JP2006020402A - インバータ、電源装置、及びコンプレッサ - Google Patents
インバータ、電源装置、及びコンプレッサ Download PDFInfo
- Publication number
- JP2006020402A JP2006020402A JP2004194642A JP2004194642A JP2006020402A JP 2006020402 A JP2006020402 A JP 2006020402A JP 2004194642 A JP2004194642 A JP 2004194642A JP 2004194642 A JP2004194642 A JP 2004194642A JP 2006020402 A JP2006020402 A JP 2006020402A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- active filter
- circuit
- output
- input
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Withdrawn
Links
Images
Landscapes
- Rectifiers (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
【課題】 アクティブフィルタの入力電圧と出力電圧との電圧差を一定範囲内に保つことにより、アクティブフィルタを構成する各素子による電力損失を低減させ、効率の良い電力供給を実現させるインバータ、電源装置、及びコンプレッサを提供することを目的とする。
【解決手段】 本発明のインバータは、交流電圧を整流する整流回路2と、整流回路2の出力が入力されるアクティブフィルタ3と、アクティブフィルタ3の出力電圧が、アクティブフィルタの入力電圧に基づいて決定される所定の電圧範囲内となるように、アクティブフィルタ3を制御する制御回路5とを備える。
【選択図】 図1
【解決手段】 本発明のインバータは、交流電圧を整流する整流回路2と、整流回路2の出力が入力されるアクティブフィルタ3と、アクティブフィルタ3の出力電圧が、アクティブフィルタの入力電圧に基づいて決定される所定の電圧範囲内となるように、アクティブフィルタ3を制御する制御回路5とを備える。
【選択図】 図1
Description
本発明は、入力信号のリップルを平滑化するアクティブフィルタを備えるインバータに関するものである。
従来、入力電流のリップルを平滑化するために、アクティブフィルタを採用した直流電源装置が知られている。
このアクティブフィルタは、例えば、特開平7−99775号公報(特許文献1)に示されるように、IGBT等のスイッチング素子と、リアクタコイル、ダイオード等から構成され、制御回路によりスイッチング素子の駆動が制御されることにより、入力電流のリップルを平滑化するものである。
特開平7−99775号公報(図1)
このアクティブフィルタは、例えば、特開平7−99775号公報(特許文献1)に示されるように、IGBT等のスイッチング素子と、リアクタコイル、ダイオード等から構成され、制御回路によりスイッチング素子の駆動が制御されることにより、入力電流のリップルを平滑化するものである。
上述したような直流電源装置では、一般的に、入力電圧に拘わらず、アクティブフィルタの出力電圧を一定に保つような制御が行われる。
従って、入力電圧が低下した場合には、アクティブフィルタの入力電圧と出力電圧との電圧差が大きくなり、アクティブフィルタに流れる電流が増加し、電力損失が増加するという問題があった。
更に、上記特許文献1に示されるように、アクティブフィルタの出力側に、DC/DCコンバータを設ける場合、アクティブフィルタの出力電圧以上の耐圧が補償されたDC/DCコンバータを採用する必要があり、コストアップを招いていた。
従って、入力電圧が低下した場合には、アクティブフィルタの入力電圧と出力電圧との電圧差が大きくなり、アクティブフィルタに流れる電流が増加し、電力損失が増加するという問題があった。
更に、上記特許文献1に示されるように、アクティブフィルタの出力側に、DC/DCコンバータを設ける場合、アクティブフィルタの出力電圧以上の耐圧が補償されたDC/DCコンバータを採用する必要があり、コストアップを招いていた。
本発明は、上記問題を解決するためになされたもので、アクティブフィルタの入力電圧と出力電圧との電圧差を一定範囲内に保つことにより、アクティブフィルタを構成する各素子による電力損失を低減させ、効率の良い電力供給を実現させるインバータ、電源装置、及びコンプレッサを提供することを目的とする。
上記課題を解決するために、本発明は以下の手段を採用する。
本発明は、交流電圧を整流する整流回路と、前記整流回路の出力が入力されるアクティブフィルタと、前記アクティブフィルタの出力電圧が、前記アクティブフィルタの入力電圧に基づいて決定される所定の電圧範囲内となるように、前記アクティブフィルタを制御する制御回路とを具備するインバータを提供する。
本発明は、交流電圧を整流する整流回路と、前記整流回路の出力が入力されるアクティブフィルタと、前記アクティブフィルタの出力電圧が、前記アクティブフィルタの入力電圧に基づいて決定される所定の電圧範囲内となるように、前記アクティブフィルタを制御する制御回路とを具備するインバータを提供する。
制御回路は、アクティブフィルタの出力電圧が、アクティブフィルタの入力電圧に応じて決定される所定の電圧範囲となるように、言い換えると、入力電圧と出力電圧との差分が、予め設定されている所定値以下となるように、前記アクティブフィルタの制御を行う。これにより、アクティブフィルタの入力電圧と出力電圧との電圧差を一定範囲内に保つことが可能となる。
制御回路は、例えば、出力電圧が入力電圧の一定倍率となるように、アクティブフィルタに設けられた能動素子、例えば、IGBT、MOSFET、トランジスタ等のスイッチング素子を制御する。具体的には、制御回路は、出力電圧が入力電圧のピーク値の1.01倍〜1.08倍程度となるように、アクティブフィルタに設けられたスイッチング素子をスイッチング駆動する。
制御回路は、例えば、出力電圧が入力電圧の一定倍率となるように、アクティブフィルタに設けられた能動素子、例えば、IGBT、MOSFET、トランジスタ等のスイッチング素子を制御する。具体的には、制御回路は、出力電圧が入力電圧のピーク値の1.01倍〜1.08倍程度となるように、アクティブフィルタに設けられたスイッチング素子をスイッチング駆動する。
