JP2019193371A - 電力変換装置の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電力変換装置において、リアクトル電流の指令値の過補正を抑制することができる制御装置を提供することを目的とする。【解決手段】制御装置３０は、交流電圧、及び直流電圧のうち、入力される一方の電圧を他方の電圧に変換して出力する電力変換装置１００に適用される。制御装置３０は、リアクトル１３に流れるリアクトル電流を、補正された指令電流に制御すべく、ピーク電流モード制御によりスイッチＳＷを操作する。また、制御装置３０は、基準波形及び基準波形に振幅指令値を積算した値のいずれかに補正係数を積算することにより、指令電流を算出する。【選択図】 図１

Description

本発明は、電力変換装置に適用される制御装置に関する。

特許文献１には、リアクトルと、駆動スイッチとを有し、交流電圧を直流電圧に変換する電力変換装置に適用される制御装置が開示されている。制御装置はリアクトルに流れるリアクトル電流を指令値に制御すべく、周知のピーク電流モード制御により駆動スイッチを操作する。また、制御装置は交流電圧の位相に応じて変化する電流補正値を指令値に加算することにより、交流電流の歪みを低減している。

特開２０１５−１９８４６０号公報

補正値を指令値に加算する補正方法では、リアクトル電流の指令値が小さいほど、補正後の指令値に占める補正値の比率が大きくなる。そのため、補正後の指令値に対する補正量の比率が過剰となることにより、指令値が過補正され、リアクトル電流が指令値に対して過剰に流れることが懸念される。

本発明は上記課題に鑑みたものであり、電力変換装置において、リアクトル電流の指令値の過補正を抑制することができる制御装置を提供することを目的とする。

上記課題を解決するために第１の発明は、リアクトルと、駆動スイッチとを有し、交流電圧及び直流電圧のうち、入力される一方の電圧を他方の電圧に変換して出力する電力変換装置に適用される電力変換装置の制御装置に関する。制御装置は、前記リアクトルに流れるリアクトル電流を取得する電流取得部と、前記交流電圧を取得する交流電圧取得部と、前記交流電圧の電圧変化を示す基準波形と前記リアクトル電流の振幅を示す振幅指令値とを積算した値に基づいて、前記リアクトル電流の指令値である指令電流を算出する指令値算出部と、取得された前記交流電圧に基づいて、算出された前記指令電流を補正するための補正係数を設定する補正値設定部と、取得された前記リアクトル電流を、算出された前記指令電流に制御すべく、ピーク電流モード制御により前記駆動スイッチを操作する電流制御部と、前記基準波形及び前記基準波形に前記振幅指令値を積算した値のいずれかに前記補正係数を積算することにより、前記電流制御部で用いられる前記指令電流を補正する補正部を備える。

基準波形、及び基準波形に振幅指令値を積算した値のいずれかに補正係数を積算する場合、補正係数による補正量は積算される元の値に比例した量となる。そのため、指令電流が小さい場合、補正後の指令電流に占める補正量が過剰に大きくなることを抑制することができる。この点、上記構成では、取得されたリアクトル電流を、指令電流に制御すべく、ピーク電流モード制御により駆動スイッチが操作される。このとき、基準波形及び基準波形に振幅指令値を積算した値のいずれかに補正係数が積算される。この場合、指令電流に占める補正量が過剰となることにより指令電流が過補正されるのを抑制できる。

第２の発明では、前記補正値設定部は、取得された前記交流電圧と前記振幅指令値とに基づいて、前記補正係数を設定し、前記振幅指令値が大きいほど前記補正係数を小さな値に設定する。

振幅指令値が大きくなるほど、リアクトルに流れるリアクトル電流が大きくなるため、リアクトル電流が過剰に流れるのを抑制するためには、振幅指令値が大きくなるほど、補正係数を小さくした方が良い。この点、上記構成では、交流電圧と振幅指令値とに基づいて、補正係数が設定され、振幅指令値が大きいほど補正係数が小さな値に設定される。この場合、リアクトル電流が過剰に流れるのを抑制することができる。

第３の発明では、前記電力変換装置の負荷が所定値よりも大きいか否かを判定する判定部を備え、前記補正部は、前記判定部により前記電力変換装置の負荷が前記所定値以下であると判定された場合に、前記基準波形及び前記基準波形に前記振幅指令値を積算した値のいずれかに前記補正係数を積算することにより、前記電流制御部で用いられる前記指令電流を補正し、前記判定部により前記電力変換装置の負荷が前記所定値よりも大きいと判定された場合に、前記基準波形に前記振幅指令値を積算した値に補正値を加算することにより、前記電流制御部で用いられる前記指令電流を補正する。

電力変換装置が高負荷で駆動する場合、低負荷で駆動する場合と比べて指令電流に対して高い応答性が求められる。ここで、指令電流に補正値を積算する場合、補正係数を加算する場合と比べて、制御装置の処理負荷が高いため、指令値を算出する際の応答性が低くなる。この点、上記構成では、電力変換装置の負荷が所定値以下であると判定された場合に、基準波形及び基準波形に振幅指令値を積算した値のいずれかに補正係数が積算される。一方、電力変換装置の負荷が所定値よりも大きいと判定された場合に、基準波形に振幅指令値を積算した値に補正値が加算される。この場合、指令電流に対する過補正を抑制しつつ、高負荷時における指令電流に対する応答性を損なわないようにすることができる。

