JPH02269495A - インバータ電流制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ この発明は、誘導電動機又は同期電動機の回転速度やト
ルクを制御するインバータの電流制御装置に関し、特に
安価で制御精度の高いインバータ電流制御装置に関する
ものである。

［従来の技術］ 第５図は、例えば「ニュードライブエレクトロニクス」
（上山直彦編、昭和５７年７月、電気書院発行）の第９
２頁〜第９４頁及び第２０９頁〜第２１９頁に記載され
た、ベクトル制御による従来のインバータ電流制御装置
を示すブロック図である。ここでは、−例として、モー
タ（６）が三相電圧Ｕ、■及びＷで駆動される誘導電動
機であり、モータ（６）に供給される三相のモータ電流
ニー、Ｉ−及びＩ−を正弦波状に制御する場合を示して
いる。

図において、三相の入力電圧Ｒ，Ｓ及びＴ（単相の標準
電源でもよい）に基づいて、モータ（６）に対する三相
電圧Ｕ、Ｖ及びＷを出力する主回路は、入力電圧Ｒ，Ｓ
及びＴを整流するダイオードブリッジ（１）と、ダイオ
ードブリッジ（１）の両端電圧を直流電圧にする平滑コ
ンデンサ（２）と、この直流電圧をＰＷＭ制御して三相
電圧Ｕ、Ｖ及びＷに変換するインバータ（３）とから構
成されている。インバータ（３）は、ブリッジ構成され
たスイッチング素子（例えば、トランジスタ、ＦＥＴ、
ＩＧＢＴ、ＧＴＯ等）からなり、各相毎のスイッチング
素子対が交互に開閉制御されることにより、三相電圧Ｕ
、■及びＷをＰＷＭ制御するようになっている。

このとき、モータ（６）自身のもつフィルタ作用により
、三相電圧Ｕ、■及びＷ、又は、三相のモータ電流Ｉｕ
、Ｉ−及び■−は、正弦波状に制御される。

インバータ（３）のＵ相及びＶ相の出力端子にそれぞれ
設けられた変流器（４）及び（５）は、Ｕ相及びＶ相の
モータ電流ニー及びＩ−を検出し、又、エンコーダ等か
らなるパルス発信ｆｉ（７）は、モータ（６）の回転速
度０７軍を検出している。速度指令発生部（８）は、目
標速度又は目標トルクに相当する速度指令ω「を出力す
る。

減算器（９）は、回転速度ωｒ富と速度指令ω「との差
をとって速度偏差Δω「（＝ωｒ−ωｒ宜）を出力し、
速度アンプ（１０）は、速度偏差Δωｒを増幅して、モ
ータ（６）の出力トルクに比例したトルク電流指令ｉｑ
を出力する。このトルク電流指令ｉｑは、モータ（６〉
の規格に応じて設定された励磁電流指令ｉｄと共に、電
流振幅計算部（１１）、位相角計算部（１２）及びすべ
り計算部（１３）に入力される。

電流増幅計算部（１１）は、電流振幅指令ＩＩ＋を、■
ｌ−（ｉｄ２＋　１ｑ２）ｌ／２ から求め、位相角計算部（１２）は、そのときの位相角
指令θｉを、 θｉ＝　ｊａｎ−’（ｉｑ／ｉｄ） から求め、すべり計算部（１３）は、すべり周波数ωＳ
を、 ωｓ＝　（Ｌｓ／Ｒ，）（ｉｑ／１ｄ）＝　（Ｌｓ／Ｒ
ｓ）ｔａｎθｉ から求める。但し、Ｌ、及びＲ６は、モータ（６）のイ
ンダクタンス及び抵抗を表わすモータ定数である。加算
器（１４）は、すべり周波数ωＳと回転速度ωｒＸとの
和をとって、回転電磁界の周波数指令ω（＝ωｒＸ＋ω
Ｓ）を出力し、位相カウンタ（１５）は、周波数指令ω
を時間積分して、 θｒ＝　　Ｓ　　（ωｒ富＋（Ａ）　５）ｄｔで表わさ
れる回転位相指令θｒを出力する。加算器（１６）は、
回転位相指令θｒと位相角指令θｉとの和をとって最終
的な位相指令θ（＝θ「＋θｉ）を出力する。

