JP5585643B2 - アクティブフィルタ制御装置 - Google Patents

Description

この発明はアクティブフィルタを制御する技術に関し、特に並列形アクティブフィルタを制御する技術に関する。

交流電源から負荷へ負荷電流が流れるとき、一般的には負荷電流にいわゆる高調波成分が発生する。かかる高調波成分はいわゆる高調波障害の原因であって、低減することがよく知られた課題となっている。

当該課題を解決するための一つの手法として、アクティブフィルタが提案されている。特に並列形アクティブフィルタは当該交流電源に対して連系リアクトルを介して接続され、補償電流を流すことによって交流電源に流れる電源電流の高調波成分を低減する。

具体的には、電源電流において高調波成分を低減するため、これと逆相の補償電流を並列形アクティブフィルタへ流す（あるいはこれと同相の補償電流を並列形アクティブフィルタが供給する）処理が行われる。

補償電流の指令値としては負荷電流中の高調波成分が採用され、これと補償電流との偏差に基づいて、電流制御器が動作して並列形アクティブフィルタの動作が制御される。

並列形アクティブフィルタについては例えば非特許文献１や特許文献１の図１０に紹介されている。

なお、本願に関連する技術を開示する先行技術文献として特許文献２，３を挙げる。特許文献２では事故時の過電流を抑制する技術が、特許文献３では回転座標変換を行う演算についての時間遅れや電流を検出する際の遅れを抑制する技術が、それぞれ開示されている。

特許第３７５５２２０号公報 特開平５−２５２７５１号公報 特開２００８−２３４２９８号公報

泉 勝弘、外４名、「補償電流検出特性がアクティブフィルタの性能に及ぼす影響」、長崎大学工学部研究報告、第３０巻、第５５号、第１６５〜１６９頁、平成１２年７月

並列形アクティブフィルタは、上述のように、電流の偏差に基づいた電流制御器の動作によって制御される。しかしながら、電流制御器は一般的に比例積分制御器で構成されるので、その演算処理に起因して補償電流がその指令値に対して遅れがちである。特に指令値の変動が大きいほど指令値と補償電流との乖離が顕著となりやすい。

よってこのような演算処理による遅延は、電源電流の高調波成分の抑制についての阻害要因となる。しかしながらこのような阻害要因について、特許文献１，２及び非特許文献１はいずれも黙している。

この発明は上記の観点に鑑みてなされたもので、アクティブフィルタにおいて電流制御器での演算処理による電源電流の高調波成分の抑制の阻害を、改善する技術を提供することを目的とする。

この発明にかかるアクティブフィルタ制御装置は、負荷（２）へ負荷電流（Ｉｏ）を供給する交流電源（１）に連系リアクトル（４）を介して接続されて補償電流（Ｉｃ；Ｉｄ，Ｉｑ）を出力する並列形アクティブフィルタ（６）に対し、制御を行う装置である。

そして、前記負荷電流の高調波成分から前記補償電流の指令値（Ｉｃ＊；Ｉｄ＊，Ｉｑ＊）を得る高調波成分抽出部（７Ａ；７Ｂ）と、前記指令値を所定の位相差（３６０°×ｔａ／Ｔｒ）で進相させた値（Ｉｃ＊＾；Ｉｄ＊＾，Ｉｑ＊＾）と、前記補償電流との間の偏差（Ｉｅ）を得る差分電流生成部（３Ａ；３Ｂ）と、前記差分電流生成部の出力に基づいて制御信号（Ｖ＊；Ｖｉｄ，Ｖｉｑ）を生成する電流制御器（５；１０ｄｄ，１０ｑｑ）と、前記制御信号に基づいて、前記並列形アクティブフィルタを駆動する駆動信号（Ｇ）を生成する駆動信号生成回路（８）とを備える。

