JP3489446B2 - インバータ装置 - Google Patents
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Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、太陽電池等の直流
電源を交流電源に変換し、商用電力系統に連係するイン
バータ装置に関するものである。 【０００２】 【従来の技術】従来の技術のインバータ装置を図３乃至
図１０を用いて説明する。図３はインバータ装置を示す
構成図である。図４はＰＷＭ波形の生成の説明図であ
る。図５はデッドタイムの説明図である。図６はデッド
タイムを付加した場合と付加しない場合の出力電流の比
較を示す説明図である。図７は他のインバータ装置の構
成図である。図８はデッドタイムの補償を考慮した指令
電圧値の説明図である。図９はデッドタイムの補償をし
た場合としない場合との出力電流の比較を示す説明図で
ある。図１０はデッドタイムの補償により出力電流が零
付近で歪むことの説明図である。なお、図４、図８は、
見やすくするために三角波の周期を実際より極めて大き
なものとして表示している。 【０００３】インバータ装置は、図３に示すように、太
陽電池等の直流電源１と、インバータ主回路２と、イン
バータ制御回路３とにより構成されている。直流電源１
は、太陽電池や風力発電機等の出力する電力を蓄える蓄
電池を含んで構成される。直流電源１からの直流電力
は、インバータ主回路２に入力される。インバータ主回
路２は、ブリッジ接続されてインバータブリッジを形成
する半導体スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を有するスイッ
チング素子２１と、スイッチング素子２１の出力端１
ａ、１ａに接続されるフィルタ部に相当する出力フィル
タ２４とを有して構成される。インバータ装置の入力側
に直流電源１が接続されており、コンデンサＣ１がスイ
ッチング素子２１と並列に設けてある。一方、インバー
タ装置の出力側には負荷Ｌが接続してある。 【０００４】スイッチング素子２１のインバータブリッ
ジは、その入力端１ｂ、１ｂに直流電圧が入力され、高
周波を含む交流電流を出力端１ａ、１ａから出力するも
のである。 【０００５】スイッチング素子２１の半導体スイッチン
グ素子Ｑ１〜Ｑ４のエミッタ―コレクタ間には、ダイオ
ードＤ１〜Ｄ４が各々のエミッタ側がアノードでコレク
タ側がカソードになるように接続される。ブリッジ接続
された半導体スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４は、例えばＩ
ＧＢＴ素子（絶縁型ゲートバイポーラトランジスタ）で
構成されており、インバータ制御回路３から出力される
制御信号Ｓ１にてスイッチング制御される。また、ブリ
ッジ接続された半導体スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３も、
例えばＩＧＢＴ素子で構成されており、インバータ制御
回路３から出力される制御信号Ｓ２にてスイッチング制
御される。 【０００６】半導体スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４は同じ
タイミングで同時に同じ状態にスイッチングされ、また
半導体スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３も同じタイミングで
同時に同じ状態にスイッチングされるようになってい
る。 【０００７】そして、制御信号Ｓ１によって半導体スイ
ッチング素子Ｑ１、Ｑ４がオン状態にされ、制御信号Ｓ
２によって半導体スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３がオフ状
態にされると、図３中の矢線Ｙ１の方向、即ち、直流電
源１−半導体スイッチング素子Ｑ１−チョークコイルＬ
１−負荷Ｌ−チョークコイルＬ２−半導体スイッチング
素子Ｑ４−直流電源１の経路の方向に向けて電流が流れ
ようとする。従って、現時点で矢線Ｙ１方向に電流が流
れている場合には電流が増加し、矢線Ｙ２方向に電流が
流れている場合にはＹ２方向の電流は減少する。 【０００８】一方、制御信号Ｓ１によって半導体スイッ
チング素子Ｑ１、Ｑ４がオフ状態にされ、制御信号Ｓ２
によって半導体スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３がオン状態
にされると、図３中の矢線Ｙ２の方向、即ち、直流電源
１−半導体スイッチング素子Ｑ３−チョークコイルＬ２
−負荷Ｌ−チョークコイルＬ１−半導体スイッチング素
子Ｑ２−直流電源１の経路の方向に向けて電流が流れよ
うとする。従って、現時点で矢線Ｙ２方向に電流が流れ
ている場合には電流が増加し、矢線Ｙ１方向に電流が流
れている場合にはＹ１方向の電流は減少する。 【０００９】従って、制御信号Ｓ１、Ｓ２にて半導体ス
イッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をスイッチング制御すること
により、出力端１ａから出力する出力電流の方向を制御
し、直流電源１からの直流電力を交流電力へと変換する
ものである。 【００１０】ダイオードＤ１〜Ｄ４は、各半導体スイッ
チング素子Ｑ１〜Ｑ４をオフした瞬時にエミッタとコレ
クタ間に発生する逆方向の起電力の電圧により、各半導
体スイッチング素子のエミッタ―コレクタ間の絶縁が破
壊されるのを防止するものである。 【００１１】出力フィルタ２４は、チョークコイルＬ
１、Ｌ２（リアクトル２２）とコンデンサ２３とから構
成されており、前段のスイッチング素子２１のインバー
タブリッジから高周波を含む交流電流が入力されると、
高周波成分を除去して平滑化して出力するものである。 【００１２】直流電源１は、直流電圧を平滑用のコンデ
ンサＣ１に供給するもので、例えば太陽電池と太陽電池
の出力を昇圧する昇圧チョッパ回路等で構成されてい