電流指令発生部（１））は、電流振幅指令ＩＩ＋と位相
指令θとを乗算して、デジタル演算により三相の電流指
令値Ｉｕ、１．及びｆｗを、 Ｉｕ＝　　１　　・ｓｉｎθ Ｉ　、＝　ｌ　Ｉ　ｌ・５ｉｎ（θ−２π／３）Ｉ　ｗ
＝　ｌ　Ｉ　ｌ・５ｉｎ（θ＋２π／３）から求め、更
にアナログの電流指令１．、Ｉｖ及び１、に変換して電
流アンプ部（１８）に入力する。但し、後述するように
、Ｗ相に関する指令値はＵ相及びＶ相の指令値から計算
されるので、実際に電流アンプ部（１８）に入力する電
流指令は、Ｕ相及び■相の電流指令■。及びＩｖのみで
よい。

電流アンプ部（１８）は、電流指令工。及びＩｖと変流
器（４）及び（５）から実際に検出されなモータ電ｆｉ
Ｉ−及びＩｖ崖との差をとって増幅し、各相の電流偏差
ΔＩ（ΔＩＩ１．Δ■９及びΔ１．）を、ΔＩｕ＝１．
−１．＋ ΔＩｖ＝Ｉ、−１ｖ Δ１．＝−（ΔＩＵ＋ΔＩｖ） から求め、ＰＷＭ部（１９）に入力する。

ＰＷＭ部（１９）は、電流偏差ΔＩに基づいてインバー
タ（３）に対する切換信号Ｃを生成する。即ち、電流偏
差ΔＩが零となるようにインバータ（３）内のスイッチ
ング素子をオンオフし、モータ（６）の端子電圧Ｕ、■
及びＷを制御して、結果的に、モータ（６）の速度（又
は、トルク）を制御する。

次に、第５図内の電流指令発生部（１７）、電流アンブ
部（１８）及びＰＷＭ部（１９）を一般的なアナログ電
流制御回路で構成した場合について、第６図〜第８図を
参照しながら説明する。

第６図において、電流指令発生部（１７）は、ＣＰＵ、
ＲＡＭ及びＲＯＭを備えたマイクロコンピュータ（２０
）（以下、マイコンという）と、ＤＡ変換器（２１）及
び（２２）とから構成されている。

マイコン（２０）は、上述したデジタルの電流指令値Ｉ
ｕ及び工、を得るまでの計算を行ない、ＤＡ変換器（２
１）及び（２２）は、マイコン（２０）からの計算結果
をアナログ値に変換し、電流指令１ｕ及びＩｖとして出
力する。

電流アンプ部（１８）は、減算器（２３）及び（２４）
と、加算器（２５）と、アナログ電流アンプ（２６）〜
（２８）とから構成されている。減算器（２３）及び（
２４）は、電流指令Ｉｕ及び工、とモータ電流Ｉｕ’及
び■−との差をとり、又、アナログ電流アンプ（２６）
及び（２７）は、減算器（２３）及び（２４）からの差
信号を増幅して電流偏差Δ工。及びΔ工、として出力す
る。加算器（２５）は電流偏差ΔＩｕ及びΔＩＶの和を
とり、アナログ電流アンプ（２８）は、加算器（２５）
からの和信号を負極性で増幅し、これを電流偏差Δ■１
として出力する。

ＰＷＭ部（１９）は、キャリア発振器（２９）と、各相
毎に設けられた比較器（３０）、短絡防止回路（３１）
及びベースアンプ（３２）とから構成されている。キャ
リア発振器（２９）は、一定周波数且つ三角波のキャリ
ア信号Ｆ（第７図参照）を出力し、比較器（３０）は、
キャリア信号Ｆと電流偏差ΔＩとを各相毎にアナログ比
較し、比較結果をパルス信号Ｃｏ（ＣｏＵ、Ｃｏｖ及び
Ｃｏｗ）として出力する。このパルス信号Ｃｏの「Ｈ」
レベルは、インバータ（３〉内のスイッチング素子の下
アームをオンさせる切換信号Ｃ２に対応し、「Ｌ」レベ
ルは上アームをオンさせる切換信号Ｃ１に対応する。

