JP2914997B2 - インバータ制御装置 - Google Patents
インバータ制御装置Info
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Description
【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ この発明は誘導電動機の可変速度駆動を確実に精度良
く行うに好適なインバータ制御装置に関する。
く行うに好適なインバータ制御装置に関する。
［従来の技術］ 一般に、誘導電動機を制御する場合、電圧と電流の方
程式は以下のようになる。
程式は以下のようになる。
但し、vdes、vqes、ides、iqes、λder、λqerはそれ
ぞれωで回転する座標上で表わした誘導電動機の一次側
の電圧、電流及び２次側鎖交磁束、Rs,Rr,M,Ls,Lrは誘
導電動機回路定数、σは漏れ係数、ω、ｐωｒは誘導電
動機の同期角速度及びロータの角速度、Ｐは微分演算子
である。
ぞれωで回転する座標上で表わした誘導電動機の一次側
の電圧、電流及び２次側鎖交磁束、Rs,Rr,M,Ls,Lrは誘
導電動機回路定数、σは漏れ係数、ω、ｐωｒは誘導電
動機の同期角速度及びロータの角速度、Ｐは微分演算子
である。
第３図はインバータ出力電圧指令値と相電圧の関係を
示す波形図である。同図（ａ），（ｂ），（ｃ）はそれ
ぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相のインバータ出力電圧指令値と各
相を３角波変調するための３角波を示すもので、正弦波
・３角波比較方式の場合を例示している。そして、
（ｄ），（ｅ），（ｆ）はそれぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の
得られたスイッチングタイミングを示している。また、
（ｇ），（ｈ），（ｉ）はそれぞれＵ−Ｖ相間、Ｖ−Ｗ
相間、Ｗ−Ｕ相間の線間電圧を示しており、（ｊ），
（ｋ），（ｌ）はインバータの最終的な出力電圧である
Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の相電圧を示している。
示す波形図である。同図（ａ），（ｂ），（ｃ）はそれ
ぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相のインバータ出力電圧指令値と各
相を３角波変調するための３角波を示すもので、正弦波
・３角波比較方式の場合を例示している。そして、
（ｄ），（ｅ），（ｆ）はそれぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の
得られたスイッチングタイミングを示している。また、
（ｇ），（ｈ），（ｉ）はそれぞれＵ−Ｖ相間、Ｖ−Ｗ
相間、Ｗ−Ｕ相間の線間電圧を示しており、（ｊ），
（ｋ），（ｌ）はインバータの最終的な出力電圧である
Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の相電圧を示している。
さて、誘導電動機を高性能に制御する場合、内部の状
態量まで考慮して制御を行えば良いが、その内部状態を
示すλder、λqerは一般に検出が難しく、誘導電動機の
電圧、電流より演算推定することにより、λder、λqer
を得ていた。この際に用いる電圧として、実際のインバ
ータ出力を用いる方法とインバータ出力電圧指令値を用
いる方法が考えられている。
態量まで考慮して制御を行えば良いが、その内部状態を
示すλder、λqerは一般に検出が難しく、誘導電動機の
電圧、電流より演算推定することにより、λder、λqer
を得ていた。この際に用いる電圧として、実際のインバ
ータ出力を用いる方法とインバータ出力電圧指令値を用
いる方法が考えられている。
［発明が解決しようとする課題］ さて、従来のインバータ制御装置は以上のように構成
されていたので、例えばインバータ出力を直接に検出し
て用いる場合、インバータ出力電圧が第３図（ｉ），
（ｋ），（ｌ）に示すように、高調波を多く含んでいる
ために低域濾波フィルタを通す必要があり、その場合低
周波の位相がずれるという問題点がある。また、電圧指
令値を用いる場合はインバータ内部での電圧降下分が考
慮されていないという問題点がある。
されていたので、例えばインバータ出力を直接に検出し
て用いる場合、インバータ出力電圧が第３図（ｉ），
（ｋ），（ｌ）に示すように、高調波を多く含んでいる
ために低域濾波フィルタを通す必要があり、その場合低
周波の位相がずれるという問題点がある。また、電圧指
令値を用いる場合はインバータ内部での電圧降下分が考
慮されていないという問題点がある。
つまり、従来のインバータ制御装置は誘導電動機の内
部状態変数推定用の電圧としては、インバータの出力電
圧指令値を用いていたので、インバータ自身の内部電圧
降下分が考慮されておらず、推定結果の変数量の精度が
低下し正確なインバータの制御を行う上での障害があっ