第１実施形態に係る電力変換装置の構成図。 制御装置の機能を説明する機能ブロック図。 交流電圧、補正前指令電流、及びリアクトル電流の平均値の推移を示す図。 交流電圧と乖離幅との関係を説明する図。 乖離幅を説明する図。 ピーク電流モード制御を用いたスイッチの操作手順を示すフローチャート。 第２実施形態に係る電力変換装置の構成図。 制御装置の機能ブロック図。 交流電圧と乖離幅との関係を説明する図。 第３実施形態に係る制御装置の機能ブロック図。

＜第１実施形態＞
本実施形態に係る電力変換装置の制御装置の一態様について図を用いて説明する。本実施形態に係る電力変換装置は、交流電源から供給される交流電圧を直流電圧に変換する。

図１に示すように、電力変換装置１００は、ＡＣ・ＤＣ変換器１０を備えている。ＡＣ・ＤＣ変換器１０は、第１交流端子ＴＡ１及び第２交流端子ＴＡ２を介して交流電源２００に接続され、第１直流端子ＴＤ１及び第２直流端子ＴＤ２を介して不図示の機器に接続されている。交流電源２００は、例えば、商用電源である。機器には、例えば、バッテリ等の直流電源及びＤＣ・ＤＣコンバータのうち少なくとも一方が含まれる。

ＡＣ・ＤＣ変換器１０は、フルブリッジ回路１２と、ハーフブリッジ回路１５と、リアクトル１３と、コンデンサ１６と、第１〜第６配線ＬＰ１〜ＬＰ６とを備えている。

フルブリッジ回路１２は、第１〜第４ダイオードＤ１〜Ｄ４を備えている。第１ダイオードＤ１のアノードと第２ダイオードＤ２のカソードとが接続され、第３ダイオードＤ３のアノードと、第４ダイオードＤ４のカソードとが接続されている。第１，第３ダイオードＤ１，Ｄ３の各カソードが第３配線ＬＰ３の第１端に接続され、第２，第４ダイオードＤ２，Ｄ４の各アノードが第４配線ＬＰ４の第１端に接続されている。

フルブリッジ回路１２において、第１ダイオードＤ１と第２ダイオードＤ２との第１接続点Ｋ１は、第５配線ＬＰ５の第１端に接続されており、第５配線ＬＰ５の第２端は第１交流端子ＴＡ１に接続されている。第３ダイオードＤ３と第４ダイオードＤ４との第２接続点Ｋ２は、第６配線ＬＰ６の第１端に接続されており、第６配線ＬＰ６の第２端は第２交流端子ＴＡ２に接続されている。

ハーフブリッジ回路１５は、第５ダイオードＤ５と、スイッチＳＷとを備えている。スイッチＳＷは、電圧駆動型のスイッチであり、本実施形態ではｎチャネルＭＯＳＦＥＴである。第５ダイオードＤ５のアノードと、スイッチＳＷのドレインとが接続されている。第５ダイオードＤ５のカソードが第１配線ＬＰ１の第１端に接続され、第１配線ＬＰ１の第２端が第１直流端子ＴＤ１に接続されている。スイッチＳＷのソースが第２配線ＬＰ２の第１端に接続され、第２配線ＬＰ２の第２端が第２直流端子ＴＤ２に接続されている。スイッチＳＷは、逆並列接続された寄生ダイオードを備えている。

第５ダイオードＤ５とスイッチＳＷとの第３接続点Ｋ３は、第３配線ＬＰ３の第２端に接続されている。第３配線ＬＰ３にはリアクトル１３が設けられている。また、スイッチＳＷのソースは、第４配線ＬＰ４の第２端に接続されている。

コンデンサ１６は、第１配線ＬＰ１と第２配線ＬＰ２との間に接続されている。

電力変換装置１００は、第１電圧センサ３１と、電流センサ３２と、第２電圧センサ３３とを備えている。第１電圧センサ３１は、第１配線ＬＰ１と第２配線ＬＰ２との間に接続されており、コンデンサ１６の端子間電圧を直流電圧Ｖｄｃとして検出する。本実施形態では、コンデンサ１６の両端のうち、第２配線ＬＰ２側の電位よりも第１配線ＬＰ１側の電位が高い場合における直流電圧Ｖｄｃの符号を正と定義する。電流センサ３２は、第４配線ＬＰ４に設けられており、リアクトル１３に流れる電流をリアクトル電流ＩＬｒとして検出する。第２電圧センサ３３は、第５配線ＬＰ５と第６配線ＬＰ６との間に接続されており、交流電源２００の電圧を交流電圧Ｖａｃとして検出する。

電力変換装置１００は、制御装置３０を備えている。制御装置３０が提供する各機能は、例えば、実体的なメモリ装置に記録されたソフトウェア及びそれを実行するコンピュータ、ハードウェア、又はそれらの組み合わせによって提供することができる。

図２は、制御装置３０の機能を説明する機能ブロック図である。制御装置３０は、周知のピーク電流モード制御により、スイッチＳＷをオフ状態（開状態）又はオン状態（閉状態）に操作する。制御装置３０は、波形生成部４０と、補正部４１と、乗算器４２と、絶対値算出部４３と、補正値設定部４４と、電流制御部５０とを備えている。本実施形態では、波形生成部４０と、補正部４１と、乗算器４２と、絶対値算出部４３とが指令値算出部に相当する。

