CN112753160A - 直接型电力转换器和控制装置 - Google Patents

Abstract

改善直接型电力转换器的输入功率因数。控制直接型电力转换器，该直接型电力转换器具有：转换器，其对单相的交流电压进行整流，将交流电力转换为直流电力并输出第1瞬时电力；电力缓冲电路，其在转换器和直流链路之间交接电力，利用第2瞬时电力进行缓冲；以及逆变器，其将直流链路中的直流电压转换为第2交流电压并输出。对于从转换器流向电力缓冲电路的电流以不到交流电压的半周期的方式连续地流动的期间，输入到逆变器的第3电力、逆变器输出的第4电力或第1瞬时电力的平均值小于第1阈值时的上述期间比第3电力、第4电力或第1瞬时电力的平均值为第1阈值以上的第2阈值以上时的上述期间长。

Description

直接型电力转换器和控制装置

技术领域

本公开涉及直接型电力转换器和控制装置。

背景技术

专利文献1公开了直接型电力转换器的控制装置。在该直接型电力转换器中采用电力缓冲电路。电力缓冲电路具有电容器、对该电容器进行充电的充电电路以及对该电容器进行放电的放电电路。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特许第6265297号公报

发明内容

发明要解决的课题

在输入到该直接型电力转换器的交流电压的半周期中，在直接型电力转换器的负载较小的情况下，不向该充电电路输入电流的期间增加。在这样的情况下，直接型电力转换器的输入功率因数存在降低的趋势。

在本公开中，提出了在直接型电力转换器中改善直接型电力转换器的输入功率因数的技术。

用于解决课题的手段

本公开的第1方式是一种直接型电力转换器(100)，其具有：直流链路(7)；变流器(3)，其对单相的交流电压(Vin)进行整流，将交流电力转换为直流电力并输出第1瞬时电力(Pin)；电力缓冲电路(4)，其在所述变流器和所述直流链路之间交接电力，利用第2瞬时电力(Pbuf)进行缓冲；以及逆变器(5)，其将所述直流链路中的直流电压转换为第2交流电压并输出。

对于从所述变流器流向所述电力缓冲电路的电流(iL)以不到所述交流电压(Vin)的半周期的方式连续地流动的期间，输入到所述逆变器的第3电力(Pdc)、所述逆变器输出的第4电力(Po)或所述第1瞬时电力的平均值(Pi)小于第1阈值(Pth、ph1)时的所述期间比所述第3电力、所述第4电力或所述平均值为所述第1阈值以上的第2阈值(Pth、ph2)以上时的所述期间长。

本公开的第2方式是对第1方式的直接型电力转换器(100)进行控制的控制装置(10)。所述电力缓冲电路包含：电容器(C4)；充电电路(4b)，其对所述电容器进行充电；以及放电电路(4a)，其具有将所述电容器与所述直流链路连接的第1开关(Sc)。所述控制装置(10)具有放电控制部(102)和充电控制部(103)。

所述放电控制部输出对所述第1开关的导通进行控制的第1控制信号(SSc)。所述充电控制部针对所述充电电路(4b)，使所述电容器充电至电压(Vc)，所述电压(Vc)相对于所述变流器输出的整流后的电压(Vrec)的振幅的比为升压比(α)。

所述第3电力(Pdc)、所述第4电力(Po)或所述平均值(Pi)小于所述第1阈值(ph1)时的所述升压比小于所述第3电力、所述第4电力或所述平均值为所述第2阈值(ph2)以上时的所述升压比。

本公开的第3方式是对第1方式的直接型电力转换器(100)进行控制的控制装置(10)。所述电力缓冲电路包含：电容器(C4)；充电电路(4b)，其对所述电容器进行充电；以及放电电路(4a)，其具有将所述电容器与所述直流链路连接的第1开关(Sc)。所述控制装置具有放电控制部(102)和充电控制部(103)。

所述放电控制部输出对所述第1开关的导通进行控制的第1控制信号(SSc)。所述充电控制部针对所述充电电路(4b)，使所述电容器充电至电压(Vc)，所述电压(Vc)相对于所述变流器输出的整流后的电压(Vrec)的振幅的比为升压比(α)。

所述充电电路(4b)具有：电抗器(L4)，其将能量蓄积在所述电容器(C4)中；以及第2开关(SL)，其将所述变流器与所述电抗器连接而使能量蓄积在所述电抗器中。从所述变流器流向所述电力缓冲电路的所述电流(iL)流向所述电抗器。

所述充电控制部(103)具有：升压比设定部(1032)，其根据所述逆变器(5)的调制率(ks)，将两个值(α1、α2)选择性地作为所述升压比(α)而输出；接通时间运算部(1034)，其根据所述升压比、所述平均值(Pi)、所述第3电力(Pdc)或所述第4电力(Po)，设定作为所述第2开关导通的时间的接通时间；以及脉冲产生部(10B)，其输出以所述接通时间对所述第2开关的导通进行控制的第2控制信号(SSL)。所述调制率小于第3阈值时的所述升压比小于所述调制率为所述第3阈值以上的第4阈值以上时的所述升压比。

本公开的第4方式是对第1方式的直接型电力转换器(100)进行控制的控制装置(10)。所述电力缓冲电路包含：电容器(C4)；充电电路(4b)，其对所述电容器进行充电；以及放电电路(4a)，其具有将所述电容器与所述直流链路连接的第1开关(Sc)。所述控制装置具有放电控制部(102)和充电控制部(103)。

所述放电控制部输出对所述第1开关的导通进行控制的第1控制信号(SSc)。所述充电控制部针对所述充电电路(4b)，使所述电容器充电至电压(Vc)，所述电压(Vc)相对于所述变流器输出的整流后的电压(Vrec)的振幅的比为升压比(α)。当所述直接型电力转换器的输入功率因数(ξ100)从规定的阈值(pfh)以上的值减小到比所述规定的阈值小的值时，所述升压比减小。

本公开的第5方式是对第1方式的直接型电力转换器(100)进行控制的控制装置(10)。所述电力缓冲电路包含：第1电容器(C4)；充电电路(4b)，其将所述第1电容器充电至规定的电压(Vc)；以及放电电路(4a)，其具有将所述第1电容器与所述直流链路连接的第1开关(Sc)。所述控制装置具有放电控制部(102)，该放电控制部(102)输出使所述第1开关以第1占空比(dc)导通的第1控制信号(SSc)。所述第3电力(Pdc)、所述第4电力(Po)或所述平均值(Pi)小于所述第1阈值(Pth、ph1)时的所述第1占空比的值(d1)比所述第3电力、所述第4电力或所述平均值为所述第2阈值(Pth、ph2)以上时的所述第1占空比的值(d2)大。

本公开的第6方式是在第5方式的控制装置中，所述第3电力(Pdc)、所述第4电力(Po)或所述平均值(Pi)小于所述第1阈值(Pth、ph1)时的所述第1占空比(dc)的所述值(d1)为1。

本公开的第7方式是在第6方式的控制装置中，在所述第3电力(Pdc)、所述第4电力(Po)或所述平均值(Pi)为所述第2阈值(Pth、ph2)以上时，输入到所述电力缓冲电路的瞬时电力(PL)的平均值为所述第1瞬时电力(Pin)的所述平均值(Pi)的一半。

本公开的第8方式是在第5方式至第7方式的控制装置中的任意一个中，所述逆变器(5)的调制率(ks)小于第3阈值时的所述第1占空比大于所述逆变器(5)的调制率(ks)为所述第3阈值以上的第4阈值以上时的所述第1占空比。

本公开的第9方式是对第1方式的直接型电力转换器(100)进行控制的控制装置(10)。所述电力缓冲电路包含：第1电容器(C4)；充电电路(4b)，其将所述第1电容器充电至规定的电压(Vc)；以及放电电路(4a)，其具有将所述第1电容器与所述直流链路连接的第1开关(Sc)。所述控制装置具有放电控制部(102)，该放电控制部(102)输出使所述第1开关以第1占空比(dc)导通的第1控制信号(SSc)。当所述直接型电力转换器的输入功率因数(ξ)从规定的阈值(ξth)以上的值减小到比所述规定的阈值小的值时，所述第1占空比增大。

本公开的第10方式是在第5方式至第9方式的控制装置中的任意一个中，所述直接型电力转换器(100)还具有：滤波器(2)，其具有第2电容器(C2)；以及逆电流阻止电路(8)，其连接在所述滤波器的输出侧与所述直流链路之间，阻止从所述放电电路(4a)向所述滤波器(2)逆流的电流。所述滤波器的输入侧与所述充电电路(4b)的输入侧在所述变流器(3)的输出侧并联连接。所述充电电路(4b)具有：电抗器(L4)，其将能量蓄积在所述第1电容器(C4)中；以及第2开关(SL)，其将所述变流器与所述电抗器连接而使能量蓄积在所述电抗器中。从所述变流器流向所述电力缓冲电路的所述电流(iL)流向所述电抗器。

本公开的第11方式是在第10方式的控制装置中，所述控制装置(10)还具有充电控制部(103)。

所述充电控制部具有：接通时间运算部(1034)，其设定作为所述第2开关导通的时间的接通时间；延迟时间加法部(1035)，其使所述第2开关开始导通的相位相对于所述变流器输出的整流后的电压(Vrec)从减小转变为增大的相位以延迟量进行延迟；以及脉冲产生部(10B)，其以所述延迟量延迟地输出使所述第2开关以所述接通时间导通的第2控制信号(SSL)。所述延迟量比所述第2电容器的放电时间或所述滤波器的谐振频率的倒数长。

本公开的第12方式是在第10方式或第11方式的控制装置中，所述变流器(3)具有：第1二极管桥(3a)，其进行单相全波整流，具有被施加所述交流电压(Vin)的一对输入端以及与所述滤波器(2)连接的第1输出端对；以及第2二极管桥(3b)，其具有所述一对输入端和第2输出端对，该第2输出端对将对所述交流电压进行单相全波整流而得到的整流电压(Vrec2)提供给所述充电电路。所述第1输出端对与所述第2输出端对不导通。

本公开的第13方式是在第5方式至第12方式的控制装置中，所述第3电力(Pdc)、所述第4电力(Po)或所述平均值(Pi)小于第5阈值时的所述规定的电压(Vc)比所述第3电力、所述第4电力或所述平均值为所述第5阈值以上的第6阈值以上时的所述规定的电压小。

也可以为，所述控制装置还具有逆变器控制部(101)，该逆变器控制部(101)输出对所述逆变器的动作进行控制的第3控制信号(SSup、SSvp、SSwp、SSun、SSvn、SSwn)。

