JP3590735B2 - 電力変換装置の制御回路 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、高力率コンバータ、太陽光インバータ等の電力変換装置の制御回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図１２は、特公平５−６４５５１号公報に示された従来の電力変換装置の制御回路を本発明と同一の形式に書き改めたブロック図である。図において、交流電源１はリアクトル２を介して電力変換器３に接続されており、電力変換器３は直流コンデンサによる直流電圧源４に接続されている。また、ドライブ回路５は電力変換器３のスイッチング素子を駆動するために配設されている。更に、電流センサ６は電力変換器３の交流電流Ｉｓを検出するために、また電圧センサ７は交流電源１の電圧値を検出するために設けられている。
【０００３】
１０番台以降の記号は制御回路の構成要素を示すものであり、電圧センサ７の出力信号から単位正弦波を得るゲインＫの係数回路９４と、この係数回路９４より得られた単位正弦波ｓｉｎωｔと電力変換器３の交流電流振幅指令値Ｉｍ＊との乗算を行い交流電流指令値Ｉｓｒｅｆを出力する乗算器１３と、乗算器１３の出力する交流電流指令値Ｉｓｒｅｆと電流センサ６が検出した電流Ｉｓとの偏差ｅを求める減算器１２と、減算器１２の出力する偏差ｅを増幅して電力変換器の交流電圧指令値ＶＡｒｅｆを出力する電流制御回路９３を備えている。
【０００４】
また、９２は搬送波発生回路、９１は比較器であり、これよりパルス幅変調を行なう。搬送波発生回路９２は三角波信号を出力し、これと電流制御回路９３の出力する交流電圧指令値ＶＡｒｅｆとを比較器９１にて比較する。この比較器９１による比較結果信号Ｇ０よりドライブ回路５を介して、電力変換器３のスイッチング素子が駆動される。
【０００５】
次に、上記電力変換装置の制御回路の動作について説明する。電圧センサ７で検出した下記（１）式の交流電源１の電源電圧Ｖｓ
Ｖｓ＝Ｖｍ・ｓｉｎωｔ…（１）
を、係数回路９４によってＫ（＝１／Ｖｍ）倍することにより交流電源１の電源電圧Ｖｓに同期した単位正弦波ｓｉｎωｔを得る。
【０００６】
この単位正弦波ｓｉｎωｔを乗算器１３に入力し、交流電流振幅指令値Ｉｍ＊と掛け合わせることにより、交流電源１の電源電圧Ｖｓに同期した下記（２）式の交流電流指令値Ｉｓｒｅｆを得る。
Ｉｓｒｅｆ＝Ｉｍ＊・ｓｉｎωｔ…（２）
【０００７】
そして、減算器１２により、この交流電流指令値Ｉｓｒｅｆと電流センサ６により検出された電力変換器３の交流電流Ｉｓとの偏差ｅを下記（３）式のように求める。
ｅ＝Ｉｓｒｅｆ−Ｉｓ…（３）
【０００８】
減算器１２により求められた偏差ｅを電流制御回路９３により増幅し、電力変換器３の交流電圧指令値ＶＡｒｅｆが得られる。
【０００９】
この交流電圧指令値ＶＡｒｅｆは、比較器９１にて搬送波発生回路９２の出力する三角波信号と比較され、その比較結果信号Ｇ０に基づき、電力変換器３の構成素子がＯＮ、ＯＦＦし、交流電流Ｉｓは交流電源１に同期した力率１の交流電流指令値Ｉｓｒｅｆに追従する。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
従来の電力変換装置の制御回路は以上のように構成されているので、交流電流の指令値を交流電源に同期した信号とするために、交流電源電圧を検出するための電圧センサが必要であるという問題点があった。
【００１１】
この発明は上記のような課題を解決するためになされたものであり、交流電源電圧を検出することなく交流電源電圧に同期した電流指令値を生成する安価な電力変換装置の制御回路を提供することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明は、リアクトルを介して交流電源と接続され、交流電流指令値と交流電流の偏差から直接電力変換器のスイッチング素子への駆動指令が出力される電力変換装置であって、前記電力変換器のスイッチング素子への駆動指令より電力変換器の交流出力電圧に応じた信号を求め、この信号を位相同期制御回路に入力し、位相同期制御回路の出力より前記交流電源に同期した交流電流指令値を作成することを特徴とする電力変換装置の制御回路である。
【００１３】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、位相同期制御回路の出力よりｓｉｎ信号とｃｏｓ信号を発生し、ｃｏｓ信号を係数倍して前記リアクトルの電圧降下分に対応した信号とし、これをｓｉｎ信号と加算した信号により交流電流指令値を作成することを特徴とする。
【００１４】
請求項３の発明は、請求項１の発明において、位相同期制御回路の出力よりｓｉｎ信号とｃｏｓ信号を発生し、ｃｏｓ信号振幅を交流電流指令値の振幅により変化させ、これをｓｉｎ信号と加算した信号より交流電流指令値を作成することを特徴とする。
【００１５】
請求項４の発明は、リアクトルを介して交流電源と接続され、交流電流指令値と交流電流の偏差から直接電力変換器のスイッチング素子への駆動指令が出力される電力変換装置であって、前記電力変換器のスイッチング素子への駆動指令と第１の信号を加減算した第２の信号より基本波成分を検出し、位相同期制御回路により第２の信号に同期したｃｏｓ信号を発生し、この振幅を交流電流指令値の振幅により変化させた信号を第１の信号とし、位相同期制御回路により発生したｓｉｎ信号より交流電源に同期した交流電流指令値を作成することを特徴とする。
【００１６】
請求項５の発明は、請求項１の発明において、電力変換器のスイッチング素子への駆動指令から基本波信号を検出し、この基本波信号と交流電流振幅指令値を係数倍した信号とを比較した信号を位相同期制御回路の入力としたことを特徴とする。
【００１７】
請求項６の発明は、リアクトルを介して交流電源と接続され、交流電流指令値と交流電流の偏差を増幅した信号と搬送波を比較して電力変換器のスイッチング素子への駆動指令が出力される電力変換装置であって、交流電流指令値と交流電流の偏差を増幅した信号より電力変換器の交流出力電圧に応じた信号を求め、この信号を位相同期制御回路に入力し、位相同期制御回路の出力より交流電源に同期した交流電流指令値を作成することを特徴とする電力変換装置の制御回路である。