波形生成部４０は、交流電源２００の変化を示す基準波形ｓｉｎωｔを生成する。基準波形は、交流電源２００の半周期（Ｔ／２）における電圧変化を示す値である。例えば、波形生成部４０は、第２電圧センサ３３により検出された交流電圧Ｖａｃが０となる点を、ゼロクロスタイミングとして検出し、交流電圧Ｖａｃが、ゼロクロスタイミングから次のゼロクロスタイミングまで変化する期間を、交流電源２００の半周期（Ｔ／２）として設定する。そして、波形生成部４０は、周期Ｔから交流電源２００の角速度ω（＝２π×（１／Ｔ））を算出する。波形生成部４０は、振幅が１の正弦波信号の角速度を、算出した角速度ωに設定することにより、交流電圧Ｖａｃと同位相となる基準波形ｓｉｎωｔを算出する。

補正部４１は、波形生成部４０により生成された基準波形に補正値設定部４４により設定された補正係数ｋを積算する。補正係数ｋは、交流電流Ｉａｃの歪みを抑制するための補正値である。なお、補正係数ｋについては後述する。

乗算器４２は、補正係数ｋが積算された基準波形ｓｉｎωｔと振幅指令値Ｉａ＊とを積算する。振幅指令値Ｉａ＊は、リアクトル電流ＩＬｒの振幅を定める指令値であり、例えば、出力電圧である直流電圧Ｖｄｃの指令値に基づいて定められる。

絶対値算出部４３は、乗算器４２からの出力値の絶対値｜ｋ×Ｉａ＊×ｓｉｎωｔ｜を、指令電流ＩＬ＊として算出する。

電流制御部５０は、電流センサ３２により検出されたリアクトル電流ＩＬｒと、指令電流ＩＬ＊とに基づいて、スイッチＳＷを操作するゲート信号ＧＳを出力する。本実施形態では、電流制御部５０は、周知のピーク電流モード制御によりゲート信号ＧＳを出力する。

電流制御部５０は、ＤＡ変換器３５１と、コンパレータ３５２と、加算器３５３と、ＲＳフリップフロップ３５７と、スロープ補償部５１と、を備えている。指令電流ＩＬ＊は、ＤＡ変換器３５１によりデジタル値からアナログ値に変換される。アナログ値に変換された指令電流ＩＬ＊は、コンパレータ３５２の反転入力端子に入力される。加算器３５３は、リアクトル電流ＩＬｒと、スロープ補償部５１により設定されたスロープ補償信号Ｓｌｏｐｅとを加算する。加算器３５３からの出力は、コンパレータ３５２の非反転入力端子に入力される。なお、スロープ補償信号Ｓｌｏｐｅは、リアクトル１３に流れる電流の変動に伴う発振を抑制するものである。

コンパレータ３５２は、指令電流ＩＬ＊とスロープ補償後のリアクトル電流ＩＬｒとを比較し、スロープ補償後のリアクトル電流ＩＬｒが指令電流ＩＬ＊より小さい期間において、ローレベルの信号をＲＳフリップフロップ３５７のＲ端子に入力する。また、コンパレータ３５２は、スロープ補償後のリアクトル電流ＩＬｒが指令電流ＩＬ＊より大きい期間において、ハイレベルの信号をＲＳフリップフロップ３５７のＲ端子に入力する。更に、ＲＳフリップフロップ３５７のＳ端子には、クロック信号が入力される。クロック信号がハイレベルに切り替えられてから、クロック信号が次回ハイレベルに切り替えられるまでの期間が、スイッチＳＷの１スイッチング周期Ｔｓｗとなる。

ＲＳフリップフロップ３５７のＱ端子は、スイッチＳＷのゲートに接続されている。Ｑ端子からスイッチＳＷのゲートに出力される信号が、ゲート信号ＧＳとなる。

次に、電力変換装置１００の動作を説明する。図３（ａ）は、交流電圧Ｖａｃの推移を示し、図３（ｂ）は、振幅指令値Ｉａ＊と基準波形との乗算値の絶対値である補正前指令電流ＩＬｐ＊（＝｜Ｉａ＊×ｓｉｎωｔ｜）の推移を示す。図３（ｃ）は、リアクトル電流ＩＬｒの平均値Ｉａｖｅの推移を示す。また、図３（ａ）において、ｔ１，ｔ３，ｔ５は、交流電圧Ｖａｃのゼロクロスタイミングを示し、ｔ２，ｔ４は、交流電圧Ｖａｃが正，負のピーク値となるピークタイミングを示している。

電流制御部５０が実施するピーク電流モード制御により、ゲート信号ＧＳがハイレベルとなることにより、スイッチＳＷがオン状態（閉状態）となり、リアクトル１３及びスイッチＳＷを含む閉回路が形成される。また、閉回路内においてリアクトル１３に電流が流れ、リアクトル１３に磁気エネルギが蓄えられる。ゲート信号ＧＳがローレベルとなることによりスイッチＳＷがオフ状態（開状態）となり、リアクトル１３に蓄えられた磁気エネルギにより、第５ダイオードＤ５を通じて第１直流端子ＴＤ１に電流が流れる。

図３（ａ），（ｂ）に示すように、補正前指令電流ＩＬｐ＊は、交流電圧Ｖａｃの電圧変化に同期して正弦波の正の半波が繰り返されるように推移する。また、図３（ｃ）に示すように、歪みのないリアクトル電流ＩＬｒでは、平均値Ｉａｖｅが補正前指令電流ＩＬｐ＊と同様、交流電圧Ｖａｃの変化に同期して正弦波の正の半波が繰り返されるように推移する。

