KR930010644B1

KR930010644B1 - 인버터 전류제어장치

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Publication number: KR930010644B1
Application number: KR1019900004792A
Authority: KR
Inventors: 마사모도 미즈노; 데루미 효바야시; 다쓰시 다까하시; 히로시 마요마쓰; 마사노리 다와다; 도시유끼 고찌요
Original assignee: 미쓰비시 뎅끼 가부시끼가이샤; 시기 모리야
Priority date: 1989-04-10
Filing date: 1990-04-07
Publication date: 1993-11-02
Also published as: KR900017267A; JP2653873B2; CN1017766B; JPH02269495A; CN1046419A

Abstract

내용 없음.

Description

인버터 전류제어장치

제1도는 이 발명의 한 실시예의 주요부를 표시하는 기능 블록도.

제2도는 제1도내의 마이콘의 동작을 표시하는 플로챠트도.

제3도는 제1도내의 PWM 수단 및 로우패스 필터의 동작을 설명하기 위한 파형도.

제4도는 제1도내의 감산기 및 아나로그 전류 앰프의 동작을 설명하기 위한 파형도.

제5도는 종래의 인버터 전류제어장치를 표시하는 블록도.

제6도는 제5도내의 전류지령발생부, 전류앰프부 및 PWM부를 종래의 아나로그식 전류제어회로에서 구성한 한 예를 표시하는 블록도.

제7도는 제6도내의 PWM부의 동작을 설명하기 위한 파형도.

제8도는 제6도내의 단락방지회로의 동작을 설명하기 위한 파형도.

제9도는 제5도내의 전류지령발생부, 전류앰프부 및 PWM를 전(全) 디지탈식 전류제어회로에서 구형한 한 예를 표시하는 블록도.

제10도는 제9도내의 디지탈 PWM 회로의 구성을 표시하는 블록도.

제11도는 제10도의 동작을 설명하기 위한 파형도.

제12도는 종래의 전 디지탈식 장치에 의한 마이콘의 다른 한 예를 표시하는 기능블록도.

* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명

3 : 인버터 6 : 모터

23, 24 : 감산기(편차수단) 50 : 마이콘

26, 27 : 아나로그 전류앰프(증폭수단) 42 : 디지탈 PWM 회로

51 : 연산수단 52, 53 : PWM 수단(DA 변환수단)

54 : AD 변환기 55 : 데이타 생성수단

56 : 로우패스 필터(DA 변환수단) Iu, Iv : 전류지령치

Iu, Iv : 전류지령 Pu, Pv : PWM 펄스열

Iu*, Iv* : 모터전류 Vu, Vv, Vw : 전압지령

C : 전환신호 △Iu, △Iv : 전류편차

Co : 펄스신호 Dt₁, Dt₂: 시간데이타

또한, 도중 동일부호는 동일 또는 상당부분을 표시한다.

이 발명은 유도전동기 또는 동기 전동기의 회전속도나 토크를 제어하는 인버터의 전류제어장치에 관한 것으로서, 특히 값싸고 제어정밀도가 높은 인버터 전류제어장치에 관한 것이다.

제5도는 예를 들면 「드라이브일렉트로닉스」(우에야마 나오히꼬편, 소화 57년 7월 전기서원발행)의 P92-94 및 P209~219에 기재된 벡터제어에 의한 종래의 인버터 전류제어장치를 표시하는 블록도이다.

여기에서는, 한예로서 모터(6)가 3상 전압 U, V, W에서 구동되는 유도전동기이며, 모터(6)에 공급되는 3상의 모터전류(Iu*,Iv* 및 Iw*)를 정현파상으로 제어하는 경우를 표시하고 있다.

도면에 있어서, 3상의 입력전압(R,S,T)(단상의 표준전위이라도 좋다)에 의거하여, 모터(6)에 대한 3상전압(U,V,W)을 출력하는 주회로는 입력전압(R,S,T)을 정류하는 다이오드브리지(1)와 다이오드브리지(1)의 양단전압을 직류전압으로 하는 평활 콘덴서(2)와, 이 직류전압을 PWM 제어하여 3상 전압(U,V,W)으로 변환하는 인버터(3)로 구성되어 있다.