本発明のインバータは、前記整流回路の出力が入力されるコンバータを備えることが好ましい。
このように、コンバータに整流回路の出力を直接的に入力するので、コンバータの耐圧を低く設計することができる。これにより、コスト低減を図ることができる。
このように、コンバータに整流回路の出力を直接的に入力するので、コンバータの耐圧を低く設計することができる。これにより、コスト低減を図ることができる。
本発明のインバータは、前記アクティブフィルタの入力電圧に基づき決定される前記所定の電圧範囲の上限電圧と前記アクティブフィルタの出力電圧とを比較する第1の比較手段と、前記所定の電圧範囲の下限電圧と前記出力電圧とを比較する第2の比較手段とを備え、前記制御回路は、前記第1の比較手段及び第2の比較手段からの出力信号の組み合わせに基づいて、前記アクティブフィルタを制御することが好ましい。
アクティブフィルタの入力電圧に基づき決定される所定の電圧範囲の上限電圧とアクティブフィルタの出力電圧とを比較する第1の比較手段と、所定の電圧範囲の下限電圧と出力電圧とを比較する第2の比較手段とを備えるので、出力電圧が所定の電圧範囲内であるか否かを簡易な構成により判別することが可能となる。
本発明のインバータにおいて、前記第1の比較手段及び前記第2の比較手段は、電気的に絶縁された状態で信号を伝達する手段としてフォトカプラを採用することが好ましい。
安価なフォトカプラを採用するので、コスト低減を図ることができる。
安価なフォトカプラを採用するので、コスト低減を図ることができる。
本発明のインバータは、過電流保護回路及び過電圧保護回路の少なくとも1つを備えることが好ましい。
過電流保護回路や過電圧保護回路を備えることにより、アクティブフィルタ等を構成する各素子をスペック限界まで効果的に使用することが可能となるので、回路や装置のコスト低減を図ることが可能となる。
過電流保護回路や過電圧保護回路を備えることにより、アクティブフィルタ等を構成する各素子をスペック限界まで効果的に使用することが可能となるので、回路や装置のコスト低減を図ることが可能となる。
本発明のインバータは、電源装置に好適である。
更に、本発明のインバータを備えた電源装置は、コンプレッサのモータ駆動源として利用されるのに適している。
更に、本発明のインバータを備えた電源装置は、コンプレッサのモータ駆動源として利用されるのに適している。
また、本発明のインバータを備えた電源装置と、前記電源装置からの電力供給により駆動するモータとを備えるコンプレッサにおいて、前記電源装置が備えるインバータの前記制御回路は、前記モータが起動する前は、アクティブフィルタの出力電圧を一定とする定電圧制御を行い、前記モータが起動した後は、前記アクティブフィルタの出力電圧を前記アクティブフィルタの入力電圧に基づいて決定される所定の電圧範囲内とする低損失制御を行うことが好ましい。
モータが起動するまでは、入力電圧に依存せずに、出力電圧を一定とする定電圧制御を行うので、モータの起動に際して十分な電圧を供給することが可能となる。また、モータが起動した後には、低損失制御を行うので、高効率な電源供給を実現することができる。
本発明のインバータによれば、アクティブフィルタの入力電圧と出力電圧との電圧差の変動を一定範囲内に保つことにより、アクティブフィルタを構成する各素子による電力損失を低減させることができるという効果を奏する。
以下、本発明のインバータについて、〔第1の実施形態〕、〔第2の実施形態〕の順に図面を参照して、説明する。
〔第1の実施形態〕
図1は、本発明の第1の実施形態に係るインバータの構成を示す概略の回路図である。
この図に示されるように、本実施形態に係るインバータは、交流電源1に接続される整流回路2と、その整流回路2の出力端子に接続されるアクティブフィルタ3と、アクティブフィルタ3の出力端子に接続されるDC/DCコンバータ4と、アクティブフィルタの入力電圧の検出信号と出力電圧の検出信号とが入力される電圧レベル比較回路6と、電圧レベル比較回路6からの信号に基づいて、アクティブフィルタ3を制御する制御回路5とを備えている。
〔第1の実施形態〕
図1は、本発明の第1の実施形態に係るインバータの構成を示す概略の回路図である。
この図に示されるように、本実施形態に係るインバータは、交流電源1に接続される整流回路2と、その整流回路2の出力端子に接続されるアクティブフィルタ3と、アクティブフィルタ3の出力端子に接続されるDC/DCコンバータ4と、アクティブフィルタの入力電圧の検出信号と出力電圧の検出信号とが入力される電圧レベル比較回路6と、電圧レベル比較回路6からの信号に基づいて、アクティブフィルタ3を制御する制御回路5とを備えている。
上記整流回路2は、例えば、ダイオードブリッジ等により構成される。
アクティブフィルタ3は、整流回路2の正側出力端子に接続するリアクタ31と、リアクタ31に直列に接続するダイオード33と、リアクタ31とダイオード33のアノードとの接続点と負側出力ライン2bとの間に接続するスイッチング素子32と、ゼロクロス検出回路34と、スイッチング素子32を駆動する駆動回路35とを備えている。
上記スイッチング素子32は、例えば、IGBT、MOSFET、トランジスタ等である。
ゼロクロス検出回路34は、図2に示されるように電源電圧Vsが0(ゼロ)の点を検出し、ゼロクロス検出信号を駆動回路35へ出力する。
駆動回路35は、後述のPAM制御信号生成回路8から供給されるPAM制御信号とゼロクロス検出回路34から供給されるゼロクロス検出信号とに基づいて、スイッチング素子32をオン・オフさせる。
アクティブフィルタ3は、整流回路2の正側出力端子に接続するリアクタ31と、リアクタ31に直列に接続するダイオード33と、リアクタ31とダイオード33のアノードとの接続点と負側出力ライン2bとの間に接続するスイッチング素子32と、ゼロクロス検出回路34と、スイッチング素子32を駆動する駆動回路35とを備えている。
上記スイッチング素子32は、例えば、IGBT、MOSFET、トランジスタ等である。
ゼロクロス検出回路34は、図2に示されるように電源電圧Vsが0(ゼロ)の点を検出し、ゼロクロス検出信号を駆動回路35へ出力する。
駆動回路35は、後述のPAM制御信号生成回路8から供給されるPAM制御信号とゼロクロス検出回路34から供給されるゼロクロス検出信号とに基づいて、スイッチング素子32をオン・オフさせる。
