JP7161110B2 - 直接形電力変換器用の制御装置 - Google Patents

Description

本開示は電力を変換する技術に関する。

単相交流電源から得られる電力には、電源周波数の２倍の周波数で脈動する成分が存在する。整流回路を用いて一定の直流電圧を得るために、大容量のエネルギー蓄積要素が望まれる。

アクティブバッファを構成するコンデンサを、スイッチング素子を介して直流リンクに接続し、電圧源として機能させる技術が提案されている。このような技術において基本的には、アクティブバッファに流れる電流の波形は正弦波である。

本開示に関連する先行技術文献として特許文献１を挙げる。

特許６２６５２９７号公報

本開示は、電力変換器へ入力される入力電流の波形の、正弦波からの歪みを低減する技術を提供する。

本開示の直接形電力変換器用の制御装置は、直接形電力変換器（１００）を制御する制御装置（１０）である。前記直接形電力変換器は、直流リンク（７）と、単相交流電圧（Ｖｉｎ）を整流し、交流電力を直流電力に変換して第１瞬時電力（Ｐｉｎ）を出力するコンバータ（３）と、前記コンバータおよび前記直流リンクとの間で電力を授受し、第２瞬時電力（Ｐｂｕｆ）でバッファリングする電力バッファ回路（４）と、前記直流リンクにおける直流電圧を交流電圧に変換して出力するインバータ（５）とを備える。

前記制御装置の第１の態様は、前記コンバータから前記直流リンクに第１電流（ｉｒｅｃ１）が流れるデューティである第１デューティ（ｄｒｅｃ’，ｄｒｅｃ’’）と、前記電力バッファ回路から前記直流リンクに第２電流（ｉｃ）が流れるデューティである第２デューティ（ｄｃ’，ｄｃ’’）とを生成するデューティ生成部（１０２０）と、前記第１デューティおよび前記第２デューティと、前記インバータが出力する電圧の指令値（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊）とに基づいて、前記インバータの動作を制御するインバータ制御信号（ＳＳｕｐ，ＳＳｖｐ，ＳＳｗｐ，ＳＳｕｎ，ＳＳｖｎ，ＳＳｗｎ）を出力するインバータ制御部（１０１）とを備える。

前記第１デューティは第１積と第２積との和と等しい。前記第１積は、前記交流電圧の振幅（Ｖｍ）に対する所定電圧（Ｖｄｃ）の第１比（Ｖｄｃ／Ｖｍ）と前記交流電圧の位相（ωｔ）の正弦値の絶対値（｜sin（ωｔ）｜）との積である。前記第２積は、第３電流（ｉｌ０－ｉｌ，ｉｌ’）と前記第１比と値√２との積（√２・（ｉｌ０－ｉｌ）・（Ｖｄｃ／Ｖｍ），√２・ｉｌ’・（Ｖｄｃ／Ｖｍ））である。

前記第３電流は、前記直流リンクから前記電力バッファ回路に入力する第４電流（ｉｌ）の高調波成分（ｉｌ’）の少なくとも一部または前記第４電流の基本波成分と前記第４電流との差（ｉｌ０－ｉｌ）を、前記コンバータ（３）に入力する入力電流（Ｉｉｎ）の実効値（Ｉｍ／√２）で正規化した電流である。

前記制御装置の第２の態様が制御する前記直接形電力変換器において前記電力バッファ回路（４）は、コンデンサ（Ｃ４）と、前記コンデンサを前記直流リンクに接続する第１スイッチ（Ｓｃ，Ｄ４２）とを有する放電回路（４ａ）と、前記コンデンサを充電する充電回路（４ｂ）とを含む。

前記制御装置の第２の態様は、その第１の態様であって、前記第２デューティ（ｄｃ’，ｄｃ’’）に基づいて前記第１スイッチを導通させる第１スイッチ信号（ＳＳｃ）を出力する。

前記第２デューティは第３積から第４積を減じた値と等しい。前記第３積は、前記コンデンサの両端の電圧である両端電圧（Ｖｃ，Ｖｃ＊）に対する前記所定電圧（Ｖｄｃ）の第２比（Ｖｄｃ／Ｖｃ）と前記交流電圧の位相（ωｔ）の余弦値の二乗（cos^２（ωｔ））との積である。前記第４積は、前記両端電圧に対する前記振幅（Ｖｍ）の第３比（Ｖｍ／Ｖｃ）と前記第２積（√２・（ｉｌ０－ｉｌ）・（Ｖｄｃ／Ｖｍ），√２・ｉｌ’・（Ｖｄｃ／Ｖｍ））と前記正弦値の前記絶対値（｜sin（ωｔ）｜）との積である。

前記制御装置の第３の態様は、その第２の態様であって、前記第３電流（ｉｌ０－ｉｌ）は、前記入力電流（Ｉｉｎ）が有する高調波成分の、前記入力電流の基本波に対する含有率から決定される。

前記制御装置の第４の態様は、その第２の態様であって、前記第３電流（ｉｌ’）は、前記第４電流（ｉｌ）が有する高調波成分の少なくとも一つの周波数成分の少なくとも一部が、前記入力電流（Ｉｉｎ）の基本波に対する含有率である。

前記制御装置の第５の態様は、その第２の態様から第４の態様のいずれか一つであって、前記デューティ生成部は、前記第１積で原第１デューティ（ｄｒｅｃ）を、前記第３積で原第２デューティ（ｄｃ）を、それぞれ得るデューティ演算部（１０２１）と、前記第２積と前記原第１デューティから前記第１デューティ（ｄｒｅｃ’，ｄｒｅｃ’’）を、前記第４積と前記原第２デューティから前記第２デューティ（ｄｃ’，ｄｃ’’）を、それぞれ得るデューティ補正部（１０２３）とを有する。

前記制御装置の第６の態様が制御する前記直接形電力変換器において前記充電回路（４ｂ）は、エネルギーを前記コンデンサ（Ｃ４）に蓄積するリアクトル（Ｌ４）と、前記リアクトルに前記コンバータ（３）を接続して前記リアクトルにエネルギーを蓄積させる第２スイッチ（Ｓｌ，Ｄ４１）とを有する。

前記制御装置の第６の態様は、その第２の態様から第５の態様のいずれか一つであって、前記第２スイッチに、前記単相交流電圧（Ｖｉｎ）の半周期においてオン、オフを一回ずつ行わせる第２スイッチ信号（ＳＳｌ）を生成するスイッチ信号生成部（１０３１）を更に備える。

この開示にかかる直接形電力変換器用の制御装置の第１の態様によれば、入力電流の波形の正弦波に対する歪みが低減される。

この開示にかかる直接形電力変換器用の制御装置の第２の態様～第５の態様は、インバータが出力する電力の脈動を低減する観点で有利である。

この開示にかかる直接形電力変換器用の制御装置の第６の態様は、スイッチングノイズを低減する観点で有利である。

直接形電力変換器の構成を例示するブロック図である。 直接形電力変換器の等価回路を示す回路図である。 直接形電力変換器での電力の収支を模式的に示すブロック図である。 直接形電力変換器の動作を例示するグラフである。 リアクトルに流れる電流の波形を例示するグラフである。 直接形電力変換器の動作を例示するグラフである。 制御装置の構成を例示するブロック図である。 リアクトルに流れる電流の波形を例示するグラフである。 直接形電力変換器の動作を例示するグラフである。 放電制御部の第１の構成およびその近傍を例示するブロック図である。 放電制御部の第２の構成およびその近傍を例示するブロック図である。 入力電流の高調波のスペクトルを例示するグラフである。 リアクトルに流れる電流の波形を例示するグラフである。 入力電流の高調波のスペクトルを例示するグラフである。 入力電流の高調波のスペクトルを例示するグラフである。 直接形電力変換器の動作を例示するグラフである。

｛Ａ．電力変換器およびその制御装置の構成｝
図１は直接形電力変換器１００の構成を例示するブロック図である。当該直接形電力変換器１００に、本開示にかかる制御技術を適用することができる、当該直接形電力変換器１００は、コンバータ３と、フィルタ２と、電力バッファ回路４と、インバータ５と、直流リンク７とを備える。電力バッファ回路４は上述のアクティブバッファとして機能する。

コンバータ３は例えばダイオードブリッジを採用し、ダイオードＤ３１～Ｄ３４を備える。ダイオードＤ３１～Ｄ３４はブリッジ回路を構成する。コンバータ３には単相交流電源１から単相の交流電圧Ｖｉｎ（＝Ｖｍ・sin（ωｔ））が入力される。コンバータ３は交流電圧Ｖｉｎを単相全波整流した後の整流電圧Ｖｒｅｃ（＝｜Ｖｉｎ｜）を得て、整流電圧Ｖｒｅｃをフィルタ２および電力バッファ回路４へ出力する。コンバータ３には単相交流電源１から入力電流Ｉｉｎが流れ込む。コンバータ３は電流ｉｒｅｃ（＝｜Ｉｉｎ｜；Ｉｉｎ＝Ｉｍ・sin（ωｔ））を出力する。

フィルタ２は、リアクトルＬ２とコンデンサＣ２とを備えている。リアクトルＬ２の一端はコンバータ３の出力側の高電位端３Ａ、具体的にはダイオードＤ３１，Ｄ３３のカソードの両方に接続される。リアクトルＬ２の他端はコンデンサＣ２を介して、コンバータ３の出力側の低電位端３Ｂ、具体的にはダイオードＤ３２，Ｄ３４のアノードの両方に接続される。