一方、実際には、リアクトル電流ＩＬｒに歪みが生じる場合があり、この場合、平均値Ｉａｖｅが図３（ｃ）に示した波形とならない場合がある。ピーク電流モード制御では、リアクトル電流ＩＬｒが適正な値とならないことにより、交流電流Ｉａｃに歪みが生じる。

具体的には、交流電圧Ｖａｃを直流電圧Ｖｄｃに変換する場合、図４（ａ），（ｂ）に示すように、歪みが生じているリアクトル電流ＩＬｒの平均値Ｉａｖｅと補正前指令電流ＩＬｐ＊との差を示す乖離幅Δｉは、ゼロクロスタイミング（ｔ１，ｔ３，ｔ５）付近において最も大きな値となる。また、乖離幅Δｉは交流電圧Ｖａｃのピークタイミング（ｔ２，ｔ４）付近において最も小さな値となる。そこで、補正値設定部４４は、補正係数ｋを交流電圧Ｖａｃに応じて設定することにより、ゼロクロスタイミング付近でのリアクトル電流ＩＬｒを増加させている。

ここで、補正前指令電流ＩＬｐ＊に補正係数ｋを積算する構成とは異なり、補正前指令電流ＩＬｐ＊に補正値を加算する場合、指令電流ＩＬ＊が小さいほど、この指令電流ＩＬ＊に対する補正値の比率が大きくなる。そのため、指令電流ＩＬ＊に占める補正値が過剰となることで、リアクトル電流ＩＬｒが、交流電流Ｉａｃの歪みを抑制するための適正な値に対して過剰に流れることが懸念される。これに対して、補正前指令電流ＩＬｐ＊に補正係数ｋを積算して指令電流ＩＬ＊を算出する場合、指令電流ＩＬ＊が大きいときにおける指令電流ＩＬ＊に対する補正係数ｋによる補正量の比率は、指令電流ＩＬ＊が小さいときにおける指令電流ＩＬ＊に対する補正量の比率と同じ比率になる。そのため、補正係数ｋが用いられる本実施形態によれば、指令電流ＩＬ＊が小さい場合でも、指令電流ＩＬ＊に占める補正量が過剰に大きくなるのを抑制することができる。そこで、制御装置３０は、補正係数ｋを設定する補正値設定部４４と、補正部４１とを備えている。

本実施形態では、補正値設定部４４は、ゼロクロスタイミングにおけるデューティ比の増加量が、他のタイミングよりも大きくなるように補正係数ｋを設定する。ここで、デューティ比は、１スイッチング周期Ｔｓｗに対するオン操作期間Ｔｏｎの比（＝Ｔｏｎ／Ｔｓｗ）を示す。具体的には、交流電圧Ｖａｃが正極性及び負極性となる期間Ｐ１，Ｐ２それぞれで極小値を１つ取り、正極性となる第１期間Ｐ１での極小値と負極性となる第２期間Ｐ２での極小値との間に極大値を１つ取るように補正係数ｋを設定する。

また、振幅指令値Ｉａ＊が大きくなるほど、リアクトル電流ＩＬｒが大きくなるため、補正によりリアクトル電流ＩＬｒが過剰に流れるのを抑制するためには、振幅指令値Ｉａ＊が大きくなるほど、補正係数ｋを小さくした方が良い。そのため、本実施形態では、補正値設定部４４は、振幅指令値Ｉａ＊が大きくなるほど、補正係数ｋを小さな値に設定している。

本実施形態では、制御装置３０は、メモリ等の記憶部を備え、記憶部には、交流電圧Ｖａｃと、直流電圧Ｖｄｃと、基準波形ｓｉｎωｔと、振幅指令値Ｉａ＊と、補正係数ｋとの関係を示す補正値マップが記憶されている。そのため、補正値設定部４４は、補正値マップを参照することにより、各値Ｖａｃ，Ｖｄｃ，ｓｉｎωｔ，Ｉａ＊に応じた補正係数ｋを設定することができる。

次に、振幅指令値Ｉａ＊と補正係数ｋとの対応関係を示す補正値マップの作成方法について図５を用いて説明する。

図５は、乖離幅Δｉを説明する図である。本実施形態では、乖離幅Δｉを、リアクトル電流ＩＬｒの平均値Ｉａｖｅと指令電流ＩＬ＊との差として定義している。そのため、１スイッチング周期Ｔｓｗにおけるリアクトル電流ＩＬｒの最大増加分をΔＩＬとすると、乖離幅Δｉは、平均値Ｉａｖｅと最大増加分ΔＩＬとの差（＝ΔＩＬ／２）に、スロープ補償信号Ｓｌｏｐｅの最大増加分ΔＳｌｏｐｅを加えた値となる。また、本実施形態では、乖離幅Δｉは、リアクトル電流ＩＬｒの増加時の傾きｍｂと、スロープ量ｍｓとを用いた下記式（１）により算出される。下記式（１）において、Ｄはデューティ比である。

Δｉ＝ｍｂ×Ｄ×Ｔｓｗ／２＋ｍｓ×Ｄ×Ｔｓｗ … （１）
リアクトル電流ＩＬｒの増加時の傾き（リアクトル電流ＩＬｒの上昇速度）ｍｂは、「ｍｂ＝Ｖａｃ／Ｌ」の関係があり、この関係性を上記式（１）に代入することにより、乖離幅Δｉは下記式（２）により算出される。