上記アクティブフィルタ3の入力側には、アクティブフィルタ3の入力電圧Vsを検出する入力側の電圧検出回路11が設けられ、入力電圧Vsに応じた検出信号VS1を出力する。また、アクティブフィルタ3の出力側には、アクティブフィルタ3の出力電圧Vcを検出する出力側の電圧検出回路12が設けられ、出力電圧Vcに応じた検出信号Vc1を出力する。
電圧レベル比較回路6は、入力側の電圧検出回路11から供給される検出信号Vs1、出力側の電圧検出回路12から供給されるVc1に基づいて、出力電圧Vcが入力電圧Vsに基づいて決定される所定の電圧範囲内であるか否かを判定する。
例えば、出力電圧Vcが入力電圧Vsのピーク値の1.01倍〜1.08倍程度であるか否かを判定する。
例えば、出力電圧Vcが入力電圧Vsのピーク値の1.01倍〜1.08倍程度であるか否かを判定する。
具体的には、電圧レベル比較回路6は、図3に示されるように、基準信号生成部63と、第1の比較回路(第1の比較手段)61と、第2の比較回路(第2の比較手段)62とを備えているのが好ましい。
基準信号生成部63は、入力電圧Vsに基づいて決定される所定の電圧範囲の上限電圧である上限基準電圧Vmaxを所定の比で分圧した電圧Vmax´並びに前記所定の電圧範囲の下限電圧である下限基準電圧Vminを所定の比で分圧した電圧Vmin´を生成する。
例えば、上記所定の電圧範囲が入力電圧Vsのピーク値の1.01倍〜1.08倍と設定されていた場合、上限基準電圧Vmaxは、入力電圧Vsのピーク値に1.08を乗算した電圧値となり、下限基準電圧Vminは、入力電圧Vsのピーク値に1.01を乗算した電圧値となる。そして、基準信号生成部63は、これらの上限基準電圧Vmax及び下限基準電圧Vmaxを所定の比で分圧した電圧Vmax´及び電圧Vmin´を出力する。
第1の比較回路61は、コンパレータ611とフォトカプラ612とを備えている。コンパレータ611の基準端子には、基準信号生成部63により生成された電圧Vmax´が入力される。一方、比較端子には、出力電圧Vcを所定の比で分圧した電圧Vc´が入力される。
コンパレータ611は、図4に示されるように、電圧Vc´が電圧Vmax´以上の場合は、つまり、出力電圧Vcが上限基準電圧Vmax以上である場合は、「H(ハイ)」を、上限基準電圧Vmax未満の場合は「L(ロー)」を出力する。この信号は、フォトカプラ612により、電気的に絶縁された状態で出力側へ伝達され、第1の検出信号A1(図1参照)として出力される。
基準信号生成部63は、入力電圧Vsに基づいて決定される所定の電圧範囲の上限電圧である上限基準電圧Vmaxを所定の比で分圧した電圧Vmax´並びに前記所定の電圧範囲の下限電圧である下限基準電圧Vminを所定の比で分圧した電圧Vmin´を生成する。
例えば、上記所定の電圧範囲が入力電圧Vsのピーク値の1.01倍〜1.08倍と設定されていた場合、上限基準電圧Vmaxは、入力電圧Vsのピーク値に1.08を乗算した電圧値となり、下限基準電圧Vminは、入力電圧Vsのピーク値に1.01を乗算した電圧値となる。そして、基準信号生成部63は、これらの上限基準電圧Vmax及び下限基準電圧Vmaxを所定の比で分圧した電圧Vmax´及び電圧Vmin´を出力する。
第1の比較回路61は、コンパレータ611とフォトカプラ612とを備えている。コンパレータ611の基準端子には、基準信号生成部63により生成された電圧Vmax´が入力される。一方、比較端子には、出力電圧Vcを所定の比で分圧した電圧Vc´が入力される。
コンパレータ611は、図4に示されるように、電圧Vc´が電圧Vmax´以上の場合は、つまり、出力電圧Vcが上限基準電圧Vmax以上である場合は、「H(ハイ)」を、上限基準電圧Vmax未満の場合は「L(ロー)」を出力する。この信号は、フォトカプラ612により、電気的に絶縁された状態で出力側へ伝達され、第1の検出信号A1(図1参照)として出力される。
第2の比較回路62は、コンパレータ621とフォトカプラ622とを備えている。コンパレータ621の基準端子には、基準信号生成部63により生成された電圧Vmin´が入力される。一方、比較端子には、出力電圧Vcを所定の比で分圧した電圧Vc´が入力される。
コンパレータ611は、図4に示されるように、電圧Vc´が電圧Vmin´以上の場合は、つまり、出力電圧Vcが下限基準電圧Vmin以上である場合は、「H(ハイ)」を、下限基準電圧Vmin未満の場合は「L(ロー)」を出力する。この信号は、フォトカプラ622により、電気的に絶縁された状態で出力側へ伝達され、第2の検出信号A2(図1参照)として出力される。
このように、第1の比較回路61と、第2の比較回路62とを採用することにより、出力電圧Vcが入力電圧Vsの所定の電圧範囲内であるか否かを簡易な構成により判定することが可能となる。
コンパレータ611は、図4に示されるように、電圧Vc´が電圧Vmin´以上の場合は、つまり、出力電圧Vcが下限基準電圧Vmin以上である場合は、「H(ハイ)」を、下限基準電圧Vmin未満の場合は「L(ロー)」を出力する。この信号は、フォトカプラ622により、電気的に絶縁された状態で出力側へ伝達され、第2の検出信号A2(図1参照)として出力される。
このように、第1の比較回路61と、第2の比較回路62とを採用することにより、出力電圧Vcが入力電圧Vsの所定の電圧範囲内であるか否かを簡易な構成により判定することが可能となる。
また、コンパレータ611、621の出力を電気的に絶縁された状態で出力側へ伝達する手段として、フォトカプラを採用することにより、簡易な回路構成とすることができ、コスト低減を図ることができる。
ここで、図5に、フォトカプラを採用せずに、他の素子を用いて信号を非接触で伝達する回路構成の一例を示す。ここに示した回路は、図3に示した1つの比較回路に相当するため、図5に示した回路で本実施形態に係る電圧レベル比較回路を構成する場合には、この回路を2つ備えることが必要となる。
このように、フォトカプラを使用しない場合には、回路を構成する素子の数は多く、回路は非常に煩雑である。また、部品点数が多いため、小型化が難しく、コストも高い。
このような従来の回路に比べて、フォトカプラを採用した本発明の電圧レベル比較回路6は、非常に単純な構成で実現される。
ここで、図5に、フォトカプラを採用せずに、他の素子を用いて信号を非接触で伝達する回路構成の一例を示す。ここに示した回路は、図3に示した1つの比較回路に相当するため、図5に示した回路で本実施形態に係る電圧レベル比較回路を構成する場合には、この回路を2つ備えることが必要となる。