よってフィルタ２では、リアクトルＬ２とコンデンサＣ２との直列接続において整流電圧Ｖｒｅｃが入力され、コンデンサＣ２が支持する電圧が出力される。但し、フィルタ２は電流の高周波成分を除去する機能を担うので、以下の説明ではコンデンサＣ２が支持する電圧も整流電圧Ｖｒｅｃと等しいとして取り扱う。

直流リンク７は直流電源線ＬＬと、直流電源線ＬＬよりも電位が高い直流電源線ＬＨとを有する。直流電源線ＬＨは、後述する逆電流阻止回路８とリアクトルＬ２とを介して、コンバータ３の高電位端３Ａに接続される。直流電源線ＬＬはコンバータ３の低電位端３Ｂに接続される。

電力バッファ回路４は放電回路４ａ、充電回路４ｂを有する。電力バッファ回路４はコンバータ３および直流リンク７との間で電力を授受する。放電回路４ａはバッファコンデンサとしてコンデンサＣ４を含み、充電回路４ｂは整流電圧Ｖｒｅｃを昇圧してコンデンサＣ４を充電する。

放電回路４ａはダイオードＤ４２と、ダイオードＤ４２と逆並列接続されたトランジスタ（ここでは絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ：以下「ＩＧＢＴ」と略記）Ｓｃとを更に含んでいる。トランジスタＳｃはコンデンサＣ４に対して直流電源線ＬＨ側で、直流電源線ＬＨ，ＬＬの間で直列に接続されている。

ここで逆並列接続とは、順方向が相互に逆となって並列に接続されていることを指す。具体的にはトランジスタＳｃの順方向は直流電源線ＬＬから直流電源線ＬＨへと向かう方向であり、ダイオードＤ４２の順方向は直流電源線ＬＨから直流電源線ＬＬへと向かう方向である。トランジスタＳｃとダイオードＤ４２とはまとめて一つのスイッチ素子（スイッチＳｃ）として把握することができる。スイッチＳｃの導通によってコンデンサＣ４が直流リンク７に接続され、コンデンサＣ４が放電して直流リンク７へと電力を授与する。

充電回路４ｂは、例えばダイオードＤ４０と、リアクトルＬ４と、トランジスタ（ここではＩＧＢＴ）Ｓｌとを含んでいる。ダイオードＤ４０は、カソードと、アノードとを備え、当該カソードはスイッチＳｃとコンデンサＣ４との間に接続される。かかる構成はいわゆる昇圧チョッパとして知られている。

リアクトルＬ４は高電位端３ＡとダイオードＤ４０のアノードとの間に接続される。トランジスタＳｌは直流電源線ＬＬとダイオードＤ４０のアノードとの間に接続される。トランジスタＳｌにはダイオードＤ４１が逆並列接続されており、両者をまとめて一つのスイッチ素子（スイッチＳｌ）として把握することができる。具体的にはトランジスタＳｌの順方向は高電位端３Ａから低電位端３Ｂへと向かう方向であり、ダイオードＤ４１の順方向は低電位端３Ｂから高電位端３Ａへと向かう方向である。

コンデンサＣ４は充電回路４ｂにより充電され、コンデンサＣ４の両端の電圧Ｖｃ（以下、単に「両端電圧」とも称す）は整流電圧Ｖｒｅｃよりも高い。スイッチＳｌは、自身が導通することにより、リアクトルＬ４にコンバータ３を接続してリアクトルＬ４にエネルギーを蓄積する。具体的には高電位端３ＡからスイッチＳｌを経由して低電位端３Ｂへと電流を流すことによってリアクトルＬ４にエネルギーを蓄積する。その後にスイッチＳｌをオフすることによって当該エネルギーがダイオードＤ４０を経由してコンデンサＣ４に蓄積される。

両端電圧Ｖｃは整流電圧Ｖｒｅｃより高いので、基本的にはダイオードＤ４２には電流が流れない。従ってスイッチＳｃの導通／非導通は専らトランジスタＳｃのそれに依存する。ここで、ダイオードＤ４２は両端電圧Ｖｃが整流電圧Ｖｒｅｃより低い場合の逆耐圧を確保するとともに、インバータ５が異常停止したときに誘導性負荷６から直流リンク７へ還流する電流を逆導通させるように作用する。

また、ダイオードＤ４１の順方向は低電位端３Ｂから高電位端３Ａに向う方向であるので、基本的にはダイオードＤ４１には電流が流れない。従ってスイッチＳｌの導通／非導通は専らトランジスタＳｌのそれに依存する。ここで、ダイオードＤ４１は逆耐圧や逆導通をもたらすためのダイオードであり、ＩＧＢＴで実現されるトランジスタＳｌに内蔵されるダイオードとして例示したが、ダイオードＤ４１それ自体は回路動作には関与しない。

逆電流阻止回路８はフィルタ２と直流電源線ＬＨとの間に設けられ、放電回路４ａからフィルタ２へと逆流する電流を阻止する。逆電流阻止回路８は例えばダイオードＤ４３で実現される。ダイオードＤ４３のアノードはフィルタ２、より具体的にはリアクトルＬ２を介して高電位端３Ａに接続される。ダイオードＤ４３のカソードは直流電源線ＬＨに接続される。かかる逆電流阻止回路８は例えば特許第５７７２９１５号公報によって公知である。

フィルタ２を介してコンバータ３から逆電流阻止回路８へ入力される電流ｉｒｅｃ１と、フィルタ２を介さずにコンバータ３から電力バッファ回路４へ、より具体的には充電回路４ｂへ流れる電流ｉｌとを導入すると、コンバータ３から出力される電流ｉｒｅｃは、電流ｉｒｅｃ１，ｉｌの和である。リアクトルＬ４には電流ｉｌが流れ、ｉｌ＝ｉｒｅｃ－ｉｒｅｃ１の関係にある。電流ｉｌは例えば周知の電流センサによって測定される。電流ｉｌを得るための構成は周知の技術であるので、図示を省略する。

両端電圧Ｖｃは整流電圧Ｖｒｅｃより高いので、スイッチＳｃが導通するときには電流ｉｒｅｃ１は値０をとる。

なお、リアクトルＬ４を高電位端３Ａに直接に接続せず、リアクトルＬ２を介して接続することもできる。しかしその場合には、フィルタ２には電流ｉｒｅｃ１ではなく電流ｉｌも流れるので、フィルタ２に要求される電流容量が大きい。換言すればフィルタ２の電流容量を低減し、ひいてはフィルタ２を小型化する観点ではリアクトルＬ４をフィルタ２よりもコンバータ３に近い側に接続することが望ましい。

インバータ５は直流リンク７における、より具体的には直流電源線ＬＨ，ＬＬの間の直流電圧を交流電圧に変換して出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに出力する。当該直流電圧は、スイッチＳｃが導通するときには両端電圧Ｖｃをとる。当該直流電圧は、逆電流阻止回路８およびリアクトルＬ２での電圧降下を無視すると、スイッチＳｃが導通しないときには整流電圧Ｖｒｅｃをとる。

インバータ５は例えば三相の電圧形インバータであって、６つのスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎを含む。スイッチング素子Ｓｕｐは出力端Ｐｕと直流電源線ＬＨとの間に接続され、スイッチング素子Ｓｖｐは出力端Ｐｖと直流電源線ＬＨとの間に接続され、スイッチング素子Ｓｗｐは出力端Ｐｗと直流電源線ＬＨとの間に接続され、スイッチング素子Ｓｕｎは出力端Ｐｕと直流電源線ＬＬとの間に接続され、スイッチング素子Ｓｖｎは出力端Ｐｖと直流電源線ＬＬとの間に接続され、スイッチング素子Ｓｗｎは出力端Ｐｗと直流電源線ＬＬとの間に接続される。インバータ５はいわゆる電圧形インバータを構成し、６つのダイオードＤｕｐ，Ｄｖｐ，Ｄｗｐ，Ｄｕｎ，Ｄｖｎ，Ｄｗｎを含む。

ダイオードＤｕｐ，Ｄｖｐ，Ｄｗｐ，Ｄｕｎ，Ｄｖｎ，Ｄｗｎはいずれもそのカソードを直流電源線ＬＨ側に、そのアノードを直流電源線ＬＬ側に向けて配置される。ダイオードＤｕｐは、出力端Ｐｕと直流電源線ＬＨとの間で、スイッチング素子Ｓｕｐと並列に接続される。同様にして、ダイオードＤｖｐはスイッチング素子Ｓｖｐと並列に接続され、ダイオードＤｗｐはスイッチング素子Ｓｗｐと並列に接続され、ダイオードＤｕｎはスイッチング素子Ｓｕｎと並列に接続され、ダイオードＤｖｎはスイッチング素子Ｓｖｎと並列に接続され、ダイオードＤｗｎはスイッチング素子Ｓｗｎと並列に接続される。出力端Ｐｕからは負荷電流ｉｕが出力され、出力端Ｐｖからは負荷電流ｉｖが出力され、出力端Ｐｗからは負荷電流ｉｗが出力される。負荷電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは三相交流電流を構成する。例えばスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，ＳｗｎのいずれにもＩＧＢＴが採用される。

誘導性負荷６は例えば回転機であり、誘導性負荷であることを示す等価回路で図示されている。具体的には、リアクトルＬｕと抵抗Ｒｕとが相互に直列に接続され、この直列体の一端が出力端Ｐｕに接続される。リアクトルＬｖ，Ｌｗと抵抗Ｒｖ，Ｒｗについても同様である。またこれらの直列体の他端同士が相互に接続される。

誘導性負荷６を同期機として説明を行う。速度検出部９は、誘導性負荷６に流れる負荷電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出する。速度検出部９は、負荷電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗから得られる同期機６の回転角速度ωｍ、ｑ軸電流Ｉｑおよびｄ軸電流Ｉｄを（正確に言えばそれらを示す情報を；以下同様）直接形電力変換器用の制御装置１０に与える。

