JP3397138B2 - インバータ装置 - Google Patents
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- Y02E10/50—Photovoltaic [PV] energy
- Y02E10/56—Power conversion systems, e.g. maximum power point trackers
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- Inverter Devices (AREA)
- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
Description
電源を交流電源に変換し、商用電力系統に連係するイン
バータ装置に関するものである。
図12を用いて説明する。図5はインバータ装置を示す
構成図である。図6はPWM波形の生成の説明図であ
る。図7はデッドタイムの説明図である。図8はデッド
タイムを付加した場合と付加しない場合の出力電流の比
較を示す説明図である。図9は他のインバータ装置の構
成図である。図10はデッドタイムの補償を考慮した指
令電圧値の説明図である。図11はデッドタイムの補償
をした場合としない場合との出力電流の比較を示す説明
図である。図12はデッドタイムの補償により出力電流
が零付近で歪むことの説明図である。なお、図6、図1
0は、見やすくするために三角波の周期を実際より極め
て大きなものとして表示している。
陽電池等の直流電源1と、インバータ主回路2と、イン
バータ制御回路3とにより構成されている。直流電源1
は、太陽電池や風力発電機等の出力する電力を蓄える蓄
電池を含んで構成される。直流電源1からの直流電力
は、インバータ主回路2に入力される。インバータ主回
路2は、ブリッジ接続されてインバータブリッジを形成
する半導体スイッチング素子Q1〜Q4を有するスイッ
チング素子21と、スイッチング素子21の出力端1
a、1aに接続されるフィルタ部に相当する出力フィル
タ24とを有して構成される。インバータ装置の入力側
に直流電源1が接続されており、コンデンサC1がスイ
ッチング素子21と並列に設けてある。一方、インバー
タ装置の出力側には負荷Lが接続してある。
ジは、その入力端1b、1bに直流電圧が入力され、高
周波を含む交流電流を出力端1a、1aから出力するも
のである。
グ素子Q1〜Q4のエミッタ―コレクタ間には、ダイオ
ードD1〜D4が各々のエミッタ側がアノードでコレク
タ側がカソードになるように接続される。ブリッジ接続
された半導体スイッチング素子Q1、Q4は、例えばI
GBT素子(絶縁型ゲートバイポーラトランジスタ)で
構成されており、インバータ制御回路3から出力される
制御信号S1にてスイッチング制御される。また、ブリ
ッジ接続された半導体スイッチング素子Q2、Q3も、
例えばIGBT素子で構成されており、インバータ制御
回路3から出力される制御信号S2にてスイッチング制
御される。
タイミングで同時に同じ状態にスイッチングされ、また
半導体スイッチング素子Q2、Q3も同じタイミングで
同時に同じ状態にスイッチングされるようになってい
る。
ッチング素子Q1、Q4がオン状態にされ、制御信号S
2によって半導体スイッチング素子Q2、Q3がオフ状
態にされると、図5中の矢線Y1の方向、即ち、直流電
源1−半導体スイッチング素子Q1−チョークコイルL
1−負荷L−チョークコイルL2−半導体スイッチング
素子Q4−直流電源1の経路の方向に向けて電流が流れ
ようとする。従って、現時点で矢線Y1方向に電流が流
れている場合には電流が増加し、矢線Y2方向に電流が
流れている場合にはY2方向の電流は減少する。
チング素子Q1、Q4がオフ状態にされ、制御信号S2
によって半導体スイッチング素子Q2、Q3がオン状態
にされると、図5中の矢線Y2の方向、即ち、直流電源
1−半導体スイッチング素子Q3−チョークコイルL2
−負荷L−チョークコイルL1−半導体スイッチング素
子Q2−直流電源1の経路の方向に向けて電流が流れよ
うとする。従って、現時点で矢線Y2方向に電流が流れ