そして、前記差分電流生成部（３Ａ；３ｂ）は、前記指令値（Ｉｃ＊；Ｉｄ＊，Ｉｑ＊）に対して前記交流電源（１）についての一周期分の位相から前記所定の位相差（３６０°×ｔａ／Ｔｒ）を差し引いた位相で遅延させる処理を行う遅延部（３１）と、前記遅延部の出力（Ｉｃ＊＾；Ｉｄ＊＾，Ｉｑ＊＾）と前記補償電流（Ｉｃ；Ｉｄ，Ｉｑ）との差分を得る減算器（３２）とを有する。
そしてその第１の態様では、前記遅延部は、前記電源の一周期Ｔｒに対して前記指令値を記憶するＮ個の記憶場所を有するメモリを有し、前記位相差に対応する時間（ｔａ）をｋ／（Ｎ／Ｔｒ）で近似する非負の整数ｋを導入して、時間的に後ろへ（Ｎ−ｋ）個分ずれた前記指令値を出力する。
またその第２の態様では、前記遅延部は、前記電源の一周期（Ｔｒ）に対して前記指令値を記憶するＮ個の記憶場所を有するメモリを有し、前記位相差に対応する時間（ｔａ）を前記一周期で除した値（ｔａ／Ｔｒ）の小数部分（Ｆ［ｔａ／Ｔｒ］）を前記値から差し引いた第１整数ｋ１と、前記第１整数ｋ１に１を加えた第２整数ｋ２とを導入して、（Ｎ−ｋ１）番目の前記指令値と、（Ｎ−ｋ２）番目の前記指令値とを用いた補間によって求められた値を出力する。

この発明にかかるアクティブフィルタ制御装置の第３の態様は、その第１の態様乃至第２の態様のいずれかであって、前記指令値（Ｉｃ＊）は、前記交流電源（１）の位相と同期する回転座標系で把握される前記負荷電流（Ｉｏ）から直流分を除去し、更に座標変換して固定座標系で把握され、前記補償電流（Ｉｃ）は前記固定座標系で把握され、前記偏差（Ｉｅ）は前記固定座標系において求められる。

この発明にかかるアクティブフィルタ制御装置の第４の態様は、その第１の態様乃至第２の態様のいずれかであって、前記指令値（Ｉｄ＊，Ｉｑ＊）は、前記交流電源（１）の位相と同期する回転座標系で把握される前記負荷電流（Ｉｏ）から直流分を除去して得られ、前記補償電流（Ｉｄ，Ｉｑ）は前記回転座標系で把握され、前記偏差（Ｉｅｄ，Ｉｅｑ）は前記回転座標系において求められる。

この発明にかかるアクティブフィルタ制御装置の第５の態様は、その第２の態様であって、前記負荷（２）は、インバータ（２３）と、前記インバータで制御されて冷媒を圧縮する圧縮機（２４）とを含む空気調和機である。

この発明にかかるアクティブフィルタ制御装置の第１の態様によれば、補償電流の指令値を所定の位相差で進相させることにより、電流制御器における遅れ時間を解消することができる。当該位相差は、当該遅れ時間に応じて適宜設定できる。

この発明にかかるアクティブフィルタ制御装置の第２の態様によれば、指令値は交流電源についての一周期毎にほぼ同じ波形を呈して変動するので、指令値の位相を遅延部によって実質的に進めることができる。

この発明にかかるアクティブフィルタ制御装置の第３の態様によれば、回転座標系で把握される負荷電流のうち、交流電源の位相と同期する成分は、直流分として現れる。よって回転座標系で把握される負荷電流から直流分を除去することにより、負荷電流の高調波成分が補償電流の指令値として得られる。

この発明にかかるアクティブフィルタ制御装置の第４の態様によれば、交流電源が三相以上の多相であっても、回転座標系は二相として把握できるので、遅延部の構成を簡略にし易い。回転座標系における指令値、補償電流の周期は、固定座標系におけるそれらの周期よりも短いので、遅延部を採用する場合にはその構成を簡略にし易い。

この発明にかかるアクティブフィルタ制御装置の第５の態様によれば、負荷変動が小さいので、遅延部によって指令値の位相を実質的に進める精度が高い。

第１の実施の形態において、アクティブフィルタ制御装置が採用される態様を示すブロック図である。 第１の実施の形態の効果を示すグラフである。 第１の実施の形態の効果を示すグラフである。 第１の実施の形態の効果を示すグラフである。 第１の実施の形態に対して比較される技術を示すグラフである。 第１の実施の形態の効果を示すグラフである。 第２の実施の形態において、アクティブフィルタ制御装置が採用される態様を示すブロック図である。 第２の実施の形態の効果を示すグラフである。 第１の実施の形態に対して比較される技術を示すブロック図である。 第１の実施の形態に対して比較される技術を示すグラフである。

第１の実施の形態．
図１は本実施の形態において、アクティブフィルタ制御装置が採用される態様を示すブロック図である。以下、三相交流が採用される場合について例を取って説明する。但しこの相数は例示であって、相数が三に特定される必要はない。

