積分値Ａ，Ｂは、マイクロコンピュータ１８内に保存されている。積分値Ａ，Ｂとしては、最新の値のみを使用してもよいし、複数の積分値Ａ，Ｂの平均値を用いてもよい。

Ａ／Ｂ＞ＰＦである場合は、ステップＳ５において現在の目標電圧Ｖｔから予め定められた電圧Ｖ＿１を減算した電圧Ｖｔ−Ｖ＿１を新たな目標電圧ＶｔとしてステップＳ７に進む。Ａ／Ｂ＞ＰＦでない場合は、ステップＳ６において現在の目標電圧Ｖｔに予め定められた電圧Ｖ＿２を加算した電圧Ｖｔ＋Ｖ＿２を新たな目標電圧ＶｔとしてステップＳ７に進む。このときＶ＿１とＶ＿２は同じ値でもかまわない。

ステップＳ５またはＳ６を行なった後は、必ずステップＳ７を行なう。ステップＳ７では、ＩＧＢＴ１３の温度Ｔａがしきい値温度Ｔｔｈを超えたか否かを判定する。Ｔａ＞Ｔｔｈである場合はステップＳ８において温度フラグをセットしてステップＳ１０に進み、Ｔａ＞Ｔｔｈでない場合はステップＳ９において温度フラグをクリアしてステップＳ１１に進む。ステップＳ１０では、現在の目標電圧Ｖｔから予め定められた電圧Ｖ＿３を減算した電圧Ｖｔ−Ｖ＿３を新たな目標電圧ＶｔとしてステップＳ１１に進む。

ステップＳ１１では、電流フラグと温度フラグの両方がクリアされているか否かを判定し、２つのフラグが両方ともクリアされている場合はステップＳ１２で目標電圧Ｖｔを初期値Ｖｉｎｉにリセットし、２つのフラグのうちの少なくとも一方がセットされている場合はステップＳ１に戻る。

この実施の形態２では、アクティブフィルタ１０の元来の使用目的である力率の改善や高調波電流の抑制に加え、雑音端子電圧レベルの抑制やＩＧＢＴ１３の温度上昇の抑制が同時に実現される。

また、元来のアクティブフィルタ１０で、電圧レベルの比較やＩＧＢＴ１３の駆動信号の生成など外付け回路によって実現していた機能をマイクロコンピュータ１８によって実現するとともに、従来から既に使用されていることが多いＩＧＢＴ１３の温度Ｔａや入力電流Ｉｉｎを用いて目標電圧Ｖｔを調整するので、新たな回路などを追加する必要がない。逆に、部品点数の削減や基板面積の縮小が可能となるので、コストダウンにもつながる。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

この発明の実施の形態１による電源装置の構成を示すブロック図である。図１に示したマイクロコンピュータにおけるゼロクロス検知信号の生成方法を示す図である。図１に示したマイクロコンピュータにおける目標電圧の設定方法を例示する図である。図１に示したマイクロコンピュータにおける入力電流のバランス値の検出方法を示す図である。この発明の実施の形態２による電源装置の構成を示すブロック図である。図５に示したマイクロコンピュータにおける目標電圧の設定方法を例示する図である。図５に示したマイクロコンピュータの動作を示すフローチャートである。

符号の説明

１交流電源、２整流回路、２ａ正側出力ノード、２ｂ負側出力ノード、３〜６ダイオード、７，１５分圧抵抗器、８電流検出抵抗器、９アンプ、１０アクティブフィルタ、１１リアクトル、１２ダイオード、１３温度センサ、１４平滑コンデンサ、１６インバータ、１６ａ正側入力ノード、１６ｂ負側入力ノード、１７交流モータ、１８マイクロコンピュータ、２０，２２電圧検出部、２１電流検出部、２３目標電圧設定部、２４信号生成部、３０温度センサ、３１温度検出部。

Claims

第１の交流電圧を整流する整流回路と、
前記整流回路の次段に設けられたアクティブフィルタと、
前記アクティブフィルタの出力電圧を平滑化して直流電圧を生成する平滑回路と、
前記直流電圧を第２の交流電圧に変換するインバータとを備え、
前記アクティブフィルタは、
一方端子が前記整流回路の出力電圧を受けるリアクトルと、
アノードが前記リアクトルの他方端子に接続され、カソードが前記平滑回路に接続されたダイオードと、
前記リアクトルの他方端子と基準電圧のラインとの間に接続されたスイッチング素子とを含み、
さらに、前記アクティブフィルタの入力電流、入力電圧、および出力電圧を検出し、前記入力電流に基づいて目標電圧を生成し、前記入力電流と前記入力電圧の位相が一致し、かつ前記アクティブフィルタの出力電圧が前記目標電圧に一致するように前記スイッチング素子をオン／オフ制御するマイクロコンピュータを備える、電源装置。
前記マイクロコンピュータは、前記入力電流が増大したことに応じて前記目標電圧を低下させる、請求項１に記載の電源装置。
さらに、前記スイッチング素子の温度を検出する温度センサを備え、
前記マイクロコンピュータは、前記温度センサの検出温度と前記入力電流とに基づいて前記目標電圧を生成する、請求項１に記載の電源装置。
前記マイクロコンピュータは、前記入力電流が増大したことに応じて前記目標電圧を低下させるとともに、前記温度センサの検出温度が上昇したことに応じて前記目標電圧を低下させる、請求項３に記載の電源装置。