【００１８】
請求項７の発明は、位相同期制御回路が応答するまでの間、交流電流指令値の振幅を零にすることを特徴とする。
【００１９】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１を図に基づいて説明する。図１はこの発明の実施の形態１による電力変換装置の制御回路を示すブロック図である。
【００２０】
図１において、電力変換器３は、例えば高周波スイッチングの可能なトランジスタやＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラモードトランジスタ）等の自己消弧型素子により構成され、図２に示すようなトランジスタＱ１，Ｑ２、及びダイオードＤ１，Ｄ２により構成されるセンタタップ回路であり、それぞれのトランジスタが出力周波数（例えば６０Ｈｚ）の１０倍から数１００倍程度の高周波でスイッチングを行い、直流電圧源４の直流電圧を正弦波の基本波を含んだ矩形波状の高周波交流電圧に変換する。
【００２１】
そして、交流電源１はリアクトル２を介して上記電力変換器３に接続され、電力変換器３は直流電流源４に接続されている。ドライブ回路５は電力変換器３のスイッチング素子を駆動するためのものであり、電流センサ６は電力変換器３の交流電流Ｉｓを検出するために設置されている。
【００２２】
１０番台以降の記号は制御回路の構成要素を示すものであり、減算器１２は乗算器１３の出力する交流電流指令値Ｉｓｒｅｆと電流センサ６が検出した電流Ｉｓとの偏差ｅを求める。そして、ヒステリシス電流制御回路１１は減算器１２の出力する偏差ｅより電力変換器３のスイッチング指令Ｇ０を出力する役割を果すものであり、図３に示すように＋ｈ、−ｈのヒステリシス特性を持たせることにより、偏差ｅは、図４に示すようにヒステリシス幅内で推移するように電力変換器３のスイッチング素子が動作する。例えば、偏差が＋ｈ以上となるとＧ０は＋１となり、交流電流Ｉｓを増加させるためにＧ１が１、Ｇ２が０、Ｑ１がＯＮ、Ｑ２がＯＦＦとなる。偏差が−ｈ以下となるとＧ０は−１となり、交流電流Ｉｓを増加させるためにＧ１が０、Ｇ２が１、Ｑ１がＯＦＦ、Ｑ２がＯＮとなる。
【００２３】
次に、交流電流指令値Ｉｓｒｅｆの作成方法について説明する。交流電源１の電源電圧Ｖｓと電力変換器３の交流電圧ＶＡはＩｓが力率１の正弦波電流である場合、基本波に関しては図５に示すベクトル図の関係を持つ。位相差αはリアクトル２の値とＩｓより下記（４）式のように決まる。
α＝ａｔｎ（ωＬ・Ｉｍ／Ｖｍ）…（４）
Ｖｓ＝Ｖｍ・ｓｉｎωｔ
Ｉｓ＝Ｉｍ・ｓｉｎωｔ
そして、Ｖｓが定格、ωＬが２０％である場合、角度αは１１度（Ｖｓ進み）となる。
【００２４】
そこで、本実施の形態１では、電源電圧Ｖｓを検出する代わりに、ヒステリシス電流制御回路１１の出力よりＶＡの基本波成分を抽出し、交流電流指令値Ｉｓｒｅｆを作成する。つまり、ヒステリシス電流制御回路１１の出力であるスイッチング指令をＧ０、直流電圧源４の電圧値をＶＤとすると、電力変換器３がセンタタップ型である場合、ＶＡの瞬時値は（５）式となる。
ＶＡ＝Ｇ０＊ＶＤ／２…（５）
【００２５】
従って、スイッチング指令Ｇ０から、基本波検出フィルタ３１により、ＶＡの基本波分と同位相の基本波信号を検出し、この出力を０クロス検出３２に入力して、ＶＡの基本波分に対する０クロス信号と同一な信号ＶＡ０を得る。そして、この０クロス信号ＶＡ０をＰＬＬ（位相同期制御）回路３３に入力し、ＶＡ０に同期した逓倍周波数のカウント値を得る。このカウント値より交流電源電圧Ｖｓと同位相な信号を作成する。定挌運転時に力率を１とするために、ｓｉｎ発生回路３４によりＶＡの基本波分を出力し、ｃｏｓ発生回路３５によりリアクトル２の電圧降下に対応した基本波信号を出力する。ゲインＫの係数器３６はｃｏｓ発生回路３５の出力信号を係数倍（Ｋ倍）し、リアクトル２の電圧降下分に対応した信号とする。例えば、ωＬが２０％の場合、Ｋは０．２となる。そして、加減算器３７により、上述のｓｉｎθとＫｃｏｓθを加減算し、交流電源電圧Ｖｓと同位相の信号を得る。これに、乗算器１３にて振幅信号を乗算し交流電流指令値Ｉｓｒｅｆを得る。
【００２６】
乗算器１３への振幅指令は、起動後、基本波検出フィルタ３１が応答し、０クロス検出回路３２が０クロスパルスを検出し、ＰＬＬ回路３３が応答するまでの間、遅延回路４３とスイッチ４１、定数器４２にて、振幅指令を零にするように構成することにより、基本波検出フィルタの過渡応答等に影響を受けることなく、安定に起動することができる。
【００２７】
以上のように実施の形態１によれば、ヒステリシス電流制御回路の出力信号より交流電源電圧と同期した単位正弦波信号を得ることができるように構成されているので、交流電源電圧を検出する電圧センサが不要となり、電力変換器の制御装置を低コストにすることができる。
【００２８】
実施の形態２．
上記実施の形態１では、電流指令値の位相を定挌負荷時に力率１となるよう補正しているが、負荷が変動した際には、例えば、リアクトル２０％の場合には定格負荷では遅れ０度であるが、５０％負荷では進み５度となる。従って、本実施の形態では負荷に応じて電流指令値の位相を補正する制御回路の構成について説明する。
【００２９】
以下、図６はこの発明の実施の形態２による電力変換装置の制御回路を示すブロック図である。図において、上記実施の形態１と異なる点は、電流振幅指令を係数器３８にて係数倍した信号ωＬＩをｃｏｓ発生回路３５の出力と乗算器３９にて乗算し、加減算器３７に入力している点である。
【００３０】
次に、実施の形態２の動作について説明する。乗算器３９の出力はリアクトル２に印加される電圧ＶＬを求めることになる。
ここで、ＶＬ＝ωＬ・Ｉｍ・ｃｏｓωｔ…（６）
であるので、係数器３８よりωＬ・Ｉｍに対応した信号ωＬＩを求める。従って、係数器３８のゲインＧは、下記（７）式となる。
Ｇ＝ωＬ…（７）
【００３１】
そして、乗算器３９よりωＬＩ・ｃｏｓθを求め、加減算器３７によりｓｉｎθとωＬＩ・ｃｏｓθを加減算し、その結果電流振幅指令が変化しても常に交流電源電圧Ｖｓと同位相の信号を得る。これに、乗算器１３にて振幅信号を乗算し電流指令Ｉｓｒｅｆを得る。