三相の交流電源１は負荷２へと三相の負荷電流Ｉｏを供給する。並列形アクティブフィルタ６は交流電源１に三相の連系リアクトル４を介して接続される。並列形アクティブフィルタ６は三相の補償電流Ｉｃを出力する。なお、ここでは補償電流Ｉｃについて並列形アクティブフィルタ６から交流電源１へ向かう方向を正に採っており、交流電源１から流れる電源電流Ｉｓと補償電流Ｉｃの和が負荷電流Ｉｏであるとして説明する。

もちろん、補償電流Ｉｃの向きを当該実施の形態の説明と逆向きに採っても、それは補償電流Ｉｃの極性の符号（正負）が変わるに過ぎない。

並列形アクティブフィルタ６は例えばインバータ６１とコンデンサ６２とを備える。インバータ６１は補償電流Ｉｃを入出力することにより、コンデンサ６２を直流電圧Ｖｄｃに充放電する。例えばインバータ６１は電圧形インバータであり、３つの電流経路がコンデンサ６２に対して並列に接続され、各々の電流経路において二つのスイッチング素子が設けられる。

アクティブフィルタ制御装置は、高調波成分抽出部７Ａと、差分電流生成部３Ａと、電流制御器５と、駆動信号生成回路８とを備える。

高調波成分抽出部７Ａは負荷電流Ｉｏの高調波成分から補償電流Ｉｃの指令値Ｉｃ＊を得る。具体的な構成は特許文献３等で公知であるので、その説明は簡単に留める。高調波成分抽出部７Ａは変圧器７１、位相検出器７２、ｄｑ変換器７３、ハイパスフィルタ７４，７５、逆ｄｑ変換器７６を有する。

変圧器７１は交流電源１の三相電圧Ｖｓの一相分を検出し、これを位相検出器７２に与える。位相検出器７２は検出した位相をｄｑ変換器７３及び逆ｄｑ変換器７６に伝える。

ｄｑ変換器７３は検出された負荷電流Ｉｏを三相／二相変換してｄ軸電流、ｑ軸電流を得る。ハイパスフィルタ７４，７５はｄ軸電流、ｑ軸電流の低域成分、特に直流成分を除去し、逆ｄｑ変換器７６に与える。逆ｄｑ変換器７６は二相／三相変換を行って補償電流Ｉｃの指令値Ｉｃ＊を生成する。ここで、ｄ軸及びｑ軸は位相検出器７２で検出された位相と同期して回転する回転座標系である。

負荷電流Ｉｏのうち、交流電源１の位相と同期する成分は、ｄ軸電流、ｑ軸電流において直流分として現れる。つまり負荷電流Ｉｏに高調波成分が無ければｄ軸電流、ｑ軸電流は直流成分のみとなる。よって上記ハイパスフィルタ７４，７５はｄ軸電流、ｑ軸電流として現れる、負荷電流Ｉｏの高調波成分のみを出力する。これにより、指令値Ｉｃ＊は負荷電流Ｉｏの高調波成分を表すことになる。よって補償電流Ｉｃが位相のずれなく指令値Ｉｃ＊と一致すれば、これが負荷電流Ｉｏの高調波成分を負担することになり、電源電流Ｉｓには高調波成分が発生しない。

差分電流生成部３Ａは、指令値Ｉｃ＊を後述する所定の位相差で進相させた値Ｉｃ＊＾と、補償電流Ｉｃとの間の偏差Ｉｅを得る。指令値Ｉｃ＊は、交流電源１の位相と同期する回転座標系（ｄｑ座標系）で把握される負荷電流Ｉｏから直流分を除去し、更に座標変換して固定座標系で把握される。そして補償電流Ｉｃ、偏差Ｉｅも固定座標系において求められる。

電流制御器５は、差分電流生成部３Ａの出力に基づいて三相の電圧指令値Ｖ＊を生成する処理を行う。電流制御器５は、例えばＰＩ（比例積分）制御を行うことで、上記処理を実現する。

駆動信号生成回路８は、電圧指令値Ｖ＊に基づいて並列形アクティブフィルタ６を駆動する駆動信号Ｇを生成する。例えば駆動信号生成回路８は電圧指令値Ｖ＊とキャリアとを比較した結果に対する論理演算を行って駆動信号Ｇを生成する。よって電圧指令値Ｖ＊は駆動信号Ｇを介して間接的に並列形アクティブフィルタ６を制御する制御信号であると言える。

なお、ローパスフィルタ９は、補償電流Ｉｃのリプルを除去する観点から、設けられることが望ましい。ここではローパスフィルタ９は一相分のみを図示しているが、実際には三相分設けられる。