인버터(3)는 브리지 구성된 스위칭소자(예를 들면 트랜지스터 FET,IGBT,GTO 등)로 이루어지고, 각 상마다 스위칭소자대가 상호 교차하여 개폐제어 되는 것에 의하여 3상 전압(U,V,W)을 PWM 제어하도록 되어 있다.

이때, 모터(6) 자신이 갖는 필터 작용에 의하여 3상 전압(U,V,W) 또는 3상의 모터전류(Iu*, Iv* 및 Iw*)는 정현파상으로 제어된다. 인버터(3)의 U상 및 V상의 출력단자에 각각 설치된 변류기(4) 및 (5)는 U상 및 V상의 모터전류(Iu*, 및 Iv*)를 검출하고, 또 엔코더등으로 이루어지는 펄스발신기(7)는 모터(6)의 회전속도 Wr*를 검출하고 있다.

속도 지령발생부(8)는, 목표속도 또는 목표토크에 상당하는 속도지령(Wr)을 출력한다.

감산기(9)는 회전속도(Wr*)와 속도지령(Wr)과의 차를 잡아 속도편차 △Wr(=Wr-Wr*)를 출력하고, 속도앰프(10)는, 속도편차(△Wr)를 증폭하여 모터(6)의 출력토크에 비례한 토크전류지령(iq)을 출력한다. 이 토크 전류지령(iq)은, 모터(6)의 규격에 응하여 설정된 여자 전류지령(id)과 함께, 전류진폭 계산부(11), 위상각 계산부(12) 및 미끄럼(또는 슬립)계산부(13)(이하, 미끄럼 계산부라 함)에 입력된다.

전류진폭 계산부(11)는, 전류진폭지령(│I│)을, │I│=(id²+iq²)^1/2로부터 구하고, 위상각 계산부(12)는, 그때의 위상각 지령(θi)을

θi=tan-1(iq/id)

로부터 구하고, 미끄럼 계산부(13)는, 미끄럼(슬립)주파수(Ws)를,

Ws=(L₆/R₆)(iq/id)=(L₆/R₆)tan θi

로부터 구한다.

단, L₆및 R₆은, 모터(6)의 인덕턴스 및 저항을 나타내는 모터정수이다.

가산기(14)는 미끄럼 주파수(Ws)와 회전속도(Wr*)와의 합을 취하여, 회전전자계(回傳電磁界)의 주파수 지령 W(=Wr*+Ws)을 출력하고, 위상 카운터(15)는, 주파수 지령(W)을 시간적분하여,

θr=＂∫(Wr*+Ws)dt

로 나타내는 회전위상지령(θr)을 출력한다.

가산기(16)는, 회전위상지령(θr)과의 합을 취하여 최종적인 위상지령(θ(=θr+θi)을 출력한다.

전류지령발생부(17)는, 전류진폭지령(│I│)과 위상지령(θ)과를 승산하여, 디지탈 연산에 의하여 3상의 전류지령치(Iu,Iv,Iw)를,

Iu=│I│ㆍsinθ

Iv=│I│ㆍsin(θ-2π/3)

Iw=│I│ㆍsin(θ+2π/3)

로부터 구하고, 다시금 아나로그의 전류지령(Iu,Iv,Iw)으로 변환하여 전류앰프부(18)에 입력한다.

단 후술하는 것과 같이, W상에 관한 지령치는 U상 및 V상의 지령치로부터 계산되므로, 실제로 전류앰프부(18)에 입력하는 전류지령은 U상 및 V상의 전류지령(Iu,Iv)만으로 좋다.

상기 전류앰프부(18)는, 전류지령(Iu,Iv)가 변류기(4,5)로부터 실제로 검출된 모터전류(Iu*,Iv*)와의 차를 취하여 증폭하고, 각상의 전류편차(△I(△Iu,△Iv,△Iw))를,

△Iu=Iu-Iu*

△Iv=Iv-Iv*

△Iw=-(△Iu+△Iv)로부터 구하고, PWM부(19)에 입력한다.

PWM부(19)는 전류편차(△I)에 의거하여 인버터(3)에 대한 전환신호(C)를 생성한다.

즉, 전류편차(△I)가 영(zero)이 되도록 인버터(3)내의 스위칭 소자를 온ㆍ오프하여 모터(6)의 단자전압(U,V,W)을 제어하고, 결과적으로 모터(6)의 속도(또는, 토크)를 제어한다.