制御装置１０には、回転角速度ωｍ、ｑ軸電流Ｉｑおよびｄ軸電流Ｉｄの他、単相交流電圧Ｖｉｎの振幅Ｖｍ，角速度ω（あるいはこれと時間ｔとの積である位相θ＝ωｔ）、回転角速度ωｍの指令値ωｍ＊および電流ｉｌが入力される。

｛Ｂ．直接形電力変換器の等価回路と各種デューティ｝
図２は、図１に示された直接形電力変換器１００の等価回路を示す回路図である。当該等価回路は、例えば特許第５８０４１６７号公報、および／または特許第５８７４８００号公報で紹介されている。当該等価回路において電流ｉｒｅｃ１は、スイッチＳｒｅｃが導通するときにこれを経由する電流ｉｒｅｃ１として等価的に表されている。同様に、電流ｉｃは、スイッチＳｃが導通するときにこれを経由する電流ｉｃとして等価的に表されている。

インバータ５において出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗが直流電源線ＬＨ，ＬＬのいずれか一方に共通して接続されるときにインバータ５を介して誘導性負荷６に流れる電流は、スイッチＳｚが導通するときにこれを経由して流れる零相電流ｉｚとして等価的に表されている。

インバータ５および誘導性負荷６は、直流電流Ｉｄｃを流す電流源Ｉｄｃとして等価的に表されている。

図２では、充電回路４ｂを構成するリアクトルＬ４とダイオードＤ４０とスイッチＳｌとが示される。リアクトルＬ４を流れる電流ｉｌが示される。

当該等価回路において、スイッチＳｒｅｃ，Ｓｃ，Ｓｚが導通するそれぞれのデューティｄｒｅｃ’，ｄｃ’，ｄｚ’を導入する。特許第５８０４１６７号公報、および／または特許第５８７４８００号公報から公知のように、０≦ｄｒｅｃ’≦１，０≦ｄｃ’≦１，０≦ｄｚ’≦１，ｄｒｅｃ’＋ｄｃ’＋ｄｚ’＝１である。

デューティｄｒｅｃ’はコンバータ３が直流リンク７に電流をインバータ５に流し得る期間を設定するデューティである。以下、コンバータ３が直流リンク７に電流をインバータ５に流し得る期間を設定するデューティを「第１デューティ」と称することがある。

デューティｄｃ’は、コンデンサＣ４が放電するデューティである。以下、コンデンサＣ４が放電するデューティを「第２デューティ」と称することがある。

デューティｄｚ’はインバータ５においてその出力する電圧によらずに必ず零相電流ｉｚが流れるデューティである。インバータ５においてその出力する電圧によらずに必ず零相電流ｉｚが流れるデューティを以下「第３デューティ」と称することがある。

直流電流Ｉｄｃはインバータ５を経由して誘導性負荷６に流れる電流である。電流ｉｒｅｃ１，ｉｃ，ｉｚはそれぞれ、直流電流Ｉｄｃとデューティｄｒｅｃ’，ｄｃ’，ｄｚ’の積である。電流ｉｒｅｃ１，ｉｃ，ｉｚはそれぞれ、スイッチＳｒｅｃ，Ｓｃ，Ｓｚのスイッチング周期における平均値である。デューティｄｒｅｃ’，ｄｃ’，ｄｚ’は、各電流ｉｒｅｃ１，ｉｃ，ｉｚに対する直流電流Ｉｄｃの電流分配率と見ることもできる。

コンバータ３にダイオードブリッジを採用する場合、コンバータ３が能動的に第１デューティｄｒｅｃ’でスイッチングすることはできない。第３デューティｄｚ’と、第２デューティｄｃ’とに従って、それぞれインバータ５と、スイッチＳｃがスイッチングすることによって、電流ｉｒｅｃ１を得ることができる。

電力バッファ回路４の動作の概略．
コンバータ３に入力される瞬時電力Ｐｉｎは式（１）で表される。式（１）の導出において入力電流Ｉｉｎの振幅Ｉｍを採用し、入力力率を１とした。

瞬時電力Ｐｉｎは、式（１）の最右辺の第２項で示される交流成分（－１／２）・Ｖｍ・Ｉｍ・cos（２ωｔ）を有する。以下、この交流成分を「交流成分Ｐｉｎ＾」とも称す。

図３は図１に示された直接形電力変換器１００での電力の収支を模式的に示すブロック図である。

図１に示された電力変換器は、下記のように把握することができる。

コンバータ３は単相交流電圧Ｖｉｎを整流し、交流電力を直流電力に変換して瞬時電力Ｐｉｎを出力する。電力バッファ回路４はコンバータ３および直流リンク７との間で瞬時電力Ｐｂｕｆでバッファリングする。バッファリングされる瞬時電力Ｐｂｕｆは、瞬時電力Ｐｃから瞬時電力Ｐｌを差し引いた電力差（Ｐｃ－Ｐｌ）と等しい。電力バッファ回路４に瞬時電力Ｐｌがコンバータ３から入力され、電力バッファ回路４は瞬時電力Ｐｃを直流リンク７へ出力する。

充電回路４ｂには、コンバータ３から電流ｉＬが入力されて瞬時電力Ｐｌが入力される。瞬時電力Ｐｃは、電力バッファ回路４（より具体的には放電回路４ａ）から直流リンク７に流れる電流ｉｃと両端電圧Ｖｃとによって得られる瞬時電力である。瞬時電力Ｐｄｃは、瞬時電力Ｐｉｎと瞬時電力Ｐｃとの和から瞬時電力Ｐｌを引いた瞬時電力（＝Ｐｉｎ＋Ｐｃ－Ｐｌ）と等しい。インバータ５の損失を無視すれば瞬時電力Ｐｄｃは、インバータ５が出力する瞬時電力Ｐｏｕｔと等しい。

瞬時電力Ｐｒｅｃは、コンバータ３からフィルタ２および逆電流阻止回路８を介して直流リンク７に流れる電流ｉｒｅｃ１と整流電圧Ｖｒｅｃとによって得られる瞬時電力である。瞬時電力Ｐｒｅｃは電力差（Ｐｉｎ－Ｐｌ）に等しい。よってＰｄｃ＝Ｐｒｅｃ＋Ｐｃが成立する。

インバータ５は直流リンク７における直流電圧を交流電圧に変換する。インバータ５には直流リンク７から瞬時電力Ｐｄｃが入力され、インバータ５は負荷電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを出力する。

電力バッファ回路４が、交流成分Ｐｉｎ＾の絶対値｜Ｐｉｎ＾｜に相当する電力を直流リンク７との間で授受している場合、Ｐｄｃ＝Ｐｉｎ－Ｐｉｎ＾であって、式（２）が成立する。

特許文献１と同様にして、直流リンク７においてインバータ５への電力供給に利用される直流電圧Ｖｄｃを導入する。直流電圧Ｖｄｃは、図２において電流源Ｉｄｃの両端における電圧として付記される。

式（２）を考慮して直流電流Ｉｄｃは式（３）で表現できる。直流電圧Ｖｄｃは式（４）で表現できる。

通常の交流負荷の動作について、良く知られたｄｑ軸の制御を行う場合を例にとる。ｄｑ軸上の電力式は一般に式（５）で示される。記号Ｖ＊，Ｉはそれぞれ交流負荷に印加される電圧の指令値と、交流負荷に流れる電流とを示す。これらはいずれも交流であるので、複素数として表されることを示すドットが記号Ｖ＊，Ｉのそれぞれに載っている。ｑ軸電圧はその指令値Ｖｑ＊に、ｄ軸電圧はその指令値Ｖｄ＊に、それぞれ理想的に追従するとしている。

直流電源線ＬＨ，ＬＬからインバータ５に供給される瞬時電力Ｐｄｃには無効電力が存在しない。瞬時電力Ｐｄｃは式（５）の最右辺の第２項を無視して、式（６）で表される。

よって式（６）の脈動（交流成分）を０にする制御を行うことにより、式（３），（４）を実現する制御を行うことができる。上記の制御を行うための構成の一例は、例えば特許文献１で公知であるので、説明を省略する。

｛Ｃ．電流ｉｌが正弦波の場合｝
原第１デューティｄｒｅｃおよび原第２デューティｄｃを、それぞれ式（７），（８）で定義する。但し直流電圧Ｖｄｃにはその指令値Ｖｄｃ＊を採用することができる。つまり以下において直流電圧Ｖｄｃは所定電圧として取り扱う。

Ｖｄｃ≦Ｖｍである限り、０≦ｄｒｅｃ≦１を満足する。また直流電圧Ｖｄｃを指令値Ｖｃ＊以下に設定することにより、０≦ｄｃ≦１を満足させるような設定が可能である。

式（７），（８）から式（９）が求められ、これは式（４）においてｄｒｅｃ’＝ｄｒｅｃ，ｄｃ’＝ｄｃ，ｄｚ’＝ｄｚと設定した場合と一致する。よって式（４），（９）は第１デューティｄｒｅｃ’として原第１デューティｄｒｅｃを採用し、第２デューティｄｃ’として原第２デューティｄｃを用いた制御の妥当性を示す。

式（３），（７）から、原第１デューティｄｒｅｃを用いた制御を行う場合の電流ｉｒｅｃ１は式（１０）で求められる。

特許第５８０４１６７号公報、特許第５８７４８００号公報で示されるように、電流ｉｌが式（１１）で示される値ｉｌ０＝ｉｒｅｃ１をとるときに、原第１デューティｄｒｅｃおよび原第２デューティｄｃを用いた制御を行うことで、入力電流Ｉｉｎが正弦波となる。