上述のように、電流制御器５はＰＩ制御を行って電圧指令値Ｖ＊を生成するので遅延時間（以下、この遅延時間を時間ｔａと表す）が生じる。よってもし、偏差Ｉｅを指令値Ｉｃ＊と補償電流Ｉｃとから求めた場合、時間ｔａは補償電流Ｉｃと高調波成分とのずれの原因となり、電源電流Ｉｓの高調波成分を抑制することに対する阻害要因となる。

しかしながら本実施の形態では差分電流生成部３Ａにおいて、指令値Ｉｃ＊を時間ｔａに対応した位相で進相させた値Ｉｃ＊＾と、補償電流Ｉｃとから偏差Ｉｅを求めることにより、上記阻害要因は解消もしくは低減する。

ここで、進相のための位相量φは、交流電源１が出力する電圧Ｖｓの周期Ｔｒを導入して、φ＝３６０°×ｔａ／Ｔｒと表すことができる。定常状態において時間ｔａは一定値を採ると考えられる。よって予め測定もしくは推定によって、時間ｔａが見積もられ、位相量φも予め適宜に設定することができる。

例えば差分電流生成部３Ａは、遅延部３１と、減算器３２とを有している。遅延部３１は、３６０度（即ち電圧Ｖｓの一周期部の位相）から位相量φを差し引いた位相で遅延させる処理を行う。定常状態において高調波成分は電圧Ｖｓと同じ周期で周期的に変動するため、かかる遅延は実質的に位相量φでの進相と同等となる。減算器３２は、遅延部３１の出力Ｉｃ＊＾と補償電流Ｉｃとの差分として偏差Ｉｅを得る。

図２乃至図４及び図６は本実施の形態の効果を示すグラフである。また図５は本実施の形態に対して比較される技術を示すグラフである。図２乃至図６において、諸量は一相分のみを示している。負荷２として平衡負荷が採用される場合には負荷電流Ｉｏはその三相分が平衡し、電源電流Ｉｓ及び補償電流Ｉｃもそれぞれの三相分が平衡し、これらの諸量の三相分は互いに位相が１２０度異なるだけに過ぎないからである。

図２は上段から下に向かうに従って、それぞれ負荷電流Ｉｏ、補償電流Ｉｃの極性を反転した値（−Ｉｃ)、電源電流Ｉｓ、進相された指令値Ｉｃ＊＾、補償電流Ｉｃ、偏差Ｉｅの波形を示す。

図３は上段において電圧Ｖｓ及びその位相θの波形を、中段において指令値Ｉｃ＊の波形を、下段において進相された指令値Ｉｃ＊＾の波形を、それぞれ示す。なお、時間ｔａ及び周期Ｔｒも併記している。見かけ上、指令値Ｉｃ＊よりも時間ｔａだけ指令値Ｉｃ＊＾が進んでいることが視認される。

図４は上段において指令値Ｉｃ＊及び進相された指令値Ｉｃ＊＾の波形を、下段において指令値Ｉｃ＊及び補償電流Ｉｃの波形を、それぞれ示す。図４で示された波形は図３で示された波形よりも時間軸が拡大されて示されている。図４の上段の波形では、図３の中段及び下段から視認される様に、指令値Ｉｃ＊よりも、進相された指令値Ｉｃ＊＾の方が進相していることが視認される。そして図４の下段の波形から、指令値Ｉｃ＊と補償電流Ｉｃとがほぼ一致した波形を呈することが視認される。

図５は遅延部３１における遅延量を０として（即ち位相量φも０として）得られる諸量を示すグラフである。上段において（進相されていない）指令値Ｉｃ＊及び補償電流Ｉｃの波形を、中段において偏差Ｉｅの波形を、下段において電源電流Ｉｓの波形を、それぞれ示す。

図６は遅延部３１において実質的に位相量φの進相に相当する遅延を行って得られる諸量を示すグラフである。上段において進相された指令値Ｉｃ＊＾及び補償電流Ｉｃの波形を、中段において偏差Ｉｅの波形を、下段において電源電流Ｉｓの波形を、それぞれ示す。

図９は図１において遅延部３１を省略した構成であり、実質的には図１の構成において位相量φを０にした構成に相当する。図１０は当該構成において得られる諸量の波形を図２に対応して示すグラフである。

図５と図６との比較、及び図２と図１０との比較により、指令値Ｉｃではなく進相された指令値Ｉｃ＊＾を用いた制御によって補償電流Ｉｃを得ることにより、偏差Ｉｅが減少し、以て電源電流Ｉｓの高調波成分が著しく低減することが視認される。