다음에 제5도내의 전류지령발생부(17), 전류앰프부(18) 및 PWM부(19)를 일반적으로 아나로그 전류회로에서 구성한 경우에 관하여 제6도~제8도를 참조하면서 설명한다.

제6도에 있어서 전류지령발생부(17)는 CPU, RAM 및 ROM을 구비한 마이크로 컴퓨터(20)(이하, 마이콘이라함)와, DA 변환기(21,22)로 구성되어 있다.

마이콘(20)는 상술한 디지탈의 전류지령치(Iu,Iv)를 얻을때까지의 계산을 행하고, DA 변환기(21,22)는, 마이콘(20)으로부터의 계산결과를 아나로그치로 변환하여 전류지령(Iu,Iv)으로서 출력한다.

전류앰프부(18)는, 감산기(23,24)와, 가산기(25)와 아나로그 전류앰프(26~28)로 구성되어 있다. 감산기(23,24)는, 전류지령(Iu,Iv)와 모터전류(Iu*,Iv*)와의 차를 취하고, 또한 아나로그 전류앰프(26,27)는 감산기(23,24)로부터의 차신호를 증폭하여 전류편차(△Iu,△Iv)로서 출력한다. 가산기(25)는 전류편차(△Iu,△Iv)의 합을 취하고, 아나로그 전류앰프(28)는 가산기(25)로부터 합신호를 부극성에서 증폭하고, 이것을 전류편차(△Iw)로서 출력한다.

PWM부(19)는 캐리어 발진기(29)와, 각 상마다 설치된 비교기(30), 단락방지회로(31) 및 베이스 앰프(32)로 구성되어 있다.

캐리어 발진기(29)은 일정주파수 또한 삼각파의 캐리어 신호(F)(제7도 참조)를 출력하고, 비교기(30)는, 캐리어 신호(F)와 전류편차(△I)와를 각상마다 아나로그적으로 비교하여, 비교결과를 펄스신호(Co)(Cou,Cov,Cow)로하여 출력한다.

이 펄스신호(Co)의 「H」레벨은, 인버터(3)내의 스위칭 소자의 아래암을 온시키는 전환신호(C₂)에 대응하고, 「L」레벨은 위암을 온시키는 전환신호(C₁)에 대응한다.

그러나, 주지하는 바와 같이 펄스신호(Co)를 그대로 전환신호(C)로 사용하면, 스위칭 소자의 과도현상에 의하여 상하암의 단락이 발생하기 때문에, 단락방지회로(31)는, 제8도와 같이 아래암 전환신호(C₂) 및 위암 전환신호(C₁)의 각 입상 타이밍을 단락방지시간(Td)만큼 지연시킨다.

이어서, 베이스 앰프(32)는, 각 전환신호(C₁,C₂)를 소정레벨으로 증폭한 후, 각상마다 상하암에 대한 전환신호 C(Cu₁,Cu₂,Cv₁,C₂,Cw₁,Cw₂)로 출력하고, 인버터(3)내의 스위칭소자에 인가한다.

이상의 설명이, 전류앰프부(18) 및 PWM부(19)를 아나로그 전류제어회로에서 구성한 한 예이나, 다음에 전디지탈식 전류제어회로에서 구성한 경우에 관하여 제9도~제12도를 참조하면서 설명한다.

제9도에 있어서 마이콘(40)은, 전류앰프부(18)의 기능을 포함함과 아울러, 고분해능의 AD 변환기(41)를 내장하고 있다.

AD 변환기(41)는 주변기로서 마이콘(40)에 접속되어도 좋다. 마이콘(40)은 AD 변환기(41)에 의하여 디지탈치로 변환된 모터전류(Iu*,Iv*)를 입력함과 동시에, 상술한 것과 마찬가지로, 전류진폭지령(│I│) 및 위상지령(θ)로부터 전류지령(Iu,Iv)을 계산하고, 전류지령(Iu,Iv)과 모터전류(Iu*,Iv*)와의 차를 잡아 증폭하고 전류편차(△I)에 상당하는 디지탈치를 구한다. 그리고, 전류편차(△I)에 걸맞는 PWM 레이트(rate)의 전압지령(Vu,Vv,Vw)을 변환 테이블에 의하여 생성하고, 이들을 각상마다의 시간데이타(Dt₁,Dt₂)로서 디지탈 PWM 회로(42)에 입력한다.