しかし、周知のように、パルス信号Ｃｏをそのまま切換
信号Ｃに用いると、スイッチング素子の過渡現象により
上下アームの短絡が発生してしまうので、短絡防止回路
（３１）は、第８図のように、下アーム切換信号Ｃ２及
び上アーム切換信号Ｃ１の各立上がりタイミングを短絡
防止時間Ｔｄだけ遅延させる。更に、ベースアンプ（３
２）は、各切換信号Ｃ７及びＣ２を所定レベルに増幅し
た後、各相毎の上下アームに対する切換信号Ｃ（Ｃｕ＋
　、ＣＩＪｚ、Ｃｖ＋、Ｃｖ□、Ｃ８１及びＣｕ２）と
して出力し、インバータ（３）内のスイッチング素子に
印加する。

以上が、電流アンプ部（１８）及びＰＷＭ部（１９）を
アナログ電流制御回路で構成した一例であるが、次に、
全デジタル式電流制御回路で構成した場合について、第
９図〜第１２図を参照しながら説明する。

第９図において、マイコン（４０）は、電流アンプ部（
１８）の機能を含むと共に、高分解能のＡＤ変換器（４
１）を内蔵している。ＡＤ変換器（４１）は周辺機器と
してマイコン（４０）に接続されてもよい。

マイコン（４０）は、ＡＤ変換器（４１）によりデジタ
ル値に変換されたモータ電流Ｉ−及びＩ−を取り込むと
共に、前述と同様に、電流振幅指令１１１及び位相指令
θから電流指令ＩＵ及びＩｖを計算し、電流指令１．ｊ
及びＩｖとモータ電流Ｉ−及びＩ−との差をとって増幅
し、電流偏差ΔＩに相当するデジタル値を求める。そし
て、電流偏差ΔＩに見合ったＰＷＭレートの電圧指令■
。、Ｖｖ及び■１を変換テーブルにより生成し、これら
を各相毎の時間データＤｔ転及びＤｔｉとしてデジタル
ＰＷＭ回路（４２）に入力する。

第１０図はデジタルＰＷＭ回路（４２）をタイマＩＣで
構成した一例を示すブロック図であり、２個のタイマＩ
　Ｃ（４３）及び（４４）は、例えば、インテル社等か
ら市販されているマイコン周辺タイマＬＳＩ８２５３シ
リーズで構成される。第１０図は一相のみについて図示
したものであり、実際には、同様のタイマＩ　Ｃ（４３
）及び（４４）が各相に対応して３組設けられる。

デジタルＰＷＭ回路（４２）は、原理的に第６図のキャ
リア発振器（２９）及び比較器（３０）の機能を有して
おり、短絡防止回路（３１）に対する三相のパルス信号
Ｃｏ（Ｃｏｕ、ＣＯｖ及びＣｏ−）を出力するようにな
っている。ここで、第１１図及び第７図に示すように、
キャリア信号Ｆの三角波エツジからパルス信号Ｃ。

をオンオフするまでの時間ｔ１及びｔ２は、電流偏差Δ
Ｉの値によって一義的に決定することが分かる。

従って、キャリアパルスＣｒ（第１１図参照）の立上が
りからパルス信号ＣＯの立下がりまでに相当する時間１
．及びパルス信号ＣＯのパルス幅に相当する時間ｔ、に
相当する時間データＤｔ＋及びＤｔｉを、電流偏差Δ工
の値に見合ったＰＷＭレートの電圧指令ｖｕ、ｖｖ及び
ｖｗにより生成し、デジタルＰＷＭ回路（４２）内の各
タイマＩ　Ｃ（４３）及び（４４）に入力すれば、所望
のパルス信号ＣＯが得られることになる。

即ち、タイマＩ　Ｃ（４３）は、時間データＤｔ＋及び
Ｄｔ！とキャリアパルスＣＦとに基づいて、パルス幅ｔ
、のデータパルスＣｔ＋を出力し、又、タイマＩＣ（４
４）は、データパルスＣｔ＋の立上がりによって作動す
ると共に、時間データＤｔｌ及びＤｔ２に基づいて、パ
ルス幅ｔ！のパルス信号ＣＯを出力する。