つまり、本実施の形態により、電流制御器５における演算処理による電源電流Ｉｓの高調波成分の抑制の阻害が、改善されたことが判る。

第２の実施の形態．
補償電流の指令値を回転座標系において把握する場合にも、第１の実施の形態と同様に進相させて、電流制御器における演算処理による電源電流Ｉｓの高調波成分の抑制の阻害を、改善することができる。

図７は本実施の形態において、アクティブフィルタ制御装置が採用される態様を示すブロック図である。第１の実施の形態において図１のブロック図で示された構成に対し、本実施の形態においては、高調波成分抽出部７Ａを高調波成分抽出部７Ｂに、差分電流生成部３Ａを差分電流生成部３Ｂに、電流制御器５を相電圧指令生成部１０に、それぞれ置換し、かつｄｑ変換器１１が追加された構成となっている。更に、負荷２はより詳細な構成が例示されている。

本実施の形態での例示では、負荷２はインバータ２３と、インバータ２３で制御されて冷媒（不図示）を圧縮する圧縮機２４とを含む空気調和機である。負荷２は更に、インバータ２３へと直流電源を供給するためのコンバータ２１、コンバータ２１とインバータ２３との間で並列に介挿されるコンデンサ２２も含んでいる。

このような負荷２はその負荷変動が小さいので、指令値の位相を実質的に進める精度が高い観点で望ましい。

ｄｑ変換器１１は補償電流Ｉｃをｄｑ変換し、ｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑとを出力する。

高調波成分抽出部７Ｂは、高調波成分抽出部７Ａから逆ｄｑ変換部７６を省略し、減算器７７，電圧制御器７８、加算器７９を追加した構成となっている。高調波成分抽出部７Ｂにおける変圧器７１、位相検出器７２、ｄｑ変換器７３、ハイパスフィルタ７４，７５の機能及び相互の接続関係は、高調波成分抽出部７Ａのそれと同じである。

減算器７７はコンデンサ６２が支える直流電圧Ｖｄｃとその指令値Ｖｄｃ＊との偏差を求める。電圧制御器７８は減算器７７から得られた偏差にＰＩ制御を行ってｄ軸電流の補正値を求める。当該補正値は（ｄ軸電流用の）ハイパスフィルタ７４の出力と加算器７９によって加算される。これによりｄ軸電流指令値Ｉｄ＊が加算器７９から得られる。

ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊は、ｑ軸電流用のハイパスフィルタ７５から得られる。ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊及びｑ軸電流指令値Ｉｑ＊は、直流電圧Ｖｄｃの脈動を考慮した負荷電流Ｉｏの高調波成分を回転座標系において把握したものであると言える。よって、これらは補償電流Ｉｃを回転座標系において把握したｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑに対する指令値として把握できる。

差分電流生成部３Ｂは遅延部３１ｄ，３１ｑと、減算器３２ｄ，３２ｑとを有している。遅延部３１ｄ，３１ｑはいずれも第１の実施の形態で示された遅延部３１と同様に、それぞれ３６０度から位相量φｄ，φｑを差し引いた位相で遅延させる処理を行う。これらの位相量φｄ，φｑについては後述する。かかる遅延処理により、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊及びｑ軸電流指令値Ｉｑ＊から、それぞれ進相されたｄ軸電流指令値Ｉｄ＊＾及び進相されたｑ軸電流指令値Ｉｑ＊＾が得られる。

減算器３２ｄ，３２ｑはいずれも第１の実施の形態で示された減算器３２と同様に、それぞれ偏差Ｉｅｄ，Ｉｅｑを出力する。即ち、進相されたｄ軸電流指令値Ｉｄ＊＾とｄ軸電流Ｉｄとの間の偏差Ｉｅｄと、進相されたｑ軸電流指令値Ｉｑ＊＾とｑ軸電流Ｉｑとの間の偏差Ｉｅｑとが、それぞれ減算器３２ｄ，３２ｑから得られる。

相電圧指令生成部１０は電流制御器１０ｄｄ，１０ｑｑを有している。電流制御器１０ｄｄ，１０ｑｑはそれぞれ偏差Ｉｅｄ，Ｉｅｑに対してＰＩ制御を行うことで、電圧指令値Ｖｉｄ，Ｖｉｑを出力する。電流制御器１０ｄｄ，１０ｑｑにおけるＰＩ制御によってそれぞれ遅延時間ｔｄ，ｔｑが発生するとすれば、上記位相量φｄ、φｑはそれぞれ以下のように設定されることで、第１の実施の形態と同様の効果を得ることができる。