根据本公开的直接型电力转换器，改善直接型电力转换器的输入功率因数。根据本公开的控制装置，改善直接型电力转换器的输入功率因数。

本公开的目的、特征、方式以及优点根据以下的详细说明和附图而变得更加明确。

附图说明

图1是例示出在各实施方式中采用的直接型电力转换器的结构的电路图。

图2是示意性地示出直接型电力转换器中的电力收支的框图。

图3是示出直接型电力转换器的等效电路的图。

图4是例示第1实施方式中的旋转速度与直接型电力转换器的输入功率因数之间的关系的曲线图。

图5是例示第1实施方式中的旋转速度与直接型电力转换器的转换效率之间的关系的曲线图。

图6是例示第1实施方式中的旋转速度与施加于电感性负载的电压的振幅之间的关系的曲线图。

图7是例示第1实施方式中的旋转速度与流过电感性负载的电流的振幅之间的关系的曲线图。

图8是例示第1实施方式中的旋转速度与直接型电力转换器的输入功率因数之间的关系的曲线图。

图9是例示第1实施方式中的旋转速度与直接型电力转换器的转换效率之间的关系的曲线图。

图10是例示第1实施方式中的旋转速度与输出电压振幅之间的关系的曲线图。

图11是例示第1实施方式中的旋转速度与输出电流振幅之间的关系的曲线图。

图12是例示第1实施方式中的升压比与电压之间的关系的曲线图。

图13是例示第1实施方式中的设定升压比的处理的流程图。

图14是例示第1实施方式中的直接型电力转换器的输入功率因数与换算功率因数之间的关系的曲线图。

图15是例示第1实施方式中的设定升压比的处理的流程图。

图16是例示第1实施方式中的输出电压振幅与升压比之间的关系的曲线图。

图17是例示第1实施方式中的对开关的导通进行控制的处理的流程图。

图18是例示第1实施方式中的接通时间与接受电力的平均值之间的关系的曲线图。

图19是例示第1实施方式中的接通时间与接受电力的平均值之间的关系的曲线图。

图20是例示第1实施方式中的接通时间与接受电力的平均值之间的关系的曲线图。

图21是例示第1实施方式中的接通时间与接受电力的平均值之间的关系的曲线图。

图22是例示第1实施方式中的控制装置的结构的框图。

图23是对第1实施方式中的频率倍增部、延迟时间加法部、载波生成部、比较器的动作进行说明的时序图。

图24是例示第1实施方式中的控制装置的第2结构的框图。

图25是例示第1实施方式中的控制装置的第3结构的框图。

图26是例示第2实施方式中的旋转速度与直接型电力电路的输入功率因数之间的关系的曲线图。

图27是例示第2实施方式中的旋转速度与直接型电力转换器的输入功率因数之间的关系的曲线图。

图28是例示第2实施方式中的旋转速度与施加于电感性负载的电压的振幅之间的关系的曲线图。

图29是例示第2实施方式中的旋转速度与流过电感性负载的电流的振幅之间的关系的曲线图。

图30是例示在第2实施方式中采用的直接型电力转换器的结构的电路图。

图31是例示第2实施方式中的旋转速度与直接型电力转换器的输入功率因数之间的关系的曲线图。

图32是例示第2实施方式中的旋转速度与施加于电感性负载的电压的振幅之间的关系的曲线图。

图33是例示第2实施方式中的旋转速度与流过电感性负载的电流的振幅之间的关系的曲线图。

图34是例示第2实施方式中的旋转速度与直接型电力转换器的输入功率因数之间的关系的曲线图。

图35是例示第2实施方式中的接受电力的平均值与直接型电力转换器的输入功率因数之间的关系的曲线图。

图36是例示第2实施方式中的接通时间与逆变器所转换的电力之间的关系的曲线图。

图37是例示第2实施方式中的接通时间与逆变器所转换的电力之间的关系的曲线图。

图38是例示第2实施方式中的接通时间与逆变器所转换的电力之间的关系的曲线图。

图39是例示第2实施方式中的接通时间与逆变器所转换的电力之间的关系的曲线图。

图40是例示第2实施方式中的设定放电占空比的处理的流程图。

图41是例示第2实施方式中的对开关的导通进行控制的处理的流程图。

图42是例示第2实施方式中的控制装置的第4结构的框图。

图43是例示第2实施方式中的设定放电占空比dc的其他处理的流程图。

图44是例示第2实施方式中的控制装置的第5结构的框图。

图45是示出电力与导通期间之间的关系的曲线图。

图46是示出输入功率因数与导通期间之间的关系的曲线图。

图47是示出输入功率因数与导通期间之间的关系的曲线图。

具体实施方式

[直接型电力转换器的结构]

图1是例示在以下的实施方式中共同采用的直接型电力转换器100的结构的电路图。该结构本身例如根据专利文献1的图1和图30是公知的结构。

直接型电力转换器100具有变流器3、滤波器2、电力缓冲电路4、逆变器5以及直流链路7。

变流器3例如采用二极管桥，具有二极管D31～D34。二极管D31～D34构成桥电路。从单相交流电源1向变流器3输入单相的交流电压Vin(＝Vm·sin(ωt))。变流器3得到对交流电压Vin进行单相全波整流后的整流电压Vrec(＝|Vin|)，将整流电压Vrec输出到滤波器2和电力缓冲电路4。

滤波器2具有电抗器L2和电容器C2。电抗器L2的一端与变流器3的输出侧的高电位端3A连接，具体而言与二极管D31、D33的阴极双方连接。电抗器L2的另一端经由电容器C2而与变流器3的输出侧的低电位端3B连接，具体而言与二极管D32、D34的阳极双方连接。因此，在滤波器2中，在电抗器L2和电容器C2的串联连接中输入有整流电压Vrec，输出电容器C2所支持的电压。但是，由于滤波器2承担去除电流的高频成分的功能，因此在以下的说明中，认为电容器C2所支持的电压也与整流电压Vrec相等。

直流链路7具有直流电源线LL和电位比直流电源线LL高的直流电源线LH。直流电源线LH经由后述的逆电流阻止电路8和电抗器L2而与变流器3的高电位端3A连接。直流电源线LL与变流器3的低电位端3B连接。

电力缓冲电路4具有放电电路4a和充电电路4b。电力缓冲电路4在变流器3和直流链路7之间交接电力。放电电路4a包含电容器C4作为缓冲电容器，充电电路4b使整流电压Vrec升压而对电容器C4进行充电。

放电电路4a还包含二极管D42和与二极管D42逆并联连接的晶体管(这里为绝缘栅型双极晶体管：以下简记为“IGBT”)Sc。晶体管Sc相对于电容器C4位于直流电源线LH侧，并且在直流电源线LH、LL之间与电容器C4串联连接。

这里，逆并联连接是指正向彼此相反地并联连接。具体而言，晶体管Sc的正向是从直流电源线LL朝向直流电源线LH的方向，二极管D42的正向是从直流电源线LH朝向直流电源线LL的方向。能够将晶体管Sc和二极管D42概括为一个开关元件(开关Sc)来理解。利用开关Sc的导通，电容器C4放电而向直流链路7提供电力。

充电电路4b包括例如二极管D40、电抗器L4以及晶体管(这里为IGBT)SL。二极管D40具备阴极和阳极，该阴极连接在开关Sc与电容器C4之间。上述结构已知为所谓的升压斩波器。

电抗器L4连接在高电位端3A与二极管D40的阳极之间。晶体管SL连接在直流电源线LL与二极管D40的阳极之间。晶体管SL与二极管D41逆并联连接，能够将两者概括为一个开关元件(开关SL)来理解。具体而言，晶体管SL的正向是从高电位端3A朝向低电位端3B的方向，二极管D41的正向是从低电位端3B朝向高电位端3A的方向。

电容器C4由充电电路4b充电，电容器C4所支持的电压Vc比整流电压Vrec高。开关SL通过自身导通，使变流器3与电抗器L4连接而将能量蓄积在电抗器L4中。具体而言，通过使电流从高电位端3A经由开关SL流到低电位端3B而将能量蓄积在电抗器L4中。然后，通过使开关SL断开而使该能量经由二极管D40蓄积在电容器C4中。

将整流电压Vrec(＝Vm·|sin(ωt)|)的值为0时的相位(ωt＝0)作为基准，将开关SL的导通开始的相位假设为“导通开始相位”，将开关SL的导通结束的相位假设为“导通结束相位”。

由于电压Vc比整流电压Vrec高，因此基本上电流不流过二极管D42。因此，开关Sc的导通/不导通主要依赖于晶体管Sc的导通/不导通。这里，二极管D42以确保电压Vc低于整流电压Vrec时的反向耐压，并且在逆变器5异常停止时使从电感性负载6回流到直流链路7的电流反向导通的方式发挥作用。

另外，由于二极管D41的正向是从低电位端3B朝向高电位端3A的方向，因此基本上电流不流过二极管D41。因此，开关SL的导通/不导通主要依赖于晶体管SL的导通/不导通。这里，二极管D41是用于提供反向耐压和反向导通的二极管，其例示为内置于通过IGBT实现的晶体管SL的二极管，但二极管D41本身不参与电路动作。

逆电流阻止电路8设置在滤波器2的输出侧与直流电源线LH之间，阻止从放电电路4a向滤波器2逆流的电流。逆电流阻止电路8例如通过二极管D43实现。二极管D43的阳极经由滤波器2更具体而言经由电抗器L2而与高电位端3A连接。二极管D43的阴极与直流电源线LH连接。

当导入经由滤波器2从变流器3输入到逆电流阻止电路8的电流irec1和不经由滤波器2从变流器3流向电力缓冲电路4(更具体而言充电电路4b)的电流iL时，从变流器3输出的电流irec是电流irec1、iL之和。

另外，当导入从单相交流电源1输入到变流器3的电流Iin时，电流irec与电流Iin的绝对值相等。在进行直接型电力转换器100的输入功率因数为1的控制时，能够表示为Iin＝Im·sin(ωt)。

由于电压Vc比整流电压Vrec高，因此在开关Sc导通时，电流irec1的值取0。

另外，也可以不将电抗器L4与高电位端3A直接连接而经由电抗器L2进行连接。但是，在该情况下，由于在滤波器2中不流过电流irec1也流过电流iL，因此滤波器2所要求的电流容量较大。换言之，从降低滤波器2的电流容量进而使滤波器2小型化的观点出发，优选将电抗器L4连接在比滤波器2靠近变流器3的一侧。

逆变器5将直流链路7中的(更具体而言直流电源线LH、LL之间的)直流电压转换为交流电压而输出到输出端Pu、Pv、Pw。该直流电压在开关Sc导通时取电压Vc。如果忽视逆电流阻止电路8和电抗器L2中的电压下降，则该直流电压在开关Sc不导通时取整流电压Vrec。

逆变器5例如是三相的电压型逆变器，包含开关元件Sup、Svp、Swp、Sun、Svn、Swn这6个开关元件。开关元件Sup连接在输出端Pu与直流电源线LH之间，开关元件Svp连接在输出端Pv与直流电源线LH之间，开关元件Swp连接在输出端Pw与直流电源线LH之间，开关元件Sun连接在输出端Pu与直流电源线LL之间，开关元件Svn连接在输出端Pv与直流电源线LL之间，开关元件Swn连接在输出端Pw与直流电源线LL之间。逆变器5构成所谓的电压型逆变器，包含二极管Dup、Dvp、Dwp、Dun、Dvn、Dwn这6个二极管。

二极管Dup、Dvp、Dwp、Dun、Dvn、Dwn都配置成使其阴极朝向直流电源线LH侧，使其阳极朝向直流电源线LL侧。二极管Dup在输出端Pu与直流电源线LH之间与开关元件Sup并联连接。同样地，二极管Dvp与开关元件Svp并联连接，二极管Dwp与开关元件Swp并联连接，二极管Dun与开关元件Sun并联连接，二极管Dvn与开关元件Svn并联连接，二极管Dwn与开关元件Swn并联连接。从输出端Pu输出负载电流iu，从输出端Pv输出负载电流iv，从输出端Pw输出负载电流iw。负载电流iu、iv、iw构成三相交流电流。例如，开关元件Sup、Svp、Swp、Sun、Svn、Swn都采用IGBT。

电感性负载6例如是旋转电机，通过示出其是电感性负载的等效电路来图示。具体而言，电抗器Lu与电阻Ru相互串联连接，该串联体的一端与输出端Pu连接。对于电抗器Lv、Lw和电阻Rv、Rw也是同样的。另外，这些串联体的另一端彼此相互连接。

将电感性负载6作为同步电机来例示控制系统。向控制装置10输入表示旋转角速度ωm、q轴电流Iq和d轴电流Id、交流电压Vin的电压波形的信息，例如其振幅Vm和角速度ω(或者角速度ω与时间t之积即相位θ＝ωt)、旋转角速度ωm的指令值ωm＊。

这里，例示出与控制装置10分开设置速度检测部9的情况。但是，由于速度检测部9不是本申请的本质要素，因此对于速度检测部9省略详细的信号交接，停留在表示负载电流iu、iv、iw输入到速度检测部9，从速度检测部9输出旋转角速度ωm以及q轴电流Iq和d轴电流Id的程度。能够使用微型计算机并行执行速度检测部9的运算处理和控制装置10的运算处理。

图2是示意性地示出图1所示的直接型电力转换器100中的电力收支的框图。单相交流电源1向变流器3输入交流电力。变流器3将交流电力转换为直流电力，经由逆电流阻止电路8和电力缓冲电路4而将瞬时电力Pin输出到直流链路7。将变流器3的输入功率因数设为1，瞬时电力Pin由式(1)表示。

[数学式1]

Pin＝Vm·Im·sin²(ωt)

＝Vm·Im·{1-cos(2ωt)}/2…(1)

充电电路4b从变流器3输入电流iL而输入瞬时电力PL(以下也称为“接受电力PL”)。电流iL流过电抗器L4。放电电路4a向直流链路7施加电压Vc，将瞬时电力Pc(以下也称为“给予电力Pc”)输出到直流链路7。因此，电力缓冲电路4承担对作为从给予电力Pc减去接受电力PL而得到的电力差(Pc-PL)的瞬时电力Pbuf(以下也称为“缓冲电力Pbuf”)进行缓冲的功能。

从直流链路7向逆变器5输入瞬时电力Pdc。瞬时电力Pdc是瞬时电力Prec1、Pc之和。瞬时电力Prec1是根据从变流器3经由滤波器2和逆电流阻止电路8流过直流链路7的电流irec1和整流电压Vrec而得到的瞬时电力。瞬时电力Pc是根据从电力缓冲电路4(更具体而言放电电路4a)流向直流链路7的电流ic和电压Vc而得到的瞬时电力。瞬时电力Pin是瞬时电力Prec1、PL之和。接受电力PL是根据从变流器3向电力缓冲电路4(更具体而言充电电路4b)输入的电流iL和整流电压Vrec而得到的瞬时电力。

图3是示出图1所示的直接型电力转换器100的等效电路的图。例如在专利文献1中介绍了该等效电路。在该等效电路中，电流irec1被等效地表示为在开关Srec导通时经由开关Srec的电流irec1。同样地，电流ic被等效地表示为在开关Sc导通时经由开关Sc的电流ic。

另外，在逆变器5中，在输出端Pu、Pv、Pw与直流电源线LH、LL中的任意一方共同连接时，经由逆变器5流到电感性负载6的电流也被等效地表示为在开关Sz导通时经由开关Sz流过的零相电流iz。