第１２図は全デジタル式装置の他の一例を示すブロック
図であり、この場合、速度指令発生部（８）等の機能は
全てワンチップのマイコン（４０Ａ）に含まれている。

この方式の詳細は、例えば「電気学会論文誌Ｄ（産業応
用部同誌、１０７巻２号）」（昭和６２年２月、電気学
会発行）の「大容量誘導電動機の高性能Ｍｍ法」（第１
５９頁〜第１６６頁、特に第１６１頁の図２参照）に記
載されている。

図において、正弦余弦発生部（４５）は、周波数指令ω
に基づいて正弦信号ｓｉｎθ及び余弦信号６０８θを生
成する。入力側の座標変換部（４６）は、デジタル変換
された実際のモータ電流■２及び■−と。

正弦信号ｓｉｎθ及び余弦信号ｅＯ３θとに基づいて、
実際のトルク電流ｉ　ｎ　＋１及び励磁電流ｉｄを、直
流的に分離して出力する。加算器（４７）は、トルク電
流指令１ｑとトルク電流１４京との差をとって、トルク
電流偏差Δ１ｑ（＝　１ａ−ｉｑ宜）を出力し、加算器
（４８）は、励磁電流指令ｉｄと励磁電流１６本との差
をとって、励磁電流層差Δｉｄ＜−１ｄ−ｉｄ寡）を出
力する。

一方、出力側の座標変換部（４９）は、トルク電流偏差
Δｉｑ及び励磁電流偏差Δｉｄと、正弦信号ｓｉｎθ及
び余弦信号ｅＯ８θとに基づいて、三相の電圧指令■。

、ｖｖ及び■ユを生成し、これをデジタルＰＷＭ回路（
４２）に対する時間データＤｔ＋及びＤｔｘとして出力
する。尚、座標変換部（４６）及び（４９）の詳細は、
例えば、「ニュードライブエレクトロニクス」（上山直
彦編、昭和５７年７月、電気書院発行）の第２１０頁第
６．４２図に記載されており、この文献から明らかなよ
うに、座標変換部（４６）及び（４９）は非常に煩雑な
演算を行なっている。

［発明が解決しようとする課題］ 従来のインバータ電流制御装置は以上のように、第６図
に示したアナログ式と第９図及び第１２図に示した全デ
ジタル式とがある。

しかし、アナログ式の場合は、電流指令Ｉｕ、Ｉｖ及び
Ｉｗを得るなめに、高速動作する２チヤンネルのＤＡ変
換器（２１）及び（２２）が必要となり、又、パルス信
号Ｃｏを得るために、キャリア発振器（２９）及び比較
器（３０）が必要となるため、ハードウェアが大きくな
り、小形化が実現できないという問題点があった。又、
モータ速度に応じてアナログ電流アンプ（２６）及び（
２））の利得を変化させることが難しいうえ、アナログ
電流アンプ（２６）及び（２７）のドリフト補正や調整
ばらつき補正等が難しく、結局、高精度に電流制御する
ことができないという問題点があった。

一方、全デジタル式の場合は、ＡＤ変換器（４１）の分
解能が低いと電流リップルが増大するので、これを防ぐ
ため、ＡＤ変換器（４りとして１２ビット程度の高分解
能で高価なものを用いなければならない、又、マイコン
（４０）又は（４０Ａ）内の演算処理内容が複雑になる
ので、電流制御のサンプリング遅れによる不安定性を防
ぐため、例えばデジタルシグナルプロセッサ等の高速且
つ高価なマイコンを用いなければならない、従って、ア
ナログ式の問題点は解決するものの、コストアップにつ
ながるという問題点があった。

この発明は上記のような問題点を解決するためになされ
たもので、アナログ式及び全デジタル式の両方の長所を
具備することにより、安価で制御情度の高いインバータ
電流制御装置を得ることを目的とする。

［課題を解決するための手段］ この発明に係るインバータ電流制御装置は、デジタルの
電流指令値を演算する演算手段と、電流指令値をアナロ
グの電流指令に変換するＤＡ変換手段と、電流指令とモ
ータ電流との差をとってアナログの電流偏差を求める偏
差手段と、電流偏差をアナログ増幅する増幅手段と、増
幅された電流偏差をデジタル値に変換するＡＤ変換器と
、デジタル値に見合ったＰＷＭレートの電圧指令を時間
データとして出力するデータ生成手段と、時間データに
基づいてインバータに対する切換信号に対応したパルス
信号を生成するデジタルＰＷＭ回路とを設けたものであ
る。