φｄ＝３６０°×ｔｄ／Ｔｒ，φｑ＝３６０°×ｔｑ／Ｔｒ

なお、図７ではｄ軸における電流制御とｑ軸における電流制御との間でのいわゆる干渉を避けるための構成（以下「非干渉構成」と称す）が採用されて、電圧指令値Ｖｉｄ，Ｖｉｑが補正される態様が示される。非干渉構成は例えば特許文献２においても開示されるように公知の技術であるので、説明は簡略にするに留める。

具体的には、乗算器１０ｄｑ，１０ｑｄ、減算器１０ｄ及び加算器１０ｑが追加して設けられる。乗算器１０ｄｑは交流電圧Ｖｓの角周波数ω（＝２π／Ｔｒ）と連系リアクトルのインダクタンスＬとの積ωＬをｄ軸電流指令値Ｉｄ＊に乗算して加算器１０ｑに与える。乗算器１０ｑｄは角周波数ωとインダクタンスＬとの積ωＬをｑ軸電流指令値Ｉｑ＊に乗算して減算器１０ｄに与える。減算器１０ｄは電流制御器１０ｄｄから得られた電圧指令値Ｖｉｄを、乗算器１０ｑｄからの出力を差し引くことによって補正する。加算器１０ｑは電流制御器１０ｑｑから得られた電圧指令値Ｖｉｑを、乗算器１０ｄｑからの出力を加えることによって補正する。

なお、乗算器１０ｄｑ，１０ｑｄには、（進相されていない）ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊及びｑ軸電流指令値Ｉｑ＊が与えられる。これは乗算器１０ｄｑ，１０ｑｄでの処理には電流制御器１０ｄｄ，１０ｑｑでの処理のような遅延が発生しない観点に基づいている。

但し、定常状態では非干渉構成の影響は小さく、また遅延部３１ｄ，３１ｑにおける遅延は定常状態でなければ実質的な進相に相当しない。よって、かかる観点からは、乗算器１０ｄｑ，１０ｑｄには、進相されたｄ軸電流指令値Ｉｄ＊＾及び進相されたｑ軸電流指令値Ｉｑ＊＾が与えられてもよい。

なお、ｄ軸とｑ軸の干渉を考慮しない場合、当然ながら、乗算器１０ｄｑ，１０ｑｄ、減算器１０ｄ及び加算器１０ｑを省略することができる。

本実施の形態では第１の実施の形態とは異なり、駆動信号生成回路８は、二相の電圧指令値Ｖｉｄ，Ｖｉｑに基づいて並列形アクティブフィルタ６を駆動する駆動信号Ｇを生成する。よって電圧指令値Ｖｉｄ，Ｖｉｑも三相の電圧指令値Ｖ＊と同様に、駆動信号Ｇを介して間接的に並列形アクティブフィルタ６を制御する制御信号であると言える。かかる機能を有する駆動信号生成回路８の構成は周知であるので、ここでの説明は省略する。

図８は第２の実施の形態の効果を示すグラフであり、上段から下方に向かって順に、ｄ軸電流Ｉｄ、偏差Ｉｅｄ、ｑ軸電流Ｉｑ、偏差Ｉｅｑ、電源電流Ｉｓのそれぞれの波形を示している。

ｄ軸電流Ｉｄは、電源電流Ｉｓが実際には三相であることを反映して、電源電流Ｉｓの周期Ｔｒの１／６の周期Ｔｒ／６で周期的に変動している。そしてｄ軸電流Ｉｄはほぼ正弦波を呈している。同様に、ｑ軸電流Ｉｑも周期Ｔｒ／６で周期的に変動している。

偏差Ｉｅｄ，Ｉｅｑは小さく、電源電流Ｉｓもほぼ正弦波を呈して高調波が抑制されていることがわかる。

このように、本実施の形態でも第１の実施の形態と同様に、電流制御器１０ｄｄ，１０ｑｑにおける演算処理による電源電流Ｉｓの高調波成分の抑制の阻害が、改善されたことが判る。

本実施の形態では上述のように、補償電流Ｉｃが回転座標系においてｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑで把握され、偏差Ｉｅｄ，Ｉｅｑもこの回転座標系において求められる。交流電源１が三相以上の多相電源であっても、回転座標系は二相として把握できるので、遅延部３１ｄ，３１ｑや電流制御器１０ｄｄ，１０ｑｑは二相分で足りる。第１の実施の形態においては、遅延部３１や電流制御器５は、実際には三相分が必要であった。