另外，在图3中示出了构成充电电路4b的电抗器L4、二极管D40以及开关SL，并附记了在电抗器L4中流动的电流iL。

在这样得到的等效电路中，导入使开关Srec导通的占空比drec、使开关Sc导通的占空比dc以及使开关Sz导通的占空比dz。但是，例如根据专利文献所公知的那样，0≦drec≦1，0≦dc≦1，0≦dz≦1，drec+dc+dz＝1。

占空比drec是设定变流器3能够使电流irec1流向直流链路7的期间的占空比，因此以下也称为整流占空比drec。占空比dc是电容器C4放电的占空比，也称为放电占空比dc。占空比dz是在逆变器5中与其输出的电压无关地必然流过零相电流iz的占空比，因此也称为零占空比dz。

直流电流Idc是经由逆变器5流到电感性负载6的电流，能够通过公知的技术(例如参照专利文献1)求出。电流irec1是对直流电流Idc乘以整流占空比drec而得到的电流，电流ic是对直流电流Idc乘以放电占空比dc而得到的电流，电流iz是对直流电流Idc乘以零占空比dz而得到的电流。因此，电流irec1是开关Srec的开关周期中的平均值，电流ic是开关Sc的开关周期中的平均值，电流iz是开关Sz的开关周期中的平均值。另外，整流占空比drec也可以被看作直流电流Idc相对于电流irec1的电流分配率，放电占空比dc也可以被看作直流电流Idc相对于电流ic的电流分配率，零占空比dz也可以被看作直流电流Idc相对于电流iz的电流分配率。

另外，在变流器3采用二极管桥的情况下，变流器3无法主动地利用整流占空比drec来进行开关。因此，通过依照零占空比dz对逆变器5进行开关并依照放电占空比dc对开关Sc进行开关，能够得到电流irec1。

在直流链路7中，通过变流器3根据开关Sc的断开而施加整流电压Vrec，通过电力缓冲电路4根据开关Sc的接通而施加电压Vc。但是，逆变器5在零相电流iz流过的期间中不能利用直流链路7中的直流电压。因此，在直流链路7中，用于向逆变器5给予电力的直流电压在电力转换中有意义。换言之，瞬时的直流电压且逆变器5在电力转换中不使用的直流电压没有意义。

在与零占空比dz对应的期间，逆变器5与直流电源线LL、LH中的任意一方绝缘，因此在电力转换中具有意义的直流电压Vdc能够由式(2)表现。直流电压Vdc还可以被看作逆变器5能够输出的电压的最大值的、针对控制开关Sc、SL和逆变器5的开关的周期的平均值。

[数学式2]

Vdc＝Vrec·drec+Vc·dc+0·dz…(2)

在图3中，直流电压Vdc被附记为在表示逆变器5和电感性负载6的电流源Idc(电流源Idc流过直流电流Idc)的两端产生的电压。式(3)成立。

[数学式3]

Idc＝Pdc/Vdc…(3)

另外，如果忽略逆变器5的损耗，则瞬时电力Pdc与逆变器5输出的瞬时电力Pout相等。因此，导入d轴电压Vd、q轴电压Vq而由式(4)表示瞬时电力Pdc。d轴电压Vd被控制为追随作为d轴电压Vd的指令值的d轴电压指令Vd＊，q轴电压Vq被控制为追随作为q轴电压Vq的指令值的q轴电压指令Vq＊。

[数学式4]

Pdc＝Vd·Id+Vq·Iq…(4)

瞬时电力Pin被二分为瞬时电力Prec1、PL。该二分为两部分的比例能够适当地选定，但以下假设简单地进行二等分的情况(此时，瞬时电力PL的平均值为瞬时电力Pin的平均值的一半)进行说明。在该情况下，鉴于式(1)，式(5)成立。

[数学式5]

PL＝Prec1＝Vm·Im·sin²(ωt)/2

＝Vm·Im·{1-cos(2ωt)}/4…(5)

因此，通过将瞬时电力Pc设定为式(6)，使式(7)成立。因此，逆变器5转换的瞬时电力Pdc作为直流的电力Pdc进行处理。

[数学式6]

Pc＝Vm·Im·{1+cos(2ωt)}/4…(6)

[数学式7]

Pdc＝Prec1+Pc＝Vm·Im/2…(7)

另外，在该情况下，缓冲电力Pbuf由式(8)表示。

[数学式8]

Pbuf＝Pc-PL＝Vm·Im·cos(2ωt)/2…(8)

用于使接受电力PL成为上述值的电流iL能够通过公知的技术、例如专利文献1所公开的技术来决定。电流iL例如在小于交流电压Vin的半周期内连续。

具体而言，通过采用比0度大的导通开始相位和小于180度的导通结束相位，在导通开始相位后的某一相位中开关SL成为不导通，开关SL的不导通维持到相位180度为止。而且，至少在从相位0度至导通开始相位的期间、或者进一步在比导通结束相位大且180度以下的相位下电流iL的值取0。当然，开关SL也可以多次接通、断开。

[第1实施方式]

例如根据植杉、其他4名、《功率因数改善型空调用单相倍电压变流器电路》电气学会论文杂质D，第119卷第5号(1999年)(以下称为“非专利文献1”)，在相当于Vc＞Vrec的区域中，如果电压Vc相同，则表示当输入到功率因数改善电路的电力降低时功率因数改善电路的功率因数降低。

另一方面，如果输入到功率因数改善电路的电力相同，则升压的电压减小(升压的电压减小是通过减小导通结束相位来实现的)，表示功率因数改善电路的功率因数得到改善。

在本实施方式中，假设瞬时电力Pin被二等分为瞬时电力Prec1、PL的情况。根据本实施方式的控制原理，电流irec1经由逆电流阻止电路8向直流电源线LH呈全波整流波形流动。因此，将逆电流阻止电路8的导通期间换算成直接型电力转换器100的输入功率因数的值是1。

以下，将把充电电路4b的导通期间(或者通流相位)换算成直接型电力转换器100的输入功率因数而得到的值假设为“换算功率因数”。如果导入换算功率因数ξ4和瞬时电力Pin被二等分为瞬时电力Precl、PL时的直接型电力转换器100的输入功率因数ξ100，则关于视在电力，式(9)成立。

[数学式9]

2/ξ100＝1/ξ4+1/1…(9)

电流irec是通过变流器3对电流Iin进行全波整流而得到的，因此换算功率因数ξ4由电流(Iin-irec1)(电流Iin为正的期间)或者电流(Iin+irecl)(电流Iin为负的期间)和交流电压Vin来决定。

根据式(9)得到式(10)。式(10)表示换算功率因数ξ4的改善带来直接型电力转换器100的输入功率因数ξ100的改善。

[数学式10]

ξ100＝2/(1/ξ4+1)…(10)

在本实施方式中，公开了与由逆变器5转换的电力Pdc较大时的电压Vc相比在电力Pdc较小时减小电压Vc的控制。通过该控制，即使在电力Pdc较小时，也能够避免换算功率因数ξ4显著下降，进而能够避免输入功率因数ξ100显著下降。

如果忽略逆变器5的电力转换中的损耗，则电力Pdc与输入到逆变器5的直流电力相等，与作为瞬时电力Pout的平均值的电力Po也相等，与作为瞬时电力Pin的平均值的电力Pi也相等。在以下的说明中，使用电力Po进行说明。

在电力Po较大的情况下，电压Vc提高，从而直流电压Vdc提高。换言之，能够表现为通过提高电压Vc来提高直流电压Vdc相对于振幅Vm的比Vdc/Vm(以下称为“电压利用率R”)。

<升压比与输入功率因数和转换效率之间的关系>

图4～图7例示导入系数J而表示的导通开始相位为(J×2π+nπ)rad(其中J＝0.075，n为整数)的情况下的曲线图。另外，在图4～图7中，曲线图的横轴采用电感性负载6为旋转电机时的该旋转电机的旋转速度。动力是旋转速度与扭矩的积，动力与电力成比例。例如，在空调机中采用旋转电机的情况下，其负载扭矩恒定。因此，旋转速度与电力Po成比例。以下，说明电流iL的流动不会被滤波器2的谐振阻碍的情况。

图4是例示作为电感性负载6的旋转电机的旋转速度与直接型电力转换器100的输入功率因数ξ100之间的关系的曲线图。在旋转速度为40rps时，电力Po大致为1400W(以下相同)。

折线G11例示不依赖于旋转速度而电压Vc相对于整流电压Vrec的振幅(这里为振幅Vm)的比(以下称为“升压比α”)为1.14的情况。折线G12例示在旋转速度小于40rps(具体而言，旋转速度为20rps以上且39rps以的情况)时升压比α为1.05的情况。图4表示电压Vc越小(因此升压比α越小)，输入功率因数ξ100越得到改善。

图5是例示旋转速度与直接型电力转换器100的转换效率之间的关系的曲线图。折线G21例示不依赖于旋转速度而升压比α为1.14的情况。折线G22例示在旋转速度小于40rps(具体而言，旋转速度为20rps以上且39rps以下的情况)时升压比α为1.05的情况。

图5表示电压Vc越小(因此升压比α越小)，转换效率越提高。可以认为这样的转换效率的提高是由于充电电路4b的导通期间扩大，从而直接型电力转换器100的输入功率因数ξ100得到改善，电流Iin减小。

图6是例示旋转速度与施加于电感性负载6的电压的振幅(该电压的最大值：以下称为“输出电压振幅”)Vo之间的关系的曲线图。图7是例示旋转速度与流过电感性负载6的电流的振幅(该电流的最大值：以下称为“输出电流振幅”)Io之间的关系的曲线图。

折线G31(图6)和折线G41(图7)都表示不依赖于旋转速度而升压比α为1.14倍的情况。折线G32(图6)和折线G42(图7)都表示在旋转速度小于40rps(具体而言，旋转速度都为20rps以上且39rps以下的情况)时升压比α为1.05的情况。

折线G32与折线G31的一部分一致，折线G42与折线G41的一部分一致。这表示施加于电感性负载6的电压和所提供的电流都不依赖于电压Vc，电压Vc对于逆变器5的输出特性的影响较小。

图8～图11表示系数J为0.125时的曲线图，分别与图4～图7对应。

图8是例示旋转速度与输入功率因数ξ100之间的关系的曲线图。折线G51例示不依赖于旋转速度而升压比α为1.14的情况。折线G52例示在旋转速度小于40rps(具体而言，旋转速度为20rps以上且39rps以下的情况)时升压比α为1.05的情况。图8表示电压Vc越小(因此升压比α越小)，输入功率因数ξ100越得到改善。

另外，根据图4与图8的比较可知，更具体而言，根据折线G11、G51彼此的比较和折线G12、G52彼此的比较可知，如果升压比α相同且旋转速度相同(如果电力Po相同)，则导通开始相位角越大，输入功率因数ξ100越得到改善。

图9是例示旋转速度与直接型电力转换器100的转换效率之间的关系的曲线图。折线G61例示不依赖于旋转速度而升压比α为1.14的情况。折线G62例示在旋转速度小于40rps(具体而言，旋转速度为20rps以上且39rps以下的情况)时升压比α为1.05的情况。图9表示即使电压Vc较小(因此即使升压比α较小)，转换效率也不降低。

图10是例示旋转速度与输出电压振幅Vo之间的关系的曲线图。图11是例示旋转速度与输出电流振幅Io之间的关系的曲线图。折线G71(图10)和折线G81(图11)都表示不依赖于旋转速度而升压比α为1.14的情况。折线G72(图10)和折线G82(图11)都表示在旋转速度小于40rps(更具体而言，旋转速度为20rps以上且39rps以下的情况)时升压比α为1.05的情况。

折线G72与折线G71的一部分一致，折线G82与折线G81的一部分一致。这表示施加于电感性负载6的电压和所提供的电流都不依赖于电压Vc，电压Vc对于逆变器5的输出特性的影响较小。

＜升压比的设定＞

电压Vc通过电容器C4的充放电而变动。电压Vc的平均值被控制为追随指令值的技术例如在日本特许5874800号公报(以下称为“专利文献2”)中是公知的技术。用于计算上述的升压比α的电压Vc是其平均值。以下，说明升压比α采用1.05的理由。

图12是例示升压比α与电压Vc的关系的曲线图。其中，分别表示其平均值Vca和最小值Vcm。伴随着升压比α的增大，平均值Vca和最小值Vcm也都增大。但是，为了使图3所示的等效电路成立，需要始终使Vcm≧Vrec成立，因此要求Vcm≧Vm。鉴于图12，该要求相当于要求大约1.04以上的升压比α。根据该要求，在图4～图11中，采用1.05(≧1.04)以上的值作为升压比α。当然，1.05是升压比α的一例，能够采用其他值。

根据上述说明可以理解，通过使小于规定的阈值(在上述的例子中为40rps)的旋转速度下的电压Vc(或者升压比α)比规定的阈值以上的旋转速度下的电压Vc(或者升压比α)小，使直接型电力转换器100的输入功率因数得到改善。