る。 【００１３】コンデンサＣ１は、例えばアルミ電解コン
デンサで、直流電源１の直流出力や昇圧チョッパ回路で
昇圧された直流電圧が入力されると蓄電し、平滑して大
略安定した直流電圧に変換して出力するものである。 【００１４】インバータ制御回路３は、指令電圧値演算
部３ａと、ＰＷＭ波形を出力するＰＷＭ波形生成部３ｂ
と、デッドタイム生成部３ｃとを有して構成されてい
る。具体的には、インバータ制御回路３は、マイコン等
を用いたり、ＩＣ等により実現されている。 【００１５】指令電圧値演算部３ａは、与えられた条件
から指令電圧値Ｃｖ１を算出して、指令電圧値Ｃｖ１を
ＰＷＭ波形生成部３ｂに出力するものである。指令電圧
値Ｃｖ１とは、最終的に負荷Ｌに供給する電流の大きさ
と方向とを指示するものであり、時間と共に変化する値
である。従って時系列に並べた指令電圧値Ｃｖ１は、出
力する電流の波形を表すものである。インバータ装置は
負荷Ｌに交流電流を供給するものであるから、指令電圧
値Ｃｖ１の波形は図４に示すように正弦波となる。 【００１６】指令電圧値Ｃｖ１の算出は、例えば、外部
から周波数とピーク値とが与えられると、与えられた周
波数によって振幅１の正弦波を生成し、ピーク値と前記
算出した正弦波とを乗算することにより行う。 【００１７】ＰＷＭ波形生成部３ｂは、予め図４に示す
ような三角波の搬送波Ｃｖ２を生成し、指令電圧値Ｃｖ
１と搬送波Ｃｖ２とを比較してＰＷＭ波形Ｃｖ３、Ｃｖ
４を生成しデッドタイム生成部３ｃに出力するものであ
る。搬送波は三角波でなくのこぎり波、台形波等であっ
てもよい。 【００１８】次に、ＰＷＭ波形生成部３ｂが指令電圧値
Ｃｖ１と搬送波である搬送波Ｃｖ２とを比較して、ＰＷ
Ｍ波形を出力する方法を説明する。 【００１９】まず、搬送波Ｃｖ２の振幅の中心に指令電
圧値Ｃｖ１の零点が位置するようにする。そして、ＰＷ
Ｍ波形生成部３ｂは、図４に示すように指令電圧値Ｃｖ
１と搬送波Ｃｖ２とを比較して指令電圧値Ｃｖ１の方が
大きい区間はオン、指令電圧値Ｃｖ１の方が小さい区間
はオフとなる矩形波であるＰＷＭ波形Ｃｖ３を生成す
る。また、ＰＷＭ波形生成部３ｂは、指令電圧値Ｃｖ１
と搬送波Ｃｖ２とを比較して指令電圧値Ｃｖ１の方が大
きい区間はオフ、指令電圧値Ｃｖ１の方が小さい区間は
オンとなる矩形波であるＰＷＭ波形Ｃｖ４を生成する。
ＰＷＭ波形Ｃｖ３、Ｃｖ４は、指令電圧値Ｃｖ１がピー
ク値に近づくほどオンの区間とオフの区間との比率が異
なるものとなり、指令電圧値Ｃｖ１が零に近づくほど両
者の比率は１対１に近づく。 【００２０】そして、仮にＰＷＭ波形Ｃｖ３の電圧の制
御信号Ｓ１を半導体スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４に出力
し、ＰＷＭ波形Ｃｖ４の電圧の制御信号Ｓ２を半導体ス
イッチング素子Ｑ２、Ｑ３に出力したとすると、制御信
号Ｓ１、Ｓ２の矩形波に従って半導体スイッチング素子
Ｑ１〜Ｑ４が高速にスイッチングされる。そして、制御
信号Ｓ１、Ｓ２のパルス幅の比率に応じて、半導体スイ
ッチング素子Ｑ１、Ｑ４のオン状態と半導体スイッチン
グ素子Ｑ２、Ｑ３のオン状態との比率が定まり、結果と
して出力端１ａ、１ａから出力される出力電流の方向と
大きさが決定される。即ち、１回のオン状態と１回のオ
フ状態とからなる制御信号Ｓ１、Ｓ２の一周期のうち、
制御信号Ｓ１のオン期間がオフ期間より長く、制御信号
Ｓ２のオン期間がオフ期間より短ければ出力電流は図３
中の矢線Ｙ１で示す方向に流れ、制御信号Ｓ１のオン期
間がオフ期間より短く、制御信号Ｓ２のオン期間がオフ
期間より長ければ出力電流は図３中の矢線Ｙ２で示す方
向に流れる。 【００２１】デッドタイム生成部３ｃは、デッドタイム
Ｔｄを生成してＰＷＭ波形Ｃｖ３、Ｃｖ４に付加するも
のである。スイッチング素子２１において、スイッチン
グ素子Ｑ１、Ｑ４のオン・オフ反転と、スイッチング素
子Ｑ２、Ｑ３のオフ・オン反転とを同時に行うと、スイ
ッチング素子のターンオンは瞬時に行われるのに対して
ターンオフは徐々に行われるという特性により、各半導
体スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４が全てオン状態となる期
間がある。そして、全ての半導体スイッチング素子Ｑ１
〜Ｑ４がオン状態となる期間は、電源が短絡した状態と
なる。そこで、この電源短絡を防止するために、他方の
スイッチング素子がターンオンする僅かに早く一方のス
イッチング素子をターンオフさせる必要がある。このオ
ン／オフのタイミングをずらした時間がいわゆるデッド
タイムＴｄである。従って、デッドタイムＴｄを付加し
たＰＷＭ波形Ｃｖ３、Ｃｖ４の制御信号Ｓ１、Ｓ２をス
イッチング素子２１に出力すると、電源短絡状態を生じ
ることなくスイッチング制御できる。 【００２２】図４の一部分を拡大した図５に示すよう
に、ＰＷＭ波形Ｃｖ３、Ｃｖ４は本来は破線Ｃｗの位置
でオフとなる矩形波であるが、デッドタイムＴｄを考慮
してデッドタイムＴｄだけ早い実線Ｃｘの位置でオフす
る矩形波としている。このため、オフされるスイッチン
グ素子は、常にオンされる他のスイッチング素子がオン
されるよりもデッドタイムＴｄ時間だけ早めにオフされ
る。 【００２３】しかし、上述のデッドタイムＴｄを設ける
ことにより、制御信号Ｓ１、Ｓ２が半導体スイッチング
素子Ｑ１〜Ｑ４のベースに印加される時間はデッドタイ
ムＴｄ分だけ少ないものとなり、半導体スイッチング素
子Ｑ１〜Ｑ４のオン状態の時間もデッドタイムＴｄの分
だけ少ないものとなる。よって、スイッチング素子２１
の出力電流Ｃｖ７は、図６に示すように、デッドタイム
Ｔｄを付加しない場合の出力電流Ｃｖ８に較べて歪んで
小さいものとなる。 【００２４】そこで従来のインバータ装置においては、
このデッドタイムＴｄによる出力電流の歪みを補償する
ために、図７に示すように、デッドタイム補償回路３ｄ
と電流検出器２５とが付加されたものがある。 【００２５】即ち、デッドタイムＴｄはスイッチング素