なお、本実施の形態では特に、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑが、交流電圧Ｖｓの周期Ｔｒの１／６で周期的に変動していることが、他の効果を招来する。つまり、回転座標系における指令値Ｉｄ＊、Ｉｑ＊や、補償電流たるｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑの周期は、固定座標系におけるそれら（第１の実施の形態における指令値Ｉｃ＊や補償電流Ｉｃ）の周期Ｔｒよりも短い。これは遅延部３１ｄ，３１ｑを採用する構成において、その構成を簡略にし易い。

具体的には例えば、第１の実施の形態で示された遅延部３１においてＦＩＦＯ形のメモリを利用した場合、周期Ｔｒ相当分を順次に記憶し、これを所定の遅延量で順次に出力することで、実質的な進相処理が行われる。そして第１の実施の形態の例で言えば三相分の指令値Ｉｃ＊を記憶するのであるから、実質的には周期Ｔｒの３倍のメモリ容量が必要となる。

他方、遅延部３１ｄはＦＩＦＯ形のメモリを利用した場合、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を周期Ｔｒ／６相当分を順次に記憶し、これを所定の遅延量で順次に出力すれば足りる。遅延部３１ｑについても同様である。よって必要なメモリ容量は周期Ｔｒの１／３倍であり、第１の実施の形態と比較して１／９に低減できる。

変形．
遅延部３１として採用されるメモリにおいて指令値Ｉｃ＊の一相分の記憶場所をＮ個とする。例えばＴｒ＝２０ｍｓ（電源周波数５０Ｈｚに相当）のとき、電流制御の制御周期が５０μｓであれば、Ｎ≧２０ｍｓ／５０μｓ＝４００となることが望ましい。

逆に、周期Ｔｒに対して記憶場所がＮ個であるとき、制御周期はＮ／Ｔｒよりも長いことが望ましい。そして本来的には進相させる位相量φは時間に換算して時間ｔａであるべきところ、非負の整数ｋを導入して、ｋ／（Ｎ／Ｔｒ）で近似することが望ましい。指令値Ｉｃ＊の進相は、（Ｎ−ｋ）個のデータ分を時間的に後にずらせることで対応できるからである。これは遅延部３１ｄ，３１ｑについても同様である。

あるいは、進相に相当する時間ｔａに対応する上述の整数ｋが存在しない場合、ｔａ／Ｔｒの小数部分をＦ［ｔａ／Ｔｒ］で表して、下記のようにして整数ｋ１，ｋ２を決定し、（Ｎ−ｋ１）番目の指令値と（Ｎ−ｋ２）番目の指令値とを用いた補間によって、実質的に進相した指令値を求めてもよい。これは遅延部３１ｄ，３１ｑについても同様である。

ｋ１＝ｔａ／Ｔｒ−Ｆ［ｔａ／Ｔｒ］，ｋ２＝ｋ１＋１

１ 交流電源
２ 負荷
３Ａ，３Ｂ 差分電流生成部
４ 連系リアクトル
５，１０ｄｄ，１０ｑｑ 電流制御器
６ 並列形アクティブフィルタ
７Ａ，７Ｂ 高調波成分抽出部
８ 駆動信号生成回路

Claims (5)