図４は、図１に示された直接形電力変換器１００の動作を例示するグラフである。当該動作は、電流ｉｌが値ｉｌ０をとり、原第１デューティｄｒｅｃおよび原第２デューティｄｃで制御を行った場合について例示される。ｄｚ＝１－ｄｃ－ｄｒｅｃである。両端電圧Ｖｃは指令値Ｖｃ＊に正確に追従する。

図４において、最上段にデューティｄｒｅｃ，ｄｃ，ｄｚが示され、上から二段目に直流電圧Ｖｄｃおよびこれを構成する電圧ｄｒｅｃ・Ｖｒｅｃ，ｄｃ・Ｖｃ（式（４）参照）並びに直流電流Ｉｄｃが示され、上から三段目に電流ｉｒｅｃ，ｉｃ，ｉｌ，ｉｒｅｃ１が示され、最下段に瞬時電力Ｐｉｎ，Ｐｄｃ，Ｐｂｕｆ，Ｐｃ，－Ｐｌ，Ｐｒｅｃが示される。

図４において横軸は位相ωｔを「度」を単位として採用して示した。電流Ｉｄｃ，ｉｒｅｃ，ｉｃ，ｉｌ，ｉｒｅｃ１は、振幅Ｉｍの実効値Ｉｍ／√２で正規化した値を採用した。この正規化はＩｍ＝√２としてこれらの電流の値を換算したことと等価である。電圧Ｖｒｅｃ・ｄｒｅｃ，Ｖｃ・ｄｃは振幅Ｖｍを１として換算し、Ｖｃ＝１．１４Ｖｍを設定した。Ｖｄｃ＝０．８６Ｖｍを設定することにより、ｄｚ＝１－ｄｃ－ｄｒｅｃの最小値が０である。瞬時電力Ｐｉｎ，Ｐｏｕｔ，Ｐｂｕｆ，Ｐｃ，－Ｐｌ，Ｐｒｅｃは、上記のように換算された電圧と、電流との積として求められている。

｛Ｄ．電流ｉｌが高調波成分を有する場合(I)｝
原第１デューティｄｒｅｃを用いた制御において、正弦波の絶対値の波形をとらない電流ｉｌを流すと、入力電流Ｉｉｎが正弦波から歪む可能性がある。この場合、値ｉｌ０は電流ｉｌの基本波成分である。

以下のように原第１デューティｄｒｅｃを補正して第１デューティｄｒｅｃ’を得て、第１デューティｄｒｅｃ’を用いて直接形電力変換器１００の制御を行う。電流の連続性に鑑みて式（１２）の関係が成立する第１デューティｄｒｅｃ’を導入する。

式（１２）の第２式の右辺第２項（ｉｌ０－ｉｌ）／Ｉｄｃを原第１デューティｄｒｅｃに対する補正量Δｄｒｅｃ’とする。即ちｄｒｅｃ’＝ｄｒｅｃ＋Δｄｒｅｃ’である。ｉｌ＝ｉｌ０であればｄｒｅｃ’＝ｄｒｅｃ，Δｄｒｅｃ’＝０である。これは上記「Ｃ．電流ｉｌが正弦波の場合．」に相当する。

式（１０）を変形して式（１３）が得られ、更に変形して式（１４）が得られる。式（１４）は、直流電流Ｉｄｃを、入力電流Ｉｉｎの実効値Ｉｍ／√２で正規化した値として考えることができる。

補正量Δｄｒｅｃ’は式（１４）を用いて式（１５）で表される。

式（７）から原第１デューティｄｒｅｃは第１積として表される。第１積は、振幅Ｖｍに対する直流電圧Ｖｄｃの比（Ｖｄｃ／Ｖｍ）と、位相ωｔの正弦値sin（ωｔ）の絶対値｜sin（ωｔ）｜との積である。

補正量Δｄｒｅｃ’は、比（Ｖｄｃ／Ｖｍ）と値√２と電流（ｉｌ０－ｉｌ）／（Ｉｍ／√２）との積である。電流（ｉｌ０－ｉｌ）／（Ｉｍ／√２）は、電流（ｉｌ０－ｉｌ）を、実効値Ｉｍ／√２で正規化した値として考えることができる。電流（ｉｌ０－ｉｌ）は、電流ｉｌの基本波成分ｉｌ０と電流ｉｌとの差であり、電流ｉｌの高調波成分であると捉えることができる。

比（Ｖｄｃ／Ｖｍ）と、値√２と、電流ｉｌの高調波成分を実効値Ｉｍ／√２で正規化した値との積を第２積として説明する。第１デューティｄｒｅｃ’は原第１デューティｄｒｅｃと補正量Δｄｒｅｃ’との和であり、従って第１積と第２積との和と等しい。

式（１５）に式（１１）を適用して式（１６）が得られる。

括弧［］の中の第１項｜sin（ωｔ）｜は、波高値を１としたときの入力電流Ｉｉｎの基本波成分の絶対値と捉えることができる。ｉｒｅｃ＝｜Ｉｉｎ｜＝ｉｒｅｃ１－ｉｌの関係があり、ｉｌ０＝ｉｒｅｃ１である（式（１１）参照）。よって括弧［］は入力電流Ｉｉｎの、基本波成分に対する高調波成分の含有率から決定できる。高調波成分の含有率が０のときにはｎ≧２においてｉｎ＝０であり、補正量Δｄｒｅｃ’＝０である。

電流ｉｌの高調波成分はそのまま電流ｉｒｅｃに反映され、ひいては入力電流Ｉｉｎの高調波成分に影響する。第１デューティｄｒｅｃ’を採用することにより、電流ｉｌの波形によらず、入力電流Ｉｉｎの正弦波に対する歪みが低減する。

第１デューティｄｒｅｃ’の採用に伴い、図３で例示された電力の収支を維持する。これは瞬時電力Ｐｏｕｔ（＝Ｐｄｃ）の脈動を低減する観点で有利である。

以下のように原第２デューティｄｃを補正して得られる第２デューティｄｃ’を用いて直接形電力変換器１００の制御を行う。電流の連続性に鑑みて式（１７）の関係が成立する第２デューティｄｃ’を導入する。

式（１５）、（１７）から、補正量Δｄｃ’を導入して式（１８）が得られる。ｉｌ＝ｉｌ０であればΔｄｃ’＝０，ｄｃ’＝ｄｃである。

式（８）から原第２デューティｄｃは第３積として表される。両端電圧Ｖｃは指令値Ｖｃ＊に追従するので、両者は等しいと考えられる。第３積は、両端電圧Ｖｃに対する直流電圧Ｖｄｃの比（Ｖｄｃ／Ｖｃ）と、位相ωｔの余弦値cos（ωｔ）の二乗cos^２（ωｔ）との積である。

式（１８）の第２式から、補正量Δｄｃ’は第４積として表される。第４積は、両端電圧Ｖｃに対する振幅Ｖｍの比（Ｖｍ／Ｖｃ）と、補正量Δｄｒｅｃ’に等しい第２積と、正弦値sin（ωｔ）の絶対値（｜sin（ωｔ）｜）との積である。

式（１８）の第１式から、第２デューティｄｃ’は、第３積から第４積を減じた値と等しい。

第２デューティｄｃ’を採用することにより、電流ｉｌの波形によらず、瞬時電力Ｐｏｕｔが平滑され、脈動分が除去される。

瞬時電力Ｐｏｕｔは積Ｖｄｃ・Ｉｄｃに等しく、これが瞬時電力Ｐｄｃに等しいことから、式（２），（９），（１１）を参照して式（１９）が成立する。

これは式（４）と一致し、第１デューティｄｒｅｃ’および第２デューティｄｃ’を採用することにより直流電圧Ｖｄｃを一定にする制御が可能であることがわかる。

電流ｉｌの波形が正弦波の絶対値を呈さなくても、入力電流Ｉｉｎの高調波成分を低減しつつ、電力のバッファリングを行うことができる。

入力電流Ｉｉｎの振幅Ｉｍおよび直流電流Ｉｄｃは、原第１デューティｄｒｅｃおよび原第２デューティｄｃ、補正量Δｄｒｅｃ’，Δｄｃ’のいずれについてもその取得に必要ではない。

電流ｉｌが高調波成分を有する場合の例を説明する。部分スイッチングは、充電電流の制御を簡易に行うスイッチングであり、「単相力率改善型コンバータの簡易スイッチング法」（菅、木全、打田、電気学会論文誌Ｄ，第１１６巻第４号、ｐｐ．４２０－４２６、平成８年）および「力率改善型エアコン用単相倍電圧コンバータ回路」（植杉、外４名、電気学会論文誌Ｄ，第１１９巻第５号、ｐ．５９２－５９８、平成１１年）で公知である。

本実施の形態に即して言えば、スイッチＳｌのスイッチングに部分スイッチングを採用し、電流ｉｌが制御される。例えばスイッチＳｌは整流電圧Ｖｒｅｃの一周期（これは単相交流電圧Ｖｉｎの半周期に等しい）において、オン、オフをそれぞれ一回ずつ行う。電流ｉｌは単相交流電圧Ｖｉｎの半周期未満で連続して流れる。

部分スイッチングでは従来のアクティブバッファを用いた方式よりもスイッチング回数が低い。スイッチＳｌのスイッチングに部分スイッチングを採用することで、当該スイッチング回数が低減する。当該スイッチング回数が低減することは、スイッチＳｌが発生するノイズの発生を低減する観点で有利である。