子の特性によって決定されるものであり、電源電圧が一
定であるとするならば、デッドタイムＴｄを設けた事に
よって減少する出力電流は予め求めることができる。従
って、デッドタイム補償回路３ｄが、デッドタイムＴｄ
を見込んて、予め指令電圧値Ｃｖ１に補償値Ｈを加減す
ることにより補償を行う。 【００２６】デッドタイム補償回路３ｄが補償値Ｈを加
えるか減ずるかは、電流検出器２５の検出する電流の正
負によって決定される。デッドタイム補償回路３ｄは電
流が正であれば指令電圧値Ｃｖ１に補償値Ｈを加算し、
電流が負であれば指令電圧値Ｃｖ１から補償値Ｈを減算
する。デッドタイム補償回路３ｄは該操作を前述したＰ
ＷＭ波形Ｃｖ３、Ｃｖ４の一周期毎に行なう。このよう
にしてデッドタイム補償回路３ｄが補償値Ｈを加減して
ＰＷＭ波形生成部３ｂに入力される指令電圧値Ｃｖ１’
の波形は図８に破線で示す形状になる。そして、指令電
圧値Ｃｖ１’による出力電流Ｃｖ９は、図９に示すよう
に、単にデッドタイムＴｄを付加した場合の出力電流Ｃ
ｖ７に較べて、より原形であるデッドタイムＴｄを付加
していない場合の出力電流に近い波形となる。 【００２７】以上のようにして構成されたインバータ装
置の動作の概略を説明する。まず、指令電圧値演算部３
ａにより、図４に示すように指令電圧値Ｃｖ１を算出し
て、デッドタイム補償回路３ｄが図８に示すように指令
電圧値Ｃｖ１’に補償して、ＰＷＭ波形生成部３ｂに出
力する。ＰＷＭ波形生成部３ｂは指令電圧値Ｃｖ１’と
搬送波Ｃｖ２とを比較して図８に示すＰＷＭ波形Ｃｖ
３、Ｃｖ４を生成し、デッドタイム生成部３ｃに出力す
る。デッドタイム生成部３ｃは図５に示すように、ＰＷ
Ｍ波形Ｃｖ３、Ｃｖ４にデッドタイムＴｄを付加して、
該波形の制御信号Ｓ１、Ｓ２を半導体スイッチング素子
Ｑ１〜Ｑ４に出力する。 【００２８】半導体スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は、制
御信号Ｓ１、Ｓ２によって高速に切り替えられて、図１
０に示すように出力する電流Ｃｖ５の方向を高速に切り
替える。そして、電流Ｃｖ５は出力フィルタ２４で平滑
化され、滑らかに変化する交流電流Ｃｖ６となって負荷
Ｌに出力される。なお、図１０においては、図８の正弦
波で表される指令電圧値Ｃｖ１’の微少区間を拡大して
示したものであり、出力される電流Ｃｖ５が徐々に正方
向に増加している様子を示している。 【００２９】 【発明が解決しようとする課題】ところが、上述の図７
に示すようなインバータ装置にあっては、スイッチング
素子２１を介した電流値を電流検出器２５によって検出
し、該電流値に基づいてデッドタイム補償を行ってい
る。このため、検出された電流値にノイズ成分が多分に
含まれている蓋然性が高く、該電流値に基づいては正確
なデッドタイム補償が行えないという問題点を有してい
た。 【００３０】本発明は、上記問題点を改善するために成
されたもので、その目的とするところは、ノイズによる
影響を受けることなく正確にデッドタイム補償を行うこ
とができるインバータ装置を提供することにある。 【００３１】 【課題を解決するための手段】請求項１記載の発明は、
太陽電池等の直流電源から出力される直流電力をＰＷＭ
制御されるインバータブリッジを介して交流電力に変換
し、商用電力系統に同期させ、連系して負荷に電力を供
給するインバータ装置において、ＰＷＭ波形にデッドタ
イムを付加して制御信号を生成しインバータブリッジに
出力するデッドタイム生成部と、デッドタイムを補償す
るＰＷＭ波形生成部と、直流電源から取り出すことので
きる最大電力値をこの直流電源の電圧及び電流から算出
する電力値演算部と、商用電力系統から出力される出力
電圧の位相を検出する位相検出器と、前記電力値演算部
で得られた最大電力値から算出される最大電力を入力し
たときの出力電流の振幅値と前記位相検出器で検出され
る商用電力系統の電圧の位相とから指令電流値を演算す
る指令電流値演算部とを付加し、ＰＷＭ波形生成部は指
令電流値が無補償範囲内であればデッドタイム補償を行
わず、指令電流値が無補償範囲外であればデッドタイム
補償を行うことを特徴とするものである。 【００３２】 【発明の実施の形態】以下、本発明の一実施の形態に係
るインバータ装置を図１、図２に基づいて詳細に説明す
る。なお、前述の従来の技術で説明したところのインバ
ータ装置と同等の箇所には同じ符号を付し、その詳細な
説明は省略する。 【００３３】図１はインバータ装置を示す構成図であ
る。図２はデッドタイム補償を行った指令電圧値の説明
図である。 【００３４】図１に示す本実施の形態のインバータ装置
が、前述の従来の技術で説明したところのインバータ装
置と異なり特徴となるのは次の構成である。 【００３５】即ち、インバータ制御回路３の構成が異な
り、出力電流の振幅値及び出力電圧の位相から出力電流
の指令値を算出し、この値が予め定めた無補償範囲であ
れば指令電圧値Ｃｖ１に対しては補償を行わず、範囲以
外においては補償を行うようにした構成である。 【００３６】インバータ制御回路３は、マイコンやＩＣ
等を用いて構成され、電力値演算部３１と、振幅値演算
部３２と、位相検出器３３と、指令電流値演算部３４
と、指令電圧値演算部３５と、ＰＷＭ波形生成部３６
と、デッドタイム生成部３７と、デッドタイム補償回路
３８とで構成されている。 【００３７】電力値演算部３１は直流電源１の電圧及び
電流から最大限使用可能な電力値を算出するものであ
り、振幅値演算部３２は電力値演算部３１において算出
された電力値から出力できる出力電流の振幅値を算出す
るものである。なお、電力値演算３１において演算され
る電力値は略最大の値であり、検出器の精度により若干
の誤差が生じることがある。 【００３８】位相検出器３３は商用電力系統５から出力
される出力電圧の位相を検出するものであり、指令電流
値演算部３４は出力電流の振幅値及び出力電圧の位相か
ら出力電流の指令値を算出するものである。指令電圧値
演算部３５は出力電流の指令値と出力電流の検出値から