ている場合には電流が増加し、矢線Y1方向に電流が流
れている場合にはY1方向の電流は減少する。
イッチング素子Q1〜Q4をスイッチング制御すること
により、出力端1aから出力する出力電流の方向を制御
し、直流電源1からの直流電力を交流電力へと変換する
ものである。
チング素子Q1〜Q4をオフした瞬時にエミッタとコレ
クタ間に発生する逆方向の起電力の電圧により、各半導
体スイッチング素子のエミッタ―コレクタ間の絶縁が破
壊されるのを防止するものである。
1、L2(リアクトル22)とコンデンサ23とから構
成されており、前段のスイッチング素子21のインバー
タブリッジから高周波を含む交流電流が入力されると、
高周波成分を除去して平滑化して出力するものである。
ンサC1に供給するもので、例えば太陽電池と太陽電池
の出力を昇圧する昇圧チョッパ回路等で構成されてい
る。
デンサで、直流電源1の直流出力や昇圧チョッパ回路で
昇圧された直流電圧が入力されると蓄電し、平滑して大
略安定した直流電圧に変換して出力するものである。
部3aと、PWM波形を出力するPWM波形生成部3b
と、デッドタイム生成部3cとを有して構成されてい
る。具体的には、インバータ制御回路3は、マイコン等
を用いたり、IC等により実現されている。
から指令電圧値Cv1を算出して、指令電圧値Cv1を
PWM波形生成部3bに出力するものである。指令電圧
値Cv1とは、最終的に負荷Lに供給する電流の大きさ
と方向とを指示するものであり、時間と共に変化する値
である。従って時系列に並べた指令電圧値Cv1は、出
力する電流の波形を表すものである。インバータ装置は
負荷Lに交流電流を供給するものであるから、指令電圧
値Cv1の波形は図6に示すように正弦波となる。
から周波数とピーク値とが与えられると、与えられた周
波数によって振幅1の正弦波を生成し、ピーク値と前記
算出した正弦波とを乗算することにより行う。
ような三角波の搬送波Cv2を生成し、指令電圧値Cv
1と搬送波Cv2とを比較してPWM波形Cv3、Cv
4を生成しデッドタイム生成部3cに出力するものであ
る。搬送波は三角波でなくのこぎり波、台形波等であっ
てもよい。
Cv1と搬送波である搬送波Cv2とを比較して、PW
M波形を出力する方法を説明する。
圧値Cv1の零点が位置するようにする。そして、PW
M波形生成部3bは、図6に示すように指令電圧値Cv
1と搬送波Cv2とを比較して指令電圧値Cv1の方が
大きい区間はオン、指令電圧値Cv1の方が小さい区間
はオフとなる矩形波であるPWM波形Cv3を生成す
る。また、PWM波形生成部3bは、指令電圧値Cv1
と搬送波Cv2とを比較して指令電圧値Cv1の方が大
きい区間はオフ、指令電圧値Cv1の方が小さい区間は
オンとなる矩形波であるPWM波形Cv4を生成する。
PWM波形Cv3、Cv4は、指令電圧値Cv1がピー
ク値に近づくほどオンの区間とオフの区間との比率が異
なるものとなり、指令電圧値Cv1が零に近づくほど両
者の比率は1対1に近づく。
御信号S1を半導体スイッチング素子Q1、Q4に出力
し、PWM波形Cv4の電圧の制御信号S2を半導体ス
イッチング素子Q2、Q3に出力したとすると、制御信
号S1、S2の矩形波に従って半導体スイッチング素子
Q1〜Q4が高速にスイッチングされる。そして、制御
信号S1、S2のパルス幅の比率に応じて、半導体スイ
ッチング素子Q1、Q4のオン状態と半導体スイッチン
グ素子Q2、Q3のオン状態との比率が定まり、結果と
して出力端1a、1aから出力される出力電流の方向と
大きさが決定される。即ち、1回のオン状態と1回のオ
フ状態とからなる制御信号S1、S2の一周期のうち、
制御信号S1のオン期間がオフ期間より長く、制御信号
S2のオン期間がオフ期間より短ければ出力電流は図5
中の矢線Y1で示す方向に流れ、制御信号S1のオン期
間がオフ期間より短く、制御信号S2のオン期間がオフ
期間より長ければ出力電流は図5中の矢線Y2で示す方
向に流れる。
Tdを生成してPWM波形Cv3、Cv4に付加するも
のである。スイッチング素子21において、スイッチン
グ素子Q1、Q4のオン・オフ反転と、スイッチング素