電源高調波を低減する観点からは、入力電流Ｉｉｎが正弦波から歪む量を小さくすることが望ましい。よって部分スイッチングを採用したときの電流ｉｌを例にとって、本実施の形態の動作を説明する。

図５は、部分スイッチングを採用したときの電流ｉｌの波形を例示するグラフである。ここでは位相ωｔが０～１８０度の領域を示す。位相ωｔが１８０～３６０度の領域でも電流ｉｌは同一の波形を示す。参考のため、値ｉｌ０の波形も併記される。これらの波形は実効値Ｉｍ／√２で正規化して示される。

図５では位相０度でスイッチＳｌの導通が開始し、位相ωｔ＝φ（０＜φ＜１８０）（度）においてスイッチＳｌが非導通となり、位相１８０度までスイッチＳｌの非導通が維持される場合が例示される。スイッチＳｌの導通が開始する位相、非導通となる位相の設定については、特許文献１、上述の文献「単相力率改善型コンバータの部分スイッチング法」、「力率改善型エアコン用単相倍電圧コンバータ回路」において公知であるので、詳細な説明を省略する。

図６は、図１に示された直接形電力変換器１００の動作を例示するグラフであり、第１デューティｄｒｅｃ’、第２デューティｄｃ’、第３デューティｄｚ’（＝１－ｄｒｅｃ’－ｄｃ’）を採用した場合の動作を示す。電流ｉｌの波形として図５に示された波形を採用した。

図６においても振幅Ｉｍを√２として、振幅Ｖｍを１として、それぞれ換算し、Ｖｃ＝１．１４Ｖｍ，Ｖｄｃ＝０．７６Ｖｍを設定した。図６も図４と同様に諸量を示す。具体的には、最上段にデューティｄｒｅｃ’，ｄｃ’，ｄｚ’が示され、上から二段目に直流電圧Ｖｄｃおよびこれを構成する電圧ｄｒｅｃ’・Ｖｒｅｃ，ｄｃ’・Ｖｃ（式（１９）参照）並びに直流電流Ｉｄｃが示され、上から三段目に電流ｉｒｅｃ，ｉｃ，ｉｌ，ｉｒｅｃ１が示され、最下段に瞬時電力Ｐｉｎ，Ｐｄｃ，Ｐｂｕｆ，Ｐｃ，－Ｐｌ，Ｐｒｅｃが示される。

部分スイッチングを採用して電力バッファ回路４に電流ｉｌを流しても、第１デューティｄｒｅｃ’および第２デューティｄｃ’を用いた制御を行うことにより、瞬時電力Ｐｄｃのみならず直流電圧Ｖｄｃおよび直流電流Ｉｄｃが一定となる。電流ｉｒｅｃの波形は正弦波の絶対値を呈することから、入力電流Ｉｉｎの波形が正弦波であることがわかる。

直流電圧Ｖｄｃをより高く設定すると、計算上ｄｚ’＜０となる領域が発生する場合がある。このような場合のデューティｄｒｅｃ’，ｄｃ’，ｄｚ’デューティの修正については特許文献１、特許第５７９４２７３号公報で公知であるので、詳細な説明は省略する。

図７は制御装置１０の構成を例示するブロック図である。制御装置１０は、インバータ制御部１０１と、放電制御部１０２と、充電制御部１０３とを備える。

インバータ制御部１０１は、第２デューティｄｃ’と、第１デューティｄｒｅｃ’と、指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊とに基づいて、インバータ制御信号ＳＳｕｐ，ＳＳｖｐ，ＳＳｗｐ，ＳＳｕｎ，ＳＳｖｎ，ＳＳｗｎを出力する。

指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊は、それぞれインバータ５が出力する電圧のＶｕ，Ｖｖ，Ｖｗの指令値である。インバータ制御信号ＳＳｕｐ，ＳＳｖｐ，ＳＳｗｐ，ＳＳｕｎ，ＳＳｖｎ，ＳＳｗｎは、それぞれスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎの動作を制御する。

インバータ制御部１０１は、電圧指令生成部１０１１を有する。電圧指令生成部１０１１は位相θ（＝ωｔ）、ｑ軸電流Ｉｑ、ｄ軸電流Ｉｄ、回転角速度ωｍおよびその指令値ωｍ＊に基づいて、指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を生成する。

インバータ制御部１０１は更に、振幅変調指令部１０１２、演算部１０１３、比較部１０１４、論理演算部１０１５を有する。

振幅変調指令部１０１２は、第２デューティｄｃ’と第１デューティｄｒｅｃ’とに基づいて、演算部１０１３の動作を制御する。演算部１０１３は、図示の簡単のために乗算器のみの記号で示されるものの、指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊と、第２デューティｄｃ’および第１デューティｄｒｅｃ’とを用いた積和演算を行って信号波Ｍを生成する。当該積和演算それ自体は公知の技術であるので詳細な説明は省略する。

比較部１０１４は、信号波ＭとキャリアＣＡとの値を比較した結果を論理演算部１０１５へ出力する。当該結果に対して論理演算部１０１５は論理演算を行って、インバータ制御信号ＳＳｕｐ，ＳＳｖｐ，ＳＳｗｐ，ＳＳｕｎ，ＳＳｖｎ，ＳＳｗｎを出力する。

放電制御部１０２は、デューティ演算部１０２１、比較器１０２２、デューティ補正部１０２３を有する。

デューティ演算部１０２１には、位相θ、振幅Ｖｍ、両端電圧Ｖｃの指令値Ｖｃ＊、直流電圧Ｖｄｃの指令値Ｖｄｃ＊が入力される。これらを用いてデューティ演算部１０２１は原第２デューティｄｃと原第１デューティｄｒｅｃとを求める。

デューティ補正部１０２３は原第１デューティｄｒｅｃを補正量Δｄｒｅｃ’を用いて補正して第１デューティｄｒｅｃ’を得る。デューティ補正部１０２３は原第２デューティｄｃを補正量Δｄｃ’を用いて補正して第２デューティｄｃ’を得る。

当該補正において直流電圧Ｖｄｃが必要となるが、これは式（９）で示される様に原第１デューティｄｒｅｃおよび原第２デューティｄｃと、振幅Ｖｍと位相θ、指令値Ｖｃ＊から計算される。あるいは指令値Ｖｄｃ＊を用いてもよい。

デューティ演算部１０２１とデューティ補正部１０２３とをまとめて、第２デューティｄｃ’および第１デューティｄｒｅｃ’を生成するデューティ生成部１０２０として捉えることができる。

比較器１０２２は第２デューティｄｃ’とキャリアＣＡとを比較して、スイッチ信号ＳＳｃを生成する。スイッチ信号ＳＳｃはスイッチＳｃのオン、オフを制御する。

このようなインバータ制御部１０１および比較器１０２２の動作それ自体は公知の技術（例えば特許第５８０４１６７号公報、および／または、特許第５８７４８００号公報）である。よってインバータ制御部１０１および比較器１０２２の構成の詳細を省略する。

充電制御部１０３はスイッチ信号生成部１０３１を有する。スイッチ信号生成部１０３１はスイッチ信号ＳＳｌを生成する。スイッチ信号ＳＳｌはスイッチＳｌのオン、オフを制御する。スイッチ信号生成部１０３１は上述の文献「単相力率改善型コンバータの簡易スイッチング法」、および／または、「力率改善型エアコン用単相倍電圧コンバータ回路」で公知であるので、その詳細は省略する。

例えばスイッチ信号生成部１０３１は瞬時電力Ｐｏｕｔと、振幅Ｖｍとに基づいてスイッチ信号ＳＳｌを生成する。

｛Ｅ．電流ｉｌが高調波成分を有する場合(II)｝
以下のように原第１デューティｄｒｅｃを補正して第１デューティｄｒｅｃ’’を得て、第１デューティｄｒｅｃ’’を用いて直接形電力変換器１００の制御を行う。補正量ｉｌ’は電流ｉｌの高調波成分のうちの少なくとも一部であり、電流の次元を有する。補正量ｉｌ’は電流ｉｌのうち、入力電流Ｉｉｎにおいて低減したい周波数の少なくともいずれか一つの周波数の成分であり、かつその成分の少なくとも一部である。つまり｛Ｄ．電流ｉｌが高調波成分を有する場合(I)｝とは異なり、電流ｉｌの高調波成分の所望の周波数成分の所望の量について低減することが想定される。

式（２０）は、式（１２）において形式的に、第１デューティｄｒｅｃ’を第１デューティｄｒｅｃ’’に、電流（ｉｌ０－ｉｌ）を補正量ｉｌ’に、それぞれ置き換えて得られる。

式（２０）の第２式の右辺第２項（ｉｌ’／Ｉｄｃ）を原第１デューティｄｒｅｃに対する補正量Δｄｒｅｃ’’とする。即ちｄｒｅｃ’’＝ｄｒｅｃ＋Δｄｒｅｃ’’である。ｉｌ’＝０であればｄｒｅｃ’’＝ｄｒｅｃ，Δｄｒｅｃ’’＝０である。これは上記「Ｃ．電流ｉｌが正弦波の場合．」に相当する。

式（１５），（１６）と同様にして式（２１）が得られる。但し、式（１６）とは異なり、ｎ≧２である。

補正量Δｄｒｅｃ’’は、比（Ｖｄｃ／Ｖｍ）と値√２と電流（ｉｌ’）／（Ｉｍ／√２）との積であり、電流（ｉｌ’）／（Ｉｍ／√２）は、補正量ｉｌ’を、実効値Ｉｍ／√２で正規化した値として考えることができる。よって補正量Δｄｒｅｃ’’も、第２積として捉えることができ、第１デューティｄｒｅｃ’’も第１積と第２積との和に等しい。