指令電圧値を算出するものである。 【００３９】デッドタイム補償回路３８は、位相検出器
３３から送られる商用電力系統５の出力電圧の位相と振
幅値演算部３２から送られる出力電流の振幅値とから補
償値Ｈの演算を行う。ＰＷＭ波形生成部３６は、指令電
圧値Ｃｖ１と補償値Ｈとを加算してデッドタイム補償後
の補償指令電圧値を算出し、補償指令電圧値と搬送波Ｃ
ｖ２とを比較してＰＷＭ波形を生成するものでる。 【００４０】図６に示すように、従来より零点から所定
の大きさ＋Ｉ１〜−Ｉ１の出力電流を出力する場合にあ
っては、デッドタイムＴｄの補償をしなくても出力電流
は歪みを生じなかった。ただし、ここで出力電流にはノ
イズが含まれていないことが前提である。そこで、本実
施の形態では、ノイズによる悪影響を回避するために、
指令電流値演算部３４において算出された指令電流値に
基づいてデッドタイム補償を行う範囲を決定している。
すなわち、指令電流値が＋Ｉ１〜−Ｉ１の範囲を無補償
範囲として、該無補償範囲内に指令電圧値Ｃｖ１がある
場合には、デッドタイムＴｄの補償を行わず、無補償範
囲外の場合にのみデッドタイムの補償を行うようにする
のである。 【００４１】従って、まず指令電圧値演算部３５は指令
電流値演算部３４から入力される指令電流値の値が、＋
Ｉ１〜−Ｉ１の範囲内であるか否かを判断する。そし
て、ＰＷＭ波形生成部３６は該範囲内であればデッドタ
イムＴｄの補償を行わずに指令電圧値Ｃｖ１をデッドタ
イム生成部３７に出力する。一方、指令電流値演算部３
４から入力される指令電流値の値が、＋Ｉ１〜−Ｉ１の
範囲外であれば、ＰＷＭ波形生成部３６はデッドタイム
補償を行う。即ち、ＰＷＭ波形生成部３６は、指令電圧
値Ｃｖ１が正の値であれは補償値Ｈを加え、負の値であ
れば補償値Ｈを減じる。そして、ＰＷＭ波形生成部３６
はデッドタイム補償を行った指令電圧値Ｃｖ１をデッド
タイム生成部３７に出力する。 【００４２】以上のようにしてＰＷＭ波形生成部３６か
ら出力される指令電圧値Ｃｖ１は、図２に示すように所
定範囲だけ補償されたものとなり、指令電圧値Ｃｖ１に
よって最終的に出力される出力電流は図６に示すデッド
タイムＴｄがない場合の出力電流Ｃｖ８に極めて近いも
のとなる。 【００４３】従って、以上のようにして構成したインバ
ータ装置は、指令電流値はノイズの影響を受けることな
く演算することが可能になるので、この値に基づいてデ
ッドタイム補償を行うか否かを決定するようにすれば、
ノイズの影響を受けることなしに、零点付近であっても
歪みを生ずることがなく、出力電流を出力することがで
きるのである。また、実際にインバータ装置から出力さ
れる出力電流を検出して、ノイズの影響を考慮した演算
を行った後、デッドタイム補償を行うといった手続を必
要としないので、演算回路の構成を簡単にすることがで
きるとともに、演算回路の負担を軽減することが可能に
なる。 【００４４】 【発明の効果】以上のように、請求項１記載の発明にあ
っては、太陽電池等の直流電源から出力される直流電力
をＰＷＭ制御されるインバータブリッジを介して交流電
力に変換し、商用電力系統に同期させ、連系して負荷に
電力を供給するインバータ装置において、ＰＷＭ波形に
デッドタイムを付加して制御信号を生成しインバータブ
リッジに出力するデッドタイム生成部と、デッドタイム
を補償するＰＷＭ波形生成部と、直流電源から取り出す
ことのできる最大電力を算出する電力値演算部と、商用
電力系統から出力される出力電圧の位相を検出する位相
検出器と、最大電力を入力したときの出力電流の振幅値
と商用電力系統の電圧の位相とから指令電流値を演算す
る指令電流値演算部とを付加し、ＰＷＭ波形生成部は指
令電流値が無補償範囲内であればデッドタイム補償を行
わず、指令電流値が無補償範囲外であればデッドタイム
補償を行うようにしたので、ＰＷＭ波形生成部はノイズ
の影響を受けることなく演算される指令電流値が無補償
範囲内であればデッドタイム補償を行わず、指令電流値
が無補償範囲外であればデッドタイム補償を行うので、
ノイズによる影響を受けることなく正確にデッドタイム
補償を行うことができるインバータ装置を提供すること
ができた。
電源を交流電源に変換し、商用電力系統に連係するイン
バータ装置に関するものである。 【０００２】 【従来の技術】従来の技術のインバータ装置を図３乃至
図１０を用いて説明する。図３はインバータ装置を示す
構成図である。図４はＰＷＭ波形の生成の説明図であ
る。図５はデッドタイムの説明図である。図６はデッド
タイムを付加した場合と付加しない場合の出力電流の比
較を示す説明図である。図７は他のインバータ装置の構
成図である。図８はデッドタイムの補償を考慮した指令
電圧値の説明図である。図９はデッドタイムの補償をし
た場合としない場合との出力電流の比較を示す説明図で
ある。図１０はデッドタイムの補償により出力電流が零
付近で歪むことの説明図である。なお、図４、図８は、
見やすくするために三角波の周期を実際より極めて大き
なものとして表示している。 【０００３】インバータ装置は、図３に示すように、太
陽電池等の直流電源１と、インバータ主回路２と、イン
バータ制御回路３とにより構成されている。直流電源１
は、太陽電池や風力発電機等の出力する電力を蓄える蓄
電池を含んで構成される。直流電源１からの直流電力
は、インバータ主回路２に入力される。インバータ主回
路２は、ブリッジ接続されてインバータブリッジを形成
する半導体スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を有するスイッ
チング素子２１と、スイッチング素子２１の出力端１
ａ、１ａに接続されるフィルタ部に相当する出力フィル
タ２４とを有して構成される。インバータ装置の入力側
に直流電源１が接続されており、コンデンサＣ１がスイ
ッチング素子２１と並列に設けてある。一方、インバー
タ装置の出力側には負荷Ｌが接続してある。 【０００４】スイッチング素子２１のインバータブリッ
ジは、その入力端１ｂ、１ｂに直流電圧が入力され、高