【００３２】
以上のように実施の形態２によれば、ヒステリシス電流制御回路の出力信号より、交流電源電圧と同期した単位正弦波信号を得ることができるよう構成されているので、交流電源電圧を検出する電圧センサが不要となり電力変換装置を低コストにすることができるのに加え、負荷が変動した場合でも交流電源電圧に同位相の電流指令値を作成することができる。
【００３３】
実施の形態３．
上記実施の形態では、スイッチング指令Ｇ０から、基本波検出フィルタ３１により、ＶＡの基本波分と同位相の基本波信号を検出していたので、交流電流振幅指令Ｉｍ＊が変化した場合、ＶＡの位相が変化し、基本波検出フィルタ３１の入力も変化する。従って、振幅指令Ｉｍ＊が変化した際に、基本波検出フィルタ３１、ＰＬＬ回路３３の応答時間分は、電流指令の位相が所望の力率１よりずれている場合がある。本実施の形態では、振幅指令Ｉｍ＊が変化しても、基本波検出フィルタ３１、ＰＬＬ回路３３の応答時間分の影響が少ない制御回路の構成について説明する。
【００３４】
図７はこの発明の実施の形態３による電力変換装置の制御回路を示すブロック図である。上記実施の形態２と異なる点は、上記実施の形態２における乗算器３９の出力を、ｓｉｎ発生回路３４の出力と加減算するのをやめて、加減算器４０に出力してスイッチング指令Ｇ０と加減算し、基本波検出フィルタ３１に、加減算器４０の出力を入力している点である。
【００３５】
次に、実施の形態３の動作について説明する。ヒステリシス電流制御回路１１の出力である電力変換器３のスイッチング指令Ｇ０は、交流出力ＶＡに相当した矩形波状の信号である。これに乗算器３９のリアクトル２に印加される電圧ＶＬを加減算することにより、加減算器４０は交流電源電圧Ｖｓの基本波成分を含んだ矩形波状の信号となる。従って、ｓｉｎ発生回路３４の出力は交流電源電圧Ｖｓと同位相の信号が得られる。ここで、電流振幅指令Ｉｍ＊が変化した場合、スイッチング指令Ｇ０は変化するが、乗算器３９の出力も変化し、加減算器４０は交流電源電圧Ｖｓに対応した電流振幅指令に影響を受けない信号を出力する。
【００３６】
以上のように実施の形態３によれば、ヒステリシス電流制御回路の出力信号より、交流電源電圧と同期した単位正弦波信号を得ることができるよう構成されているので、交流電源電圧を検出する電圧センサが不要となり電力変換装置を低コストにすることができるのに加え、負荷が変動した場合でも制御回路の応答時間に影響を受けることなく交流電源電圧に同位相の電流指令値を作成することができる。
【００３７】
実施の形態４．
上記実施の形態１ないし３では、交流電源電圧Ｖｓの位相を検出するためにｓｉｎ発生回路に加え、ｃｏｓ発生回路を使用している。本実施の形態では、０クロスコンパレータを改良することにより、ｓｉｎ発生回路のみで構成する制御回路について説明する。
【００３８】
図８はこの発明の実施の形態４による電力変換装置の制御回路を示すブロック図である。上記実施の形態１と異なる点は、電流振幅指令を０クロス検出３２ａに入力している点である。
【００３９】
図９は実施の形態４に使用される０クロス検出３２ａのブロック図を示し、この０クロス検出３２ａは比較器（ＣＭＰ）と係数器（ゲインＫｃ）から構成されている。（１）に基本波検出フィルタ３１の出力を入力し、（２）に電流振幅指令を入力する。係数器（Ｋｃ）の出力が負の場合の０クロス検出動作を図１０に示す。図１０では、入力信号（１）をＶＩＮ、入力信号（２）をｒｅｆ、出力信号（３）をｏｕｔとしている。ｒｅｆが負の場合、ＶＩＮの０クロス信号よりも進んだ波形がｏｕｔに得られる。また、ｒｅｆがゼロになると。ＶＩＮの０クロス信号がそのままｏｕｔに得られる。
【００４０】
従って、電流振幅指令を０クロス検出３２ａの（２）に入力し、係数器のゲインを負とすることにより、電流振幅指令が増えると０クロス信号が進み位相とできる。その結果、ｃｏｓ発生回路を用いることなく、電流振幅指令に応じて、０クロス信号が交流電源電圧Ｖｓの位相となるように補正でき、交流電源電圧と同位相の電流指令値を作成することができる。
【００４１】
以上のように実施の形態４によれば、ヒステリシス電流制御回路の出力信号より、交流電源電圧と同期した単位正弦波信号を得ることができるよう構成されているので、交流電源電圧を検出する電圧センサが不要となり電力変換装置を低コストにすることができるのに加え、負荷が変動した場合でも簡単な回路で交流電源電圧に同位相の電流指令値を作成することができる。
【００４２】
実施の形態５．
上記実施の形態１ないし４では、電流を制御するためにヒステリシス電流制御回路を用いているが、図１１に示すように、三角波比較型の電流制御回路にも応用できる。本実施の形態では、三角波比較型の電流制御回路の場合の制御回路構成について説明する。
【００４３】
図１１はこの発明の実施の形態５による電力変換装置の制御回路を示すブロック図である。上記実施の形態４と異なる点は、電流偏差を増幅する電流制御回路９３の出力ＶＡｒｅｆを三角波の搬送波発生回路９２と比較器９１にて比較し、ドライブ回路５へのスイッチング指令Ｇ０とし、基本波検出フィルタ３１への入力信号を電流制御回路９３の出力ＶＡｒｅｆとしている点である。
【００４４】
三角波比較型の電流制御回路では、電流制御回路９３の出力ＶＡｒｅｆが電力変換器３の交流出力ＶＡの指令値となる。従って、電流制御回路９３の出力ＶＡｒｅｆを基本波検出フィルタ３１への入力信号とすることにより、基本波検出フィルタ３１よりＶＡの基本波分と同位相の基本波信号を検出できる。
【００４５】
従って、基本波検出フィルタ３１の出力信号を０クロス検出３２ａの（１）に入力し、電流振幅指令を０クロス検出３２ａの（２）に入力し、係数器のゲインを負とすることにより、電流振幅指令が増えると０クロス信号が進み位相とできる。よって、電流振幅指令に応じて、０クロス信号が交流電源電圧Ｖｓの位相となるように補正でき、交流電源電圧と同位相の電流指令値を作成することができる。
【００４６】
以上のように実施の形態５によれば、三角波比較型電流制御回路の出力信号より、負荷が変動した場合でも簡単な回路で交流電源電圧と同期した単位正弦波信号を得ることができるよう構成されているので、交流電源電圧を検出する電圧センサが不要となり電力変換装置を低コストにすることができる。