このように、フォトカプラを使用しない場合には、回路を構成する素子の数は多く、回路は非常に煩雑である。また、部品点数が多いため、小型化が難しく、コストも高い。
このような従来の回路に比べて、フォトカプラを採用した本発明の電圧レベル比較回路6は、非常に単純な構成で実現される。
電圧検出回路12からの検出信号Vc1は、過電圧保護回路7にも入力される。過電圧保護回路7は、この検出信号Vc1に基づいて、出力電圧Vcが予め設定されている所定の範囲内にあるか否かを判定する。この結果、出力電圧Vcが上限値を超えていた場合には、「H(ハイ)」の上限保護信号A3を出力し、一方、出力電圧Vcが下限値未満であった場合には、「H(ハイ)」の下限保護信号A4を出力する。
電圧レベル比較回路6からの検出信号A1、A2並びに過電圧保護回路からの上限保護信号A3、下限保護信号A4は、制御回路5に入力される。
制御回路5は、これらの信号に基づいて、アクティブフィルタ3を制御するための制御信号を生成し、この制御信号を出力する。なお、制御の詳細については、後述する。
制御回路5からの制御信号は、PAM制御信号生成回路8に入力される。PAM制御信号生成回路8は、制御信号に基づいてPAM制御信号を生成し、出力する。
制御回路5は、これらの信号に基づいて、アクティブフィルタ3を制御するための制御信号を生成し、この制御信号を出力する。なお、制御の詳細については、後述する。
制御回路5からの制御信号は、PAM制御信号生成回路8に入力される。PAM制御信号生成回路8は、制御信号に基づいてPAM制御信号を生成し、出力する。
次に、上記構成からなるインバータの基本的な動作について説明する。
電源1からの交流電圧は、整流回路2により整流され、アクティブフィルタ3に供給される。アクティブフィルタ3では、スイッチング素子32がオンである期間には、電流が、リアクタ31を通ってスイッチング素子32に流れ、このとき、リアクタ31にエネルギが蓄積される。また、このとき、平滑コンデンサ36に蓄積されていたエネルギがDC/DCコンバータ及び負荷9に供給される。
一方、スイッチング素子32がオフである期間には、電流がリアクタ31、ダイオード33を流れ、平滑コンデンサ36を充電するとともに、DC/DCコンバータ4及び負荷9に供給される。また、このとき、リアクタ31に蓄積されたエネルギが放出される。
このように、アクティブフィルタ3が動作することにより、整流回路2の出力電圧(出力電流)からリップル(高周波成分)が低減され、平滑化された電圧(電流)がDC/DCコンバータ4及び負荷9へ供給される。
DC/DCコンバータ4は、アクティブフィルタ3から電力供給を受けることにより、所定の巻き線比に従って、二次側の電圧を誘起させ、この電圧を電源装置内の各回路、例えば、制御回路5、電圧レベル比較回路6等に供給する。
電源1からの交流電圧は、整流回路2により整流され、アクティブフィルタ3に供給される。アクティブフィルタ3では、スイッチング素子32がオンである期間には、電流が、リアクタ31を通ってスイッチング素子32に流れ、このとき、リアクタ31にエネルギが蓄積される。また、このとき、平滑コンデンサ36に蓄積されていたエネルギがDC/DCコンバータ及び負荷9に供給される。
一方、スイッチング素子32がオフである期間には、電流がリアクタ31、ダイオード33を流れ、平滑コンデンサ36を充電するとともに、DC/DCコンバータ4及び負荷9に供給される。また、このとき、リアクタ31に蓄積されたエネルギが放出される。
このように、アクティブフィルタ3が動作することにより、整流回路2の出力電圧(出力電流)からリップル(高周波成分)が低減され、平滑化された電圧(電流)がDC/DCコンバータ4及び負荷9へ供給される。
DC/DCコンバータ4は、アクティブフィルタ3から電力供給を受けることにより、所定の巻き線比に従って、二次側の電圧を誘起させ、この電圧を電源装置内の各回路、例えば、制御回路5、電圧レベル比較回路6等に供給する。
次に、インバータの動作中におけるアクティブフィルタの制御について説明する。
まず、アクティブフィルタ3の入力電圧Vsは、入力電圧検出回路により、また、アクティブフィルタ3の出力電圧Vcは、出力電圧検出回路により、それぞれ検出され、電圧レベル比較回路6へ入力される。
電圧レベル比較回路6では、図3に示された第1の比較回路61により、上限基準値Vmaxと出力電圧Vsとが比較され、また、第2の比較回路62により、下限基準値Vminと出力電圧Vcとが比較され、その比較結果に応じた検出信号A1、A2がそれぞれ出力される。
第1の検出信号A1及び第2の検出信号A2は、制御回路5に入力され、これらの検出信号の組み合わせにより、出力電圧Vsが入力電圧Vcに基づいて決定される所定の電圧範囲内であるかが判断される。
まず、アクティブフィルタ3の入力電圧Vsは、入力電圧検出回路により、また、アクティブフィルタ3の出力電圧Vcは、出力電圧検出回路により、それぞれ検出され、電圧レベル比較回路6へ入力される。
電圧レベル比較回路6では、図3に示された第1の比較回路61により、上限基準値Vmaxと出力電圧Vsとが比較され、また、第2の比較回路62により、下限基準値Vminと出力電圧Vcとが比較され、その比較結果に応じた検出信号A1、A2がそれぞれ出力される。
第1の検出信号A1及び第2の検出信号A2は、制御回路5に入力され、これらの検出信号の組み合わせにより、出力電圧Vsが入力電圧Vcに基づいて決定される所定の電圧範囲内であるかが判断される。
具体的には、図4に示されるように、第1の検出信号A1及び第2の検出信号A2がともに「H(ハイ)」の場合には、制御回路5は、出力電圧Vcが上限基準値Vmax以上であると判断して、出力電圧Vcを減少させる制御信号を生成し、この制御信号をPAM制御信号生成回路8へ出力する。
また、第1の検出信号A1及び第2の検出信号A2がともに「L(ロー)」の場合には、制御回路5は、出力電圧Vcが下限基準値未満であると判断して、出力電圧Vcを増加させる制御信号を生成し、この制御信号をPAM制御信号生成回路8へ出力する。
また、第1の検出信号A1が「L(ロー)」であり、第2の検出信号A2が「H(ハイ)」である場合には、制御回路5は、出力電圧Vcが入力電圧Vsの所定範囲内にあると判断し、現在の制御を維持する制御信号を生成し、この制御信号をPAM制御信号生成回路8へ出力する。
制御回路5から出力された制御信号は、PAM制御信号生成回路8に入力され、制御信号に基づくPAM制御信号が生成される。