周波を含む交流電流を出力端１ａ、１ａから出力するも
のである。 【０００５】スイッチング素子２１の半導体スイッチン
グ素子Ｑ１〜Ｑ４のエミッタ―コレクタ間には、ダイオ
ードＤ１〜Ｄ４が各々のエミッタ側がアノードでコレク
タ側がカソードになるように接続される。ブリッジ接続
された半導体スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４は、例えばＩ
ＧＢＴ素子（絶縁型ゲートバイポーラトランジスタ）で
構成されており、インバータ制御回路３から出力される
制御信号Ｓ１にてスイッチング制御される。また、ブリ
ッジ接続された半導体スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３も、
例えばＩＧＢＴ素子で構成されており、インバータ制御
回路３から出力される制御信号Ｓ２にてスイッチング制
御される。 【０００６】半導体スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４は同じ
タイミングで同時に同じ状態にスイッチングされ、また
半導体スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３も同じタイミングで
同時に同じ状態にスイッチングされるようになってい
る。 【０００７】そして、制御信号Ｓ１によって半導体スイ
ッチング素子Ｑ１、Ｑ４がオン状態にされ、制御信号Ｓ
２によって半導体スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３がオフ状
態にされると、図３中の矢線Ｙ１の方向、即ち、直流電
源１−半導体スイッチング素子Ｑ１−チョークコイルＬ
１−負荷Ｌ−チョークコイルＬ２−半導体スイッチング
素子Ｑ４−直流電源１の経路の方向に向けて電流が流れ
ようとする。従って、現時点で矢線Ｙ１方向に電流が流
れている場合には電流が増加し、矢線Ｙ２方向に電流が
流れている場合にはＹ２方向の電流は減少する。 【０００８】一方、制御信号Ｓ１によって半導体スイッ
チング素子Ｑ１、Ｑ４がオフ状態にされ、制御信号Ｓ２
によって半導体スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３がオン状態
にされると、図３中の矢線Ｙ２の方向、即ち、直流電源
１−半導体スイッチング素子Ｑ３−チョークコイルＬ２
−負荷Ｌ−チョークコイルＬ１−半導体スイッチング素
子Ｑ２−直流電源１の経路の方向に向けて電流が流れよ
うとする。従って、現時点で矢線Ｙ２方向に電流が流れ
ている場合には電流が増加し、矢線Ｙ１方向に電流が流
れている場合にはＹ１方向の電流は減少する。 【０００９】従って、制御信号Ｓ１、Ｓ２にて半導体ス
イッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をスイッチング制御すること
により、出力端１ａから出力する出力電流の方向を制御
し、直流電源１からの直流電力を交流電力へと変換する
ものである。 【００１０】ダイオードＤ１〜Ｄ４は、各半導体スイッ
チング素子Ｑ１〜Ｑ４をオフした瞬時にエミッタとコレ
クタ間に発生する逆方向の起電力の電圧により、各半導
体スイッチング素子のエミッタ―コレクタ間の絶縁が破
壊されるのを防止するものである。 【００１１】出力フィルタ２４は、チョークコイルＬ
１、Ｌ２（リアクトル２２）とコンデンサ２３とから構
成されており、前段のスイッチング素子２１のインバー
タブリッジから高周波を含む交流電流が入力されると、
高周波成分を除去して平滑化して出力するものである。 【００１２】直流電源１は、直流電圧を平滑用のコンデ
ンサＣ１に供給するもので、例えば太陽電池と太陽電池
の出力を昇圧する昇圧チョッパ回路等で構成されてい
る。 【００１３】コンデンサＣ１は、例えばアルミ電解コン
デンサで、直流電源１の直流出力や昇圧チョッパ回路で
昇圧された直流電圧が入力されると蓄電し、平滑して大
略安定した直流電圧に変換して出力するものである。 【００１４】インバータ制御回路３は、指令電圧値演算
部３ａと、ＰＷＭ波形を出力するＰＷＭ波形生成部３ｂ
と、デッドタイム生成部３ｃとを有して構成されてい
る。具体的には、インバータ制御回路３は、マイコン等
を用いたり、ＩＣ等により実現されている。 【００１５】指令電圧値演算部３ａは、与えられた条件
から指令電圧値Ｃｖ１を算出して、指令電圧値Ｃｖ１を
ＰＷＭ波形生成部３ｂに出力するものである。指令電圧
値Ｃｖ１とは、最終的に負荷Ｌに供給する電流の大きさ
と方向とを指示するものであり、時間と共に変化する値
である。従って時系列に並べた指令電圧値Ｃｖ１は、出
力する電流の波形を表すものである。インバータ装置は
負荷Ｌに交流電流を供給するものであるから、指令電圧
値Ｃｖ１の波形は図４に示すように正弦波となる。 【００１６】指令電圧値Ｃｖ１の算出は、例えば、外部
から周波数とピーク値とが与えられると、与えられた周
波数によって振幅１の正弦波を生成し、ピーク値と前記
算出した正弦波とを乗算することにより行う。 【００１７】ＰＷＭ波形生成部３ｂは、予め図４に示す
ような三角波の搬送波Ｃｖ２を生成し、指令電圧値Ｃｖ
１と搬送波Ｃｖ２とを比較してＰＷＭ波形Ｃｖ３、Ｃｖ
４を生成しデッドタイム生成部３ｃに出力するものであ
る。搬送波は三角波でなくのこぎり波、台形波等であっ
てもよい。 【００１８】次に、ＰＷＭ波形生成部３ｂが指令電圧値
Ｃｖ１と搬送波である搬送波Ｃｖ２とを比較して、ＰＷ
Ｍ波形を出力する方法を説明する。 【００１９】まず、搬送波Ｃｖ２の振幅の中心に指令電
圧値Ｃｖ１の零点が位置するようにする。そして、ＰＷ
Ｍ波形生成部３ｂは、図４に示すように指令電圧値Ｃｖ
１と搬送波Ｃｖ２とを比較して指令電圧値Ｃｖ１の方が
大きい区間はオン、指令電圧値Ｃｖ１の方が小さい区間
はオフとなる矩形波であるＰＷＭ波形Ｃｖ３を生成す
る。また、ＰＷＭ波形生成部３ｂは、指令電圧値Ｃｖ１
と搬送波Ｃｖ２とを比較して指令電圧値Ｃｖ１の方が大