【００４７】
なお、以上の説明では電力変換器３の構成を単相センタタップ型回路にて説明してきたが、単相フルブリッジ型回路に応用できるのは勿論、制御回路を３相化することにより３相フルブリッジ型回路にも応用できる。
【００４８】
【発明の効果】
請求項１及び請求項２の発明によれば、電流変換器のスイッチング素子への駆動指令より交流電源電圧と同期した交流電流指令値を得ることができるように構成されているので、交流電源電圧を検出する電圧センサが不要となり、電力変換器の制御装置を低コストにすることができる。
【００４９】
請求項３の発明によれば、交流電源電圧を検出する電圧センサが不要となり電力変換装置を低コストにすることができるのに加え、負荷が変動した場合でも交流電源電圧に同位相の電流指令値を作成することができる。
【００５０】
請求項４の発明によれば、交流電源電圧を検出する電圧センサが不要となり電力変換装置を低コストにすることができるのに加え、負荷が変動した場合でも制御回路の応答時間に影響を受けることなく交流電源電圧に同位相の電流指令値を作成することができる。
【００５１】
請求項５の発明によれば、交流電源電圧を検出する電圧センサが不要となり電力変換装置を低コストにすることができるのに加え、負荷が変動した場合でも簡単な回路で交流電源電圧に同位相の電流指令値を作成することができる。
【００５２】
請求項６の発明によれば、搬送波比較型電流制御回路の出力信号より、負荷が変動した場合でも簡単な回路で交流電源電圧と同期した単位正弦波信号を得ることができるよう構成されているので、交流電源電圧を検出する電圧センサが不要となり電力変換装置を低コストにすることができる。
【００５３】
請求項７の発明によれば、位相同期制御回路が応答するまでの間、交流電流指令値の振幅を零にするようにしたので、過渡応答等に影響を受けることなく、電力変換装置を安定に起動することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施の形態１による電力変換装置の制御回路を示すブロック図である。
【図２】この発明の実施の形態１に用いる電力変換器の一例を示す回路図である。
【図３】この発明の実施の形態１に用いるヒステリシス電流制御回路の説明図である。
【図４】この発明の実施の形態１に用いるヒステリシス電流制御回路の動作説明図である。
【図５】この発明の実施の形態１の電力変換器の動作を示すベクトル図である。
【図６】この発明の実施の形態２による電力変換装置の制御回路を示すブロック図である。
【図７】この発明の実施の形態３による電力変換装置の制御回路を示すブロック図である。
【図８】この発明の実施の形態４による電力変換装置の制御回路を示すブロック図である。
【図９】この発明の実施の形態４に用いる０クロス検出回路の構成図である。
【図１０】この発明の実施の形態４に用いる０クロス検出回路の動作説明図である。
【図１１】この発明の実施の形態５による電力変換装置の制御回路を示すブロック図である。
【図１２】従来の電力変換装置の制御回路を示すブロック図である。
【符号の説明】
１ 交流電源、２ リアクトル、３ 電力変換器、４ 直流電圧源、５ ドライブ回路、６ 電流センサ、１１ ヒステリシス電流制御回路、１２ 加減算器、１３ 乗算器、３１ 基本波検出回路、３２ ０クロス検出回路、３３ ＰＬＬ回路、３４ ｓｉｎ発生回路、３５ ｃｏｓ発生回路、３６ 係数器、３７ 加減算器、４１ スイッチ、４２ 定数器、４３ 遅延回路。
【発明の属する技術分野】
この発明は、高力率コンバータ、太陽光インバータ等の電力変換装置の制御回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図１２は、特公平５−６４５５１号公報に示された従来の電力変換装置の制御回路を本発明と同一の形式に書き改めたブロック図である。図において、交流電源１はリアクトル２を介して電力変換器３に接続されており、電力変換器３は直流コンデンサによる直流電圧源４に接続されている。また、ドライブ回路５は電力変換器３のスイッチング素子を駆動するために配設されている。更に、電流センサ６は電力変換器３の交流電流Ｉｓを検出するために、また電圧センサ７は交流電源１の電圧値を検出するために設けられている。
【０００３】
１０番台以降の記号は制御回路の構成要素を示すものであり、電圧センサ７の出力信号から単位正弦波を得るゲインＫの係数回路９４と、この係数回路９４より得られた単位正弦波ｓｉｎωｔと電力変換器３の交流電流振幅指令値Ｉｍ＊との乗算を行い交流電流指令値Ｉｓｒｅｆを出力する乗算器１３と、乗算器１３の出力する交流電流指令値Ｉｓｒｅｆと電流センサ６が検出した電流Ｉｓとの偏差ｅを求める減算器１２と、減算器１２の出力する偏差ｅを増幅して電力変換器の交流電圧指令値ＶＡｒｅｆを出力する電流制御回路９３を備えている。
【０００４】
また、９２は搬送波発生回路、９１は比較器であり、これよりパルス幅変調を行なう。搬送波発生回路９２は三角波信号を出力し、これと電流制御回路９３の出力する交流電圧指令値ＶＡｒｅｆとを比較器９１にて比較する。この比較器９１による比較結果信号Ｇ０よりドライブ回路５を介して、電力変換器３のスイッチング素子が駆動される。
【０００５】
次に、上記電力変換装置の制御回路の動作について説明する。電圧センサ７で検出した下記（１）式の交流電源１の電源電圧Ｖｓ
Ｖｓ＝Ｖｍ・ｓｉｎωｔ…（１）
を、係数回路９４によってＫ（＝１／Ｖｍ）倍することにより交流電源１の電源電圧Ｖｓに同期した単位正弦波ｓｉｎωｔを得る。
【０００６】
この単位正弦波ｓｉｎωｔを乗算器１３に入力し、交流電流振幅指令値Ｉｍ＊と掛け合わせることにより、交流電源１の電源電圧Ｖｓに同期した下記（２）式の交流電流指令値Ｉｓｒｅｆを得る。
Ｉｓｒｅｆ＝Ｉｍ＊・ｓｉｎωｔ…（２）
【０００７】
そして、減算器１２により、この交流電流指令値Ｉｓｒｅｆと電流センサ６により検出された電力変換器３の交流電流Ｉｓとの偏差ｅを下記（３）式のように求める。
ｅ＝Ｉｓｒｅｆ−Ｉｓ…（３）
【０００８】
減算器１２により求められた偏差ｅを電流制御回路９３により増幅し、電力変換器３の交流電圧指令値ＶＡｒｅｆが得られる。