제10도는 디지탈 PWM 회로(42)를 타이머 IC로서 구성한 한 예를 표시하는 블록도이며, 2개의 타이머 IC(43,44)는 예를 들면, 인텔사등에서 시판되어 있는 마이콘주변 타이머 8253 시리즈로 구성된다.

제10도는 1상만에 관하여 도시한 것이며, 실제로는 마찬가지의 타이머 IC(43,44)가 각상에 대응하여 3조 설치된다.

디지탈 PWM 회로(42)는 원리적 제6도의 캐리어 발진기(29) 및 비교기(30)의 기능을 가지고 있어 단락방지회로(31)에 대한 3상의 펄스신호 Co(Cou,Cov,Cow)를 출력하도록 되어 있다.

여기에서 제11도 및 제7도에 표시하는 것과 같이, 캐리어 신호(F)의 삼각파에지로부터 펄스신호(Co)를 온 오프하기까지의 시간(t₁,t₂)은, 전류편차(△I)의 값에 의하여 일의적(一義的)으로 결정하는 것을 알 수 있다.

따라서, 캐리어펄스(C_F)(제11도 참조)의 입상으로부터 펄스신호(Co)의 입하까지에 상당하는 시간(t₁) 및 펄스폭에 상당하는 시간(t₂)에 상당하는 시간 데이타(Dt₁,Dt₂)를 전류편차(△I)의 값에 걸맞는 디지탈 PWM 회로(42)내의 각 타이머 IC(43,44)에 입력하면 소망의 펄스신호(Co)를 얻을 수 있는 것이 된다.

즉, 타이머 IC(43)는, 시간 데이타(Dt₁,Dt₂)와 캐리어펄스(C_F)에 의거하여, 펄스폭(t₁)의 데이타 펄스(Ct₁)를 출력하고, 또 타이머 IC(44)는 데이타 펄스(Ct₁)의 입상에 의하여 작동함과 아울러, 시간 데이타(Dt₁,Dt₂)에 의거하여, 펄스폭(t₂)의 펄스신호(Co)를 출력한다.

제12도는 전디지탈식 장치의 다른 한 예를 표시하는 블록도이며, 이 경우, 속도지령발생부(8) 등의 기능은 모두 원칩의 마이콘(40A)에 포함되어 있다.

이 방식의 상세한 설명은, 예를 들면 「전기학회논문지, D(산업응용부분지, 107원 2호)」(소화 62년 2월 전기학회발행)의 「대용량 유도전동기의 고성능 제어법」(159페이지 166페이지, 특히 제161페이지의 도면 2참조)에 기재되어 있다.

도면에 있어서, 정현여현(正弦余弦)발생부(45)는, 주파수지령(W)에 의거하여 정현신호(sinθ) 및 여현신호(conθ)를 생성한다.

입력측의 좌표변환부(46)는, 디지탈 변환된 실제의 모터전류(In*,Iv*)와 정현신호(sinθ) 및 여현신호(conθ)에 의거하여 실제의 토크전류(iq*) 및 여자전류(id)를 직류적으로 분리하여 출력한다.

가산기(47)는, 토크전류지령(iq)과 토크전류(iq*)와의 차를 취하여 토크전류편차(△iq(=iq-iq*))를 출력하고, 가산기(48)는, 여자전류지령(id)과 여자전류(id*)와의 차를 취하여, 여자전류편차(△id(=id-id*))를 출력한다.

한편, 출력측의 좌표변환부(49)는, 토크 전류편차(△iq) 및 여자전류편차(△iq)와 (sinθ) 및 여현신호(conθ)에 의거하여 3상의 전압지령(Vu, Vv, Vw)를 생성하고, 이것을 디지탈 PWM 회로(42)에 대한 시간 데이타(Dt1, Dt2)로서 출력한다.

또한, 좌표변환부(46,49)의 상세한 것은 예를 들면 「뉴드라이브에렉트로닉스」(우에야마나오히꼬편, 소화 57편 7월, 전기서원발행)의 제210페이지 제6,42도에 기재되고 있어, 이 문헌에서 명백한 것과 같이 좌표변환부(46,49)는 매우 번잡한 연산을 행하고 있다.