電力変換装置１００が交流電圧を直流電圧に変換する場合、デューティ比Ｄは下記式（３）により算出される。

ここで、補正前指令電流ＩＬｐ＊（＝｜Ｉａ＊×ｓｉｎωｔ｜）が乖離幅Δｉに応じた値となることで、交流電流Ｉａｃの歪みが抑制されるため、乖離幅Δｉ、補正係数ｋ、及び補正前指令電流ＩＬｐ＊は、下記式（４）の関係性がある。
Δｉ＝ｋ×ＩＬｐ＊ … （４）
そのため、補正係数ｋは、上記式（４）の乖離幅Δｉに上記（２）式を代入し、代入後の式を補正係数ｋの式として展開した下記式（５）により算出される。

本実施形態では、上記式（３），（５）を用いて、交流電圧Ｖａｃと、補正前指令電流ＩＬｐ＊とに応じた補正係数ｋを算出する。ここで、「ＩＬｐ＊＝０」となる場合、補正係数ｋが発散する。このため、本実施形態では、「ＩＬｐ＊＝０」とならないような補正前指令電流ＩＬｐ＊が設定される。例えば、非常に小さい値を規定値ε（＞０）とする場合、正弦波状に変化するＩＬｐ＊が規定値ε以下になる場合、「ＩＬｐ＊＝ε」すればよい。そして、算出した補正係数ｋを、振幅指令値Ｉａ＊と交流電圧Ｖａｃとに対応付けることにより補正値マップを作成する。

次に、図６を用いて、ピーク電流モード制御を用いたスイッチＳＷの操作手順を説明する。図６に示す処理は、制御装置３０により所定周期で繰り返し実施される。

ステップＳ１０では、電流センサ３２により検出されたリアクトル電流ＩＬｒを取得する。ステップＳ１０が電流取得部に相当する。ステップＳ１１では、第２電圧センサ３３により検出された交流電圧Ｖａｃを取得する。ステップＳ１１が交流電圧取得部に相当する。

ステップＳ１２では、交流電圧Ｖａｃ及び振幅指令値Ｉａ＊に基づいて、補正係数ｋを設定する。ステップＳ１３では、基準波形ｓｉｎωｔに補正係数ｋを積算する。

ステップＳ１４では、ステップＳ１３で補正係数ｋを積算した基準波形ｓｉｎωｔに、振幅指令値Ｉａ＊を積算し、その積算値の絶対値を指令電流ＩＬ＊として算出する。ステップＳ１３，Ｓ１４が指令値算出部に相当する。

ステップＳ１５では、図２を用いて説明したように、指令電流ＩＬ＊に基づいてピーク電流モード制御を実施する場合のゲート信号ＧＳを出力する。これにより、リアクトル電流ＩＬｒがステップＳ１４で設定した指令電流ＩＬ＊に制御される。その結果、リアクトル１３には交流電流Ｉａｃの歪みが抑制されたリアクトル電流ＩＬｒが流れる。ステップＳ１５の処理が終了すると、図６の処理を一旦終了する。

以上説明した本実施形態では、以下の効果を奏する。

・制御装置３０は、リアクトル電流ＩＬｒを指令電流ＩＬ＊に制御すべく、ピーク電流モード制御によりスイッチＳＷを操作する。このとき、基準波形ｓｉｎωｔに補正係数ｋを積算した値に基づいて指令電流ＩＬ＊を算出する。この場合、指令電流ＩＬ＊に占める補正量が過剰となることにより指令電流ＩＬ＊が過補正されるのを抑制できる。

・制御装置３０は、交流電圧Ｖａｃと、振幅指令値Ｉａ＊とに基づいて、補正係数ｋを設定し、振幅指令値Ｉａ＊が大きくなるほど、補正係数ｋを小さな値に設定する。この場合、リアクトル電流ＩＬｒが過剰に流れるのを抑制できる。

＜第１実施形態の変形例＞
制御装置３０は、基準波形ｓｉｎωｔに振幅指令値Ｉａ＊を積算した後、この積算値に補正係数ｋを積算することにより指令電流ＩＬ＊を算出してもよい。この場合、補正部４１は、絶対値算出部４３と、電流制御部５０との間に設けられていればよい。

＜第２実施形態＞
第２実施形態では、第１実施形態と異なる構成を主に説明する。なお、第１実施形態と同一の符号を付した構成は同一の構成を示し、その説明は繰り返さない。

本実施形態の電力変換装置１００は、直流電圧を交流電圧に変換する。図７に示す電力変換装置１００は、ＤＣ・ＡＣ変換器８０を備えている。ＤＣ・ＡＣ変換器８０は、コンデンサ１６と、ハーフブリッジ回路７３と、リアクトル１３と、フルブリッジ回路７４と、第１〜第６配線ＬＰ１〜ＬＰ６とを備えている。

ハーフブリッジ回路７３は、第１スイッチＳＷ１１と、第２スイッチＳＷ１２とを備えている。第１，第２スイッチＳＷ１１，ＳＷ１２は、電圧駆動型のスイッチであり、本実施形態では、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴである。第１スイッチＳＷ１１のソースと、第２スイッチＳＷ１２のドレインとが接続されている。第１スイッチＳＷ１１のドレインが第１配線ＬＰ１に接続され、第２スイッチＳＷ１２のソースが第２配線ＬＰ２に接続されている。第１，第２スイッチＳＷ１１，ＳＷ１２それぞれは、逆並列接続された寄生ダイオードを備えている。本実施形態では、第１スイッチＳＷ１１が駆動スイッチに相当する。