きい区間はオフ、指令電圧値Ｃｖ１の方が小さい区間は
オンとなる矩形波であるＰＷＭ波形Ｃｖ４を生成する。
ＰＷＭ波形Ｃｖ３、Ｃｖ４は、指令電圧値Ｃｖ１がピー
ク値に近づくほどオンの区間とオフの区間との比率が異
なるものとなり、指令電圧値Ｃｖ１が零に近づくほど両
者の比率は１対１に近づく。 【００２０】そして、仮にＰＷＭ波形Ｃｖ３の電圧の制
御信号Ｓ１を半導体スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４に出力
し、ＰＷＭ波形Ｃｖ４の電圧の制御信号Ｓ２を半導体ス
イッチング素子Ｑ２、Ｑ３に出力したとすると、制御信
号Ｓ１、Ｓ２の矩形波に従って半導体スイッチング素子
Ｑ１〜Ｑ４が高速にスイッチングされる。そして、制御
信号Ｓ１、Ｓ２のパルス幅の比率に応じて、半導体スイ
ッチング素子Ｑ１、Ｑ４のオン状態と半導体スイッチン
グ素子Ｑ２、Ｑ３のオン状態との比率が定まり、結果と
して出力端１ａ、１ａから出力される出力電流の方向と
大きさが決定される。即ち、１回のオン状態と１回のオ
フ状態とからなる制御信号Ｓ１、Ｓ２の一周期のうち、
制御信号Ｓ１のオン期間がオフ期間より長く、制御信号
Ｓ２のオン期間がオフ期間より短ければ出力電流は図３
中の矢線Ｙ１で示す方向に流れ、制御信号Ｓ１のオン期
間がオフ期間より短く、制御信号Ｓ２のオン期間がオフ
期間より長ければ出力電流は図３中の矢線Ｙ２で示す方
向に流れる。 【００２１】デッドタイム生成部３ｃは、デッドタイム
Ｔｄを生成してＰＷＭ波形Ｃｖ３、Ｃｖ４に付加するも
のである。スイッチング素子２１において、スイッチン
グ素子Ｑ１、Ｑ４のオン・オフ反転と、スイッチング素
子Ｑ２、Ｑ３のオフ・オン反転とを同時に行うと、スイ
ッチング素子のターンオンは瞬時に行われるのに対して
ターンオフは徐々に行われるという特性により、各半導
体スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４が全てオン状態となる期
間がある。そして、全ての半導体スイッチング素子Ｑ１
〜Ｑ４がオン状態となる期間は、電源が短絡した状態と
なる。そこで、この電源短絡を防止するために、他方の
スイッチング素子がターンオンする僅かに早く一方のス
イッチング素子をターンオフさせる必要がある。このオ
ン／オフのタイミングをずらした時間がいわゆるデッド
タイムＴｄである。従って、デッドタイムＴｄを付加し
たＰＷＭ波形Ｃｖ３、Ｃｖ４の制御信号Ｓ１、Ｓ２をス
イッチング素子２１に出力すると、電源短絡状態を生じ
ることなくスイッチング制御できる。 【００２２】図４の一部分を拡大した図５に示すよう
に、ＰＷＭ波形Ｃｖ３、Ｃｖ４は本来は破線Ｃｗの位置
でオフとなる矩形波であるが、デッドタイムＴｄを考慮
してデッドタイムＴｄだけ早い実線Ｃｘの位置でオフす
る矩形波としている。このため、オフされるスイッチン
グ素子は、常にオンされる他のスイッチング素子がオン
されるよりもデッドタイムＴｄ時間だけ早めにオフされ
る。 【００２３】しかし、上述のデッドタイムＴｄを設ける
ことにより、制御信号Ｓ１、Ｓ２が半導体スイッチング
素子Ｑ１〜Ｑ４のベースに印加される時間はデッドタイ
ムＴｄ分だけ少ないものとなり、半導体スイッチング素
子Ｑ１〜Ｑ４のオン状態の時間もデッドタイムＴｄの分
だけ少ないものとなる。よって、スイッチング素子２１
の出力電流Ｃｖ７は、図６に示すように、デッドタイム
Ｔｄを付加しない場合の出力電流Ｃｖ８に較べて歪んで
小さいものとなる。 【００２４】そこで従来のインバータ装置においては、
このデッドタイムＴｄによる出力電流の歪みを補償する
ために、図７に示すように、デッドタイム補償回路３ｄ
と電流検出器２５とが付加されたものがある。 【００２５】即ち、デッドタイムＴｄはスイッチング素
子の特性によって決定されるものであり、電源電圧が一
定であるとするならば、デッドタイムＴｄを設けた事に
よって減少する出力電流は予め求めることができる。従
って、デッドタイム補償回路３ｄが、デッドタイムＴｄ
を見込んて、予め指令電圧値Ｃｖ１に補償値Ｈを加減す
ることにより補償を行う。 【００２６】デッドタイム補償回路３ｄが補償値Ｈを加
えるか減ずるかは、電流検出器２５の検出する電流の正
負によって決定される。デッドタイム補償回路３ｄは電
流が正であれば指令電圧値Ｃｖ１に補償値Ｈを加算し、
電流が負であれば指令電圧値Ｃｖ１から補償値Ｈを減算
する。デッドタイム補償回路３ｄは該操作を前述したＰ
ＷＭ波形Ｃｖ３、Ｃｖ４の一周期毎に行なう。このよう
にしてデッドタイム補償回路３ｄが補償値Ｈを加減して
ＰＷＭ波形生成部３ｂに入力される指令電圧値Ｃｖ１’
の波形は図８に破線で示す形状になる。そして、指令電
圧値Ｃｖ１’による出力電流Ｃｖ９は、図９に示すよう
に、単にデッドタイムＴｄを付加した場合の出力電流Ｃ
ｖ７に較べて、より原形であるデッドタイムＴｄを付加
していない場合の出力電流に近い波形となる。 【００２７】以上のようにして構成されたインバータ装
置の動作の概略を説明する。まず、指令電圧値演算部３
ａにより、図４に示すように指令電圧値Ｃｖ１を算出し
て、デッドタイム補償回路３ｄが図８に示すように指令
電圧値Ｃｖ１’に補償して、ＰＷＭ波形生成部３ｂに出
力する。ＰＷＭ波形生成部３ｂは指令電圧値Ｃｖ１’と
搬送波Ｃｖ２とを比較して図８に示すＰＷＭ波形Ｃｖ
３、Ｃｖ４を生成し、デッドタイム生成部３ｃに出力す
る。デッドタイム生成部３ｃは図５に示すように、ＰＷ
Ｍ波形Ｃｖ３、Ｃｖ４にデッドタイムＴｄを付加して、
該波形の制御信号Ｓ１、Ｓ２を半導体スイッチング素子
Ｑ１〜Ｑ４に出力する。 【００２８】半導体スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は、制
御信号Ｓ１、Ｓ２によって高速に切り替えられて、図１
０に示すように出力する電流Ｃｖ５の方向を高速に切り
替える。そして、電流Ｃｖ５は出力フィルタ２４で平滑
化され、滑らかに変化する交流電流Ｃｖ６となって負荷