そして、このPAM制御信号が、アクティブフィルタ3の駆動回路に入力されることにより、PAM制御信号に基づくスイッチング素子32の駆動が実現される。
そして、このような制御が実施されることにより、出力電圧Vcが入力電圧Vsの所定の電圧範囲内に維持されることとなる。
また、第1の検出信号A1及び第2の検出信号A2がともに「L(ロー)」の場合には、制御回路5は、出力電圧Vcが下限基準値未満であると判断して、出力電圧Vcを増加させる制御信号を生成し、この制御信号をPAM制御信号生成回路8へ出力する。
また、第1の検出信号A1が「L(ロー)」であり、第2の検出信号A2が「H(ハイ)」である場合には、制御回路5は、出力電圧Vcが入力電圧Vsの所定範囲内にあると判断し、現在の制御を維持する制御信号を生成し、この制御信号をPAM制御信号生成回路8へ出力する。
制御回路5から出力された制御信号は、PAM制御信号生成回路8に入力され、制御信号に基づくPAM制御信号が生成される。
そして、このPAM制御信号が、アクティブフィルタ3の駆動回路に入力されることにより、PAM制御信号に基づくスイッチング素子32の駆動が実現される。
そして、このような制御が実施されることにより、出力電圧Vcが入力電圧Vsの所定の電圧範囲内に維持されることとなる。
また、上述の動作と並行して、出力電圧検出回路の検出信号が過電圧保護回路7へ入力され、負荷へ供給される電圧が予め設定されている保護範囲内にあるか否かが判断される。この結果、出力電圧Vcが上限値を超えていた場合には、「H(ハイ)」の上限保護信号A3が出力される。一方、出力電圧Vcが下限値を超えていた場合には、「L(ロー)」の下限保護信号A4が出力される。
上限保護信号A3及び下限保護信号A4は、制御回路5に入力され、これらの保護信号A3及びA4に基づく制御信号が生成される。
具体的には、出力電圧Vcが上限値以上、下限値未満であった場合には、制御回路5は、アクティブフィルタ3の駆動を停止する制御信号を生成し、この制御信号をPAM制御信号生成回路8へ出力する。PAM制御信号生成回路8は、この制御信号に基づいて、駆動停止のPAM制御信号を生成し、出力する。そして、アクティブフィルタ3の駆動回路がこのPAM制御信号に基づき、スイッチング素子32の駆動を停止することにより、アクティブフィルタの動作を停止する。
上限保護信号A3及び下限保護信号A4は、制御回路5に入力され、これらの保護信号A3及びA4に基づく制御信号が生成される。
具体的には、出力電圧Vcが上限値以上、下限値未満であった場合には、制御回路5は、アクティブフィルタ3の駆動を停止する制御信号を生成し、この制御信号をPAM制御信号生成回路8へ出力する。PAM制御信号生成回路8は、この制御信号に基づいて、駆動停止のPAM制御信号を生成し、出力する。そして、アクティブフィルタ3の駆動回路がこのPAM制御信号に基づき、スイッチング素子32の駆動を停止することにより、アクティブフィルタの動作を停止する。
以上、説明してきたように、本実施形態に係るインバータによれば、アクティブフィルタ3の出力電圧Vcが、アクティブフィルタ3の入力電圧Vsの所定の電圧範囲内となるように、アクティブフィルタ3が制御されるので、アクティブフィルタの入力電圧と出力電圧との電圧差を一定範囲内に保つことが可能となる。
これにより、アクティブフィルタに流れるリップル電流をほぼ一定に保つことができるので、アクティブフィルタを構成する各素子による電力損失を低減させることができるという効果を奏する。
これにより、アクティブフィルタに流れるリップル電流をほぼ一定に保つことができるので、アクティブフィルタを構成する各素子による電力損失を低減させることができるという効果を奏する。
また、過電圧保護回路7を備えることにより、アクティブフィルタ3等を構成する各素子をスペック限界まで効果的に使用することが可能となるので、回路や装置のコスト低減を図ることが可能となる。
〔第2の実施形態〕
次に、本発明の第2の実施形態に係るインバータについて、図6を参照して説明する。
本実施形態のインバータが第1の実施形態に係るインバータと異なる点は、DC/DCコンバータ4をアクティブフィルタ3の出力端子ではなく、整流回路2の出力端子に接続した点である。
つまり、図1に示される第1の実施形態に係るインバータのように、アクティブフィルタ3の出力端子にDC/DCコンバータ4を接続した場合、アクティブフィルタ3は、少なからず入力電圧を昇圧して出力するため、アクティブフィルタ3の出力電圧Vc以上の耐圧が補償されたDC/DCコンバータ4を採用する必要がある。
これに対し、本実施形態に係るインバータでは、DC/DCコンバータ4をアクティブフィルタ3の前段、つまり整流回路2の出力端子に直接的に接続するので、DC/DCコンバータ3の耐圧を低く設計することが可能となり、コストの低減を図ることができる。
次に、本発明の第2の実施形態に係るインバータについて、図6を参照して説明する。
本実施形態のインバータが第1の実施形態に係るインバータと異なる点は、DC/DCコンバータ4をアクティブフィルタ3の出力端子ではなく、整流回路2の出力端子に接続した点である。
つまり、図1に示される第1の実施形態に係るインバータのように、アクティブフィルタ3の出力端子にDC/DCコンバータ4を接続した場合、アクティブフィルタ3は、少なからず入力電圧を昇圧して出力するため、アクティブフィルタ3の出力電圧Vc以上の耐圧が補償されたDC/DCコンバータ4を採用する必要がある。
これに対し、本実施形態に係るインバータでは、DC/DCコンバータ4をアクティブフィルタ3の前段、つまり整流回路2の出力端子に直接的に接続するので、DC/DCコンバータ3の耐圧を低く設計することが可能となり、コストの低減を図ることができる。
次に、上述した本発明のインバータを備えた電源装置をモータの駆動電源として適用したコンプレッサについて、図面を参照して説明する。
図7は、本発明の一実施形態に係るコンプレッサの構成を示す概略の回路図である。
この図に示されるように、本実施形態に係るコンプレッサは、上述した第2の実施形態に係るインバータを備える電源装置と、この電源装置から供給される単相の電力を3相の交流電力に変換して出力する第2のインバータ20と、第2のインバータ20からの3相交流電力により駆動するモータ21と、モータ21の回転数を検出し、回転検出信号Reを出力する回転検出回路24と、交流電源1の電流に基づいて過電流保護を行う過電流保護回路22と、第2のインバータ20の電流に基づいて過電流保護を行う過電流保護回路23とを備えている。