子Q2、Q3のオフ・オン反転とを同時に行うと、スイ
ッチング素子のターンオンは瞬時に行われるのに対して
ターンオフは徐々に行われるという特性により、各半導
体スイッチング素子Q1〜Q4が全てオン状態となる期
間がある。そして、全ての半導体スイッチング素子Q1
〜Q4がオン状態となる期間は、電源が短絡した状態と
なる。そこで、この電源短絡を防止するために、他方の
スイッチング素子がターンオンする僅かに早く一方のス
イッチング素子をターンオフさせる必要がある。このオ
ン/オフのタイミングをずらした時間がいわゆるデッド
タイムTdである。従って、デッドタイムTdを付加し
たPWM波形Cv3、Cv4の制御信号S1、S2をス
イッチング素子21に出力すると、電源短絡状態を生じ
ることなくスイッチング制御できる。
に、PWM波形Cv3、Cv4は本来は破線Cwの位置
でオフとなる矩形波であるが、デッドタイムTdを考慮
してデッドタイムTdだけ早い実線Cxの位置でオフす
る矩形波としている。このため、オフされるスイッチン
グ素子は、常にオンされる他のスイッチング素子がオン
されるよりもデッドタイムTd時間だけ早めにオフされ
る。
ことにより、制御信号S1、S2が半導体スイッチング
素子Q1〜Q4のベースに印加される時間はデッドタイ
ムTd分だけ少ないものとなり、半導体スイッチング素
子Q1〜Q4のオン状態の時間もデッドタイムTdの分
だけ少ないものとなる。よって、スイッチング素子21
の出力電流Cv7は、図8に示すように、デッドタイム
Tdを付加しない場合の出力電流Cv8に較べて歪んで
小さいものとなる。
このデッドタイムTdによる出力電流の歪みを補償する
ために、図9に示すように、デッドタイム補償回路3d
と電流検出器25とが付加されたものがある。
子の特性によって決定されるものであり、電源電圧が一
定であるとするならば、デッドタイムTdを設けた事に
よって減少する出力電流は予め求めることができる。従
って、デッドタイム補償回路3dが、デッドタイムTd
を見込んて、予め指令電圧値Cv1に補償値Hを加減す
ることにより補償を行う。
えるか減ずるかは、電流検出器25の検出する電流の正
負によって決定される。デッドタイム補償回路3dは電
流が正であれば指令電圧値Cv1に補償値Hを加算し、
電流が負であれば指令電圧値Cv1から補償値Hを減算
する。デッドタイム補償回路3dは該操作を前述したP
WM波形Cv3、Cv4の一周期毎に行なう。このよう
にしてデッドタイム補償回路3dが補償値Hを加減して
PWM波形生成部3dに入力される指令電圧値Cv1’
の波形は図10に実線で示す形状になる。そして、指令
電圧値Cv1’による出力電流Cv9は、図11に示す
ように、単にデッドタイムTdを付加した場合の出力電
流Cv7に較べて、より原形であるデッドタイムTdを
付加していない場合の出力電流に近い波形となる。
置の動作の概略を説明する。まず、指令電圧値演算部3
aにより、図6に示すように指令電圧値Cv1を算出し
て、デッドタイム補償回路3dが図10に示すように指
令電圧値Cv1’に補償して、PWM波形生成部3bに
出力する。PWM波形生成部3bは指令電圧値Cv1’
と搬送波Cv2とを比較して図10に示すPWM波形C
v3、Cv4を生成し、デッドタイム生成部3cに出力
する。デッドタイム生成部3cは図7に示すように、P
WM波形Cv3、Cv4にデッドタイムTdを付加し
て、該波形の制御信号S1、S2を半導体スイッチング
素子Q1〜Q4に出力する。
御信号S1、S2によって高速に切り替えられて、図1
2に示すように出力する電流Cv5の方向を高速に切り
替える。そして、電流Cv5は出力フィルタ24で平滑
化され、滑らかに変化する交流電流Cv6となって負荷
Lに出力される。なお、図12においては、図10の正
弦波で表される指令電圧値Cv1’の微少区間を拡大し
て示したものであり、出力される電流Cv5が徐々に正
方向に増加している様子を示している。
なインバータ装置にあっては、スイッチング素子21を
介した電流値を電流検出器25によって検出し、該電流
値に基づいてデッドタイム補償を行っている。このた
め、検出された電流値にノイズ成分が多分に含まれてい