종래의 인버터 전류제어장치는 이상과 같이 제6도에 표시한 아나로그식과 제9도 및 제12도에 표시한 전디지탈식이 있다. 그러나, 아나로그식의 경우는 전류지령(Iu,Iv,Iw)을 얻기 위하여, 고속동작하는 2채널의 DA 변환기(21,22)가 필요하게 되고, 또 펄스신호(Co)를 얻기 위하여 캐리어 발진기(29) 및 비교기(30)가 필요하게 되기 때문에 하드웨어가 크게되고, 소형화가 실현할 수 없다는 문제점이 있었다.

또, 모터속도에 응하여 아나로그 전류앰프(26,27)의 이득을 변환시키는 것이 어려울 뿐더러, 아나로그 전류앰프(26,27)의 드리프트보정이나 조정분산보정등이 어렵고, 결국 고정밀도로 전류제어할 수 없다는 문제점이 있었다.

한편, 전디지탈식의 경우는 AD 변환기(41)의 분해능이 낮으면 전류리플이 중대하므로, 이것을 방지하기 위하여 AD 변환기(41)로서 12비트 정도의 고분해능으로 값비싼 것을 사용하지 않으면 안된다.

또, 마이콘(40,40A)내의 연산처리 내용이 복잡하게 되기 때문에 전류제어의 샘플링 지연에 의한 불안정성을 방지하기 위하여, 예를 들면 디지탈 시그날 프로세서등의 고속이며 아울러 값비싼 마이콘을 사용하지 않으면 안된다. 따라서 아나로그식의 문제점을 해결되나, 코스트업으로 연결된다는 문제점이 있었다.

이 발명은 상기와 같은 문제점을 해결하기 위하여 이루어진 것으로서 아나로그식 및 전디지탈식의 양쪽의 장점을 구비한 것에 의하여 값싸고 제어의 정밀도 높은 전류제어장치를 얻는 것을 목적으로 한다.

이 발명에 관한 인버터 전류제어장치는 디지탈의 전류지령치를 연산하는 연산수단과, 전류지령치를 아나로그의 전류지령에 변환하는 DA 변환수단과 전류지령과 모터전류와의 차를 취하여 아나로그의 전류편차를 구하는 전류편차를 디지탈치로 변환하는 AD 변환기와 디지탈치에 걸맞는 PWM 레이트의 전압지령을 시간 데이타로 출력하는 데이타 생성수단과, 시간데이타에 의거하여 인버터에 대한 전환신호에 대응한 펄스신호를 생성하는 디지탈 PWM 회로를 설치한 것이다.

이 발명에 있어서 DA 변환수단에 의하여 전류지령치를 아나로그 기본 정현파의 전류지령에 변환하고, 편차수단 및 증폭수단에 의하여 전류지령과 모터전류와의 전류편차를 아나로그적으로 구하고 저분해능이며 값싼 AD 변환기에 의하여 전류편차를 마이콘에 접어넣고 마이콘내의 디지탈 처리에 의하여 펄스신호의 생성에 필요한 시간데이타를 고정밀도로 생성한다.

[실시예]

이하, 이 발명의 한 실시예를 제1도~제4도를 참조하면서 설명한다.

제1도는 이 발명의 한 실시예의 주요부를 표시하는 기능 블록도이며, 편차수단 즉 감산기(23,24) 및 증폭수단 즉 아나로그 전류앰프(26,27)는 제6도에 표시한 것과 마찬가지이며, 디지탈 PWM 회로(42)는 제9도에 표시한 것과 마찬가지이다.

또, 제1도에 표시되어 있지 않은 구성은 제5도 및 제9도에 표시한 것과 같다.

제2도는 제1도내의 마이콘(50)의 동작 시퀀스를 표시하는 플로챠트도. 제3도는 제13내의 PWM 수단(52,53) 및 로우패스필터(56)의 동작을 설명하기 위한 파형도. 제4도는 제1도내의 감산기(23,24) 및 아나로그 전류앰프(26,27)의 동작을 설명하기 위한 파형도이다.