鉴于旋转速度越大电力Po越大的情况，通过使电力Po小于规定的阈值时的电压Vc(或者升压比α)比电力Po为规定的阈值以上时的电压Vc(或者升压比α)小，使直接型电力转换器100的输入功率因数ξ100得到改善。

该规定的阈值也可以设定成以规定的宽度扩展。具体而言，也可以使电力Po(如上所述，可以使用电力Pi来代替电力Po，也可以使用电力Pdc来代替电力Po)小于第1阈值时的升压比α比电力Po为第1阈值以上的第2阈值以上时的升压比α小。例如，也可以为，在电力Po减小时，在小于第2阈值时升压比α为1.05，如果在电力Po增大时成为第1阈值以上，则升压比α为1.14。在该情况下，能够认为规定的阈值具有从第1阈值至第2阈值的宽度。

图13是例示设定升压比α的处理的流程图。在步骤S201中，判断电力Po是否小于第1阈值ph1。如果电力Po小于第1阈值ph1，则在步骤S205中将升压比α设定为值α1。在上述的例子中，α1＝1.05。在执行步骤S205之后，该流程图所例示的处理结束。

在步骤S201中，在判断为电力Po不小于第1阈值ph1(电力Po为第1阈值ph1以上)的情况下，执行步骤S202。在步骤S202中，判断电力Po是否为第2阈值ph2(≧ph1)以上。如果电力Po为第2阈值ph2以上，则在步骤S206中将升压比α设定为值α2(＞α1)。在上述的例子中，α2＝1.14。在执行步骤S206之后，该流程图所例示的处理结束。

在步骤S202中，在判断为电力Po不为第2阈值ph2以上(电力Po小于第2阈值ph2)的情况下，执行步骤S203。在步骤S203中，判断电力Po是否增大而成为第1阈值ph1以上。在图13中，符号“↑≧”表示其左侧的值从比右侧的值小的值增大到该右侧的值以上。在电力Po增大而达到第1阈值ph1以上的情况下，执行步骤S206，将升压比α设定为值α2。

在步骤S203中，在没有判断为电力Po增大而达到第1阈值ph1以上的情况下，执行步骤S204。在步骤S204中，判断电力Po是否减小而成为小于第2阈值ph2。在图13中，符号“↓＜”表示其左侧的值从右侧的值以上的值减小到小于该右侧的值(以下相同)。在电力Po减小而成为小于第2阈值ph2的情况下，执行步骤S205，将升压比α设定为值α1。

在步骤S201、S202、S203、S204中的任意一个判断都得到否定的结果的情况下，不在图13的流程图所例示的处理中进行处理而结束该处理。在该情况下，例如也可以进行使升压比α维持当前的值的处理。

同样，也可以省略步骤S203、S204，在步骤S201、S202中的任意一个判断都得到否定的结果的情况下，不在图13的流程图所例示的处理中进行处理而结束该处理。在该情况下，例如可以进行使升压比α维持当前的值的处理。

图14是根据式(10)例示换算功率因数ξ4与输入功率因数ξ100之间的关系的曲线图。图14表示输入功率因数ξ100越低越能够通过换算功率因数ξ4改善的情况。因此，可以代替使用了电力Po、Pi、Pdc的判断而通过使用了输入功率因数ξ100的判断来变更升压比α。

图15是例示设定升压比α的处理的流程图。在步骤S301中，判断输入功率因数ξ100是否从规定的阈值pfh以上的值减小而成为小于阈值pfh。在步骤S301中的判断结果是肯定的情况下(输入功率因数ξ100减小而成为小于阈值pfh的情况下)，执行步骤S302，将升压比α设定为值α1。在执行了步骤S302之后，该流程图所例示的处理结束。

在步骤S301中的判断结果是否定的情况下，在步骤S303中将升压比α设定为值α2。在执行了步骤S303之后，该流程图所例示的处理结束。

＜调制率的导入＞

如上所述的电压Vc的变更是通过变更开关SL导通的期间(以下称为“接通时间”)来实现的。因此，期间导通开始相位与导通结束相位之差依赖于电力Po而设定。

但是，从图6和图10可以理解，电力Po越大，输出电压振幅Vo越大。另外，从式(2)可以理解，电压Vc越大，直流电压Vdc越大。作为输出电压振幅的峰值

相对于直流电压Vdc的比而导入逆变器5的调制率ks。

在如上所述采用电压型逆变器作为逆变器5的情况下，调制率ks为1以下。如果考虑到这一点，则优选在调制率ks为1时使电压Vc增大(使升压比增大)，在调制率ks小于1时使电压Vc减小(使升压比减小)。

图16是例示输出电压振幅Vo与升压比α之间的关系的曲线图。升压比α选择性地采用值α1、α2。假想在α＝α1时直流电压Vdc的值为

在α＝α2时直流电压Vdc的值为

的情况。在上述的例子中，α1对应于1.05，α2对应于1.14。在图16中，为了方便说明，横轴采用输出电压振幅Vo，纵轴采用升压比α。通过使调制率ks与升压比α变化而使输出电压振幅Vo变化。

对升压比α从值α1变更为值α2的情况(电压Vc和直流电压Vdc增大的情况)进行说明。在升压比α为值α1时，通过使调制率ks增大而使输出电压振幅Vo增大，能够提高电力Po。调制率ks为1时的输出电压振幅Vo是升压比α为值α1时的直流电压Vdc的值

这里，调制率ks为1(＝150/150)。

调制率ks超过1时成为过调制，因此不优选。因此，为了进一步提高电力Po，在调制率ks增大而到达值1时，将升压比α从值α1变更为值α2。因此，即使在得到相同的输出电压振幅Vo的情况下，也能够较小地选定调制率ks。这里，通过将升压比α从值α1变更为值α2，调制率ks从值1被更新为值0.75(＝150/200)。

对升压比α从值α2变更为值α1的情况(电压Vc和直流电压Vdc减小的情况)进行说明。在电力Po较小时，为了提高输入功率因数ξ100而使电压Vc减小。升压比α从值α2变更为值α1。

即使升压比α从值α2变更为值α1，调制率ks也需要小于1。因此，升压比α从值α2变更为值α1时的调制率ks需要比值0.75小。例如，在调制率ks减小而变为值0.6(＜0.75)时，将升压比α从值α2变更为值α1。通过该变更，虽然调制率ks从0.6增大到0.8(＝120/150)，但值0.8相对于调制率ks的优选的上限值1具有值0.2的余量。

如果从输出电压振幅Vo侧对上述升压比α的更新进行说明，则如下所述。在输出电压振幅Vo为120V以下时，α＝α1，

ks≦0.8。根据该状况，输出电压振幅Vo增大，并且调制率ks增大，在Vo＝150[V]时ks＝1。通过调制率ks的值取1，升压比α从值α1增大到值α2，

调制率ks为150/200＝0.75。进而，输出电压振幅Vo增大，并且调制率ks增大，在Vo＝200[V]时ks＝1。此时的升压比α取值α2。

在输出电压振幅Vo为150V以上时，ks≧0.75。根据该状况，输出电压振幅Vo减小，并且调制率ks减小，在Vo＝120[V]时ks＝0.6。由此，升压比α从值α2减小到值α1，

ks＝0.8。此外，输出电压振幅Vo减小，并且调制率ks减小。

这样，基于输出电压振幅Vo或调制率ks的升压比α的变更能够具有滞后。通过使小于某阈值的调制率ks下的电压Vc(或者升压比α)比某阈值以上的调制率ks下的电压Vc(或者升压比α)小，能够改善输入功率因数ξ100。

如果考虑滞后，则调制率ks增加时的阈值(在上述例子中为1)比调制率ks减小时的阈值(在上述例子中为0.6)大。换言之，调制率ks小于第3阈值时的升压比α1小于第3阈值以上的第4阈值以上的升压比α2。在存在滞后的情况下，依据上述例子而言，第3阈值的值为0.6，第4阈值的值为1。在没有滞后的情况下，第3阈值与第4阈值相等。当然，第4阈值也可以采用小于1的值。

＜基于升压比α的接通时间的计算＞

图17是例示对开关SL的导通进行控制的处理的流程图。在步骤S101中，判断有无使直接型电力转换器100进行运转的指示(在附图和以下称为“运转指令”)。如果没有运转指令，则重复执行步骤S101。如果有运转指令，则处理进入步骤S102，将升压比α设定为值α1。在执行了步骤S102之后，处理进入步骤S103，通过运算求出电力Po。如后所述，存在即使在执行步骤S102之后以外也执行步骤S103的流程。

在执行了步骤S103之后，在步骤S104中，判断升压比α是值α1还是值α2。在执行步骤S102之后，在经由步骤S103的执行而执行步骤S104的情况下，α＝α1。在该情况下，在执行步骤S104之后执行步骤S105。在步骤S105中，判断调制率ks是否为1以上。

在调制率ks小于1的情况下，步骤S105的判断结果为否定(或者“假”)。就图16而言，该判断结果相当于在输出电压振幅Vo不超过150V的状态下得到运转指令的情况。因此，在步骤S106中，在α＝α1的状态下运算接通时间。

在执行步骤S106之后，在步骤S111中生成控制信号SSL。控制信号SSL以使开关SL导通的方式进行控制。控制信号SSL不仅由接通时间决定，还由导通开始相位决定。更具体而言，导通开始相位被预先确定，在相当于导通开始相位的时刻与在该时刻上加上接通时间而得到的时刻之间，控制信号SSL有效(断言或者激活)，开关SL导通。

在执行步骤S111之后，在步骤S112中判断有无运转指令。如果没有运转指令，则在步骤S113中停止直接型电力转换器100的运转，(在附图中称为“运转停止”)，再次执行步骤S101并等待运转指令。

如果在步骤S112中判断为具有运转指令，则再次执行步骤S103，重新求出电力Po。

这样，如果继续直接型电力转换器100的运转，则处理从步骤S112经由步骤S103进入步骤S104。因此，通过继续直接型电力转换器100的运转，在升压比α取值α1的状态下，输出电压振幅Vo增大，由此存在调制率ks到达值1的情况。

在这种情况下，在执行步骤S104、S105之后，执行步骤S107。在步骤S107中，将升压比α变更为值α2，调制率ks被更新。就图16而言，调制率ks从值1被更新为值0.75。该升压比α的变更与电压Vc的增大对应。

然后，在步骤S106中，运算与α＝α2对应的接通时间。在执行步骤S106之后，处理经由步骤S111的处理而进入步骤S112。

在升压比α取值α2的状况下执行步骤S104之后，执行步骤S108。在步骤S108中，判断调制率ks是否小于0.6。

在步骤S103中求出的电力Po变小，输出电压振幅Vo变小，因此调制率ks减小，由此如果调制率ks变得小于0.6，则执行步骤S109，将升压比α变更为值α1，调制率ks被更新。就图16而言，调制率ks从值0.6被更新为值0.8。该升压比α的变更与电压Vc的减小对应。

然后，在步骤S106中，运算与α＝α1对应的接通时间。在执行步骤S106之后，处理经由步骤S111的处理而进入步骤S112。

如果调制率ks为0.6以上，则在执行步骤S108之后，在步骤S106中运算与α＝α2对应的接通时间。在执行步骤S106之后，处理经由步骤S111的处理而进入步骤S112。

图18～图21是例示接通时间与接受电力PL的平均值之间的关系的曲线图。非专利文献1中的接通时间基于输入到电力缓冲电路4的电力，但在本实施方式中基于逆变器5转换的电力(这里为电力Po)来决定接通时间。鉴于式(5)，电力Po为接受电力PL的平均值的二倍。因此，在图18～图21中，横轴作为接受电力PL记载为电力Po/2。

图18和图19例示J＝0.075的情况。图20和图21例示J＝0.125的情况。图18和图20例示α＝1.14的情况。图19和图21例示α＝1.05的情况。

从图18与图19彼此的比较或者图20与图21彼此的比较可知，升压比α越大，接通时间越长。这样的接通时间对升压比的依赖性被认为是由于通过电容器C4的充电而产生电压Vc的缘故。

从图18与图20彼此的比较和图19与图21彼此的比较可知，导通开始相位越大，接通时间越短。这样的接通时间对导通开始相位的依赖性被认为是由于在导通开始相位越大而整流电压Vrec越大时流过电流iL的缘故。

通过使用图18和图19或者图20和图21所示的曲线图，求出与在图17的步骤S103中求出的电力Po和在步骤S102、S107、S109中设定的升压比α对应的接通时间。在步骤S111中生成的控制信号SSL在相当于预先设定的导通开始相位的时刻从非活性转变为活性(活性化)，在从该时刻起经过了接通时间的时刻从活性转变为非活性(非活性化)。

在步骤S103中为了求出电力Po而检测瞬时电力Pout的周期被设定为比整流电压Vrec的周期大一个数量级以上。因此，确保在整流电压Vrec的周期中进行接通和断开的开关SL的接通时间的运算中采用电力Po的妥当性。例如，如果交流电压Vin的频率为50Hz，则整流电压Vrec的周期为10ms，对瞬时电力Pout进行检测的周期被设定为几百ms。