同様に、式（１７）において形式的に、第２デューティｄｃ’を第２デューティｄｃ’’に、電流（ｉｌ０－ｉｌ）を値（－ｉｌ’）に、それぞれ置き換えて式（２２）が得られる。

式（１８）に対応して式（２３）が得られる。

式（２３）から、補正量Δｄｃ’’も両端電圧Ｖｃに対する振幅Ｖｍの比（Ｖｍ／Ｖｃ）と、第２積と、正弦値sin（ωｔ）の絶対値（｜sin（ωｔ）｜）との積である。よって補正量Δｄｃ’’も第４積であるということができ、第２デューティｄｃ’’も第２デューティｄｃ’と同様に、第３積から第４積を減じた値と等しい。

式（８），（２２）から式（２４）が得られる。

このようにして得られた第１デューティｄｒｅｃ’’、第２デューティｄｃ’’を用いて式（１９）と同様に計算して、式（２５）が得られる。つまり第１デューティｄｒｅｃ’’および第２デューティｄｃ’’を採用することにより直流電圧Ｖｄｃを一定にする制御が可能であることがわかる。

電流ｉｌの波形が正弦波の絶対値を呈さなくても、入力電流Ｉｉｎの高調波成分を低減しつつ、電力のバッファリングを行うことができる。

入力電流Ｉｉｎの振幅Ｉｍおよび直流電流Ｉｄｃは、原第１デューティｄｒｅｃおよび原第２デューティｄｃ、補正量Δｄｒｅｃ’’，Δｄｃ’’のいずれについてもその取得に必要ではない。

補正量Δｄｒｅｃ’’，Δｄｃ’’は、補正量ｉｌ’に基くので、電流ｉｌの高調波成分の所望の周波数成分の所望の量について低減することができる。

図８は電流ｉｌの波形を例示するグラフである。単相交流電圧Ｖｉｎの半周期分、具体的には位相ωｔが０～１８０度の領域を示す。位相ωｔが１８０～３６０度の領域でも電流ｉｌは同一の波形を示す。電流ｉｌは実行値Ｉｍ／√２で正規化して示される。

スイッチＳｌが非導通から導通へ移行する位相は約３６度であり、スイッチＳｌが導通から非導通へ移行する位相は約６８度であり、この位相で電流ｉｌは最大値をとる。その後に位相が増大するにつれ電流ｉｌは減少し、約１５５度で電流ｉｌは０となる。

本実施の形態では全波整流が行われているので、スイッチＳｌは位相が約２１６（＝３６＋１８０）度～約２４８（＝６８＋１８０）度の間でも導通し、電流ｉｌは位相が約２１６度～約３３５（＝１５５＋１８０）度の間でも流れ、約２４８（＝６８＋１８０）度の位相でも最大値をとる。

例えば、高調波を規制する規格であるIEC61000-3-2では、定格電圧２３０Ｖという条件下で、実効値２．３０Ａまでの３次高調波成分を入力電流Ｉｉｎに許容する。図７に例示された波形の電流ｉｌを流すとき、電圧実効値が２３０Ｖのときには入力電流Ｉｉｎの３次高調波成分の実効値が２．８７Ａである。よって入力電流Ｉｉｎの３次高調波成分をIEC61000-3-2が規定する許容値に納めるには、補正量ｉｌ’として３次高調波の０．５７１（＝２．８７－２．３０）Ａの電流に相当する値を採用する。

図９は補正量ｉｌ’をこのように採用したときの第１デューティｄｒｅｃ’’、第２デューティｄｃ’’、第３デューティｄｚ’’を設定した場合の直接形電力変換器１００の動作を例示するグラフである。ｄｚ’’＝１－ｄｒｅｃ’’－ｄｃ’’である。図９においても振幅Ｉｍを√２として、振幅Ｖｍを１として、それぞれ換算し、Ｖｃ＝１．１４Ｖｍを設定した。但しＶｄｃ＝０．８２Ｖｍを設定した。

図９も図６と同様に諸量を示す。具体的には、最上段にデューティｄｒｅｃ’’，ｄｃ’’，ｄｚ’’が示され、上から二段目に直流電圧Ｖｄｃおよびこれを構成する電圧ｄｒｅｃ’’・Ｖｒｅｃ，ｄｃ’’・Ｖｃ並びに直流電流Ｉｄｃが示され、上から三段目に電流ｉｒｅｃ，ｉｃ，ｉｌ，ｉｒｅｃ１が示され、最下段に瞬時電力Ｐｉｎ，Ｐｄｃ，Ｐｂｕｆ，Ｐｃ，－Ｐｌ，Ｐｒｅｃが示される。Ｖｄｃ＝０．８２Ｖｍに設定することにより、第３デューティｄｚ’’の最小値を正値ではなく０にすることができる。

図７に例示された電流ｉｌの波形は、図５に示された電流ｉｌの波形よりも歪みが大きい。しかし図９で例示された動作では、特定の周波数の高調波成分（ここでは３次高調波成分）の所望量（ここでは０．５７１Ａの電流に相当する値）のみに基づいた制御が行われ、図６で例示された動作では高調波成分を全て低減する制御が行われる。かかる制御の相違により、第１デューティｄｒｅｃ’’、第２デューティｄｃ’’を用いた制御で得られる直流電圧Ｖｄｃ（図９に即して言えばＶｄｃ＝０．８２Ｖｍ）は、第１デューティｄｒｅｃ’、第２デューティｄｃ’を用いた制御で得られる直流電圧Ｖｄｃ（図６に即して言えばＶｄｃ＝０．７６Ｖｍ）よりも高い直流電圧Ｖｄｃを得やすい。

図１０は、第１デューティｄｒｅｃ’’、第２デューティｄｃ’’を得るための放電制御部１０２の第１の構成およびその近傍を例示するブロック図である。かかる放電制御部１０２も、図７に示されたインバータ制御部１０１、充電制御部１０３と共に、制御装置１０を構成する。

図１０において放電制御部１０２は、図７を用いて説明されたデューティ演算部１０２１、比較器１０２２、デューティ補正部１０２３に加え、補正量生成部１０２５を備える。デューティ補正部１０２３には、電流ｉｌに代えて補正量ｉｌ’が入力される。デューティ補正部１０２３は原第１デューティｄｒｅｃを補正量Δｄｒｅｃ’’を用いて補正して第１デューティｄｒｅｃ’’を得る。デューティ補正部１０２３は原第２デューティｄｃを補正量Δｄｃ’’を用いて補正して第２デューティｄｃ’’を得る。

補正量生成部１０２５は入力電流Ｉｉｎと高調波成分の許容量との関係から、低減されるべき補正量ｉｌ’を生成して出力する。例えば入力電流Ｉｉｎの大きさに対応して当該許容値が決定されるテーブルが補正量生成部１０２５に格納される。

補正量生成部１０２５は、瞬時電力Ｐｏｕｔ、振幅Ｖｍ、および位相ωｔに基づいて、入力電流Ｉｉｎを計算することができる。例えば式（２６）を採用することができる。

このような第１の構成は例えば特許文献１によって公知であるので、詳細な説明を省略する。第１の構成においては、入力電流Ｉｉｎの歪みに基づいて補正量ｉｌ’を求める。よって第１の構成では制御装置１０には電流ｉｌは不要である。

図１１は、第１デューティｄｒｅｃ’’、第２デューティｄｃ’’を得るための放電制御部１０２の第２の構成およびその近傍を例示するブロック図である。かかる放電制御部１０２も、図７に示されたインバータ制御部１０１、充電制御部１０３と共に、制御装置１０を構成する。

図１１において放電制御部１０２は、図７を用いて説明されたデューティ演算部１０２１、比較器１０２２、デューティ補正部１０２３に加え、補正量生成部１０２６を備える。デューティ補正部１０２３には、電流ｉｌに代えて補正量ｉｌ’が入力される。デューティ補正部１０２３は原第１デューティｄｒｅｃを補正量Δｄｒｅｃ’’を用いて補正して第１デューティｄｒｅｃ’’を得る。デューティ補正部１０２３は原第２デューティｄｃを補正量Δｄｃ’’を用いて補正して第２デューティｄｃ’’を得る。

補正量生成部１０２６は、電流ｉｌに対して高速フーリエ変換を行って、そのｎ次周波数の成分毎の振幅Ｉｌｈ（ｎ）を求める。次数毎に設定された許容値を超える高調波の次数が選択される。選択された次数（以下、α次として示す）について、α次高調波成分の振幅Ｉｌｈ（α）が、α次高調波について設定された許容値を超える量を、α次高調波の補正量Ｉｌ’（α）として求められる。選択されなかった次数の補正量Ｉｌ’（β）（β≠α）は０とされる。補正量Ｉｌ’（ｎ）あるいは補正量Ｉｌ’（α）を用いた逆高速フーリエ変換を行って、補正量ｉｌ’が求められる。

このような第２の構成は例えば特許文献１によって公知であるので、詳細な説明を省略する。第２の構成においては、電流ｉｌの歪みに基づいて補正量ｉｌ’が求められる。

上述の第１デューティｄｒｅｃ’，ｄｒｅｃ’’、第２デューティｄｃ’，ｄｃ’’のいずれの導出においても、電流ｉｌの歪みは部分スイッチングに由来することを前提としてはいない。よって第１デューティｄｒｅｃ’，ｄｒｅｃ’’、第２デューティｄｃ’，ｄｃ’’を用いた技術は、部分スイッチングを前提としないことは明白である。

式（７）から原第１デューティｄｒｅｃは第１積として表される。第１積は、振幅Ｖｍに対する直流電圧Ｖｄｃの比（Ｖｄｃ／Ｖｍ）と、位相ωｔの正弦値sin（ωｔ）の絶対値｜sin（ωｔ）｜との積である。