마이콘(50)은, 전류지령치(Iu,Iv)를 연산하는 연산수단(51)과, 톱니파 PWM 회로로 이루어지는 2개의 PWM 수단(52,53)과, 8비트 정도의 저분해능의 AD 변환기(54)와, 전류편차(△I)의 디지탈치를 시간 데이타(Dt₁,Dt₂)로 변환하기 위한 변환테이블을 포함하는 데이타 생성수단(55)를 내장하고 있고, PWM 수단(52,53)의 출력단자에 로우패스필터(56)가 접속되어 있다.

PWM 수단(52,53) 및 로우패스필터(56)는 AD 변환수단을 구성하고 있어, 기능적으로는 제6도내의 DA 변환기(21,22)에 상당하고 있다.

우선, 연산수단(51)은, 전류진폭지령(│I│) 및 위상지령(θ)에 의거하여, 전술한 것과 마찬가지로, U상 V상의 전류지령치(Iu, Iv)를,

Iu=│I│ㆍsinθ

Iv=│I│ㆍsinθ

에서 구하고(스텝 S1), 각각 PWM 수단(52,53)에 개별적으로 입력한다(S2).

U상측의 PWM 수단(52)은, 제3도와 같이 일정주파수의 톱니파(F_P)와 전류지령치(Iu)(파선참조)와를 비교하여 전류지령치(Iu)에 걸맞는 PWM 레이트의 PWM 펄스열(Pu)을 생성한다.

마찬가지로, V상측의 PWM 수단(53)은, 전류지령치(Iv)에 걸맞는 PWM 펄스열(Pv)을 생성한다.

로우패스필터(56)는 PWM 펄스열(Pu,Pv)내 포함되는 톱니파(F_P)의 캐리어 주파수성분을 제거하고, 아나로그 기본 정현파로 이루어지는 전류지령(Iu, Iv)으로 변환한다.

이때, PWM 수단(52,53)의 분해능을 8비트, 톱니파(F_P)의 캐리어 주파수를 20KHz로 하면, 통상 사용 주파수는 최대 1600rpm(60Hz) 정도이기 때문에, 로우패스필터(56)를 통한 전류지령(Iu, Iv)은 충분히 응답성이 좋은 깨끗한 정현파가 된다.

펄스수단이 되는 감산기(23)는, 전류지령(Iu)과 변류기(4)로부터의 모터전류(Iu*)(제4도 파선참조)와의 차를 취하고, 아나로그 전류앰프(26)는, 감산기(23)로부터의 차신호(差信號)를 증폭하고, 제4도에 표시하는 것과 같이, 위상차에 상당하는 파형을 전류편차(△Iu)로하여 출력한다.

마찬가지로, 감산기(24)는 전류지령(Iv)과 변류기(5)로부터의 모터전류(Iv*)과의 차를 취하고, 아나로그 전류앰프(27)는 전류편차(△Iv)를 출력한다.

이리하여 얻어진 전류편차(△Iu,△Iv)는, AD 변환기(54)에 의하여 디지탈치로 변환되어, 전류편차전압이 정전압이기 때문에 레벨 시프트는 불필요하다.

또, 모터(6)가 급전(給電)되지 않고 모터전류(Iu*,Iv*)가 영(zero)일 때의 전류편차(△Iu, △Iv)를 미리 마이콘(5)에 입력하고, 이때의 전류편차치를 영(zero) 기준레벨로 하면, 아나로그 전류앰프(26,27)의 온도드리프트 보정, 조정분산보정등이 자동적이며 또한 고정밀도로 실행한다.

다시금 AD 변환기(54)에는, 감산기(23,24) 아나로그 전류앰프(26,27)로 이루어지는 아나로그회로에 의하여 이미 증폭된 전류편차(△Iu,△Iv)가 입력되므로 AD 변환기(54)의 분해능이 낮아도 충분한 정밀도를 얻을 수 있어 전혀 문제가 되지 않는다.

마이콘(50)내의 데이타 생성수단(55)은, W상의 전류편차(△Iw)를 연산하는 연산부를 포함하고 있어 W상의 전류편차(△Iw)를 전술한 것과 마찬가지로

△Iw=-(△Iu+△Iv)

에서 구한다(스텝 S4).

그리고, 데이타 생성수단(55)내의 변환테이블에 의하여 각 전류편차(△Iu,△Iv,△Iw)에 걸맞는 PWM 레이트의 3상의 전류지령(Vu,Vv,Vw)을 각각 시간 데이타(Dt₁,Dt₂)로서 생성하고 디지탈 PWM 회로(42)에 입력한다(스텝 S5).