上記過電流保護回路22、過電流保護回路23は、それぞれ検出対象となる電流が予め設定されている電流の保護範囲内であるか否かを判断し、その判断結果に応じた信号を出力する。なお、これら保護回路22、23の基本的な動作は、上述した過電圧保護回路7と同様である。
上記回転検出回路24からの回転検出信号Re、過電流保護回路22、23からの検出信号Iout等は、制御回路5へ入力され、これらの信号に基づく制御が制御回路5により行われる。
図7は、本発明の一実施形態に係るコンプレッサの構成を示す概略の回路図である。
この図に示されるように、本実施形態に係るコンプレッサは、上述した第2の実施形態に係るインバータを備える電源装置と、この電源装置から供給される単相の電力を3相の交流電力に変換して出力する第2のインバータ20と、第2のインバータ20からの3相交流電力により駆動するモータ21と、モータ21の回転数を検出し、回転検出信号Reを出力する回転検出回路24と、交流電源1の電流に基づいて過電流保護を行う過電流保護回路22と、第2のインバータ20の電流に基づいて過電流保護を行う過電流保護回路23とを備えている。
上記過電流保護回路22、過電流保護回路23は、それぞれ検出対象となる電流が予め設定されている電流の保護範囲内であるか否かを判断し、その判断結果に応じた信号を出力する。なお、これら保護回路22、23の基本的な動作は、上述した過電圧保護回路7と同様である。
上記回転検出回路24からの回転検出信号Re、過電流保護回路22、23からの検出信号Iout等は、制御回路5へ入力され、これらの信号に基づく制御が制御回路5により行われる。
次に、上記構成からなるコンプレッサにおいて、制御回路5により実施されるアクティブフィルタ3の制御について、図7〜図9を参照して説明する。
図8は、モータの制御におけるアクティブフィルタ3の制御フローチャートであり、図9は、インバータの電源開始からアクティブフィルタ制御の終了に係る一連の制御タイミングを示したタイミングチャートである。
図8は、モータの制御におけるアクティブフィルタ3の制御フローチャートであり、図9は、インバータの電源開始からアクティブフィルタ制御の終了に係る一連の制御タイミングを示したタイミングチャートである。
まず、図9に示されるタイミングチャートの時刻t0において、第2のインバータ20の電源がオンされると、この時点で、アクティブフィルタ3の制御は実施されていないため、交流電源1からの電力が整流回路2により整流され、そのまま第2のインバータ20に供給される。これにより、しばらくの期間、出力電圧は282Vで一定となる。
また、上記第2のインバータ20の電源オンを受けて、制御回路5は、図8に示したフローに従う制御を実行する。
また、上記第2のインバータ20の電源オンを受けて、制御回路5は、図8に示したフローに従う制御を実行する。
具体的には、制御回路5は、まず、モータ制御に入ったか否かを判断する(図8のステップS1)。ここで、現時点では、モータ21は駆動されていないため、ステップS2に移行し、周波数指令が入ったか、つまり、指令周波数が0Hz以上か否かを判断する。
この結果、図9に示されるように、時刻t1において、周波数指令が入力された場合には、制御回路5は、ステップS2において「YES」と判断し、ステップS3に移行し、設定待機時間が経過したか否かを判断する。
この結果、周波数指令が入力された時刻t1から予め設定されている設定待機時間dが経過した場合には、ステップS3において「YES」と判断し、ステップS4へ移行し、アクティブ制御が開始したか否かを判断する。この結果、現在、アクティブ制御は開始していないため、ステップS5へ移行し、アクティブ制御を開始する(図9の時刻t2参照)。
これにより、アクティブフィルタ3の制御、即ち、アクティブフィルタ3のスイッチング素子32のスイッチング駆動が開始され、リップルが平滑化された電力が第2のインバータ20へ供給されることとなる。
この結果、周波数指令が入力された時刻t1から予め設定されている設定待機時間dが経過した場合には、ステップS3において「YES」と判断し、ステップS4へ移行し、アクティブ制御が開始したか否かを判断する。この結果、現在、アクティブ制御は開始していないため、ステップS5へ移行し、アクティブ制御を開始する(図9の時刻t2参照)。
これにより、アクティブフィルタ3の制御、即ち、アクティブフィルタ3のスイッチング素子32のスイッチング駆動が開始され、リップルが平滑化された電力が第2のインバータ20へ供給されることとなる。
続いて、制御回路5は、図8のステップS6において、アクティブフィルタ3の出力電圧が起動時設定電圧以上か否かを判断する。この結果、起動時設定電圧未満であった場合には、ステップS7へ移行し、出力電圧を除々に増加させる。
これにより、図9に示されるように、アクティブフィルタ3の出力電圧は、起動時設定電圧へ達するまで除々に昇圧されることとなる。
そして、図9の時刻t3において、アクティブフィルタ3の出力電圧が起動時設定電圧に達すると、図8に示されるフローチャートのステップS6において「YES」となり、ステップS8へ移行し、モータ21の制御を開始する。このモータ21の制御はモータ21専用に設けられた制御装置(図示略)により行われるものである。
このように、モータ制御が開始されることにより、図9に示されるように、モータ回転数は、除々に上昇する。なお、このモータ回転数については、図7に示される回転検出回路24からの検出信号Reに基づいて判定する。また、アクティブフィルタ3の出力電圧については、アクティブ制御が実施されていることにより、起動時設定電圧で一定となる。
これにより、図9に示されるように、アクティブフィルタ3の出力電圧は、起動時設定電圧へ達するまで除々に昇圧されることとなる。
そして、図9の時刻t3において、アクティブフィルタ3の出力電圧が起動時設定電圧に達すると、図8に示されるフローチャートのステップS6において「YES」となり、ステップS8へ移行し、モータ21の制御を開始する。このモータ21の制御はモータ21専用に設けられた制御装置(図示略)により行われるものである。
このように、モータ制御が開始されることにより、図9に示されるように、モータ回転数は、除々に上昇する。なお、このモータ回転数については、図7に示される回転検出回路24からの検出信号Reに基づいて判定する。また、アクティブフィルタ3の出力電圧については、アクティブ制御が実施されていることにより、起動時設定電圧で一定となる。