【０００９】
この交流電圧指令値ＶＡｒｅｆは、比較器９１にて搬送波発生回路９２の出力する三角波信号と比較され、その比較結果信号Ｇ０に基づき、電力変換器３の構成素子がＯＮ、ＯＦＦし、交流電流Ｉｓは交流電源１に同期した力率１の交流電流指令値Ｉｓｒｅｆに追従する。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
従来の電力変換装置の制御回路は以上のように構成されているので、交流電流の指令値を交流電源に同期した信号とするために、交流電源電圧を検出するための電圧センサが必要であるという問題点があった。
【００１１】
この発明は上記のような課題を解決するためになされたものであり、交流電源電圧を検出することなく交流電源電圧に同期した電流指令値を生成する安価な電力変換装置の制御回路を提供することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明は、リアクトルを介して交流電源と接続され、交流電流指令値と交流電流の偏差から直接電力変換器のスイッチング素子への駆動指令が出力される電力変換装置であって、前記電力変換器のスイッチング素子への駆動指令より電力変換器の交流出力電圧に応じた信号を求め、この信号を位相同期制御回路に入力し、位相同期制御回路の出力より前記交流電源に同期した交流電流指令値を作成することを特徴とする電力変換装置の制御回路である。
【００１３】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、位相同期制御回路の出力よりｓｉｎ信号とｃｏｓ信号を発生し、ｃｏｓ信号を係数倍して前記リアクトルの電圧降下分に対応した信号とし、これをｓｉｎ信号と加算した信号により交流電流指令値を作成することを特徴とする。
【００１４】
請求項３の発明は、請求項１の発明において、位相同期制御回路の出力よりｓｉｎ信号とｃｏｓ信号を発生し、ｃｏｓ信号振幅を交流電流指令値の振幅により変化させ、これをｓｉｎ信号と加算した信号より交流電流指令値を作成することを特徴とする。
【００１５】
請求項４の発明は、リアクトルを介して交流電源と接続され、交流電流指令値と交流電流の偏差から直接電力変換器のスイッチング素子への駆動指令が出力される電力変換装置であって、前記電力変換器のスイッチング素子への駆動指令と第１の信号を加減算した第２の信号より基本波成分を検出し、位相同期制御回路により第２の信号に同期したｃｏｓ信号を発生し、この振幅を交流電流指令値の振幅により変化させた信号を第１の信号とし、位相同期制御回路により発生したｓｉｎ信号より交流電源に同期した交流電流指令値を作成することを特徴とする。
【００１６】
請求項５の発明は、請求項１の発明において、電力変換器のスイッチング素子への駆動指令から基本波信号を検出し、この基本波信号と交流電流振幅指令値を係数倍した信号とを比較した信号を位相同期制御回路の入力としたことを特徴とする。
【００１７】
請求項６の発明は、リアクトルを介して交流電源と接続され、交流電流指令値と交流電流の偏差を増幅した信号と搬送波を比較して電力変換器のスイッチング素子への駆動指令が出力される電力変換装置であって、交流電流指令値と交流電流の偏差を増幅した信号より電力変換器の交流出力電圧に応じた信号を求め、この信号を位相同期制御回路に入力し、位相同期制御回路の出力より交流電源に同期した交流電流指令値を作成することを特徴とする電力変換装置の制御回路である。
【００１８】
請求項７の発明は、位相同期制御回路が応答するまでの間、交流電流指令値の振幅を零にすることを特徴とする。
【００１９】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１を図に基づいて説明する。図１はこの発明の実施の形態１による電力変換装置の制御回路を示すブロック図である。
【００２０】
図１において、電力変換器３は、例えば高周波スイッチングの可能なトランジスタやＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラモードトランジスタ）等の自己消弧型素子により構成され、図２に示すようなトランジスタＱ１，Ｑ２、及びダイオードＤ１，Ｄ２により構成されるセンタタップ回路であり、それぞれのトランジスタが出力周波数（例えば６０Ｈｚ）の１０倍から数１００倍程度の高周波でスイッチングを行い、直流電圧源４の直流電圧を正弦波の基本波を含んだ矩形波状の高周波交流電圧に変換する。
【００２１】
そして、交流電源１はリアクトル２を介して上記電力変換器３に接続され、電力変換器３は直流電流源４に接続されている。ドライブ回路５は電力変換器３のスイッチング素子を駆動するためのものであり、電流センサ６は電力変換器３の交流電流Ｉｓを検出するために設置されている。
【００２２】
１０番台以降の記号は制御回路の構成要素を示すものであり、減算器１２は乗算器１３の出力する交流電流指令値Ｉｓｒｅｆと電流センサ６が検出した電流Ｉｓとの偏差ｅを求める。そして、ヒステリシス電流制御回路１１は減算器１２の出力する偏差ｅより電力変換器３のスイッチング指令Ｇ０を出力する役割を果すものであり、図３に示すように＋ｈ、−ｈのヒステリシス特性を持たせることにより、偏差ｅは、図４に示すようにヒステリシス幅内で推移するように電力変換器３のスイッチング素子が動作する。例えば、偏差が＋ｈ以上となるとＧ０は＋１となり、交流電流Ｉｓを増加させるためにＧ１が１、Ｇ２が０、Ｑ１がＯＮ、Ｑ２がＯＦＦとなる。偏差が−ｈ以下となるとＧ０は−１となり、交流電流Ｉｓを増加させるためにＧ１が０、Ｇ２が１、Ｑ１がＯＦＦ、Ｑ２がＯＮとなる。
【００２３】
次に、交流電流指令値Ｉｓｒｅｆの作成方法について説明する。交流電源１の電源電圧Ｖｓと電力変換器３の交流電圧ＶＡはＩｓが力率１の正弦波電流である場合、基本波に関しては図５に示すベクトル図の関係を持つ。位相差αはリアクトル２の値とＩｓより下記（４）式のように決まる。
α＝ａｔｎ（ωＬ・Ｉｍ／Ｖｍ）…（４）
Ｖｓ＝Ｖｍ・ｓｉｎωｔ
Ｉｓ＝Ｉｍ・ｓｉｎωｔ
そして、Ｖｓが定格、ωＬが２０％である場合、角度αは１１度（Ｖｓ進み）となる。
【００２４】