第１，第２スイッチＳＷ１１，ＳＷ１２の第１接続点Ｋ２１は、第３配線ＬＰ３の第１端に接続されている。第３配線ＬＰ３の一部には、リアクトル１３が設けられている。また、第２スイッチＳＷ１２のソースは、第４配線ＬＰ４の第１端に接続されている。第３，４配線ＬＰ３，ＬＰ４それぞれの第２端は、フルブリッジ回路７４に接続されている。

フルブリッジ回路７４は、第３〜第６スイッチＳＷ１３〜ＳＷ１６を備えている。第３〜第６スイッチＳＷ１３〜ＳＷ１６は、電圧駆動型のスイッチであり、本実施形態ではｎチャネルＭＯＳＦＥＴである。第３スイッチＳＷ１３のソースと、第４スイッチＳＷ１４のドレインとが接続されている。第５スイッチＳＷ１５のソースと、第６スイッチＳＷ１６のドレインとが接続されている。第３，第５スイッチＳＷ１３，ＳＷ１５それぞれのドレインが第３配線ＬＰ３に接続され、第４，第６スイッチＳＷ１４，ＳＷ１６それぞれのソースが第４配線ＬＰ４に接続されている。

第３スイッチＳＷ１３と第４スイッチＳＷ１４との第２接続点Ｋ２２は、第５配線ＬＰ５の第１端に接続されており、第５配線ＬＰ５の第２端は第１交流端子ＴＡ１に接続されている。第５スイッチＳＷ１５と第６スイッチＳＷ１６との第３接続点Ｋ２３は、第６配線ＬＰ６の第１端に接続されており、第６配線ＬＰ６の第２端は第２交流端子ＴＡ２に接続されている。

図８は、本実施形態に係る制御装置３０の機能を説明する機能ブロック図である。制御装置３０は、ピーク電流モード制御により、第１，第２スイッチＳＷ１１，ＳＷ１２をオフ状態（開状態）又はオン状態（閉状態）に操作する。

電流制御部１５０は、リアクトル電流ＩＬｒと指令電流ＩＬ＊とに基づいて、第１スイッチＳＷ１１を操作する第１ゲート信号ＧＳ１１と、第２スイッチＳＷ１２を操作する第２ゲート信号ＧＳ１２とを出力する。電流制御部１５０は、第１スイッチＳＷ１１のゲートに接続されており、第１ゲート信号ＧＳ１１を出力する。また、電流制御部１５０は、反転器１６２を介して第２スイッチＳＷ１２のゲートに接続されており、反転器１６２を介して第２ゲート信号ＧＳ１２を出力する。

切替部１６０は、極性判定部１６１と、反転器１６２，１６３とを備えている。極性判定部１６１は、交流電圧Ｖａｃを正極性と判定した場合に、出力信号をローレベルにし、交流電圧Ｖａｃを負極性と判定した場合に、出力信号をハイレベルにする。

極性判定部１６１は、第３，第６スイッチＳＷ１３，ＳＷ１６の各ゲートに接続されており、第３，第６スイッチＳＷ１３，ＳＷ１６を操作する第３，第６ゲート信号ＧＳ１３，ＧＳ１６を出力する。また、極性判定部１６１は、反転器１６３を介して第４，第５スイッチＳＷ１４，ＳＷ１５の各ゲートに接続されており、反転器１６３を介して第４，第５スイッチＳＷ１４，ＳＷ１５を操作する第４，第５ゲート信号ＧＳ１４，ＧＳ１５を出力する。第４，第５ゲート信号ＧＳ１４，ＧＳ１５は、第３，第６ゲート信号ＧＳ１３，ＧＳ１６を反転させた値となる。

次に、図９を用いて、本実施形態に係る電力変換装置１００の動作を説明する。図９（ａ）は交流電圧Ｖａｃの推移を示し、図９（ｂ）は乖離幅Δｉの推移を示す。また、図９（ａ）において、ｔ３１，ｔ３３，ｔ３５は、交流電圧Ｖａｃのゼロクロスタイミングを示し、ｔ３２，ｔ３４は、交流電圧Ｖａｃが正，負のピーク値となるピークタイミングを示す。

交流電圧Ｖａｃが正極性となる第１期間Ｐ１では、第４，第５ゲート信号ＧＳ１４，ＧＳ１５がハイレベルとなることにより、第４，第５スイッチＳＷ１４，ＳＷ１５がオン状態（閉状態）となる。第３，第６ゲート信号ＧＳ１３，ＧＳ１６がローレベルとなることにより、第３，第６スイッチＳＷ１３，ＳＷ１６がオフ状態（開状態）となる。そのため、第１期間Ｐ１で実施されるピーク電流モード制御により、第１ゲート信号ＧＳ１１がハイレベルとなり、第２ゲート信号ＧＳ１２がローレベルとなることにより、第４，第５スイッチＳＷ１４，ＳＷ１５、リアクトル１３及び第２スイッチＳＷ１２を含む閉回路が形成される。

交流電圧Ｖａｃが負極性となる第２期間Ｐ２では、第４，第５ゲート信号ＧＳ１４，ＧＳ１５がローレベルとなることにより、第４，第５スイッチＳＷ１４，ＳＷ１５がオフ状態（開状態）となる。また、第３，第６ゲート信号ＧＳ１３，ＧＳ１６がハイレベルとなることにより、第３，第６スイッチＳＷ１３，ＳＷ１６がオン状態（閉状態）となる。そのため、第２期間Ｐ２において、電流制御部１５０により、第１ゲート信号ＧＳ１１がハイレベルとなり、第２ゲート信号ＧＳ１２がローレベルとなることにより、第３，第６スイッチＳＷ１３，ＳＷ１６、リアクトル１３、及び第２スイッチＳＷ１２を含む閉回路が形成される。