続いて、図8のフローチャートにおいて、ステップS8でモータ制御が開始された後は、ステップS1に戻り、モータ制御に入ったか否かを判断する。この結果、現在、モータ制御が実施されているため、「YES」となり、ステップS9へ移行する。
ステップS9では、周波数指令が入ったか否かを判断する。この結果、周波数指令は入っていないので、「NO」となり、ステップS10へ移行し、モータ回転数が、予め設定されている切替回転数以上か否かを判断する。この切替回転数は、例えば、モータ21の運転周波数の最低値に設定されている。
ステップS9では、周波数指令が入ったか否かを判断する。この結果、周波数指令は入っていないので、「NO」となり、ステップS10へ移行し、モータ回転数が、予め設定されている切替回転数以上か否かを判断する。この切替回転数は、例えば、モータ21の運転周波数の最低値に設定されている。
この結果、図9に示されるように、時刻t4において、モータ回転数が低損失制御切替回転数に達すると、図8に示されるフローチャートのステップ10において、「YES」と判断し、ステップS11へ移行し、低損失制御を開始する。
このコンバータ電圧低損失制御では、上述の第1の実施形態で説明したように、アクティブフィルタ3の出力電圧Vcが入力電圧Vsに基づいて決定される所定の電圧範囲内となるように、アクティブフィルタ3が制御される。例えば、本実施形態では、出力電圧Vcが入力電圧Vsのピーク値1.01倍〜1.08倍程度の範囲内となるように、制御される。
これにより、入力電圧Vsと出力電圧Vcとの電圧差がほぼ一定となり、アクティブフィルタ3を構成する各素子による電力損失を低減させることができる。これにより、効率の良い電力供給が実現される。
このコンバータ電圧低損失制御では、上述の第1の実施形態で説明したように、アクティブフィルタ3の出力電圧Vcが入力電圧Vsに基づいて決定される所定の電圧範囲内となるように、アクティブフィルタ3が制御される。例えば、本実施形態では、出力電圧Vcが入力電圧Vsのピーク値1.01倍〜1.08倍程度の範囲内となるように、制御される。
これにより、入力電圧Vsと出力電圧Vcとの電圧差がほぼ一定となり、アクティブフィルタ3を構成する各素子による電力損失を低減させることができる。これにより、効率の良い電力供給が実現される。
一方、このような低損失制御が実施されることにより、アクティブフィルタ3の出力電圧は、入力電圧に追従して変動することとなり、例えば、図9の時刻t4〜t6に示されるように、所定の電圧範囲で変動することとなる。
続いて、図9の時刻t5において、周波数指令が入力されると、図8に示したフローチャートのステップS1、ステップS9において、「YES」と判断され、ステップS12に移行し、モータ制御を終了する。そして、ステップS13において、アクティブ制御を終了する。これにより、アクティブフィルタ3は停止状態となり、整流回路2の出力がそのまま第2のインバータ20へ供給されることとなる(図9の時刻t7以降)。
続いて、図9の時刻t5において、周波数指令が入力されると、図8に示したフローチャートのステップS1、ステップS9において、「YES」と判断され、ステップS12に移行し、モータ制御を終了する。そして、ステップS13において、アクティブ制御を終了する。これにより、アクティブフィルタ3は停止状態となり、整流回路2の出力がそのまま第2のインバータ20へ供給されることとなる(図9の時刻t7以降)。
以上、説明してきたように、本実施形態に係るコンプレッサによれば、制御回路5は、モータが起動する前は、アクティブフィルタ3の出力電圧を一定とする定電圧制御を行うため(図9の時刻t2〜t4参照)、モータ21の起動に際して、十分な電圧を供給することが可能となる。
また、モータ21が起動した後には、アクティブフィルタ3の出力電圧をアクティブフィルタ3の入力電圧に基づいて決定される所定の電圧範囲内とする低損失制御(図9の時刻t4〜t7参照)を行うので、高効率な電源供給を実現することができる。
また、モータ21が起動した後には、アクティブフィルタ3の出力電圧をアクティブフィルタ3の入力電圧に基づいて決定される所定の電圧範囲内とする低損失制御(図9の時刻t4〜t7参照)を行うので、高効率な電源供給を実現することができる。
以上、本発明の実施形態について図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲の設計変更等も含まれる。
例えば、図1、図6に示されるインバータでは、入力電圧、出力電圧を電圧検出回路により検出し、検出信号を電圧レベル比較回路6へ入力するような構成としたが、これに代わって、入力電圧、出力電圧を直接的に電力レベル比較回路6へ入力するような構成としても良い。
例えば、図1、図6に示されるインバータでは、入力電圧、出力電圧を電圧検出回路により検出し、検出信号を電圧レベル比較回路6へ入力するような構成としたが、これに代わって、入力電圧、出力電圧を直接的に電力レベル比較回路6へ入力するような構成としても良い。
1 交流電源
2 整流回路
3 アクティブフィルタ
4 DC/DCコンバータ
5 制御回路
6 電圧レベル比較回路
7 過電圧保護回路
8 PAM制御信号生成回路
9 負荷
31 リアクタ
32 スイッチング素子
35 駆動回路
2 整流回路
3 アクティブフィルタ
4 DC/DCコンバータ
5 制御回路
6 電圧レベル比較回路
7 過電圧保護回路
8 PAM制御信号生成回路
9 負荷
31 リアクタ
32 スイッチング素子
35 駆動回路
Claims (8)
- 交流電圧を整流する整流回路と、
前記整流回路の出力が入力されるアクティブフィルタと、
前記アクティブフィルタの出力電圧が、前記アクティブフィルタの入力電圧に基づいて決定される所定の電圧範囲内となるように、前記アクティブフィルタを制御する制御回路と
を具備するインバータ。 - 前記整流回路の出力が入力されるコンバータを備える請求項1に記載のインバータ。
- 前記アクティブフィルタの入力電圧に基づき決定される前記所定の電圧範囲の上限電圧と前記アクティブフィルタの出力電圧とを比較する第1の比較手段と、
前記所定の電圧範囲の下限電圧と前記出力電圧とを比較する第2の比較手段とを備え、
前記制御回路は、前記第1の比較手段及び第2の比較手段からの出力信号の組み合わせに基づいて、前記アクティブフィルタを制御する請求項1又は請求項2に記載のインバータ。 - 前記第1の比較手段及び前記第2の比較手段は、電気的に絶縁された状態で信号を伝達する手段としてフォトカプラを採用する請求項3に記載のインバータ。