そこで、本実施の形態１では、電源電圧Ｖｓを検出する代わりに、ヒステリシス電流制御回路１１の出力よりＶＡの基本波成分を抽出し、交流電流指令値Ｉｓｒｅｆを作成する。つまり、ヒステリシス電流制御回路１１の出力であるスイッチング指令をＧ０、直流電圧源４の電圧値をＶＤとすると、電力変換器３がセンタタップ型である場合、ＶＡの瞬時値は（５）式となる。
ＶＡ＝Ｇ０＊ＶＤ／２…（５）
【００２５】
従って、スイッチング指令Ｇ０から、基本波検出フィルタ３１により、ＶＡの基本波分と同位相の基本波信号を検出し、この出力を０クロス検出３２に入力して、ＶＡの基本波分に対する０クロス信号と同一な信号ＶＡ０を得る。そして、この０クロス信号ＶＡ０をＰＬＬ（位相同期制御）回路３３に入力し、ＶＡ０に同期した逓倍周波数のカウント値を得る。このカウント値より交流電源電圧Ｖｓと同位相な信号を作成する。定挌運転時に力率を１とするために、ｓｉｎ発生回路３４によりＶＡの基本波分を出力し、ｃｏｓ発生回路３５によりリアクトル２の電圧降下に対応した基本波信号を出力する。ゲインＫの係数器３６はｃｏｓ発生回路３５の出力信号を係数倍（Ｋ倍）し、リアクトル２の電圧降下分に対応した信号とする。例えば、ωＬが２０％の場合、Ｋは０．２となる。そして、加減算器３７により、上述のｓｉｎθとＫｃｏｓθを加減算し、交流電源電圧Ｖｓと同位相の信号を得る。これに、乗算器１３にて振幅信号を乗算し交流電流指令値Ｉｓｒｅｆを得る。
【００２６】
乗算器１３への振幅指令は、起動後、基本波検出フィルタ３１が応答し、０クロス検出回路３２が０クロスパルスを検出し、ＰＬＬ回路３３が応答するまでの間、遅延回路４３とスイッチ４１、定数器４２にて、振幅指令を零にするように構成することにより、基本波検出フィルタの過渡応答等に影響を受けることなく、安定に起動することができる。
【００２７】
以上のように実施の形態１によれば、ヒステリシス電流制御回路の出力信号より交流電源電圧と同期した単位正弦波信号を得ることができるように構成されているので、交流電源電圧を検出する電圧センサが不要となり、電力変換器の制御装置を低コストにすることができる。
【００２８】
実施の形態２．
上記実施の形態１では、電流指令値の位相を定挌負荷時に力率１となるよう補正しているが、負荷が変動した際には、例えば、リアクトル２０％の場合には定格負荷では遅れ０度であるが、５０％負荷では進み５度となる。従って、本実施の形態では負荷に応じて電流指令値の位相を補正する制御回路の構成について説明する。
【００２９】
以下、図６はこの発明の実施の形態２による電力変換装置の制御回路を示すブロック図である。図において、上記実施の形態１と異なる点は、電流振幅指令を係数器３８にて係数倍した信号ωＬＩをｃｏｓ発生回路３５の出力と乗算器３９にて乗算し、加減算器３７に入力している点である。
【００３０】
次に、実施の形態２の動作について説明する。乗算器３９の出力はリアクトル２に印加される電圧ＶＬを求めることになる。
ここで、ＶＬ＝ωＬ・Ｉｍ・ｃｏｓωｔ…（６）
であるので、係数器３８よりωＬ・Ｉｍに対応した信号ωＬＩを求める。従って、係数器３８のゲインＧは、下記（７）式となる。
Ｇ＝ωＬ…（７）
【００３１】
そして、乗算器３９よりωＬＩ・ｃｏｓθを求め、加減算器３７によりｓｉｎθとωＬＩ・ｃｏｓθを加減算し、その結果電流振幅指令が変化しても常に交流電源電圧Ｖｓと同位相の信号を得る。これに、乗算器１３にて振幅信号を乗算し電流指令Ｉｓｒｅｆを得る。
【００３２】
以上のように実施の形態２によれば、ヒステリシス電流制御回路の出力信号より、交流電源電圧と同期した単位正弦波信号を得ることができるよう構成されているので、交流電源電圧を検出する電圧センサが不要となり電力変換装置を低コストにすることができるのに加え、負荷が変動した場合でも交流電源電圧に同位相の電流指令値を作成することができる。
【００３３】
実施の形態３．
上記実施の形態では、スイッチング指令Ｇ０から、基本波検出フィルタ３１により、ＶＡの基本波分と同位相の基本波信号を検出していたので、交流電流振幅指令Ｉｍ＊が変化した場合、ＶＡの位相が変化し、基本波検出フィルタ３１の入力も変化する。従って、振幅指令Ｉｍ＊が変化した際に、基本波検出フィルタ３１、ＰＬＬ回路３３の応答時間分は、電流指令の位相が所望の力率１よりずれている場合がある。本実施の形態では、振幅指令Ｉｍ＊が変化しても、基本波検出フィルタ３１、ＰＬＬ回路３３の応答時間分の影響が少ない制御回路の構成について説明する。
【００３４】
図７はこの発明の実施の形態３による電力変換装置の制御回路を示すブロック図である。上記実施の形態２と異なる点は、上記実施の形態２における乗算器３９の出力を、ｓｉｎ発生回路３４の出力と加減算するのをやめて、加減算器４０に出力してスイッチング指令Ｇ０と加減算し、基本波検出フィルタ３１に、加減算器４０の出力を入力している点である。
【００３５】
次に、実施の形態３の動作について説明する。ヒステリシス電流制御回路１１の出力である電力変換器３のスイッチング指令Ｇ０は、交流出力ＶＡに相当した矩形波状の信号である。これに乗算器３９のリアクトル２に印加される電圧ＶＬを加減算することにより、加減算器４０は交流電源電圧Ｖｓの基本波成分を含んだ矩形波状の信号となる。従って、ｓｉｎ発生回路３４の出力は交流電源電圧Ｖｓと同位相の信号が得られる。ここで、電流振幅指令Ｉｍ＊が変化した場合、スイッチング指令Ｇ０は変化するが、乗算器３９の出力も変化し、加減算器４０は交流電源電圧Ｖｓに対応した電流振幅指令に影響を受けない信号を出力する。
【００３６】
以上のように実施の形態３によれば、ヒステリシス電流制御回路の出力信号より、交流電源電圧と同期した単位正弦波信号を得ることができるよう構成されているので、交流電源電圧を検出する電圧センサが不要となり電力変換装置を低コストにすることができるのに加え、負荷が変動した場合でも制御回路の応答時間に影響を受けることなく交流電源電圧に同位相の電流指令値を作成することができる。
【００３７】
実施の形態４．
上記実施の形態１ないし３では、交流電源電圧Ｖｓの位相を検出するためにｓｉｎ発生回路に加え、ｃｏｓ発生回路を使用している。本実施の形態では、０クロスコンパレータを改良することにより、ｓｉｎ発生回路のみで構成する制御回路について説明する。