る蓋然性が高く、該電流値に基づいては正確なデッドタ
イム補償が行えない等により精度良くPWM制御を行え
ないことがあった。そこで、商用電力系統から出力され
る出力電圧の位相を検出することによりデッドタイム補
償を行う区間を確定する方法等、ノイズによる影響を考
慮して、スイッチング素子21を介した出力電流値を用
いずにインバータ装置の制御を行う方法が考えられてい
る。
力電圧の位相を検出するためには、アイソレーションア
ンプ等を付加する必要があり、回路構成が大きくなると
ともに製造コストが高くなってしまうという問題点を有
していた。また、少なからずノイズの影響を受けるた
め、精度良く出力電圧の位相を検出することができない
という問題点を有していた。さらに、ある程度のサンプ
リング時間を必要とするため、応答性に優れたものでは
なかった。
されたもので、その目的とするところは、低コストで、
応答性よく正確にPWM制御を行うことができるインバ
ータ装置を提供することにある。
太陽電池等の直流電源から出力される直流電力をPWM
制御のインバータブリッジを介して交流電力に変換し、
商用電力系統に同期させ、連系して負荷に電力を供給す
るインバータ装置において、比較回路を介することによ
り商用電力系統やインバータブリッジの出力信号を方形
波信号に変換する零点検出回路と、方形波信号のエッジ
を検出するエッジ検出回路と、検出したエッジから位相
を演算する位相演算回路とを備える位相検出器を付加
し、位相検出器の出力に基づきPWM制御を行うものと
なすと共に、 出力電流の振幅値及び出力電圧の位相から
出力電流の指令値を算出する指令電流値演算部と、この
指令値と出力電流の検出値から指令電圧値を算出する指
令電圧値演算部とを付加し、電源短絡を防止するために
インバータブリッジを構成するスイッチング素子のオン
/オフのタイミングをずらせるデッドタイム補償を行う
にあたり、前記指令値が予め定めた無補償範囲であれば
前記指令電圧値に対しては補償を行わず、無補償範囲以
外においては補償を行うようになしたことを特徴とする
ものである。
ンバータ装置において、エッジ検出回路により検出した
エッジから所定時間にわたってはエッジ検出禁止時間と
し、エッジ検出禁止時間中はエッジを検出しないように
したことを特徴とするものである。
るインバータ装置を図1乃至図4に基づいて詳細に説明
する。なお、前述の従来の技術で説明したところのイン
バータ装置と同等の箇所には同じ符号を付し、その詳細
な説明は省略する。
る。図2は商用電力系統の出力電圧を方形波信号に変換
した状態を示す波形図である。図3はデッドタイム補償
を行った指令電圧値の説明図である。図4はエッジ検出
禁止時間について説明するための波形図である。
て、デッドタイム補償を行う場合について説明する。こ
のインバータ装置では、出力電流の振幅値及び出力電圧
の位相から出力電流の指令値を算出し、この値が予め定
めた無補償範囲であれば指令電圧値Cv1に対しては補
償を行わず、範囲以外においては補償を行うようにした
構成である。
等を用いて構成され、電力値演算部31と、振幅値演算
部32と、位相検出器33と、指令電流値演算部34
と、指令電圧値演算部35と、PWM波形生成部36
と、デッドタイム生成部37と、デッドタイム補償回路
38とで構成されている。
電流から最大限使用可能な電力値を算出するものであ
り、振幅値演算部32は電力値演算部31において算出
された電力値から出力できる出力電流の振幅値を算出す
るものである。なお、電力値演算31において演算され
る電力値は略最大の値であり、検出器の精度により若干
の誤差が生じることがある。
と、エッジ検出回路33bと、位相演算回路33cとを
備えてなり、商用電力系統5から出力される出力電圧の
位相を検出するものである。零点検出回路33aはヒス
テリシスコンパレータ等から構成され、所定値と入力値
との比較が行われ、所定値より入力値が高ければ出力信
号として「High」信号を出力し、逆に所定値の方が高け
れば出力信号として「Low」信号を出力する。すなわ
ち、零点検出回路33aでは、図2に示すように、商用
電力系統5の出力電圧のゼロクロス時点毎に「High」か