如上所述，与电力Po较大时相比，在电力Po较小时，通过减小升压比α，使输入功率因数ξ100得到改善。在负载扭矩恒定时，如上所述，电力Po与旋转速度成比例。由于负载扭矩与输出电流成比例，因此如果负载扭矩恒定，则输出电流恒定。

在同步机中，旋转速度与输出电压振幅Vo成比例。通常，直流电压Vdc被控制为恒定，因此输出电压振幅Vo与调制率ks成比例。由此，根据调制率ks的大小来设定电压Vc(从而设定升压比α)，根据升压比α和电力Po来求出接通时间的方法作为改善输入功率因数ξ100的一个方法是妥当的。

＜控制电路的结构例＞

图22是例示控制装置10的结构的框图。控制装置10具有逆变器控制部101、放电控制部102以及充电控制部103。控制装置10例如能够由单芯片微型计算机实现。

逆变器控制部101具有输出电压指令生成部1011、振幅调制指令部1012、积和运算部1013、逻辑运算部1014以及载波生成部1015。

输出电压指令生成部1011根据调制率ks和输出电压相位φ来生成电压指令值Vu＊、Vv＊、Vw＊。电压指令值Vu＊是逆变器5向输出端Pu输出的交流电压的指令值，电压指令值Vv＊是逆变器5向输出端Pv输出的交流电压的指令值，电压指令值Vw＊是逆变器5向输出端Pw输出的交流电压的指令值。

逆变器控制部101例如还具有速度控制部1010。速度控制部1010根据q轴电流Iq、d轴电流Id、旋转角速度ωm及其指令值ωm＊，生成调制率ks和输出电压相位φ。但是，如在图16和图17(步骤S107、S109)中说明的那样，调制率ks根据升压比α的值而更新。调制率ks也可以通过其他方法得到。

振幅调制指令部1012根据放电占空比dc和整流占空比drec，对积和运算部1013的动作进行控制。积和运算部1013(为了简单起见而仅用乘法器的符号表示)进行电压指令值Vu＊、Vv＊、Vw＊与放电占空比dc和整流占空比drec的积和运算而生成信号波M。

逻辑运算部1014(为了简单起见而仅用比较器的符号表示)对信号波M与载波CA的比较结果进行逻辑运算，输出控制信号SSup、SSvp、SSwp、SSun、SSvn、SSwn。

控制信号SSup对开关元件Sup的动作进行控制，控制信号SSvp对开关元件Svp的动作进行控制，控制信号SSwp对开关元件Swp的动作进行控制，控制信号SSun对开关元件Sun的动作进行控制，控制信号SSvn对开关元件Svn的动作进行控制，控制信号SSwn对开关元件Swn的动作进行控制。

载波CA由载波生成部1015生成。载波CA例如可以是锯齿波，也可以是三角波。

放电控制部102具有电流分配率运算部1021和比较器1022。电流分配率运算部1021通过基于相位θ、振幅Vm以及直流电压Vdc的指令值Vdc＊的运算，生成放电占空比dc和整流占空比drec。

比较器1022对放电占空比dc和载波CA进行比较，生成以使开关Sc导通的方式进行控制的控制信号SSc。

这样的逆变器控制部101和放电控制部102的动作本身是公知的技术(例如参照专利文献1)，因此这里省略其详细说明。

载波生成部1015、逻辑运算部1014以及比较器1022能够理解为同步PWM调制部10A。同步PWM调制部10A例如能够使用单芯片微型计算机的定时器来实现。

充电控制部103具有平均电力运算部1031、升压比设定部1032、频率倍增部1033、接通时间运算部1034、延迟时间加法部1035、比较器1036以及载波生成部1037。

平均电力运算部1031通过使用了式(4)的运算来求出电力Po。但是，作为d轴电压Vd，采用作为d轴电压Vd追随的指令值的d轴电压指令Vd＊。作为q轴电压Vq，采用作为q轴电压Vq追随的指令值的q轴电压指令Vq＊。d轴电压指令Vd＊和q轴电压指令Vq＊都由速度控制部1010生成。

升压比设定部1032根据调制率ks来决定升压比α(参照图16、图17以及步骤S107、S109)。例如，升压比设定部1032预先存储值α1、α2这两个值，根据调制率ks选择性地输出两个值α1、α2中的任意一方作为升压比α。

接通时间运算部1034通过运算求出开关SL导通的接通时间，输出相当于接通时间的计数值Kon。这样的接通时间能够由升压比α和电力Po决定。该决定例如在非专利文献1中是公知的，因此省略其详细说明。

频率倍增部1033使用相位θ来设定用于将交流电压Vin的一个周期设为两个周期的信息。延迟时间加法部1035设定通过将延迟时间td与交流电压Vin过零的时刻(该时刻相当于整流电压Vrec从减小转变为增加的相位)相加而得到的时机tc。延迟时间td是相当于导通开始相位的时间。

载波生成部1037以时机tc为触发而生成三角波例如锯齿波的载波CB。比较器1036对载波CB与计数值Kon进行比较，输出脉冲状的控制信号SSL。载波CB的频率是交流电压Vin的频率的二倍，例如为100Hz或者120Hz。

比较器1036和载波生成部1037能够理解为与交流电压Vin同步地产生脉冲的脉冲产生部10B。脉冲产生部10B例如能够使用单芯片微型计算机的定时器来实现。

图23是对频率倍增部1033、延迟时间加法部1035、载波生成部1037以及比较器1036的动作进行说明的时序图。

频率倍增部1033对相位θ的一个周期进行计数，其计数值的最大值的半值Kt为载波CB的最大值。另外，载波CB的最小值为0。过零信号Xz的上升以相对于交流电压Vin过零的时刻延迟了延迟时间tz的方式上升。此时的载波CB的值Kc导入与延迟时间tz对应的计数值Kz和与延迟时间td对应的计数值Kd，表示为Kt-Kd+Kz。

鉴于即使电压Vc相同，如果导通开始相位不同，则接通时间也不同(图18与图20的比较，图6与图21的比较)，优选在接通时间的计算中考虑导通开始相位。根据图4与图8的比较，如果旋转速度相同(如果电力Po相同)，则导通开始相位角越大，输入功率因数ξ100越得到改善，因此在调制率ks变大而使电压Vc增大时，也可以将导通开始相位角设定得较大。

如在图13中例示的那样，在根据电力Po进行升压比α的设定的情况下，不需要向升压比设定部1032输入调制率ks。图24是例示该情况下的控制装置10的结构(也称为“控制装置10的第2结构”)的框图。控制装置10的第2结构与图22所例示的结构相比，不同点在于向升压比设定部1032输入电力Po来代替调制率ks。

在图24中，升压比设定部1032根据电力Po来决定升压比α(参照图13)。例如，升压比设定部1032预先存储值α1、α2这两个值，根据电力Po选择性地输出两个值α1、α2中的任意一方作为升压比α。

如图15所例示的那样，在根据输入功率因数ξ100进行升压比α的设定的情况下，不需要向升压比设定部1032输入调制率ks。图25是例示该情况下的控制装置10的结构(也称为“控制装置10的第3结构”)的框图。控制装置10的第3结构与图22所例示的结构相比，不同点在于向升压比设定部1032输入交流电压Vin和电流Iin来代替调制率ks。

在图1中，用虚线的箭头表示向控制装置10提供交流电压Vin和电流Iin的状况。用虚线表示是因为在进行图13或图17所例示的处理的情况下不需要向控制装置10提供交流电压Vin和电流Iin。

在图25中，升压比设定部1032根据交流电压Vin和电流Iin求出输入功率因数ξ100，根据输入功率因数ξ100来决定升压比α(参照图15)。例如，升压比设定部1032预先存储值α1、α2这两个值，根据输入功率因数ξ100选择性地输出两个值α1、α2中的任意一方作为升压比α。

在第1实施方式中，如上所述，充电控制部103针对充电电路4b，使电容器C4充电至电压Vc，该电压Vc相对于整流电压Vrec的振幅Vm的比为升压比α。由逆变器5输入的电力Pdc、逆变器5输出的电力Po或者由变流器3输出的电力Pi小于第1阈值时的升压比α小于第2阈值(第2阈值为第1阈值以上)以上时的升压比α。电压Vc越小，换算功率因数ξ4越得到改善。因此，即使电力Pdc、Pi、Po减小，升压比α也减小而使换算功率因数ξ4得到改善。换算功率因数ξ4的改善带来直接型电力转换器100的输入功率因数ξ100的改善。

在充电控制部103的具体的结构例中，按照逆变器5的调制率ks(调制率ks是输出电压振幅Vo相对于直流电压Vdc的比)选择升压比α，根据升压比α和电力Pdc、Po、Pi来设定使电抗器L4蓄积能量的开关SL导通的接通时间。因此，以与调制率ks对应的升压比α进而以电压Vc对电容器C4进行充电。

电力Pdc、Po、Pi越大，输出电压振幅Vo越大。电压Vc越大，直流电压Vdc越大。因此，在电力Pdc、Po、Pi较大的情况下，优选调制率ks较高。例如调制率ks小于第3阈值时的升压比α小于调制率ks为第4阈值(第4阈值为第3阈值以上)以上时的升压比α。

即使输入功率因数ξ100减小，升压比α也减小而改善换算功率因数ξ4，进而使输入功率因数ξ100得到改善。

在电力Pdc、Pi、Po较大的情况下，或者在调制率ks较大的情况下，优选通过增大升压比α进而提高电压Vc来提高直流电压Vdc(提高电压利用率R)。

[第2实施方式]

如上所述，如果忽略逆变器5的电力转换中的损耗，则电力Pdc与输入到逆变器5的直流电力、瞬时电力Pout的平均值以及电力Pi、Po中的任意一个都相等。因此，在本实施方式中也与第1实施方式相同，在以下的说明中使用电力Po进行说明。

例如根据非专利文献1，示出了输入到功率因数改善电路的电力越大，功率因数越得到改善。

在放电占空比dc为1时，不流过电流irec1(irec1＝0)，电流irec全部作为电流iL流入充电电路4b。该情况下的直接型电力转换器100的输入功率因数能够视为非专利文献1的功率因数改善电路的功率因数。

如上所述，将逆电流阻止电路8的导通期间换算成直接型电力转换器100的输入功率因数的值为1。因此，如果导入dc＝1时的直接型电力转换器100的输入功率因数ξ1和瞬时电力Pin被二等分为瞬时电力Precl、PL时的直接型电力转换器100的输入功率因数ξ0，则与式(9)类似，关于视在电力，式(11)成立。

[数学式11]

2/ξ0＝1/ξ1+1/1…(11)

电流irec是通过变流器3对电流Iin进行全波整流而得到的，因此输入功率因数ξ1由电流(Iin-irec1)(电流Iin为正的期间)或电流(Iin+irec1)(电流Iin为负的期间)和交流电压Vin决定。

根据式(11)得到式(12)。式(12)表示输入功率因数ξ1的改善带来输入功率因数ξ0。

[数学式12]

ξ0＝2/(1/ξ1+1)…(12)

因此，在本实施方式中，公开了如下的控制：与电力Po较大时相比，在电力Po较小时增大输入到电力缓冲电路4的接受电力PL。通过该控制，输入功率因数ξ1得到改善，进而避免在电力Po较小时也使输入功率因数ξ0显著降低。

以下，作为其极端的例子，说明在电力Po较大时设dc＜1而满足式(8)，在电力Po较小时设dc＝1而满足式(13)的情况。在dc＝1时，瞬时电力Prec1为0，成为缓冲电力Pbuf，直接型电力转换器100采用电力缓冲电路4作为功率因数改善电路。

[数学式13]

Pin＝PL＝Pc＝Pdc…(13)

图26是例示旋转速度与直接型电力转换器100的输入功率因数之间的关系的曲线图。图26例示J＝0.075时的曲线图。

在图26中，折线G11例示升压比α为1.14且不依赖于旋转速度而满足式(5)、(8)的情况(再次示出图4的折线G11)。折线G102例示升压比α为1.05且在旋转速度小于40rps时设dc＝1而满足式(13)的情况(具体而言，旋转速度为20rps以上且39rps以下的情况)。

在dc＝1时，直接型电力转换器100的输入功率因数为ξ1。在第1实施方式中，对于输入功率因数ξ100，由于例示了瞬时电力Pin被二等分为瞬时电力Prec1、PL的情况，因此鉴于该例示，ξ0＝ξ100成立。而且，在第1实施方式中，示出了升压比α越小，输入功率因数ξ100越得到改善。

于是，折线G102所示的输入功率因数与折线G11所示的输入功率因数相比，不仅在增大接受电力PL这一点上应该得到改善，在降低升压比α这一点上也应该得到改善。

但是，在旋转速度为39rps时，与折线G11相比折线G102表示高的输入功率因数，但在旋转速度为20rps时，输入功率因数降低。

作为这种现象的原因，可以认为在电抗器L4与滤波器2的输入侧连接，电容器C2蓄积的电荷未被放电的期间，即使是导通开始相位以后的相位，也存在实际上不流过电流iL的相位的期间。该期间的存在使蓄积在电抗器L4中的能量减少。