補正量Δｄｒｅｃ’，Δｄｒｅｃ’’は第２積として表される。式（１２），（２０）を参照して、第２積は、比（Ｖｄｃ／Ｖｍ）と値√２と、所定の電流との積である。

第１デューティｄｒｅｃ’は原第１デューティｄｒｅｃと補正量Δｄｒｅｃ’との和であり、第１デューティｄｒｅｃ’’は原第１デューティｄｒｅｃと補正量Δｄｒｅｃ’’との和であり、従って第１積と第２積との和と等しい。

但し、当該所定の電流は、電流ｉｌの高調波成分の少なくとも一部を、または電流ｉｌの基本波成分ｉｌ０と電流ｉｌとの差（ｉｌ０－ｉｌ）を、入力電流Ｉｉｎの実効値（Ｉｍ／√２）で正規化した電流である。

当該所定の電流が電流ｉｌの高調波成分の少なくとも一部を実効値（Ｉｍ／√２）で正規化した電流であるときには補正量Δｄｒｅｃ’’が第２積と等しい。当該所定の電流が電流ｉｌの基本波成分ｉｌ０と電流ｉｌとの差（ｉｌ０－ｉｌ）を実効値（Ｉｍ／√２）で正規化した電流であるときには補正量Δｄｒｅｃ’が第２積と等しい。よって第２積は補正量Δｄｒｅｃ’，Δｄｒｅｃ’’を総括的に表すと言える。

原第１デューティｄｒｅｃに代えて第１デューティｄｒｅｃ’，ｄｒｅｃ’’を採用することより、入力電流Ｉｉｎの波形の正弦波に対する歪みが低減される。

第２デューティｄｃ’，ｄｃ’’は式（１８）、（２３）から、第３積から第４積を減じた値と等しい、と言える。ここで第３積は、両端電圧Ｖｃ（あるいはその指令値Ｖｃ＊）に対する直流電圧Ｖｄｃの比（Ｖｄｃ／Ｖｃ）と位相ωｔの余弦値cos（ωｔ）の二乗cos^２（ωｔ）との積である。第４積は、両端電圧Ｖｃに対する振幅Ｖｍの比（Ｖｍ／Ｖｃ）と、第２積と、位相ωｔの正弦値sin（ωｔ）の絶対値｜sin（ωｔ）｜との積である。

上述のように、第２積は補正量Δｄｒｅｃ’，Δｄｒｅｃ’’を総括的に示す。第２積が補正量Δｄｒｅｃ’に対応する場合には第４積が補正量Δｄｃ’に等しく、第３積と第４積が第２デューティｄｃ’に等しい。第２積が補正量Δｄｒｅｃ’’に対応する場合には第４積が補正量Δｄｃ’’に等しく、第３積と第４積が第２デューティｄｃ’’に等しい。

原第２デューティｄｃに代えて第２デューティｄｃ’，ｄｃ’’を採用することは、インバータ５が出力する瞬時電力Ｐｏｕｔの脈動を低減する観点で有利である。

ｉｒｅｃ＝ｉｒｅｃ１＋ｉｌであり、式（１１），（１５），（１６）を考慮して、電流（ｉｌ０－ｉｌ）は、入力電流Ｉｉｎが有する高調波成分の、前記入力電流の基本波に対する含有率から決定できる。

同様に、補正量ｉｌ’は、電流ｉｌが有する高調波成分の少なくとも一つの周波数成分の少なくとも一部の、入力電流Ｉｉｎの基本波に対する含有率であるといえる。

第１積で原第１デューティｄｒｅｃを、第２積で補正量Δｄｒｅｃ’，Δｄｒｅｃ’’を、第３積で原第２デューティｄｃを、第４積で補正量Δｄｃ’，Δｄｃ’’を、それぞれ求めることができる。上述の例では第１積と第３積とがデューティ演算部１０２１で得られ、第２積と第４積とがデューティ補正部１０２３で得られる。

スイッチＳｌに、整流電圧Ｖｒｅｃの一周期（これは交流電圧Ｖｉｎの半周期でもある）においてオン、オフを一回ずつ行わせて、部分スイッチングを行わせることができる。部分スイッチングは、スイッチングの回数が少ないので、スイッチングノイズを低減する観点で有利である。上述の例では、スイッチＳｌにかかるオン、オフを行わせるスイッチ信号ＳＳｌがスイッチ信号生成部１０３１で生成される。

図１２は、図１３に例示される電流ｉｌが流れたときの入力電流Ｉｉｎの高調波のスペクトルを例示するグラフである。横軸には次数（基本波成分に対応する１次を除く）をとり、高調波成分は棒グラフで示される。

高調波を規制する規格として、上述のIEC61000-3-2の他、IEC61000-3-12が知られている。図１２はIEC61000-3-12に鑑みたスペクトルを例示する。

図１３は図１２のスペクトルが得られる電流ｉｌの波形を例示するグラフである。ここでは位相ωｔが０～１８０度の領域を示す。位相ωｔが１８０～３６０度の領域でも電流ｉｌは同一の波形を示す。参考のため、値ｉｌ０の波形も併記される。これらの波形は実効値Ｉｍ／√２で正規化して示される。

IEC61000-3-12では１３次までの高調波成分についての許容値（上限）が規定される。当該許容値は図１２において折れ線Ｇ２で示される。但し縦軸には高調波電流の基本波成分に対する含有率をとっており、当該許容値も入力電流Ｉｉｎの基本波成分に対する含有率に換算して示される。この換算は、IEC61000-3-12の1.0版（２０１１年版）ではなく、2.0版（２００４年版）に依拠した換算である。

IEC61000-3-12の1.0版では、電流についての全高調波ひずみ（total harmonic distortion：図中ＴＨと表記）と、部分加重高調波ひずみ（partial weighted harmonic distortion：図中ＰＷと表記）についても、許容値（上限）が規定される。図１２においてこれらの許容値が直線Ｇ３で示される。全高調波ひずみについての許容値と、部分加重高調波ひずみについての許容値とは等しいので、直線Ｇ３は折れ線とはなっていない。

上記折れ線Ｇ２で示される値、直線Ｇ３で示される値はいずれも、短絡比（short circuit ratio）が３３の場合の許容値である。

図１２から看取されるように３次高調波と全高調波ひずみが、IEC61000-3-12が規定する許容値を上回る。部分加重高調波ひずみはIEC61000-3-12が規定する許容値を下回る。部分加重高調波ひずみは１４～４０次の高調波成分に基づいて算出される。よって電流ｉｌにおいて低減の対象となる高調波成分の次数から１４～４０次を除外して考察する。

この次数の除外の観点から、電流ｉｌの基本波成分および２～１３次高調波成分を用いて再構築した計算で、近似波形ｉｌｍを求める。近似波形ｉｌｍは図１３に併記した。

このような波形が電流ｉｌに採用されるときの入力電流Ｉｉｎの３次高調波成分が、IEC61000-3-12が規定する許容値を満足するように、式（２１）におけるｉｎ（但しｎ＝３）を設定する。例えば入力電流Ｉｉｎの３次高調波成分は、IEC61000-3-12が規定する３次高調波成分の許容値の１０６．３％である。よって当該許容値の６．３％に相当する電流以上の低減値で、電流ｉｌの３次高調波成分を低減する。また全高調波ひずみは２～４０次の高調波成分を考慮するので、電流ｉｌの３次高調波成分の低減で、入力電流Ｉｉｎの全高調波ひずみがIEC61000-3-12が規定する許容値を満足するように、電流ｉｌの３次高調波成分を低減することができる。

図１４は入力電流Ｉｉｎの高調波のスペクトルを例示するグラフである。図１４は、図１２で例示された棒グラフに加え、図１３で例示された電流ｉｌの３次高調波成分を、IEC61000-3-12の許容値の７．２％に相当する電流値で低減した場合の棒グラフを示す。同じ次数の棒グラフは並べて二本示されており、左側の棒グラフは図１２に示された場合を再掲し、右側の棒グラフは３次高調波成分を低減した場合を示した。

右側の棒グラフで示された入力電流Ｉｉｎの３次高調波成分は、IEC61000-3-12の規格による許容値よりも低い。右側の棒グラフで示された入力電流Ｉｉｎの全高調波ひずみは、IEC61000-3-12が規定する許容値を満足する。

電流ｉｌの、複数の次数についての高調波成分を低減してもよい。図１５は、図１３に示される電流ｉｌが流れたときの入力電流Ｉｉｎの高調波のスペクトルを例示するグラフである。横軸には次数（基本波成分に対応する１次を除く）をとり、高調波成分は棒グラフで示される。

図１５では図１２とは異なり、IEC61000-3-2に鑑みたスペクトルを示す。IEC61000-3-2では４０次までの高調波成分についての許容値（上限）が規定される。当該許容値は図１５において折れ線Ｇ１で示される。但し縦軸には高調波電流をとっている。

入力電流Ｉｉｎの３次高調波成分と７次高調波成分とは、IEC61000-3-2の許容値を越えており、これらを低減することが望ましい。但し縦軸には高調波電流の値をとっており、当該許容値も入力電流Ｉｉｎの基本波成分を考慮して電流値に換算して示される。

図１６は直接形電力変換器１００の動作を例示するグラフである。図１６は、電流ｉｌの３次高調波成分と７次高調波成分とを低減して、入力電流Ｉｉｎの３次高調波成分と７次高調波成分とにIEC61000-3-2の許容値を満足させる第１デューティｄｒｅｃ’’、第２デューティｄｃ’’、第３デューティｄｚ’’を設定した場合を示す。