ら「Low」若しくは「Low」から「High」に変化するよう
な方形波信号を出力するようにしている。エッジ検出回
路33bはマイコン等から構成され、方形波信号のエッ
ジを検出することにより、信号が「High」から「Low」
若しくは「Low」から「High」に切り替わる時点を検出
するものである。位相演算回路33cは、エッジ検出回
路33bの出力から、商用電力系統5の出力電圧の位相
を算出するものである。この位相検出器33により、応
答性よく正確にゼロクロス時点を検出することが可能に
なるため、商用電力系統5の出力電圧の位相を高速且つ
正確に検出できるのである。
及び出力電圧の位相から出力電流の指令値を算出するも
のである。指令電圧値演算部35は出力電流の指令値と
出力電流の検出値から指令電圧値を算出するものであ
る。
33から送られる商用電力系統5の出力電圧の位相と振
幅値演算部32から送られる出力電流の振幅値とから補
償値Hの演算を行う。PWM波形生成部36は、指令電
圧値Cv1と補償値Hとを加算してデッドタイム補償後
の補償指令電圧値を算出し、補償指令電圧値と搬送波C
v2とを比較してPWM波形を生成するものでる。
の大きさ+I1〜−I1の出力電流を出力する場合にあ
っては、デッドタイムTdの補償をしなくても出力電流
は歪みを生じなかった。ただし、ここで出力電流にはノ
イズが含まれていないことが前提である。そこで、本実
施の形態では、ノイズによる悪影響を回避するために、
指令電流値演算部34において算出された指令電流値に
基づいてデッドタイム補償を行う範囲を決定している。
すなわち、指令電流値が+I1〜−I1の範囲を無補償
範囲として、該無補償範囲内に指令電圧値Cv1がある
場合には、デッドタイムTdの補償を行わず、無補償範
囲外の場合にのみデッドタイムの補償を行うようにする
のである。
電流値演算部34から入力される指令電流値の値が、+
I1〜−I1の範囲内であるか否かを判断する。そし
て、PWM波形生成部36は該範囲内であればデッドタ
イムTdの補償を行わずに指令電圧値Cv1をデッドタ
イム生成部37に出力する。一方、指令電流値演算部3
4から入力される指令電流値の値が、+I1〜−I1の
範囲外であれば、PWM波形生成部36はデッドタイム
補償を行う。即ち、PWM波形生成部36は、指令電圧
値Cv1が正の値であれは補償値Hを加え、負の値であ
れば補償値Hを減じる。そして、PWM波形生成部36
はデッドタイム補償を行った指令電圧値Cv1をデッド
タイム生成部37に出力する。
ら出力される指令電圧値Cv1は、図3に示すように所
定範囲だけ補償されたものとなり、指令電圧値Cv1に
よって最終的に出力される出力電流は図8に示すデッド
タイムTdがない場合の出力電流Cv8に極めて近いも
のとなる。
ータ装置は、指令電流値はノイズの影響を受けることな
く演算することが可能になるので、この値に基づいてデ
ッドタイム補償を行うか否かを決定するようにすれば、
ノイズの影響を受けることなしに、零点付近であっても
歪みを生ずることがなく、出力電流を出力することがで
きるのである。また、位相検出器33では、アイソレー
ションアンプ等を必要としないので、安価に位相検出を
行うことが可能になる。さらに、位相検出の過程におい
て、サンプリング時間を長くする必要が無く、比較的容
易な演算により算出することができるため、応答性に優
れている。
ロス時点の時間間隔は、ある程度の時間間隔を有してお
り、極端に短くなることはあり得ない。そこで、図4に
示すように、ゼロクロス時点が検出されてから、次のゼ
ロクロス時点が検出されるまでに所定のエッジ検出禁止
時間を設けるようにしてもよい。従って、エッジ検出禁
止時間中に信号が「High」から「Low」若しくは「Low」
から「High」に切り替わったとしても、それを次のゼロ
クロス時点として検出しないため、ノイズ等による誤検
知をさらに防止することが可能になる。
っては、太陽電池等の直流電源から出力される直流電力
をPWM制御のインバータブリッジを介して交流電力に
変換し、商用電力系統に同期させ、連系して負荷に電力
を供給するインバータ装置において、比較回路を介する
ことにより商用電力系統やインバータブリッジの出力信