因此，期望电流iL不容易受到电容器C2的影响。为了在经过比电容器C2的放电时间或滤波器2的谐振频率的倒数长的时间之后流过电流iL，使导通开始相位延迟。通过增大系数J的值，在经过比电容器C2的放电时间或滤波器2的谐振频率的倒数长的时间之后，流过电流iL。

基于增大导通开始相位角而实现的输入功率因数的改善已经在第1实施方式中通过比较图4和图8而进行了说明。以下，在第2实施方式中，也示出与电力Po较大时相比，在电力Po较小时，即使在增大输入到电力缓冲电路4的接受电力PL的情况下也通过增大导通开始相位角来改善输入功率因数的情况。

图27是例示旋转速度与直接型电力转换器的输入功率因数之间的关系的曲线图。在图27中，折线G102再次示出了图26所示的折线G102。

折线G102、502都表示升压比α为1.05且在旋转速度小于40rps时(具体而言，旋转速度为20rps以上且39rps以下的情况)满足式(13)(dc＝1)的情况。但是，如上所述，折线G102例示J＝0.075的情况，折线G502例示J＝0.125的情况。折线G502表示比折线G102高的输入功率因数，在本实施方式中也可以理解，通过增大导通开始相位角，特别改善电力Po较低的区域中的输入功率因数。

图28是例示旋转速度与输出电压振幅Vo之间的关系的曲线图。图29是例示旋转速度与输出电流振幅Io之间的关系的曲线图。在图28和图29中都例示了采用J＝0.125的情况。

折线G71、G81都表示不依赖于旋转速度而满足式(5)、(8)的情况(dc＜1)，折线G72、G82都表示在旋转速度小于40rps时(具体而言，旋转速度为20rps以上且39rps以下的情况)满足式(13)(dc＝1)的情况。无论升压比α是1.14还是1.05，折线G72、G82都几乎没有差异。

折线G72与折线G71的一部分一致，折线G72与折线G71的一部分一致，因此表示施加于电感性负载6的电压和所提供的电流都不依赖于放电占空比dc和升压比α中的任意一个。换言之，可以理解电压利用率R和逆变器5的输出特性不受放电占空比dc和电压Vc的影响。

另外，图28和图29所示的输出电压振幅Vo的旋转速度依赖性和输出电流振幅Io的旋转速度依赖性都与J＝0.075时的输出电压振幅Vo的旋转速度依赖性和输出电流振幅Io的旋转速度依赖性(参照图6和图7)几乎一致。换言之，系数J对于逆变器5的输出特性的影响(因此导通开始相位的影响)较小。

＜电路结构的变更＞

图30是例示第2实施方式的直接型电力转换器100的结构的一部分的电路图。该结构与图1所示的第1实施方式的直接型电力转换器100的结构的不同点仅在于变流器3的结构以及变流器3、滤波器2和电力缓冲电路4的连接关系。因此，在图30中，仅取该不同的部分进行表示。

变流器3具有都进行单相全波整流的两个二极管桥3a、3b。二极管桥3a具有与图1所示的变流器3相同的构造，具有二极管D31、D32、D33、D34。二极管桥3b具有二极管D32、D34、D35、D36。这里，例示出二极管桥3a和二极管桥3b都采用二极管D32、D34的情况。

二极管桥3b也可以具有与二极管D32并联连接的二极管、与二极管D34并联连接的二极管以及二极管D35、D36。从缓和二极管D32、D34所要求的额定电流的观点出发，该构造是有利的。

二极管桥3a、3b都具有被施加交流电压Vin的一对输入端。二极管D32的阴极和二极管D34的阴极作为一对输入端而发挥功能。

二极管桥3a具有高电位端3A和低电位端3B，它们作为与滤波器2连接的输出端对而发挥功能。二极管桥3a的输出端对向电抗器L2与电容器C2的串联连接施加整流电压Vrec。电流irec1从二极管桥3a经由滤波器2流向逆电流阻止电路8。

二极管桥3b也具有输出端对。构成该输出端对的输出端的一方是二极管D35的阴极与二极管D36的阴极的连接点3C。构成该输出端对的输出端的另一方是低电位端3B。二极管桥3b的输出端对将整流电压Vrec2施加到充电电路4b。与整流电压Vrec相同，整流电压Vrec2也是对交流电压Vin进行单相全波整流而得到的电压。电流iL从二极管桥3b流向充电电路4b。

二极管D31、D35在电抗器L2、L4之间彼此极性相反地串联连接。二极管D33、D36在电抗器L2、L4之间彼此极性相反地串联连接。因此，二极管桥3a的输出端对与二极管桥3b的输出端对不导通。

通过以上的结构，电流iL不等待电容器C2的放电而从导通开始相位开始流动。

图31是例示旋转速度与直接型电力转换器100的输入功率因数之间的关系的曲线图。与图26相同，在图31中，曲线图的横轴也采用电感性负载6是旋转电机时的该旋转电机的旋转速度。图31也例示系数J为0.075时的曲线图。图26例示采用了图1所示的结构(以下称为“现有结构”)作为变流器3的情况，与此相对，图31例示采用了图30所示的结构(以下称为“改良结构”)作为变流器3的情况。

与图26的折线G11相同，图31的折线G101例示升压比α为1.14且不依赖于旋转速度而满足式(5)、(8)的情况。表示变流器3采用了改良结构的情况的折线G101与表示变流器3采用了现有结构的情况的折线G11几乎一致。推测这是因为在瞬时电力Pin被二等分为瞬时电力Prec1、PL的情况下，变流器3的结构对于输入功率因数的影响较小。

在图31中，折线G202例示升压比α为1.14且在旋转速度小于40rps时设dc＝1而满足式(13)的情况(具体而言，旋转速度为20rps以上且39rps以的情况)。

与图26所示的折线G102不同，折线G202表示在旋转速度小于40rps时功率因数得到改善。根据折线G101、G202彼此的比较可知，在变流器3采用了改良结构的情况下，即使系数J是较小的值(这里J＝0.075)且相同，升压比α相同，也是放电占空比dc越大输入功率因数越得到改善。

在图31中，折线G83例示在旋转速度小于40rps时(具体而言，旋转速度为20rps以上且39rps以下的情况)设dc＝1，并且降低了升压比α时的输入功率因数。降低升压比α相当于减小电压Vc。减小电压Vc是通过减小导通结束相位来实现的。具体而言，折线G83表示升压比α为1.05的情况。

根据都表示dc＝1的情况的折线G102、G83彼此的比较可知，即使旋转速度相同，升压比α相同(这里α＝1.05)，系数J相同(这里J＝0.075)，与变流器3采用了现有结构的情况相比，在变流器3采用了改良结构的情况下输入功率因数得到改善。

根据都表示dc＝1的情况的折线G202、G83彼此的比较可知，如果旋转速度相同，则升压比α减小，直接型电力转换器100的输入功率因数得到改善。该改善与非专利文献1所示的倾向一致，即，如果输入到功率因数改善电路的电力相同，则通过升压得到的电压越小，功率因数越得到改善。

图32是例示旋转速度与输出电压振幅Vo之间的关系的曲线图。图33是例示旋转速度与输出电流振幅Io之间的关系的曲线图。图32和图33都例示系数J为0.075且变流器3采用了改良结构的情况。

折线G301、G401都例示不依赖于旋转速度而满足式(5)、(8)的情况(dc＜1)。折线G302、G402都例示在旋转速度小于40rps时(具体而言，旋转速度为20rps以上且39rps以下的情况)满足式(13)(dc＝1)的情况。无论升压比α是1.14还是1.05，折线G302、G402都几乎没有差异。

折线G302与折线G301的一部分一致。折线G402与折线G401的一部分一致。根据这样的一致，表示施加于电感性负载6的电压和所提供的电流都不依赖于放电占空比dc和升压比α中的任意一个。换言之，放电占空比dc和电压Vc对于逆变器5的输出特性的影响较小。

本实施方式的输出电压振幅Vo的旋转速度依赖性和输出电流振幅Io的旋转速度依赖性都与第1实施方式中的这两种旋转速度依赖性(参照图6和图7)和变流器3采用了现有结构的情况下的这两种旋转速度依赖性(图28和图29)几乎一致。因此，可以理解变流器3的结构对于逆变器5的输出特性的影响较小。

图34是例示旋转速度与直接型电力转换器100的输入功率因数之间的关系的曲线图。图34在例示变流器3采用了改良结构的情况的这一点上与图31相同，在例示J＝0.125的情况的这一点上(例示J＝0.075的情况)与图31不同。

在图34中，折线G61例示升压比α为1.14且不依赖于旋转速度而满足式(5)、(8)的情况。折线G61是升压比α为1.14且不依赖于旋转速度而满足式(5)、(8)的情况，与变流器3采用现有结构的折线51(参照图8)几乎一致。推测这是由于与折线G101(图31)和折线G11(图26)几乎一致相同的理由。

折线G62表示在旋转速度小于40rps(具体而言，旋转速度为20rps以上且39rps以下的情况)时设dc＝1而满足式(13)的情况。其中，升压比α为1.05。

在图34中，折线G62表示比折线G61高的输入功率因数。这与在图31中折线G83表示比折线G101高的输入功率因数的情况相同。

图35是例示不依赖于旋转速度而满足式(13)时(dc＝1)的接受电力PL的平均值(＝Po)与输入功率因数之间的关系的曲线图。其中，升压比α采用1.14。曲线G91表示J＝0.075的情况。曲线G92表示J＝0.125的情况。根据该曲线图可知，在电力Po较小的区域中，通过使导通开始相位延迟，使输入功率因数得到改善。

图36～图39是示出接通时间与电力Po之间的关系的曲线图。图36和图37例示J＝0.075的情况。图38和图39例示J＝0.125的情况。图36和图38例示α＝1.05的情况。图37和图39例示α＝1.14的情况。在图36～图39的任意一个中例示了采用改良结构作为变流器3的情况。

非专利文献1中的接通时间基于输入到功率因数改善电路的电力，但在本实施方式中，根据逆变器5转换的电力(这里为电力Po)来决定接通时间。鉴于式(5)，如果式(8)成立，则接受电力PL的平均值为电力Po的一半(Po/2)。另一方面，如果式(13)成立，则接受电力PL的平均值与电力Po相等。

因此，在图36～图39中，例示折线G13、G14、G15、G16作为式(13)成立的情况，例示折线G23、G24、G25、G26作为式(8)成立的情况。

G13所示的需要接通时间的电力Po是折线G23所示的需要接通时间的电力Po的值的一半。折线G14所示的需要接通时间的电力Po是折线G24所示的需要接通时间的电力Po的值的一半。折线G15所示的需要接通时间的电力Po是折线G25所示的需要接通时间的电力Po的值的一半。折线G16所示的需要接通时间的电力Po是折线G26所示的需要接通时间的电力Po的值的一半。

例如，假想如下的情况：如果电力Po为1400[W]以上(相当于约40[rps]的旋转速度)，则设dc＜1而式(5)、(8)成立(此时，接受电力PL的平均值为电力Po的一半)，如果电力Po小于1400[W]，则设dc＝1而式(13)成立(此时，接受电力PL的平均值与电力Po相等)。在该情况下，如果电力Po为1400[W]以上，则根据折线G23、G24、G25、G26来决定接通时间，如果电力Po小于1400[W]，则根据折线G13、G14、G15、G16来决定接通时间。

根据图36与图37彼此的比较或者图38与图39彼此的比较可知，升压比α越大，接通时间越长。这样，可以认为接通时间较长是由于通过电容器C4的充电而产生电压Vc的缘故。另外，根据图36与图38彼此的比较或者图37与图39彼此的比较可知，导通开始相位越大，接通时间越短。这样，可以认为接通时间较短是由于导通开始相位越大越以较大的整流电压Vrec流过电流iL的缘故。

通过使用图36或图37所示的曲线图，求出与电力Po对应的接通时间。通过使用图36和图37所示的曲线图这两者，求出与电力Po和升压比α对应的接通时间。使用图38和图39所示的曲线图也同样地求出接通时间。

比较电力Po的规定的阈值也可以设定成以规定的宽度扩大。具体而言，电力Po(如上所述，可以使用电力Pi来代替电力Po，也可以使用电力Pdc来代替电力Po)小于第1阈值时的放电占空比dc可以大于电力Po为第1阈值以上的第2阈值以上时的放电占空比dc。例如，也可以为，在电力Po减小时在小于第2阈值下放电占空比dc为1，式(13)成立，在电力Po增大时如果变为第1阈值以上，则放电占空比dc小于1，式(5)、(8)成立。在该情况下，能够认为规定的阈值具有从第1阈值至第2阈值的宽度。