Ｌに出力される。なお、図１０においては、図８の正弦
波で表される指令電圧値Ｃｖ１’の微少区間を拡大して
示したものであり、出力される電流Ｃｖ５が徐々に正方
向に増加している様子を示している。 【００２９】 【発明が解決しようとする課題】ところが、上述の図７
に示すようなインバータ装置にあっては、スイッチング
素子２１を介した電流値を電流検出器２５によって検出
し、該電流値に基づいてデッドタイム補償を行ってい
る。このため、検出された電流値にノイズ成分が多分に
含まれている蓋然性が高く、該電流値に基づいては正確
なデッドタイム補償が行えないという問題点を有してい
た。 【００３０】本発明は、上記問題点を改善するために成
されたもので、その目的とするところは、ノイズによる
影響を受けることなく正確にデッドタイム補償を行うこ
とができるインバータ装置を提供することにある。 【００３１】 【課題を解決するための手段】請求項１記載の発明は、
太陽電池等の直流電源から出力される直流電力をＰＷＭ
制御されるインバータブリッジを介して交流電力に変換
し、商用電力系統に同期させ、連系して負荷に電力を供
給するインバータ装置において、ＰＷＭ波形にデッドタ
イムを付加して制御信号を生成しインバータブリッジに
出力するデッドタイム生成部と、デッドタイムを補償す
るＰＷＭ波形生成部と、直流電源から取り出すことので
きる最大電力値をこの直流電源の電圧及び電流から算出
する電力値演算部と、商用電力系統から出力される出力
電圧の位相を検出する位相検出器と、前記電力値演算部
で得られた最大電力値から算出される最大電力を入力し
たときの出力電流の振幅値と前記位相検出器で検出され
る商用電力系統の電圧の位相とから指令電流値を演算す
る指令電流値演算部とを付加し、ＰＷＭ波形生成部は指
令電流値が無補償範囲内であればデッドタイム補償を行
わず、指令電流値が無補償範囲外であればデッドタイム
補償を行うことを特徴とするものである。 【００３２】 【発明の実施の形態】以下、本発明の一実施の形態に係
るインバータ装置を図１、図２に基づいて詳細に説明す
る。なお、前述の従来の技術で説明したところのインバ
ータ装置と同等の箇所には同じ符号を付し、その詳細な
説明は省略する。 【００３３】図１はインバータ装置を示す構成図であ
る。図２はデッドタイム補償を行った指令電圧値の説明
図である。 【００３４】図１に示す本実施の形態のインバータ装置
が、前述の従来の技術で説明したところのインバータ装
置と異なり特徴となるのは次の構成である。 【００３５】即ち、インバータ制御回路３の構成が異な
り、出力電流の振幅値及び出力電圧の位相から出力電流
の指令値を算出し、この値が予め定めた無補償範囲であ
れば指令電圧値Ｃｖ１に対しては補償を行わず、範囲以
外においては補償を行うようにした構成である。 【００３６】インバータ制御回路３は、マイコンやＩＣ
等を用いて構成され、電力値演算部３１と、振幅値演算
部３２と、位相検出器３３と、指令電流値演算部３４
と、指令電圧値演算部３５と、ＰＷＭ波形生成部３６
と、デッドタイム生成部３７と、デッドタイム補償回路
３８とで構成されている。 【００３７】電力値演算部３１は直流電源１の電圧及び
電流から最大限使用可能な電力値を算出するものであ
り、振幅値演算部３２は電力値演算部３１において算出
された電力値から出力できる出力電流の振幅値を算出す
るものである。なお、電力値演算３１において演算され
る電力値は略最大の値であり、検出器の精度により若干
の誤差が生じることがある。 【００３８】位相検出器３３は商用電力系統５から出力
される出力電圧の位相を検出するものであり、指令電流
値演算部３４は出力電流の振幅値及び出力電圧の位相か
ら出力電流の指令値を算出するものである。指令電圧値
演算部３５は出力電流の指令値と出力電流の検出値から
指令電圧値を算出するものである。 【００３９】デッドタイム補償回路３８は、位相検出器
３３から送られる商用電力系統５の出力電圧の位相と振
幅値演算部３２から送られる出力電流の振幅値とから補
償値Ｈの演算を行う。ＰＷＭ波形生成部３６は、指令電
圧値Ｃｖ１と補償値Ｈとを加算してデッドタイム補償後
の補償指令電圧値を算出し、補償指令電圧値と搬送波Ｃ
ｖ２とを比較してＰＷＭ波形を生成するものでる。 【００４０】図６に示すように、従来より零点から所定
の大きさ＋Ｉ１〜−Ｉ１の出力電流を出力する場合にあ
っては、デッドタイムＴｄの補償をしなくても出力電流
は歪みを生じなかった。ただし、ここで出力電流にはノ
イズが含まれていないことが前提である。そこで、本実
施の形態では、ノイズによる悪影響を回避するために、
指令電流値演算部３４において算出された指令電流値に
基づいてデッドタイム補償を行う範囲を決定している。
すなわち、指令電流値が＋Ｉ１〜−Ｉ１の範囲を無補償
範囲として、該無補償範囲内に指令電圧値Ｃｖ１がある
場合には、デッドタイムＴｄの補償を行わず、無補償範
囲外の場合にのみデッドタイムの補償を行うようにする
のである。 【００４１】従って、まず指令電圧値演算部３５は指令
電流値演算部３４から入力される指令電流値の値が、＋
Ｉ１〜−Ｉ１の範囲内であるか否かを判断する。そし
て、ＰＷＭ波形生成部３６は該範囲内であればデッドタ
イムＴｄの補償を行わずに指令電圧値Ｃｖ１をデッドタ
イム生成部３７に出力する。一方、指令電流値演算部３
４から入力される指令電流値の値が、＋Ｉ１〜−Ｉ１の
範囲外であれば、ＰＷＭ波形生成部３６はデッドタイム
補償を行う。即ち、ＰＷＭ波形生成部３６は、指令電圧
値Ｃｖ１が正の値であれは補償値Ｈを加え、負の値であ
れば補償値Ｈを減じる。そして、ＰＷＭ波形生成部３６
はデッドタイム補償を行った指令電圧値Ｃｖ１をデッド
タイム生成部３７に出力する。 【００４２】以上のようにしてＰＷＭ波形生成部３６か
ら出力される指令電圧値Ｃｖ１は、図２に示すように所
定範囲だけ補償されたものとなり、指令電圧値Ｃｖ１に
よって最終的に出力される出力電流は図６に示すデッド
タイムＴｄがない場合の出力電流Ｃｖ８に極めて近いも