【００３８】
図８はこの発明の実施の形態４による電力変換装置の制御回路を示すブロック図である。上記実施の形態１と異なる点は、電流振幅指令を０クロス検出３２ａに入力している点である。
【００３９】
図９は実施の形態４に使用される０クロス検出３２ａのブロック図を示し、この０クロス検出３２ａは比較器（ＣＭＰ）と係数器（ゲインＫｃ）から構成されている。（１）に基本波検出フィルタ３１の出力を入力し、（２）に電流振幅指令を入力する。係数器（Ｋｃ）の出力が負の場合の０クロス検出動作を図１０に示す。図１０では、入力信号（１）をＶＩＮ、入力信号（２）をｒｅｆ、出力信号（３）をｏｕｔとしている。ｒｅｆが負の場合、ＶＩＮの０クロス信号よりも進んだ波形がｏｕｔに得られる。また、ｒｅｆがゼロになると。ＶＩＮの０クロス信号がそのままｏｕｔに得られる。
【００４０】
従って、電流振幅指令を０クロス検出３２ａの（２）に入力し、係数器のゲインを負とすることにより、電流振幅指令が増えると０クロス信号が進み位相とできる。その結果、ｃｏｓ発生回路を用いることなく、電流振幅指令に応じて、０クロス信号が交流電源電圧Ｖｓの位相となるように補正でき、交流電源電圧と同位相の電流指令値を作成することができる。
【００４１】
以上のように実施の形態４によれば、ヒステリシス電流制御回路の出力信号より、交流電源電圧と同期した単位正弦波信号を得ることができるよう構成されているので、交流電源電圧を検出する電圧センサが不要となり電力変換装置を低コストにすることができるのに加え、負荷が変動した場合でも簡単な回路で交流電源電圧に同位相の電流指令値を作成することができる。
【００４２】
実施の形態５．
上記実施の形態１ないし４では、電流を制御するためにヒステリシス電流制御回路を用いているが、図１１に示すように、三角波比較型の電流制御回路にも応用できる。本実施の形態では、三角波比較型の電流制御回路の場合の制御回路構成について説明する。
【００４３】
図１１はこの発明の実施の形態５による電力変換装置の制御回路を示すブロック図である。上記実施の形態４と異なる点は、電流偏差を増幅する電流制御回路９３の出力ＶＡｒｅｆを三角波の搬送波発生回路９２と比較器９１にて比較し、ドライブ回路５へのスイッチング指令Ｇ０とし、基本波検出フィルタ３１への入力信号を電流制御回路９３の出力ＶＡｒｅｆとしている点である。
【００４４】
三角波比較型の電流制御回路では、電流制御回路９３の出力ＶＡｒｅｆが電力変換器３の交流出力ＶＡの指令値となる。従って、電流制御回路９３の出力ＶＡｒｅｆを基本波検出フィルタ３１への入力信号とすることにより、基本波検出フィルタ３１よりＶＡの基本波分と同位相の基本波信号を検出できる。
【００４５】
従って、基本波検出フィルタ３１の出力信号を０クロス検出３２ａの（１）に入力し、電流振幅指令を０クロス検出３２ａの（２）に入力し、係数器のゲインを負とすることにより、電流振幅指令が増えると０クロス信号が進み位相とできる。よって、電流振幅指令に応じて、０クロス信号が交流電源電圧Ｖｓの位相となるように補正でき、交流電源電圧と同位相の電流指令値を作成することができる。
【００４６】
以上のように実施の形態５によれば、三角波比較型電流制御回路の出力信号より、負荷が変動した場合でも簡単な回路で交流電源電圧と同期した単位正弦波信号を得ることができるよう構成されているので、交流電源電圧を検出する電圧センサが不要となり電力変換装置を低コストにすることができる。
【００４７】
なお、以上の説明では電力変換器３の構成を単相センタタップ型回路にて説明してきたが、単相フルブリッジ型回路に応用できるのは勿論、制御回路を３相化することにより３相フルブリッジ型回路にも応用できる。
【００４８】
【発明の効果】
請求項１及び請求項２の発明によれば、電流変換器のスイッチング素子への駆動指令より交流電源電圧と同期した交流電流指令値を得ることができるように構成されているので、交流電源電圧を検出する電圧センサが不要となり、電力変換器の制御装置を低コストにすることができる。
【００４９】
請求項３の発明によれば、交流電源電圧を検出する電圧センサが不要となり電力変換装置を低コストにすることができるのに加え、負荷が変動した場合でも交流電源電圧に同位相の電流指令値を作成することができる。
【００５０】
請求項４の発明によれば、交流電源電圧を検出する電圧センサが不要となり電力変換装置を低コストにすることができるのに加え、負荷が変動した場合でも制御回路の応答時間に影響を受けることなく交流電源電圧に同位相の電流指令値を作成することができる。
【００５１】
請求項５の発明によれば、交流電源電圧を検出する電圧センサが不要となり電力変換装置を低コストにすることができるのに加え、負荷が変動した場合でも簡単な回路で交流電源電圧に同位相の電流指令値を作成することができる。
【００５２】
請求項６の発明によれば、搬送波比較型電流制御回路の出力信号より、負荷が変動した場合でも簡単な回路で交流電源電圧と同期した単位正弦波信号を得ることができるよう構成されているので、交流電源電圧を検出する電圧センサが不要となり電力変換装置を低コストにすることができる。
【００５３】
請求項７の発明によれば、位相同期制御回路が応答するまでの間、交流電流指令値の振幅を零にするようにしたので、過渡応答等に影響を受けることなく、電力変換装置を安定に起動することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施の形態１による電力変換装置の制御回路を示すブロック図である。
【図２】この発明の実施の形態１に用いる電力変換器の一例を示す回路図である。
【図３】この発明の実施の形態１に用いるヒステリシス電流制御回路の説明図である。
【図４】この発明の実施の形態１に用いるヒステリシス電流制御回路の動作説明図である。
【図５】この発明の実施の形態１の電力変換器の動作を示すベクトル図である。
【図６】この発明の実施の形態２による電力変換装置の制御回路を示すブロック図である。
【図７】この発明の実施の形態３による電力変換装置の制御回路を示すブロック図である。
【図８】この発明の実施の形態４による電力変換装置の制御回路を示すブロック図である。