图40是例示设定放电占空比dc的处理的流程图。在步骤S401中，判断电力Po是否小于第1阈值ph1。如果电力Po小于第1阈值ph1，则在步骤405中将放电占空比dc设定为值d1。在上述的例子中，d1＝1。在执行了步骤S405之后，该流程图所例示的处理结束。

在步骤S401中，在判断为电力Po不小于第1阈值ph1(电力Po为第1阈值ph1以上)的情况下，执行步骤S402。在步骤S402中，判断电力Po是否为第2阈值ph2(≧ph1)以上。如果电力Po为第2阈值ph2以上，则在步骤S406中将放电占空比dc设定为值d2(＜d1)。在上述的例子中，d2＜1，值d2是满足式(5)、(8)的放电占空比dc的值。在执行了步骤S406之后，该流程图所例示的处理结束。

在步骤S402中，在判断为电力Po不为第2阈值ph2以上(电力Po小于第2阈值ph2)的情况下，执行步骤S403。在步骤S403中，判断电力Po是否增大而成为第1阈值ph1以上。在电力Po增大而成为第1阈值ph1以上的情况下，执行步骤S406，将放电占空比dc设定为值d2。

在步骤S403中，在未判断为电力Po增大而成为第1阈值ph1以上的情况下，执行步骤S404。在步骤S404中，判断电力Po是否减小而小于第2阈值ph2。在电力Po减小而小于第2阈值ph2的情况下，执行步骤S405，将放电占空比dc设定为值d1。

在步骤S401、S402、S403、S404中的任意一个判断都得到否定的结果的情况下，不在图40的流程图所例示的处理中进行处理而结束该处理。在该情况下，例如也可以进行使放电占空比dc维持当前的值的处理。

同样地，也可以省略步骤S403、S404，在步骤S401、S402中的任意一个判断都得到否定的结果的情况下，不在图40的流程图所例示的处理中进行处理而结束该处理。在该情况下，例如也可以进行使放电占空比dc维持当前的值的处理。

与第1实施方式类似，调制率ks小于第3阈值时的放电占空比dc也可以大于调制率ks为第3阈值以上的第4阈值以上时的放电占空比dc。例如，也可以为，在调制率ks减小时在小于第4阈值下放电占空比dc为1，式(13)成立，在调制率ks增大时变为第3阈值以上，放电占空比dc小于1，式(5)、(8)成立。

＜每个放电占空比的接通时间的计算＞

图41是例示对开关SL的导通进行控制的处理的流程图。在步骤S501中判断有无运转指令。如果没有运转指令，则重复执行步骤S501。如果有运转指令，则处理进入步骤S502，通过运算求出电力Po。如后所述，存在即使在执行步骤S501之后以外也执行步骤S502的流程。

在执行步骤S502之后，在步骤S503中判断电力Po是否为阈值Pth以上。在电力Po为阈值Pth以上时，处理进入步骤S505，根据式(5)、(8)求出接通时间。在电力Po小于阈值Pth时，执行步骤S506，根据式(13)求出接通时间。

如上所述，阈值Pth也可以具有宽度，在该情况下，在电力Po处于该宽度的范围内时，步骤S503的判断结果无关紧要。例如，也可以为，在电力Po减小而小于该宽度的下限(相当于上述的第1阈值)时，处理从步骤S503进入步骤S506，在电力Po增大而成为该宽度的上限(相当于上述的第2阈值)以上时，处理从步骤S503进入步骤S505。

在执行了步骤S505、S506中的任意一个之后，在步骤S511中生成控制信号SSL。

在执行了步骤S511之后，在步骤S512中判断有无运转指令。如果没有运转指令，则在步骤S513中使直接型电力转换器100的运转停止，再次执行步骤S501并等待运转指令。

如果在步骤S512中判断为有运转指令，则再次执行步骤S502。

另外，如图27所示，并且根据折线G83(图31)与折线G62(图34)的比较(特别是在旋转速度低于30[rps]时)，如果旋转速度相同(如果电力Po相同)，则导通开始相位角越大，输入功率因数越得到改善。因此，也可以为，在电力Po较小时使放电占空比dc增大的情况下一并将导通开始相位角设定得较大。

＜控制电路的结构例＞

如上所述，与电力Po较大时相比，在电力Po较小时，通过增大放电占空比dc，使输入功率因数得到改善。而且，如使用图36～图39所说明的那样，优选为，除了电力Po之外，还基于升压比α和导通开始相位来求出接通时间。以下，以依赖于电力Po和升压比α来决定接通时间的情况为例进行说明。

图42是例示本实施方式的控制装置10的结构(也称为“控制装置10的第4结构”)的框图。该第4结构相对于控制装置10的第2结构(参照图24)的不同点在于，电力Po不输入到升压比设定部1032而输入到电流分配率运算部1021。其他结构要素和功能与第1实施方式的控制装置10的第2结构相同。

该不同是由于，与电力Po较大时相比，在电力Po较小时，在第1实施方式中使升压比设定部1032所设定的升压比α减小，与此相对，在第2实施方式中使电流分配率运算部1021所设定的放电占空比dc增大。

在本实施方式中，电流分配率运算部1021例如按照图40所示的流程图，通过电力Po与阈值ph1、ph2的比较来设定放电占空比dc。在本实施方式中，接通时间运算部1034例如按照图41所示的流程图，通过电力Po与阈值Pth的比较来求出接通时间。

存在电力Po越小而输入功率因数越小的趋势。因此，也可以代替使用了电力Po、Pi、Pdc的判断而通过使用了输入功率因数的判断来变更放电占空比dc。

图43是例示设定放电占空比dc的其他处理的流程图。在步骤S601中，判断直接型电力转换器100的输入功率因数ξ是否从规定的阈值ξth以上的值减小而小于阈值ξth。在步骤S601中的判断结果是肯定的情况下(输入功率因数ξ减小而小于值ξth的情况下)，执行步骤S602，将放电占空比dc设定为值d1。在执行步骤S602之后，该流程图所例示的处理结束。

在步骤S601中的判断结果是否定的情况下，执行步骤S603，将放电占空比dc设定为值d2。在执行了步骤S603之后，该流程图所例示的处理结束。

通过上述处理，如果放电占空比dc取值d2而输入功率因数ξ减小并小于值ξth，则放电占空比dc增大为值d1，使输入功率因数ξ得到改善。

图44是例示该情况下的控制装置10的结构(也称为“控制装置10的第5结构”)的框图。控制装置10的第5结构与控制装置10的第4结构(图42)相比，不同点在于，向电流分配率运算部1021输入交流电压Vin和电流Iin来代替电力Po。

在图44中，电流分配率运算部1021根据交流电压Vin和电流Iin来求出输入功率因数ξ，例如依照图43所示的流程图，根据输入功率因数ξ来决定放电占空比dc。

如上所述，在第2实施方式中，放电控制部102针对放电电路4a，使电容器C4以放电占空比dc进行放电。由逆变器5输入的电力Pdc、逆变器5输出的电力Po或者由变流器3输出的电力Pi小于第1阈值时的放电占空比dc大于第2阈值(其为第1阈值以上)以上时的放电占空比dc。从电容器C4放电的电力对电力Pdc、Pi、Po的贡献越大，输入功率因数越得到改善。因此，即使电力Pdc、Pi、Po降低，放电占空比dc也增大而使输入功率因数得到改善。例如，电力Pdc、Pi、Po小于第1阈值时的放电占空比dc为1。

在充电控制部103的具体的结构例中，能够根据逆变器5的调制率ks(调制率ks是输出电压振幅Vo相对于直流电压Vdc的比)来选择放电占空比dc。电力Pdc、Po、Pi越大，输出电压振幅Vo越大。电压Vc越大，直流电压Vdc越大。因此，在电力Pdc、Po、Pi较大的情况下，优选调制率ks较高。因此，调制率ks小于第3阈值时的放电占空比dc小于调制率ks为第4阈值(其为第3阈值以上)以上时的放电占空比dc。

但是，在电力Pdc、Pi、Po较大的情况下，优选减小放电占空比dc，提高电力缓冲电路4的缓冲功能，进而降低瞬时电力Pdc的脉冲(参照式(7))。

具有电容器C2的滤波器2的输入侧(在图1的例示中由电容器C2和电抗器L2构成的串联连接的两端)与充电电路4b的输入侧(在图1的例示中由电抗器L4和开关SL构成的串联连接的两端)在变流器3的输出侧(在图1的例示中为高电位端3A和低电位端3B)并联连接。而且，逆电流阻止电路8连接在滤波器2的输出侧(在图1的例示中为电抗器L2与电容器C2的连接点)与直流链路7(在图1的例示中为直流电源线LH)之间，阻止从直流链路7向电容器C2的充电。

使电抗器L4蓄积能量的开关SL在接通时间内导通。开关SL的导通开始的相位被设定为相当于延迟时间td的延迟量。从流过电抗器L4的电流iL不容易受到电容器C2的影响的观点出发，该延迟量比电容器C2的放电时间或滤波器2的谐振频率长是有利的。

变流器3也可以具有二极管桥3a、3b。二极管桥3a具有被施加交流电压Vin的一对输入端(在图30的例示中为二极管D32、D34各自的阴极)和与直流链路7连接的输出端对(在图30的例示中为高电位端3A和低电位端3B)，进行单相全波整流。二极管桥3b具有被施加交流电压Vin的一对输入端(在图30的例示中为二极管D32、D34各自的阴极)和输出端对(在图30的例示中为二极管D35、D36的阴极和低电位端3B)。

二极管桥3b对交流电压进行单相全波整流，并将由此得到的整流电压Vrec2从其输出端对提供给充电电路4b。在二极管桥3a的输出端对与二极管桥3b的输出端对之间存在经由一对输入端而导通方向彼此相反地连接的二极管。具体而言，在电抗器L2、L4之间存在二极管D31、D35的串联连接和二极管D33、D36的串联连接。因此，二极管桥3a的输出端对和二极管桥3b的输出端对不导通，从流过电抗器L4的电流iL不容易受到电容器C2的影响的观点出发，这是有利的。

另外，根据图31的结果(折线G202与折线G83的比较)可知，在旋转速度较小时，能够减小电压Vc来改善功率因数。从提高电压利用率R的观点出发，优选电压Vc较大。因此，从改善电力缓冲电路4的功率因数的观点出发，电力Po小于第5阈值时的电压Vc比电力Po为第6阈值(其为第5阈值以上)以上时的电压Vc小是有利的。

这样，在为了通过电力Po设定电压Vc而变更升压比α的情况下，向升压比设定部1032输入电力Po(图42、图44的虚线箭头)。也可以通过输入功率因数ξ来变更升压比α。但是，升压比α的变更在第2实施方式中不一定采用。

当输入功率因数ξ从规定的阈值ξth以上的值减小到小于阈值ξth的值时，从改善输入功率因数ξ的观点出发，放电占空比dc的增大是有利的。在上述的例子中，放电占空比dc从小于1的值d2增大到值d1(＝1)。

[输入功率因数相对于导通期间的依赖性]

根据式(10)、(12)可知，充电电路4b的功率因数越高，直接型电力转换器100的输入功率因数越高。由此，可以认为电流iL流过的期间即导通期间越长，输入功率因数越得到改善。

可以认为，在第1实施方式中介绍的减小升压比α的控制以及在第2实施方式中介绍的增大放电占空比dc的控制都会导致导通期间的增大。换言之，可以认为这些控制都是导致导通期间增大的方法的例子。

因此，以下，以J＝0.075的情况为例，对这些控制都导致导通期间增大的情况进行说明。

[由升压比α的降低引起的导通期间的增大与输入功率因数的改善之间的关系]

图45是示出瞬时电力PL(＝Po/2)与导通期间之间的关系的曲线图。图45与图18和图19对应。图45中的折线G601例示α＝1.14的情况，与图18对应。图45中的折线G602例示α＝1.05的情况，与图19对应。

如在第1实施方式中所说明的那样，升压比α越大，接通时间越长。但是，从图45可知，升压比α越小，导通期间越长。通过将升压比α设定得较小而使导通期间增大。该倾向与瞬时电力PL无关。

图46是示出输入功率因数ξ100与导通期间之间的关系的曲线图。折线G605、G606、G607分别表示电力Po为700W、1000W、1400W的情况。在折线G605、G606、G607的任意一条中，黑色菱形(◆)表示α＝1.14的情况，黑三角(▲)表示α＝1.10的情况，黑圆点(●)表示α＝1.05的情况。从图46可知，升压比α越小，导通期间比和输入功率因数ξ100这两者越上升。该倾向与电力Po无关。

[由放电占空比dc的增大引起的导通期间的增大与输入功率因数的改善之间的关系]

图47是示出输入功率因数与导通期间之间的关系的曲线图，例示升压比α＝1.14的情况。折线G608、G609、G610分别表示电力Po为700W、1000W、1400W的情况。在折线G608、G609、G610的任意一条中，黑圆点(●)表示dc＜1的情况(满足式(5)、(8)，PL＝Po/2的情况)，黑三角(▲)表示dc＝1的情况(满足式(13)，PL＝Po的情况)。从图47可知，通过放电占空比dc的增大，导通期间比和输入功率因数ξ100这两者上升。该倾向与电力Po无关。