図１６においても振幅Ｉｍを√２として、振幅Ｖｍを１として、それぞれ換算し、Ｖｃ＝１．１４Ｖｍを設定した。但しＶｄｃ＝０．８１Ｖｍを設定した。

図１６も図６、図９と同様に諸量を示す。具体的には、最上段にデューティｄｒｅｃ’’，ｄｃ’’，ｄｚ’’が示され、上から二段目に直流電圧Ｖｄｃおよびこれを構成する電圧ｄｒｅｃ’’・Ｖｒｅｃ，ｄｃ’’・Ｖｃ並びに直流電流Ｉｄｃが示され、上から三段目に電流ｉｒｅｃ，ｉｃ，ｉｌ，ｉｒｅｃ１が示され、最下段に瞬時電力Ｐｉｎ，Ｐｄｃ，Ｐｂｕｆ，Ｐｃ，－Ｐｌ，Ｐｒｅｃが示される。Ｖｄｃ＝０．８１Ｖｍに設定することにより、第３デューティｄｚ’’の最小値を正値ではなく０にすることができる。

上述のように原第１デューティｄｒｅｃに代えて第１デューティｄｒｅｃ’，ｄｒｅｃ’’を採用することより、入力電流Ｉｉｎの波形の正弦波に対する歪みが低減される。原第２デューティｄｃに代えて第２デューティｄｃ’，ｄｃ’’を採用することは、インバータ５が出力する瞬時電力Ｐｏｕｔの脈動を低減する観点で有利である。

補正量Δｄｒｅｃ’’，Δｄｃ’’は、補正量ｉｌ’に基くので、電流ｉｌの高調波成分の所望の周波数成分の所望の量について低減することができる。

式（７），（８）で示されるように、原第１デューティｄｒｅｃおよび原第２デューティｄｃの取得には入力電流Ｉｉｎの振幅Ｉｍおよび直流電流Ｉｄｃは必要ではない。入力電流Ｉｉｎの実効値Ｉｍ／√２で正規化された諸量に基づいた考察により、補正量Δｄｒｅｃ’，Δｄｃ’，Δｄｒｅｃ’’，Δｄｃ’’は式（１６），（１８），（２１），（２３）に示されるように、振幅Ｉｍおよび直流電流Ｉｄｃを用いずに取得される。

上述のようにｄｒｅｃ’＝ｄｒｅｃ＋Δｄｒｅｃ’、ｄｃ’＝ｄｃ－Δｄｃ’，ｄｒｅｃ’’＝ｄｒｅｃ＋Δｄｒｅｃ’’、ｄｃ’’＝ｄｃ－Δｄｃ’’であるので、第１デューティｄｒｅｃ’，ｄｒｅｃ’’、第２デューティｄｃ’，ｄｃ’’の設定にも振幅Ｉｍおよび直流電流Ｉｄｃは必要ではない。これは電流センサを省略し、直接形電力変換器１００を制御するために必要な部品を削減できる観点で望ましい。

スイッチＳｌに、交流電圧Ｖｉｎの半周期においてオン、オフを一回ずつ行わせて、部分スイッチングを行わせることは、スイッチングの回数が少ないことに由来して、スイッチングノイズを低減する観点で有利である。

以上、実施形態を説明したが、特許請求の範囲の趣旨および範囲から逸脱することなく、形態や詳細の多様な変更が可能なことが理解されるであろう。上述の各種の実施形態および変形例は相互に組み合わせることができる。

３ コンバータ
４ 電力バッファ回路
４ａ 放電回路
４ｂ 充電回路
５ インバータ
７ 直流リンク
１０ 制御装置
１０１ インバータ制御部
１０２０ デューティ生成部
１０２１ デューティ演算部
１０２３ デューティ補正部
１０３１ スイッチ信号生成部
Ｃ４ コンデンサ
Ｌ４ リアクトル
Ｓｃ，Ｓｌ スイッチ

Claims (6)

1. 直接形電力変換器（１００）を制御する制御装置（１０）であって、
   前記直接形電力変換器は、
   直流リンク（７）と、
   単相交流電圧（Ｖｉｎ）を整流し、交流電力を直流電力に変換して第１瞬時電力（Ｐｉｎ）を出力するコンバータ（３）と、
   前記コンバータおよび前記直流リンクとの間で電力を授受し、第２瞬時電力（Ｐｂｕｆ）でバッファリングする電力バッファ回路（４）と、
   前記直流リンクにおける直流電圧を交流電圧に変換して出力するインバータ（５）と
   を備え、
   前記制御装置は、
   前記コンバータから前記直流リンクに第１電流（ｉｒｅｃ１）が流れるデューティである第１デューティ（ｄｒｅｃ’，ｄｒｅｃ’’）と、前記電力バッファ回路から前記直流リンクに第２電流（ｉｃ）が流れるデューティである第２デューティ（ｄｃ’，ｄｃ’’）とを生成するデューティ生成部（１０２０）と、
   前記第１デューティおよび前記第２デューティと、前記インバータが出力する電圧の指令値（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊）とに基づいて、前記インバータの動作を制御するインバータ制御信号（ＳＳｕｐ，ＳＳｖｐ，ＳＳｗｐ，ＳＳｕｎ，ＳＳｖｎ，ＳＳｗｎ）を出力するインバータ制御部（１０１）と
   を備え、
   前記第１デューティは第１積と第２積との和と等しく、
   前記第１積は、前記交流電圧の振幅（Ｖｍ）に対する所定電圧（Ｖｄｃ）の第１比（Ｖｄｃ／Ｖｍ）と前記交流電圧の位相（ωｔ）の正弦値の絶対値（｜sin（ωｔ）｜）との積であり、
   前記第２積は、第３電流（ｉｌ０－ｉｌ，ｉｌ’）と前記第１比と値√２との積（√２・（ｉｌ０－ｉｌ）・（Ｖｄｃ／Ｖｍ），√２・ｉｌ’・（Ｖｄｃ／Ｖｍ））であり、
   前記第３電流は、前記直流リンクから前記電力バッファ回路に入力する第４電流（ｉｌ）の高調波成分（ｉｌ’）の少なくとも一部または前記第４電流の基本波成分と前記第４電流との差（ｉｌ０－ｉｌ）を、前記コンバータ（３）に入力する入力電流（Ｉｉｎ）の実効値（Ｉｍ／√２）で正規化した電流である、直接形電力変換器用の制御装置。
2. 前記電力バッファ回路（４）は、
   コンデンサ（Ｃ４）と、前記コンデンサを前記直流リンクに接続する第１スイッチ（Ｓｃ，Ｄ４２）とを有する放電回路（４ａ）と、
   前記コンデンサを充電する充電回路（４ｂ）と
   を含み、
   前記制御装置は、
   前記第２デューティ（ｄｃ’，ｄｃ’’）に基づいて前記第１スイッチを導通させる第１スイッチ信号（ＳＳｃ）を出力し、
   前記第２デューティは第３積から第４積を減じた値と等しく、
   前記第３積は、前記コンデンサの両端の電圧である両端電圧（Ｖｃ，Ｖｃ＊）に対する前記所定電圧（Ｖｄｃ）の第２比（Ｖｄｃ／Ｖｃ）と前記交流電圧の位相（ωｔ）の余弦値の二乗（cos^２（ωｔ））との積であり、
   前記第４積は、前記両端電圧に対する前記振幅（Ｖｍ）の第３比（Ｖｍ／Ｖｃ）と前記第２積（√２・（ｉｌ０－ｉｌ）・（Ｖｄｃ／Ｖｍ），√２・ｉｌ’・（Ｖｄｃ／Ｖｍ））と前記正弦値の前記絶対値（｜sin（ωｔ）｜）との積である、請求項１記載の直接形電力変換器用の制御装置。
3. 前記第３電流（ｉｌ０－ｉｌ）は、前記入力電流（Ｉｉｎ）が有する高調波成分の、前記入力電流の基本波に対する含有率から決定される、請求項２記載の直接形電力変換器用の制御装置。
4. 前記第３電流（ｉｌ’）は、前記第４電流（ｉｌ）が有する高調波成分の少なくとも一つの周波数成分の少なくとも一部の、前記入力電流（Ｉｉｎ）の基本波に対する含有率である、請求項２記載の直接形電力変換器用の制御装置。
5. 前記デューティ生成部は、
   前記第１積で原第１デューティ（ｄｒｅｃ）を、前記第３積で原第２デューティ（ｄｃ）を、それぞれ得るデューティ演算部（１０２１）と、
   前記第２積と前記原第１デューティから前記第１デューティ（ｄｒｅｃ’，ｄｒｅｃ’’）を、前記第４積と前記原第２デューティから前記第２デューティ（ｄｃ’，ｄｃ’’）を、それぞれ得るデューティ補正部（１０２３）と
   を有する、請求項２から請求項４のいずれか一つに記載の直接形電力変換器用の制御装置。
6. 前記充電回路（４ｂ）は、
   エネルギーを前記コンデンサ（Ｃ４）に蓄積するリアクトル（Ｌ４）と、
   前記リアクトルに前記コンバータ（３）を接続して前記リアクトルにエネルギーを蓄積させる第２スイッチ（Ｓｌ，Ｄ４１）と
   を有し、
   前記第２スイッチに、前記単相交流電圧（Ｖｉｎ）の半周期においてオン、オフを一回ずつ行わせる第２スイッチ信号（ＳＳｌ）を生成するスイッチ信号生成部（１０３１）
   を更に備える、請求項２から請求項５のいずれか一つに記載の直接形電力変換器用の制御装置。

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