［作用］ この発明においては、ＤＡ変換手段により電流指令値を
アナログ基本正弦波の電流指令に変換し、偏差手段及び
増幅手段により電流指令とモータ電流との電流偏差をア
ナログ的に求め、低分解能で安価なＡＤ変換器により電
流偏差をマイコンに取り込み、マイコン内のデジタル処
理によりパルス信号の生成に必要な時間データを高精度
に生成する。

［実施例］ 以下、この発明の一実施例を第１図〜第４図を参照しな
がら説明する。第１図はこの発明の一実施例の要部を示
す機能ブロック図であり、偏差手段即ち減算器（２３）
及び（２４）並びに増幅手段即ちアナログ電流アンプ（
２６）及び（２７）は第６図に示したものと同様であり
、デジタルＰＷＭ回路（４２）は第９図に示したものと
同様である。又、第１１に示されていない構成は第５図
及び第９図に示した通りである。第２図は第１図内のマ
イコン（５０）の動作シーケンスを示すフローチャート
図、第３図は第１図内のＰＷＭ手段（５２）及び（５３
）並びにローパスフィルタ（５６）の動作を説明するた
めの波形図。

第４図は第１図内の減算器（２３）及び（２４）並びに
アナログ電流アンプ（２６）及び（２７）の動作を説明
するための波形図である。

マイコン（５０）は、電流指令値Ｉｕ及び工。を演算す
る演算手段（５１）と、鋸波ＰＷＭ回路からなる２つの
ＰＷＭ手段（５２）及び（５３）と、８ビット程度の低
分解能のＡＤ変換器（５４）と、電流偏差Δ■のデジタ
ル値を時間データＤｔ、及びＤｔｚに変換するための変
換テーブルを含むデータ生成手段（５５）とを内蔵して
おり、ＰＷＭ手段（５２）及び（５３）の出力端子には
ローパスフィルタ（５６）が接続されている。

ＰＷＭ手段（５２）及び（５３）並びにローパスフィル
タ（５６）は、ＤＡ変換手段を構成しており、機能的に
第６図内のＤＡ変換器（２１）及び（２２）に相当して
いる。

まず、演算手段（５１）は、電流振幅指令ＩＩ＋及び位
相指令θに基づいて、前述と同様に、Ｕ相及びＶ相の電
流指令値Ｉｕ及び１１を、 Ｉ　ｕ＝　ｌ　Ｉ　１・ｓｉｎθ Ｉ　ｅ＝　ｌ　Ｉ　１−ｓｉｎ（θ−２π／３）から求
め（ステップＳｔ）、それぞれＰＷＭ手段（５２）及び
（５３）に個別に入力する（ステップＳ２）。

Ｕ相開のＰＷＭ手段（５Ｚ）は、第２図のように、一定
周波数の調波Ｆｐと電流指令値Ｉｕ（破線参照）とを比
較して、電流指令値１ｕに見合ったＰＷＭレートのＰＷ
Ｍパルス列Ｐｕを生成する。同様に、■相開のＰＷＭ手
段（５３）は、電流指令値１．に見合っなＰＷＭレート
のＰＷＭパルス列Ｐｖを生成する。

ローパスフィルタ（５６）は、ＰＷＭパルス列Ｐ、Ｊ及
びＰｖに含まれる調波Ｆ、のキャリア周波数成分を除去
し、アナログ基本正弦波からなる電流指令Ｉｕ及びＩｖ
に変換する。

このとき、ＰＷＭ手段（５２）及び（５３）の分解能を
１０ビツト、調波Ｆ、のキャリア周波数を５．９ｋＨｚ
とすれば、使用周波数は最大８００ｒｐｍ（３０Ｈｚ）
となるため、ローパスフィルタ（５６）を通した電流指
令Ｉｌ、及び工、は十分応答性の良い奇麗な正弦波とな
る。