第１，第２期間Ｐ１，Ｐ２において、歪みを伴うリアクトル電流ＩＬｒの平均値Ｉａｖｅと補正前指令電流ＩＬｐ＊との差を示す乖離幅Δｉは、ゼロクロスタイミング（ｔ３１，ｔ３３，ｔ３５）付近において最も小さな値となる。また、乖離幅Δｉは、交流電圧Ｖａｃのピークタイミング（ｔ３２，ｔ３４）付近において最も大きな値となる。

本実施形態では、補正値設定部４４は、交流電圧Ｖａｃが正極性及び負極性となる第１，第２期間Ｐ１，Ｐ２それぞれで極大値を１つ取り、第１期間Ｐ１での極大値と第２期間Ｐ２での極大値との間に極小値を１つ取るように補正係数ｋを設定する。また、補正値設定部４４は、振幅指令値Ｉａ＊が大きくなるほど、補正係数ｋを小さな値に設定する。

本実施形態においても、制御装置３０は、交流電圧Ｖａｃと、振幅指令値Ｉａ＊と、補正係数ｋとの関係を示す補正値マップを記憶部に記憶している。そのため、補正値設定部４４は、この補正値マップを参照することにより、振幅指令値Ｉａ＊及び交流電圧Ｖａｃに応じた補正係数ｋを設定することができる。

次に、本実施形態において、補正係数ｋと交流電圧Ｖａｃとの対応関係を示す補正値マップの作成方法について説明する。

リアクトル電流ＩＬｒの増加時の傾きｍｂは、「ｍｂ＝（Ｖｄｃ−｜Ｖａｃ｜）／Ｌ」の関係がある。そのため、この関係性を上記式（１）に代入することにより、直流電圧Ｖｄｃを交流電圧Ｖａｃに変換する場合の乖離幅Δｉは下記式（６）により算出される。

ＤＣ・ＡＣ変換器８０が直流電圧を交流電圧に変換する場合、デューティ比Ｄは、下記式（７）により算出される。

補正係数ｋは、上記式（４）の乖離幅Δｉに上記式（６）を代入し、代入後の式を補正係数ｋの式として展開した下記式（８）により算出される。

本実施形態では、上記式（７），（８）を用いて、交流電圧Ｖａｃと、直流電圧Ｖｄｃと、補正前指令電流ＩＬｐ＊とに応じた補正係数ｋを算出する。そして、算出した補正係数ｋを、交流電圧Ｖａｃに対応付けることにより補正値マップを作成する。

以上説明した本実施形態では、直流電圧を交流電圧に変換する場合においても、第１実施形態と同様の効果を奏することができる。

＜第３実施形態＞
第３実施形態では、第１実施形態と異なる構成を主に説明する。なお、第１実施形態と同一の符号を付した構成は同一の構成を示し、その説明は繰り返さない。

電力変換装置１００が高負荷で駆動する場合、低負荷で駆動する場合と比べて、リアクトル電流ＩＬｒが過剰に流れるのを防止する等の観点から、補正前指令電流ＩＬｐ＊の補正に対して高い応答性が要求される場合がある。ここで、補正前指令電流ＩＬｐ＊に補正係数ｋを積算する場合、補正前指令電流ＩＬｐ＊に補正値を加算する場合と比べて、制御装置３０の処理負荷が高くなるため、補正の際の応答性が低くなる。

本実施形態では、電力変換装置１００の負荷が所定値以下である場合は、補正係数ｋを補正前指令電流ＩＬｐ＊に積算することにより指令電流ＩＬ＊を算出する。一方、電力変換装置１００の負荷が所定値よりも大きい場合は、補正値Ｉｃを補正前指令電流ＩＬｐ＊に加算することにより指令電流ＩＬ＊を算出する。

本実施形態に係る制御装置３０の機能ブロック図を図１０を用いて説明する。本実施形態では、補正部１４０は、負荷判定部１４１と、第１補正部１４２と、第２補正部１４３とを備えている。

負荷判定部１４１は、振幅指令値Ｉａ＊に基づいて、電力変換装置１００の負荷を判定し、判定結果に基づいて、絶対値算出部４３から出力された補正前指令電流ＩＬｐ＊（＝｜Ｉａ＊×ｓｉｎωｔ｜）を、第１補正部１４２と第２補正部１４３とのいずれかに出力する。具体的には、負荷判定部１４１は、振幅指令値Ｉａ＊を負荷判定値ＴＨＡ以下と判定すると、補正前指令電流ＩＬｐ＊を第１補正部１４２に出力する。一方、負荷判定部１４１は、振幅指令値Ｉａ＊を負荷判定値ＴＨＡよりも大きいと判定すると、補正前指令電流ＩＬｐ＊を第２補正部１４３に出力する。

第１補正部１４２は、補正前指令電流ＩＬｐ＊に補正係数ｋを積算する。第２補正部１４３は、補正前指令電流ＩＬｐ＊に補正値Ｉｃを加算する。そのため、本実施形態では、高負荷時では、補正前指令電流ＩＬｐ＊に補正値Ｉｃが加算された値が指令電流ＩＬ＊となる。