이하, 전술한 것과 마찬가지로, 디지탈 PWM 회로(42)는 인버터(3)에 대한 절환신호(C)에 대응한 3상의 펄스신호(Co(Cou,Cov,Cow))를 생성하고, 단락방지회로(31), 베이스앰프(32)를 사이에 두고 (3)내의 스위칭소자를 개폐제어한다.

이와 같이, 아나로그식과, 다지탈식과를 조합시킨 하이브리드 방식에 의하여, 저분해능의 값싼 AD 변환기(54)를 사용하여도 충분한 정밀도가 얻어진다.

또, 값산 PWM 수단(52,53) 및 로우패스필터(56)를 사용하여 전류지령 정현파를 발행하는 DA 변환수단을 구성하면, 제6도와 같은 DA 변환기(21,22)가 필요없게 되고, 더욱 값싸게 된다.

다시금, 마미콘(50)에서의 연산처리가, 연산수단(51)에 의한 전류지령치 계산 및 데이타 생성수단(55)에 의한 W상의 전류편차 계산만으로 좋고 간단히 끝나기 때문에, 처리시간이 단시간으로 족한다.

또한, 상기 실시예에서는 PWM 수단(52,53) 및 AD 변환기(54)를 마이콘(50)에 접속하여도 좋다. 또, 마이콘(50)이 전류진폭지령(│I│) 및 위상지령(θ)을 집어넣도록 하였으나 제5도내의 속도지령발생부(8)에서 가산기(16)까지를 모두 마이콘(50)에 내장하여도 좋다.

더욱 디지탈 PWM 회로(42)를 마이콘(50)과는 별도로 설치하였으나, 제10도의 타이머 IC(43,44)를 마이콘(50)내에 원칩화하면, 부품점수가 더욱 절감할 수 있는 것을 말할나위도 없다.

이상과 같이 이 발명에 의하면, 디지탈의 전류지령치를 연산화는 연산수단과, 전류지령을 아나로그의 전류지령으로 변환하는 A 변환수단과, 전류지령과 모터전류와의 차를 취하여 아나로그의 전류편차를 구하는 편차수단과, 전류편차를 아나로그 증폭하는 증폭수단과 증폭된 전류편차를 디지탈치로 변환하는 저분해능의 AD 변환기와, 전류편차에 걸맞는 PWM 레이트의 전압지령을 시간데이타로서 출력하는 데이타 생성수단과, 시간데이타에 의거하여 인버터에 전환신호에 대응한 펄스신호를 생성하는 디지탈 PWM 회로와를 설치하고, 디지탈 연산부를 원칩의 마이콘에서 구성하였으므로, 값싸고 제어 정밀도가 높은 인버터 전류제어장치를 얻을 수 있는 효과가 있다.

Claims

인버터(3)의 스위칭소자를 PWM 제어하여, 모터(6)에 공급되는 교류전류(Iu*,Iv*)를 제어하기 위한 인버터 전류제어장치에 있어서, 상기 모터(6)에 대한 디지탈의 전류지령치(│I│)를 연산하는 연산수단(51)과, 상기 연산된 전류지령치를 아나로그의 전류지령(Iu,Iv)으로 변환하고, PWM 수단(52,53)과 로우패스필터(56)로 이루어진 DA 변환수단(52,53,56)과, 상기 전류지령(Iu, Iv)과 상기 모터(6)에 실제로 공급되는 모터전류(Iu*, Iv*)와의 차를 취하여 아나로그의 전류편차(△Iu,△Iv)를 구하는 편차수단(23,24)과, 상기 전류편차(△Iu,△Iv)를 아나로그 증폭하는 중폭수단(26,27)과, 증폭된 상기 전류편차를 디지탈치로 변환하는 AD 변환기(54)와, 상기 디지탈치에 상응하는 PWM 레이트의 전압지령을 시간 데이타(Dt₁,Dt₂)로서 출력하는 데이타 생성수단(55)과, 상기 시간 데이타(Dt₁,Dt₂)에 의거하여 상기 인버터(3)에 대한 절환신호(Co)에 대응한 펄스신호를 생성하는 디지탈 PWM 회로(42)를 구비한 것을 특징으로 하는 인버터 전류제어장치.