偏差手段となる減算器（２３）は、電流指令１ｕと変流
器（４）からのモータ電流Ｉ　１ｍ（第４図破線参照）
との差をとり、アナログ電流アンプ（２Ｂ）は、減算器
（２３）からの差信号を増幅し、第４図に示すように、
位相差に相当する波形を電流偏差Δ工。とじて出力する
。同様に、減算器（２４）は、電流指令Ｉｖと変流器（
５）からのモータ電流Ｉｖ”との差をとり、アナログ電
流アンプ（２７）は電流偏差Δ！Ｖを出力する。

こうして得られた電流偏差ΔＩｕ及びΔＩｖは、ＡＤ変
換器（５４）によりデジタル値に変換され、マイコン（
５０）に取り込まれる（ステップＳ３）、このとき、Ａ
Ｄ変換器（５４）に入力される電流偏差電圧が正電圧の
みであるため、レベルシフトは不要である。又、モータ
（６）が給電されずモータ電流１ｕ及びＩ−が零のとき
の電流偏差Δ１．及びΔＩｖを予めマイコン（５０）に
入力し、このときの電流偏差値を零基準レベルとすれば
、アナログ電流アンプ（２６）及び（２））の温度ドリ
フト補正、調整バラツキ補正等が自動的且つ高精度に実
行される。更に、ＡＤ変換器（５４）には、減算器（２
３）、（２４）、アナログ電流アンプ（２Ｂ）及び（２
７）からなるアナログ回路により既に増幅された電流偏
差ΔＩｕ及びΔＩｖが入力されるので、ＡＤ変換器（５
４）の分解能が低くても十分な精度が得られ全く問題と
ならない。

マイコン（５０）内のデータ生成手段（５５）は、Ｗ相
の電流偏差Δ１．を演算する演算部を含んでおり、Ｗ相
の電流偏差Δ工、を、前述と同様に、Δｌ１ｌ＝−（Δ
Ｉ、＋ΔＩｖ） から求める（ステップＳ４）。

そして、データ生成手段（５５）内の変換テーブルによ
り、各電流偏差ΔＩｕ、ΔＩｖ及びΔ工、に見合ったＰ
ＷＭレートの三相の電圧指令Ｖ、、Ｖ、及びｖｗを、そ
れぞれ時間データＤｔ、及びＤＬ２として生成し、デジ
タルＰＷＭ回路（４２）に入力する（ステップＳ５）、
尚、マイコン（５０）内のＣＰＵのサンプリング周期は
できるだけ早い方がアナログ特性に近づくので良いが、
例えば、１９２μ秒又は２５６μ秒程度に設定される。

以下、前述と同様に、デジタルＰＷＭ回路（４２）は、
インバータ（３）に対する切換信号Ｃに対応した三相の
パルス信号ｃｏ（ｃｏＵ、ｃｏｖ及びＣｏ、）を生成し
、短絡防止回路（３１）、ベースアンプ（３２）を介し
てインバータ（３）内のスイッチング素子を開閉制御す
る。

このように、アナログ式と全デジタル式とを組み合わせ
たハイブリッド方式により、低分解能の安価なＡＤ変換
器（５４）を用いても十分な精度が得られる。又、安価
なＰＷＭ手段（５２）、（５３）及びローパスフィルタ
（５６）を用いて、電流指令正弦波を発生するＤＡ変換
手段を構成すれば、第６図のようなりＡ変換器（２１）
及び（２２）が不要となり、更に安価となる。更に、マ
イコン（５０）での演算処理が、演算手段（５１）によ
る電流指令値計算及びデータ生成手段（５５）によるＷ
相の電流偏差計算のみで良く、簡単に済むなめ、処理時
間が短時間で済む。

尚、上記実施例では、ＰＷＭ手段（５２）、（５３）及
びＡＤ変換器（５４）をマイコン（５０）に内蔵させた
が、周辺機器としてマイコン（５０）に接続してもよい
。

又、マイコン（５０）が電流振幅指令ＩＩ＋及び位相指
令θを取り込むようにしたが、第５図内の速度指令発生
部（８）〜加算器（１６）を全てマイコン（５ｏ）に内
蔵してもよい。