本実施形態では、補正値設定部４４は、交流電圧Ｖａｃが正極性及び負極性となる期間Ｐ１，Ｐ２それぞれで極小値を１つ取り、正極性の期間での極小値と負極性の期間での極小値との間に極大値を１つ取るように補正値Ｉｃを設定する。

本実施形態では、上記式（２），（３）を用いて、交流電圧Ｖａｃに応じた乖離幅Δｉを補正値Ｉｃとして算出する。そして、算出した補正値Ｉｃを、交流電圧Ｖａｃに対応付けることにより補正値マップを作成する。

以上説明した本実施形態では、制御装置３０は、振幅指令値Ｉａ＊が負荷判定値ＴＨＡ以下であると判定した場合は、補正係数ｋを補正前指令電流ＩＬｐ＊に積算することにより補正前指令電流ＩＬｐ＊を算出する。一方、振幅指令値Ｉａ＊が負荷判定値ＴＨＡよりも大きいと判定した場合は、補正値Ｉｃを補正前指令電流ＩＬｐ＊に加算することにより、補正前指令電流ＩＬｐ＊を算出する。この場合、補正前指令電流ＩＬｐ＊に対する過補正を抑制しつつ、高負荷時において補正時に求められる応答性を損なわないようにすることができる。

＜第３実施形態の変形例＞
・電力変換装置１００が直流電圧を交流電圧に変換する場合、補正値Ｉｃを以下のように算出すればよい。具体的には、上記式（６），（７）を用いて、交流電圧Ｖａｃに応じた乖離幅Δｉを補正値Ｉｃとして算出する。そして、算出した補正値Ｉｃを、交流電圧Ｖａｃに対応付けることにより補正値マップを作成する。

・電力変換装置１００の負荷を振幅指令値Ｉａ＊に基づいて判定することに換えて、リアクトル電流ＩＬｒにより判定してもよい。

＜その他の実施形態＞
・各実施形態では、力率を１とする場合を例に説明を行った。これに換えて、力率が１未満の場合においても、本実施形態を適用することができる。この場合、波形生成部４０は、力率に応じて、交流電圧Ｖａｃから所定量αだけ位相がずれた基準波形（＝ｓｉｎ（ωｔ＋α））を生成すればよい。

・制御装置３０は、補正値マップを参照することにより補正係数ｋを設定することに換えて、交流電圧Ｖａｃ、直流電圧Ｖｄｃ、基準波形ｓｉｎωｔ、及び振幅指令値Ｉａ＊に基づいて補正係数ｋを都度算出してもよい。この場合、基準波形ｓｉｎωｔが０とならないように、補正係数ｋの算出周期を設定すればよい。

・制御装置３０は、メモリ等の記憶部を備え、この記憶部に、基準波形に補正係数を積算した値が記憶されていてもよい。

・例えば、振幅指令値Ｉａ＊が固定値に設定される場合、振幅指令値Ｉａ＊及び交流電圧Ｖａｃのうち、交流電圧Ｖａｃのみに基づいて補正係数ｋが設定されてもよい。

電力変換装置１００は、交流電圧と直流電圧との間で双方向での電力変換を行う装置であってもよい。

１３…リアクトル、３０…制御装置、４０…波形生成部、４１…補正部、４２…乗算器、４３…絶対値算出部、４４…補正値設定部、５０…電流制御部、１００…電力変換装置、ＳＷ…スイッチ。

Claims (3)

1. リアクトル（１３）と、駆動スイッチ（ＳＷ〜ＳＷ１６）とを有し、交流電圧及び直流電圧のうち、入力される一方の電圧を他方の電圧に変換して出力する電力変換装置（１００）に適用される電力変換装置の制御装置（３０）であって、
   前記リアクトルに流れるリアクトル電流を取得する電流取得部と、
   前記交流電圧を取得する交流電圧取得部と、
   前記交流電圧の電圧変化を示す基準波形と前記リアクトル電流の振幅を示す振幅指令値とを積算した値に基づいて、前記リアクトル電流の指令値である指令電流を算出する指令値算出部（４０，４２，４３）と、
   取得された前記交流電圧に基づいて、算出された前記指令電流を補正するための補正係数を設定する補正値設定部（４４）と、
   取得された前記リアクトル電流を、算出された前記指令電流に制御すべく、ピーク電流モード制御により前記駆動スイッチを操作する電流制御部（５０，１５０）と、
   前記基準波形及び前記基準波形に前記振幅指令値を積算した値のいずれかに前記補正係数を積算することにより、前記電流制御部で用いられる前記指令電流を補正する補正部（４１，１４０）を備える電力変換装置の制御装置。
2. 前記補正値設定部は、取得された前記交流電圧と前記振幅指令値とに基づいて、前記補正係数を設定し、前記振幅指令値が大きいほど前記補正係数を小さな値に設定する請求項１に記載の電力変換装置の制御装置。
3. 前記電力変換装置の負荷が所定値よりも大きいか否かを判定する判定部（１４１）を備え、
   前記補正部は、
   前記判定部により前記電力変換装置の負荷が前記所定値以下であると判定された場合に、前記基準波形及び前記基準波形に前記振幅指令値を積算した値のいずれかに前記補正係数を積算することにより、前記電流制御部で用いられる前記指令電流を補正し、
   前記判定部により前記電力変換装置の負荷が前記所定値よりも大きいと判定された場合に、前記基準波形に前記振幅指令値を積算した値に補正値を加算することにより、前記電流制御部で用いられる前記指令電流を補正する請求項１又は２に記載の電力変換装置の制御装置。

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