由以上可知，通过延长导通期间而使输入功率因数得到改善，作为用于延长导通期间的方法的例子，能够采用升压比α的降低和放电占空比dc的增大。

这样的导通期间能够理解为电流iL以不到交流电压Vin的半周期的方式连续地流动的期间。因此，作为第1实施方式和第2实施方式的上位概念，能够如下说明通过延长导通期间来改善直接型电力转换器100的输入功率因数的技术：对于电流iL以不到交流电压Vin的半周期的方式连续地流动的期间，电力Pdc、电力Po或者电力Pi小于第1阈值时的上述期间比电力Pdc、电力Po或者电力Pi为第2阈值以上时的上述期间长。

控制装置10例如构成为包含微型计算机和存储装置。该微型计算机执行记述在程序中的各处理步骤(换言之，过程)，实现构成图22所例示的控制装置10的各模块的功能和图17所例示的流程图的各处理。

或者，该微型计算机执行记述在程序中的各处理步骤(换言之，过程)，实现构成图24所例示的控制装置10的第2结构的各模块的功能和图13所例示的流程图的各处理。

或者，该微型计算机执行记述在程序中的各处理步骤(换言之，过程)，实现构成图25所例示的控制装置10的第3结构的各模块的功能和图15所例示的流程图的各处理。

或者，该微型计算机执行记述在程序中的各处理步骤(换言之，过程)，实现构成图42所例示的控制装置10的第4结构的各模块的功能和图40或图41所例示的流程图的各处理。

或者，该微型计算机执行记述在程序中的各处理步骤(换言之，过程)，实现构成图44所例示的控制装置10的第5结构的各模块的功能。

控制装置10不限于构成为包含微型计算机和存储装置。也可以通过硬件实现由控制装置10执行的各种步骤、或者实现的各种方法或各种功能的一部分或全部。

控制装置10不限于构成为包含微型计算机和存储装置。也可以通过硬件实现由控制装置10执行的各种步骤、或者实现的各种方法或各种功能的一部分或全部。

在上述说明中，为了方便说明，将速度检测部9和控制装置10分开地进行了说明。速度检测部9能够与控制装置10一起由上述的微型计算机实现。旋转角速度ωm例如能够使用输出端Pu、Pv、Pw中的相电压的信息和电感性负载6的常数来求出。相电压的信息能够根据在上述说明中输入到控制装置10的电压Vc、振幅Vm、角速度ω以及在上述说明中在控制装置10中得到的控制信号SSup、SSvp、SSwp、SSun、SSvn、SSwn求出。从该观点出发，优选在微型计算机中同时进行速度检测部9的运算和控制装置10的运算。

以上，对实施方式进行了说明，但是，可以理解，能够在不脱离权利要求书的主旨和范围内进行方式和详细内容的各种变更。上述各种实施方式和变形例能够相互组合。

标号说明

2：滤波器；3：转换器；3a、3b：二极管桥；4：电力缓冲电路；4a：放电电路；4b：充电电路；5：逆变器；7：直流链路；8：逆电流阻止电路；10：控制装置；10B：脉冲产生部；100：型电力转换器；101：逆变器控制部；102：放电控制部；103：充电控制部；1032：升压比设定部；1034：接通时间运算部；1035：延迟时间加法部；C2、C4：电容器；L4：电抗器；Pdc、Pi、Po：电力；Pbuf、Pin、Prec1：瞬时电力；ph1：第1阈值；ph2：第2阈值；Sc、SL：开关；SSc、SSup、SSvp、SSwp、SSun、SSvn、SSwn：控制信号；Vc：电压；Vin：交流电压；Vrec、Vrec2：整流电压；d1、d2、α1、α2：值；dc：放电占空比；iL：电流；ks：调制率；Pth、pfh、ξth：阈值；α：升压比；ξ、ξ100：输入功率因数。

Claims (14)

1.一种直接型电力转换器(100)，其具有：

直流链路(7)；

变流器(3)，其对单相的交流电压(Vin)进行整流，将交流电力转换为直流电力并输出第1瞬时电力(Pin)；

电力缓冲电路(4)，其在所述变流器和所述直流链路之间交接电力，利用第2瞬时电力(Pbuf)进行缓冲；以及

逆变器(5)，其将所述直流链路中的直流电压转换为第2交流电压并输出，

对于从所述变流器流向所述电力缓冲电路的电流(iL)以不到所述交流电压(Vin)的半周期的方式连续地流动的期间，输入到所述逆变器的第3电力(Pdc)、所述逆变器输出的第4电力(Po)或所述第1瞬时电力的平均值(Pi)小于第1阈值(Pth、ph1)时的所述期间比所述第3电力、所述第4电力或所述平均值为所述第1阈值以上的第2阈值(Pth、ph2)以上时的所述期间长。

2.一种控制装置(10)，其对权利要求1所述的直接型电力转换器(100)进行控制，其中，

所述电力缓冲电路包含：

电容器(C4)；

充电电路(4b)，其对所述电容器进行充电；以及

放电电路(4a)，其具有将所述电容器与所述直流链路连接的第1开关(Sc)，

所述控制装置(10)具有放电控制部(102)和充电控制部(103)，

所述放电控制部输出对所述第1开关的导通进行控制的第1控制信号(SSc)，

所述充电控制部针对所述充电电路(4b)，使所述电容器充电至电压(Vc)，所述电压(Vc)相对于所述变流器输出的整流后的电压(Vrec)的振幅的比为升压比(α)，

所述第3电力(Pdc)、所述第4电力(Po)或所述平均值(Pi)小于所述第1阈值(ph1)时的所述升压比小于所述第3电力、所述第4电力或所述平均值为所述第2阈值(ph2)以上时的所述升压比。

3.一种控制装置(10)，其对权利要求1所述的直接型电力转换器(100)进行控制，其中，

所述电力缓冲电路包含：

电容器(C4)；

充电电路(4b)，其对所述电容器进行充电；以及

放电电路(4a)，其具有将所述电容器与所述直流链路连接的第1开关(Sc)，

所述控制装置具有放电控制部(102)和充电控制部(103)，

所述放电控制部输出对所述第1开关的导通进行控制的第1控制信号(SSc)，

所述充电控制部针对所述充电电路(4b)，使所述电容器充电至电压(Vc)，所述电压(Vc)相对于所述变流器输出的整流后的电压(Vrec)的振幅的比为升压比(α)，

所述充电电路(4b)具有：

电抗器(L4)，其将能量蓄积在所述电容器(C4)中；以及

第2开关(SL)，其将所述变流器与所述电抗器连接而使能量蓄积在所述电抗器中，

从所述变流器流向所述电力缓冲电路的所述电流(iL)流向所述电抗器，

所述充电控制部(103)具有：

升压比设定部(1032)，其根据所述逆变器(5)的调制率(ks)，将两个值(α1、α2)选择性地作为所述升压比(α)而输出；

接通时间运算部(1034)，其根据所述升压比、所述平均值(Pi)、所述第3电力(Pdc)或所述第4电力(Po)，设定作为所述第2开关导通的时间的接通时间；以及

脉冲产生部(10B)，其输出以所述接通时间对所述第2开关的导通进行控制的第2控制信号(SSL)，

所述调制率小于第3阈值时的所述升压比小于所述调制率为所述第3阈值以上的第4阈值以上时的所述升压比。

4.一种控制装置(10)，其对权利要求1所述的直接型电力转换器(100)进行控制，其中，

所述电力缓冲电路包含：

电容器(C4)；

充电电路(4b)，其对所述电容器进行充电；以及

放电电路(4a)，其具有将所述电容器与所述直流链路连接的第1开关(Sc)，

所述控制装置具有放电控制部(102)和充电控制部(103)，

所述放电控制部输出对所述第1开关的导通进行控制的第1控制信号(SSc)，

所述充电控制部针对所述充电电路(4b)，使所述电容器充电至电压(Vc)，所述电压(Vc)相对于所述变流器输出的整流后的电压(Vrec)的振幅的比为升压比(α)，

当所述直接型电力转换器的输入功率因数(ξ100)从规定的阈值(pfh)以上的值减小到比所述规定的阈值小的值时，所述升压比减小。

5.一种控制装置(10)，其对权利要求1所述的直接型电力转换器(100)进行控制，其中，

所述电力缓冲电路包含：

第1电容器(C4)；

充电电路(4b)，其将所述第1电容器充电至规定的电压(Vc)；以及

放电电路(4a)，其具有将所述第1电容器与所述直流链路连接的第1开关(Sc)，

所述控制装置具有放电控制部(102)，该放电控制部(102)输出使所述第1开关以第1占空比(dc)导通的第1控制信号(SSc)，

所述第3电力(Pdc)、所述第4电力(Po)或所述平均值(Pi)小于所述第1阈值(Pth、ph1)时的所述第1占空比的值(d1)比所述第3电力、所述第4电力或所述平均值为所述第2阈值(Pth、ph2)以上时的所述第1占空比的值(d2)大。

6.根据权利要求5所述的控制装置，其中，

所述第3电力(Pdc)、所述第4电力(Po)或所述平均值(Pi)小于所述第1阈值(Pth、ph1)时的所述第1占空比(dc)的所述值(d1)为1。

7.根据权利要求6所述的控制装置，其中，

在所述第3电力(Pdc)、所述第4电力(Po)或所述平均值(Pi)为所述第2阈值(Pth、ph2)以上时，输入到所述电力缓冲电路的瞬时电力(PL)的平均值为所述第1瞬时电力(Pin)的所述平均值(Pi)的一半。

8.根据权利要求5至7中的任意一项所述的控制装置，其中，

所述逆变器(5)的调制率(ks)小于第3阈值时的所述第1占空比大于所述逆变器(5)的调制率(ks)为所述第3阈值以上的第4阈值以上时的所述第1占空比。

9.一种控制装置(10)，其对权利要求1所述的直接型电力转换器(100)进行控制，其中，

所述电力缓冲电路包含：

第1电容器(C4)；

充电电路(4b)，其将所述第1电容器充电至规定的电压(Vc)；以及

放电电路(4a)，其具有将所述第1电容器与所述直流链路连接的第1开关(Sc)，

所述控制装置具有放电控制部(102)，该放电控制部(102)输出使所述第1开关以第1占空比(dc)导通的第1控制信号(SSc)，

当所述直接型电力转换器的输入功率因数(ξ)从规定的阈值(ξth)以上的值减小到比所述规定的阈值小的值时，所述第1占空比增大。

10.根据权利要求5至9中的任意一项所述的控制装置，其中，

所述直接型电力转换器(100)还具有：

滤波器(2)，其具有第2电容器(C2)；以及

逆电流阻止电路(8)，其连接在所述滤波器的输出侧与所述直流链路之间，阻止从所述放电电路(4a)向所述滤波器(2)逆流的电流，

所述滤波器的输入侧与所述充电电路(4b)的输入侧在所述变流器(3)的输出侧并联连接，

所述充电电路(4b)具有：

电抗器(L4)，其将能量蓄积在所述第1电容器(C4)中；以及

第2开关(SL)，其将所述变流器与所述电抗器连接而使能量蓄积在所述电抗器中，

从所述变流器流向所述电力缓冲电路的所述电流(iL)流向所述电抗器。

11.根据权利要求10所述的控制装置，其中，

所述控制装置(10)还具有充电控制部(103)，

所述充电控制部具有：

接通时间运算部(1034)，其设定作为所述第2开关导通的时间的接通时间；

延迟时间加法部(1035)，其使所述第2开关开始导通的相位相对于所述变流器输出的整流后的电压(Vrec)从减小转变为增大的相位以延迟量进行延迟；以及

脉冲产生部(10B)，其以所述延迟量延迟地输出使所述第2开关以所述接通时间导通的第2控制信号(SSL)，

所述延迟量比所述第2电容器的放电时间或所述滤波器的谐振频率的倒数长。

12.根据权利要求10或11所述的控制装置，其中，

所述变流器(3)具有：

第1二极管桥(3a)，其进行单相全波整流，具有被施加所述交流电压(Vin)的一对输入端以及与所述滤波器(2)连接的第1输出端对；以及

第2二极管桥(3b)，其具有所述一对输入端和第2输出端对，该第2输出端对将对所述交流电压进行单相全波整流而得到的整流电压(Vrec2)提供给所述充电电路，

所述第1输出端对与所述第2输出端对不导通。

13.根据权利要求5至12中的任意一项所述的控制装置，其中，

所述第3电力(Pdc)、所述第4电力(Po)或所述平均值(Pi)小于第5阈值时的所述规定的电压(Vc)比所述第3电力、所述第4电力或所述平均值为所述第5阈值以上的第6阈值以上时的所述规定的电压小。

14.根据权利要求2至13中的任意一项所述的控制装置，其中，

所述控制装置还具有逆变器控制部(101)，该逆变器控制部(101)输出对所述逆变器的动作进行控制的第3控制信号(SSup、SSvp、SSwp、SSun、SSvn、SSwn)。

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