のとなる。 【００４３】従って、以上のようにして構成したインバ
ータ装置は、指令電流値はノイズの影響を受けることな
く演算することが可能になるので、この値に基づいてデ
ッドタイム補償を行うか否かを決定するようにすれば、
ノイズの影響を受けることなしに、零点付近であっても
歪みを生ずることがなく、出力電流を出力することがで
きるのである。また、実際にインバータ装置から出力さ
れる出力電流を検出して、ノイズの影響を考慮した演算
を行った後、デッドタイム補償を行うといった手続を必
要としないので、演算回路の構成を簡単にすることがで
きるとともに、演算回路の負担を軽減することが可能に
なる。 【００４４】 【発明の効果】以上のように、請求項１記載の発明にあ
っては、太陽電池等の直流電源から出力される直流電力
をＰＷＭ制御されるインバータブリッジを介して交流電
力に変換し、商用電力系統に同期させ、連系して負荷に
電力を供給するインバータ装置において、ＰＷＭ波形に
デッドタイムを付加して制御信号を生成しインバータブ
リッジに出力するデッドタイム生成部と、デッドタイム
を補償するＰＷＭ波形生成部と、直流電源から取り出す
ことのできる最大電力を算出する電力値演算部と、商用
電力系統から出力される出力電圧の位相を検出する位相
検出器と、最大電力を入力したときの出力電流の振幅値
と商用電力系統の電圧の位相とから指令電流値を演算す
る指令電流値演算部とを付加し、ＰＷＭ波形生成部は指
令電流値が無補償範囲内であればデッドタイム補償を行
わず、指令電流値が無補償範囲外であればデッドタイム
補償を行うようにしたので、ＰＷＭ波形生成部はノイズ
の影響を受けることなく演算される指令電流値が無補償
範囲内であればデッドタイム補償を行わず、指令電流値
が無補償範囲外であればデッドタイム補償を行うので、
ノイズによる影響を受けることなく正確にデッドタイム
補償を行うことができるインバータ装置を提供すること
ができた。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係るインバータ装置を示す構成図であ
る。 【図２】デッドタイム補償を行った指令電圧値の説明図
である。 【図３】従来の技術のインバータ装置を示す構成図であ
る。 【図４】ＰＷＭ波形の生成の説明図である。 【図５】デッドタイムを付加した場合と付加しない場合
の出力電流の比較を示す説明図である。 【図６】デッドタイムの説明図である。 【図７】他のインバータ装置の構成図である。 【図８】デッドタイムの補償を考慮した指令電圧値の説
明図である。 【図９】デッドタイムの補償をした場合としない場合と
の出力電流の比較を示す説明図である。 【図１０】デッドタイムの補償により出力電流が零付近
で歪むことの説明図である。 【符号の説明】 １ 直流電源 ２ インバータ主回路 ３ インバータ制御回路 ５ 商用電力系統 ２１ スイッチング素子 ２４ 出力フィルタ ３１ 電力値演算部 ３２ 振幅値演算部 ３３ 位相検出器 ３４ 指令電流値演算部 ３５ 指令電圧値演算部 ３６ ＰＷＭ波形生成部 ３７ デッドタイム生成部 ３８ デッドタイム補償回路 Ｌ 負荷 Ｑ１〜Ｑ４ 半導体スイッチング素子
る。 【図２】デッドタイム補償を行った指令電圧値の説明図
である。 【図３】従来の技術のインバータ装置を示す構成図であ
る。 【図４】ＰＷＭ波形の生成の説明図である。 【図５】デッドタイムを付加した場合と付加しない場合
の出力電流の比較を示す説明図である。 【図６】デッドタイムの説明図である。 【図７】他のインバータ装置の構成図である。 【図８】デッドタイムの補償を考慮した指令電圧値の説
明図である。 【図９】デッドタイムの補償をした場合としない場合と
の出力電流の比較を示す説明図である。 【図１０】デッドタイムの補償により出力電流が零付近
で歪むことの説明図である。 【符号の説明】 １ 直流電源 ２ インバータ主回路 ３ インバータ制御回路 ５ 商用電力系統 ２１ スイッチング素子 ２４ 出力フィルタ ３１ 電力値演算部 ３２ 振幅値演算部 ３３ 位相検出器 ３４ 指令電流値演算部 ３５ 指令電圧値演算部 ３６ ＰＷＭ波形生成部 ３７ デッドタイム生成部 ３８ デッドタイム補償回路 Ｌ 負荷 Ｑ１〜Ｑ４ 半導体スイッチング素子
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(72)発明者 向井 忠吉
大阪府門真市大字門真1048番地松下電工
株式会社内
(72)発明者 東浜 弘忠
大阪府門真市大字門真1048番地松下電工
株式会社内
(56)参考文献 特開 平10−108476（ＪＰ，Ａ)
特開 平７−255132（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H02J 3/00 - 5/00
H02M 7/48
Claims (1)
- (57)【特許請求の範囲】 【請求項１】 太陽電池等の直流電源から出力される直
流電力をＰＷＭ制御されるインバータブリッジを介して
交流電力に変換し、商用電力系統に同期させ、連系して
負荷に電力を供給するインバータ装置において、ＰＷＭ
波形にデッドタイムを付加して制御信号を生成しインバ
ータブリッジに出力するデッドタイム生成部と、デッド
タイムを補償するＰＷＭ波形生成部と、直流電源から取
り出すことのできる最大電力値をこの直流電源の電圧及
び電流から算出する電力値演算部と、商用電力系統から
出力される出力電圧の位相を検出する位相検出器と、前
記電力値演算部で得られた最大電力値から算出される最
大電力を入力したときの出力電流の振幅値と前記位相検
出器で検出される商用電力系統の電圧の位相とから指令
電流値を演算する指令電流値演算部とを付加し、ＰＷＭ
波形生成部は指令電流値が無補償範囲内であればデッド
タイム補償を行わず、指令電流値が無補償範囲外であれ
ばデッドタイム補償を行うことを特徴とするインバータ
装置。
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