更に、デジタルＰＷＭ回路（４２）をマイコン（５ｏ）
とは別に設けたが、第１０図のタイマＩ　Ｃ（４３）及
び（４４）をマイコン（５０）内にワンチップ化すれば
、部品点数が更に節減できることは言うまでもない。

［発明の効果］ 以上のようにこの発明によれば、デジタルの電流指令値
を演算する演算手段と、電流指令値をアナログの電流指
令に変換するＤＡ変換手段と、電流指令とモータ電流と
の差をとってアナログの電流偏差を求める偏差手段と、
電流偏差をアナログ増幅する増幅手段と、増幅された電
流偏差をデジタル値に変換する低分解能のＡＤ変換器と
、電流偏差に見合っなＰＷＭレートの電圧指令を時間デ
ータとして出力するデータ生成手段と、時間データに基
づいてインバータに対する切換信号に対応したパルス信
号を生成するデジタルＰＷＭ回路とを設け、デジタル演
算部をワンチップのマイコンで構成したので、安価で制
御精度の高いインバータ電流制御装置が得られる効果が
ある。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例の要部を示す機能ブロック
図、第２図は第１図内のマイコンの動作を示すフローチ
ャート図、第３図は第１図内のＰＷＭ手段及びローパス
フィルタの動作を説明するための波形図、第４図は第１
図内の減算器及びアナログ電流アンプの動作を説明する
ための波形図、第５図は従来のインバータ電流制御装置
を示すブロック図、第６図は第５図内の電流指令発生部
、電流アンプ部及びＰＷＭ部を従来のアナログ式電流制
御回路で構成した一例を示すブロック図、第７図は第６
図内のＰＷＭ部の動作を説明するための波形図、第８図
は第６図内の短絡防止回路の動作を説明するための波形
図、第９図は第５図内の電流指令発生部、電流アンプ部
及びＰＷＭ部を全デジタル式電流制御回路で構成した一
例を示すブロック図、第１０図は第９図内のデジタルＰ
ＷＭ回路の構成を示すブロック図、第１１図は第１０図
の動作を説明するための波形図、第１２図は従来の全デ
ジタル式装置によるマイコンの他の一例を示す機能ブロ
ック図である。 （３）・・・インバータ　　　（６）・・・モータ（２
３）、（２４）・・・減算器（偏差手段）（２６）、（
２７）・・・アーナログ電流アンプ（増幅手段）（４２
）・・・デジタルＰＷＭ回路 （５０）・・・マイコン　　　　（５１）・・・演算手
段（５２）、（５３）・・・ＰＷＭ手段（ＤＡ変換手段
）（５４）・・・ＡＤ変換器　　　（５５）・・・デー
タ生成手段（５６）・・・ローパスフィルタ（ＤＡ変換
手段）Ｉｕ、■、・・・電流指令値　　■１、Ｉｖ・・
・電流指令Ｐ　、、Ｐ　ｖ−Ｐ　Ｗ　Ｍパルス列 Ｉｕ”、Ｉｖ””モータ電流 ΔＩｖ、ΔＩｖ・・・電流偏差 ｖ　ｔ、、ｖ　Ｖ、Ｖ　ｗ−・・電圧指令Ｄｔ＋、Ｄｔ
２・・・時間データ Ｃｏ・・・パルス信号　　　　Ｃ・・・切換信号面、図
中、同一符号は同−又は相当部分を示す。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 インバータのスイッチング素子をＰＷＭ制御して、モー
   タに供給される交流電流を制御するためのインバータ電
   流制御装置において、 前記モータに対するデジタルの電流指令値を演算する演
   算手段と、 前記電流指令値をアナログの電流指令に変換するＤＡ変
   換手段と、 前記電流指令と前記モータに実際に供給されるモータ電
   流との差をとってアナログの電流偏差を求める偏差手段
   と、 前記電流偏差をアナログ増幅する増幅手段と、増幅され
   た前記電流偏差をデジタル値に変換するＡＤ変換器と、 前記デジタル値に見合ったＰＷＭレートの電圧指令を時
   間データとして出力するデータ生成手段前記時間データ
   に基づいて前記インバータに対する切換信号に対応した
   パルス信号を生成するデジタルＰＷＭ回路と、 を備えたことを特徴とするインバータ電流制御装置。