- 過電流保護回路及び過電圧保護回路の少なくとも1つを備える請求項1から請求項4のいずれかの項に記載のインバータ。
- 請求項1から請求項5のいずれかの項に記載のインバータを備える電源装置。
- 請求項6に記載の電源装置と、
前記電源装置からの電力供給により駆動するモータと
を備えるコンプレッサ。 - 前記電源装置の前記制御回路は、前記モータが起動する前は、アクティブフィルタの出力電圧を一定とする定電圧制御を行い、
前記モータが起動した後は、前記アクティブフィルタの出力電圧を前記アクティブフィルタの入力電圧に基づいて決定される所定の電圧範囲内とする低損失制御を行う請求項7に記載のコンプレッサ。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2004194642A JP2006020402A (ja) | 2004-06-30 | 2004-06-30 | インバータ、電源装置、及びコンプレッサ |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2004194642A JP2006020402A (ja) | 2004-06-30 | 2004-06-30 | インバータ、電源装置、及びコンプレッサ |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2006020402A true JP2006020402A (ja) | 2006-01-19 |
Family
ID=35794130
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2004194642A Withdrawn JP2006020402A (ja) | 2004-06-30 | 2004-06-30 | インバータ、電源装置、及びコンプレッサ |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2006020402A (ja) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2008253090A (ja) * | 2007-03-30 | 2008-10-16 | Daikin Ind Ltd | 電源供給回路 |
JP2009247174A (ja) * | 2008-03-31 | 2009-10-22 | Daikin Ind Ltd | 電源供給回路 |
WO2010064490A1 (ja) | 2008-12-03 | 2010-06-10 | シャープ株式会社 | 電源装置 |
-
2004
- 2004-06-30 JP JP2004194642A patent/JP2006020402A/ja not_active Withdrawn
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2008253090A (ja) * | 2007-03-30 | 2008-10-16 | Daikin Ind Ltd | 電源供給回路 |
JP2009247174A (ja) * | 2008-03-31 | 2009-10-22 | Daikin Ind Ltd | 電源供給回路 |
WO2010064490A1 (ja) | 2008-12-03 | 2010-06-10 | シャープ株式会社 | 電源装置 |
US8416590B2 (en) | 2008-12-03 | 2013-04-09 | Sharp Kabushiki Kaisha | Power supply device |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
EP1835607B1 (en) | Apparatus and method for supplying DC power source | |
JP4591304B2 (ja) | 双方向dc/acインバータ | |
US6714425B2 (en) | Power factor corrected SMPS with light and heavy load control modes | |
JP6255577B2 (ja) | 直流電源回路 | |
US20070029799A1 (en) | Power supply device | |
JP2006174689A (ja) | 直流電源装置 | |
JP2004215433A (ja) | スイッチング電源装置 | |
JP5252214B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
WO2010125751A1 (ja) | スイッチング電源装置 | |
JP4173115B2 (ja) | スイッチング電源制御用半導体装置 | |
JP2006350900A (ja) | 電力変換装置 | |
JP3425403B2 (ja) | 半導体装置、および、この半導体装置を用いたスイッチング電源装置 | |
JP2001157450A (ja) | 直流電源装置 | |
JP4857812B2 (ja) | 電源システム | |
JP2005198375A (ja) | 同期整流回路および電力変換器 | |
JP2007202285A (ja) | スイッチング電源装置及びスイッチング電源の制御方法 | |
JP2006020402A (ja) | インバータ、電源装置、及びコンプレッサ | |
JP2009142020A (ja) | 電源装置 | |
JP4290662B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
JP2017112782A (ja) | スイッチング電源装置 | |
JP2009060003A (ja) | 着磁電源 | |
JP2008099510A (ja) | 直流電源装置とそれを用いた機器 | |
JPH05344732A (ja) | スイッチングレギュレータ型電源装置 | |
JP2004328948A (ja) | スイッチング電源回路およびこれを備えたスイッチングレギュレータ | |
JP2005045961A (ja) | 直流変換装置 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20070904 |