1. 負荷（２）へ負荷電流（Ｉｏ）を供給する交流電源（１）に連系リアクトル（４）を介して接続されて補償電流（Ｉｃ；Ｉｄ，Ｉｑ）を出力する並列形アクティブフィルタ（６）に対し、制御を行う装置であって、
   前記負荷電流の高調波成分から前記補償電流の指令値（Ｉｃ＊；Ｉｄ＊，Ｉｑ＊）を得る高調波成分抽出部（７Ａ；７Ｂ）と、
   前記指令値を所定の位相差（３６０°×ｔａ／Ｔｒ）で進相させた値（Ｉｃ＊＾；Ｉｄ＊＾，Ｉｑ＊＾）と、前記補償電流との間の偏差（Ｉｅ）を得る差分電流生成部（３Ａ；３Ｂ）と、
   前記差分電流生成部の出力に基づいて制御信号（Ｖ＊；Ｖｉｄ，Ｖｉｑ）を生成する電流制御器（５；１０ｄｄ，１０ｑｑ）と、
   前記制御信号に基づいて、前記並列形アクティブフィルタを駆動する駆動信号（Ｇ）を生成する駆動信号生成回路（８）と
   を備え、
   前記差分電流生成部（３Ａ；３Ｂ）は、
   前記指令値（Ｉｃ＊；Ｉｄ＊，Ｉｑ＊）に対して前記交流電源（１）についての一周期分の位相から前記所定の位相差（３６０°×ｔａ／Ｔｒ）を差し引いた位相で遅延させる処理を行う遅延部（３１）と、
   前記遅延部の出力（Ｉｃ＊＾；Ｉｄ＊＾，Ｉｑ＊＾）と前記補償電流（Ｉｃ；Ｉｄ，Ｉｑ）との差分を得る減算器（３２）と
   を有し、
   前記遅延部は、前記電源の一周期Ｔｒに対して前記指令値を記憶するＮ個の記憶場所を有するメモリを有し、前記位相差に対応する時間（ｔａ）をｋ／（Ｎ／Ｔｒ）で近似する非負の整数ｋを導入して、時間的に後ろへ（Ｎ−ｋ）個分ずれた前記指令値を出力するアクティブフィルタ制御装置。
2. 負荷（２）へ負荷電流（Ｉｏ）を供給する交流電源（１）に連系リアクトル（４）を介して接続されて補償電流（Ｉｃ；Ｉｄ，Ｉｑ）を出力する並列形アクティブフィルタ（６）に対し、制御を行う装置であって、
   前記負荷電流の高調波成分から前記補償電流の指令値（Ｉｃ＊；Ｉｄ＊，Ｉｑ＊）を得る高調波成分抽出部（７Ａ；７Ｂ）と、
   前記指令値を所定の位相差（３６０°×ｔａ／Ｔｒ）で進相させた値（Ｉｃ＊＾；Ｉｄ＊＾，Ｉｑ＊＾）と、前記補償電流との間の偏差（Ｉｅ）を得る差分電流生成部（３Ａ；３Ｂ）と、
   前記差分電流生成部の出力に基づいて制御信号（Ｖ＊；Ｖｉｄ，Ｖｉｑ）を生成する電流制御器（５；１０ｄｄ，１０ｑｑ）と、
   前記制御信号に基づいて、前記並列形アクティブフィルタを駆動する駆動信号（Ｇ）を生成する駆動信号生成回路（８）と
   を備え、
   前記差分電流生成部（３Ａ；３Ｂ）は、
   前記指令値（Ｉｃ＊；Ｉｄ＊，Ｉｑ＊）に対して前記交流電源（１）についての一周期分の位相から前記所定の位相差（３６０°×ｔａ／Ｔｒ）を差し引いた位相で遅延させる処理を行う遅延部（３１）と、
   前記遅延部の出力（Ｉｃ＊＾；Ｉｄ＊＾，Ｉｑ＊＾）と前記補償電流（Ｉｃ；Ｉｄ，Ｉｑ）との差分を得る減算器（３２）と
   を有し、
   前記遅延部は、前記電源の一周期（Ｔｒ）に対して前記指令値を記憶するＮ個の記憶場所を有するメモリを有し、前記位相差に対応する時間（ｔａ）を前記一周期で除した値（ｔａ／Ｔｒ）の小数部分（Ｆ［ｔａ／Ｔｒ］）を前記値から差し引いた第１整数ｋ１と、前記第１整数に１を加えた第２整数ｋ２とを導入して、（Ｎ−ｋ１）番目の前記指令値と、（Ｎ−ｋ２）番目の前記指令値とを用いた補間によって求められた値を出力するアクティブフィルタ制御装置。
   
3. 前記指令値（Ｉｃ＊）は、前記交流電源（１）の位相と同期する回転座標系で把握される前記負荷電流（Ｉｏ）から直流分を除去し、更に座標変換して固定座標系で把握され、
   前記補償電流（Ｉｃ）は前記固定座標系で把握され、
   前記偏差（Ｉｅ）は前記固定座標系において求められる、請求項１乃至請求項２のいずれか一つに記載のアクティブフィルタ制御装置。
4. 前記指令値（Ｉｄ＊，Ｉｑ＊）は、前記交流電源（１）の位相と同期する回転座標系で把握される前記負荷電流（Ｉｏ）から直流分を除去して得られ、
   前記補償電流（Ｉｄ，Ｉｑ）は前記回転座標系で把握され、
   前記偏差（Ｉｅｄ，Ｉｅｑ）は前記回転座標系において求められる、請求項１乃至請求項２のいずれか一つに記載のアクティブフィルタ制御装置。
5. 前記負荷（２）は、
   インバータ（２３）と、
   前記インバータで制御されて冷媒を圧縮する圧縮機（２４）と
   を含む空気調和機である、請求項２記載のアクティブフィルタ制御装置。

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