【図９】この発明の実施の形態４に用いる０クロス検出回路の構成図である。
【図１０】この発明の実施の形態４に用いる０クロス検出回路の動作説明図である。
【図１１】この発明の実施の形態５による電力変換装置の制御回路を示すブロック図である。
【図１２】従来の電力変換装置の制御回路を示すブロック図である。
【符号の説明】
１ 交流電源、２ リアクトル、３ 電力変換器、４ 直流電圧源、５ ドライブ回路、６ 電流センサ、１１ ヒステリシス電流制御回路、１２ 加減算器、１３ 乗算器、３１ 基本波検出回路、３２ ０クロス検出回路、３３ ＰＬＬ回路、３４ ｓｉｎ発生回路、３５ ｃｏｓ発生回路、３６ 係数器、３７ 加減算器、４１ スイッチ、４２ 定数器、４３ 遅延回路。
Claims (7)
- リアクトルを介して交流電源と接続され、交流電流指令値と交流電流の偏差から直接電力変換器のスイッチング素子への駆動指令が出力される電力変換装置であって、
前記電力変換器のスイッチング素子への駆動指令より電力変換器の交流出力電圧に応じた信号を求め、この信号を位相同期制御回路に入力し、位相同期制御回路の出力より前記交流電源に同期した交流電流指令値を作成することを特徴とする電力変換装置の制御回路。 - 前記位相同期制御回路の出力よりｓｉｎ信号とｃｏｓ信号を発生し、ｃｏｓ信号を係数倍して前記リアクトルの電圧降下分に対応した信号とし、これをｓｉｎ信号と加算した信号により交流電流指令値を作成することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置の制御回路。
- 前記位相同期制御回路の出力よりｓｉｎ信号とｃｏｓ信号を発生し、ｃｏｓ信号振幅を交流電流指令値の振幅により変化させ、これをｓｉｎ信号と加算した信号より交流電流指令値を作成することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置の制御回路。
- リアクトルを介して交流電源と接続され、交流電流指令値と交流電流の偏差から直接電力変換器のスイッチング素子への駆動指令が出力される電力変換装置であって、
前記電力変換器のスイッチング素子への駆動指令と第１の信号を加減算した第２の信号より基本波成分を検出し、位相同期制御回路により第２の信号に同期したｃｏｓ信号を発生し、この振幅を交流電流指令値の振幅により変化させた信号を第１の信号とし、位相同期制御回路により発生したｓｉｎ信号より交流電源に同期した交流電流指令値を作成することを特徴とする電力変換装置の制御回路。 - 前記電力変換器のスイッチング素子への駆動指令から基本波信号を検出し、この基本波信号と交流電流振幅指令値を係数倍した信号とを比較した信号を位相同期制御回路の入力としたことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置の制御回路。
- リアクトルを介して交流電源と接続され、交流電流指令値と交流電流の偏差を増幅した信号と搬送波を比較して電力変換器のスイッチング素子への駆動指令が出力される電力変換装置であって、
交流電流指令値と交流電流の偏差を増幅した信号より電力変換器の交流出力電圧に応じた信号を求め、この信号を位相同期制御回路に入力し、位相同期制御回路の出力より交流電源に同期した交流電流指令値を作成することを特徴とする電力変換装置の制御回路。 - 前記位相同期制御回路が応答するまでの間、交流電流指令値の振幅を零にすることを特徴とする請求項１から請求項６のいずれか１項に記載の電力変換装置の制御回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP06823199A JP3590735B2 (ja) | 1999-03-15 | 1999-03-15 | 電力変換装置の制御回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP06823199A JP3590735B2 (ja) | 1999-03-15 | 1999-03-15 | 電力変換装置の制御回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000270563A JP2000270563A (ja) | 2000-09-29 |
| JP3590735B2 true JP3590735B2 (ja) | 2004-11-17 |
Family
ID=13367824
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP06823199A Expired - Fee Related JP3590735B2 (ja) | 1999-03-15 | 1999-03-15 | 電力変換装置の制御回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3590735B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP5849672B2 (ja) * | 2011-12-09 | 2016-02-03 | 富士電機株式会社 | 同期検出装置 |
| WO2018051433A1 (ja) * | 2016-09-14 | 2018-03-22 | 国立大学法人横浜国立大学 | 電力供給システム |
| JP6871835B2 (ja) * | 2017-09-27 | 2021-05-12 | 三菱重工サーマルシステムズ株式会社 | 制御装置、制御方法及びプログラム |
-
1999
- 1999-03-15 JP JP06823199A patent/JP3590735B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2000270563A (ja) | 2000-09-29 |
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| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
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