号を方形波信号に変換する零点検出回路と、方形波信号
のエッジを検出するエッジ検出回路と、検出したエッジ
から位相を演算する位相演算回路とを備える位相検出器
を付加し、位相検出器の出力に基づきPWM制御を行う
ようにしたので、比較的安価なコンパレータ等の比較回
路を用いて回路を構成することができるとともに、比較
回路からの出力が「High」又は「Low」信号であるため
長いサンプリング時間や演算時間を要することがなく、
簡易な構成によりノイズの影響を低減することができる
ため、低コストで、応答性よく正確にPWM制御を行う
ことができるインバータ装置を提供することができると
いう効果を奏する。しかも、この場合に、出力電流の振
幅値及び出力電圧の位相から出力電流の指令値を算出す
る指令電流値演算部と、この指令値と出力電流の検出値
から指令電圧値を算出する指令電圧値演算部とを付加
し、電源短絡を防止するためにインバータブリッジを構
成するスイッチング素子のオン/オフのタイミングをず
らせるデッドタイム補償を行うにあたり、前記指令値が
予め定めた無補償範囲であれば前記指令電圧値に対して
は補償を行わず、無補償範囲以外においては補償を行う
ようになしたので、電源短絡状態を生じることなくスイ
ッチング制御されるのはもちろんのこと、デッドタイム
がない場合の出力電流に極めて近いものとなり、しか
も、ノイズの影響を受けることなしに、零点付近であっ
ても歪みを生じることがなく、出力電流を出力すること
ができるという効果も奏する。
記載のインバータ装置において、エッジ検出回路により
検出したエッジから所定時間にわたってはエッジ検出禁
止時間とし、エッジ検出禁止時間中はエッジを検出しな
いようにしたので、エッジ検出禁止時間中にノイズが生
じたとしてもこれに伴ってエッジが検出されることがな
いため、ノイズによる誤検知をさらに防止することが可
能になるという効果を奏する。
る。
た状態を示す波形図である。
である。
形図である。
る。
の出力電流の比較を示す説明図である。
説明図である。
との出力電流の比較を示す説明図である。
で歪むことの説明図である。
Claims (2)
- 【請求項1】 太陽電池等の直流電源から出力される直
流電力をPWM制御のインバータブリッジを介して交流
電力に変換し、商用電力系統に同期させ、連系して負荷
に電力を供給するインバータ装置において、 比較回路を介することにより商用電力系統やインバータ
ブリッジの出力信号を方形波信号に変換する零点検出回
路と、方形波信号のエッジを検出するエッジ検出回路
と、検出したエッジから位相を演算する位相演算回路と
を備える位相検出器を付加し、位相検出器の出力に基づ
きPWM制御を行うものとなすと共に、 出力電流の振幅値及び出力電圧の位相から出力電流の指
令値を算出する指令電流値演算部と、この指令値と出力
電流の検出値から指令電圧値を算出する指令電圧値演算
部とを付加し、電源短絡を防止するためにインバータブ
リッジを構成するスイッチング素子のオン/オフのタイ
ミングをずらせるデッドタイム補償を行うにあたり、前
記指令値が予め定めた無補償範囲であれば前記指令電圧
値に対しては補償を行わず、無補償範囲以外においては
補償を行うようになした ことを特徴とするインバータ装
置。 - 【請求項2】 エッジ検出回路により検出したエッジか
ら所定時間にわたってはエッジ検出禁止時間とし、エッ
ジ検出禁止時間中はエッジを検出しないようにしたこと
を特徴とする請求項1記載のインバータ装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP18216798A JP3397138B2 (ja) | 1998-06-29 | 1998-06-29 | インバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP18216798A JP3397138B2 (ja) | 1998-06-29 | 1998-06-29 | インバータ装置 |
Publications (2)
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