た。
部状態変数推定用の電圧としては、インバータの出力電
圧指令値を用いていたので、インバータ自身の内部電圧
降下分が考慮されておらず、推定結果の変数量の精度が
低下し正確なインバータの制御を行う上での障害があっ
た。
この発明の目的は上記のような課題を解決するために
なされたもので、インバータ内部の電圧降下分の影響を
補償して推定状態変数量の精度を向上させたインバータ
制御装置を得ることを目的とする。
なされたもので、インバータ内部の電圧降下分の影響を
補償して推定状態変数量の精度を向上させたインバータ
制御装置を得ることを目的とする。
［課題を解決するための手段］ 上記目的を達成するために、この発明は、直流を交流
に変換して誘導電動機等の負荷に与えるインバータ手段
と、インバータ手段の出力電圧を実測し検出する電圧検
出手段と、電圧検出手段出力を低域濾波して高調波成分
を除去した上で自乗平均し第１の平均値を得る手段と、
インバータ手段に対する出力電圧指令値を自乗平均して
第２の平均値を得る手段と、インバータ手段の出力電圧
指令値を含む内部状態変数に第１の平均値と第２の平均
値の比を乗じてインバータ手段の負荷の内部状態変数推
定用の電圧値を得る推定検出手段を備えるインバータ制
御装置を提供するものである。
に変換して誘導電動機等の負荷に与えるインバータ手段
と、インバータ手段の出力電圧を実測し検出する電圧検
出手段と、電圧検出手段出力を低域濾波して高調波成分
を除去した上で自乗平均し第１の平均値を得る手段と、
インバータ手段に対する出力電圧指令値を自乗平均して
第２の平均値を得る手段と、インバータ手段の出力電圧
指令値を含む内部状態変数に第１の平均値と第２の平均
値の比を乗じてインバータ手段の負荷の内部状態変数推
定用の電圧値を得る推定検出手段を備えるインバータ制
御装置を提供するものである。
［作用］ 上記手段において、この発明に係るインバータ制御装
置は、直流を交流に変換して誘導電動機等の負荷に与え
るインバータ手段の出力電圧を電圧検出手段により実測
し検出し、この検出電圧を低域濾波して高調波成分を除
去した上で自乗平均し第１の平均値を得ると共にインバ
ータ手段に対する出力電圧指令値を自乗平均して第２の
平均値を得て、推定検出手段によりインバータ手段の出
力電圧指令値を含む内部状態変数に第１の平均値と第２
の平均値の比を乗じてインバータ手段の負荷の内部状態
変数の推定値を得ることにより、インバータ手段の電圧
低下の影響を除去している。
置は、直流を交流に変換して誘導電動機等の負荷に与え
るインバータ手段の出力電圧を電圧検出手段により実測
し検出し、この検出電圧を低域濾波して高調波成分を除
去した上で自乗平均し第１の平均値を得ると共にインバ
ータ手段に対する出力電圧指令値を自乗平均して第２の
平均値を得て、推定検出手段によりインバータ手段の出
力電圧指令値を含む内部状態変数に第１の平均値と第２
の平均値の比を乗じてインバータ手段の負荷の内部状態
変数の推定値を得ることにより、インバータ手段の電圧
低下の影響を除去している。
［実施例］ 以下、この発明の実施例を図面を参照しながら説明す
る。
る。
第１図はこの発明の一実施例に係るインバータ制御装
置の部分ブロック図であり、特に第２図のブロック図に
示すようなインバータによる誘導電動機の速度制御装置
に適用する場合を例示するものである。各図において、
（１）は系に電力を供給する３相電圧電源、（２）は３
相電圧電源（１）を直流に変換するコンバータ回路、
（３）はコンバータ回路（２）によって得られた直流電
圧を平滑する平滑回路、（４）はコンバータ回路（２）
によって得られた直流を可変電圧、周波数の交流に変換
するインバータ回路、（５）はインバータ回路（４）の
出力電流を検出する電流検出器、（６）は電流検出器
（５）の出力電圧を検出する電圧検出器、（７）はイン
バータ回路（４）の出力である可変電圧、可変周波数の
交流電力により駆動される誘導電動機、（９）は電流検
出器（５）及び電圧検出器（６）の出力に基づいてイン
バータ回路（４）に対する制御信号を発生し、ベースア
ンプリファイア（８）を通じてインバータ回路（４）に
与える制御回路、（11）はインバータ回路（４）の出力
の線間電圧vUVを入力されこれの高調波成分を除去する
低域濾波のフィルタ回路、（12）はフィルタ回路（11）
の処理電圧を自乗平均する自乗平均回路、（13）は角速
度θ＊と、角速度θ＊で回転する回転座標のdq軸電圧指
令値であるvd＊,vq＊を入力され２相を３相に変換する
２相３相変換回路、（16）は２相３相変換回路（13）の
出力であるインバータ出力電圧指令値vU ＊,vV ＊,vW ＊の
自乗平均をとって得られた自乗平均値Vmean ＊を出力す
る自乗平均回路、（14）はコンバータ回路（２）で得ら
れた自乗平均値Vmean、インバータ回路（４）の入力直
流電圧VDC、３相２相変換回路（13）の出力であるイン
バータ出力電圧指令値vU ＊,vV ＊,vW ＊、自乗平均回路
（16）の出力である自乗平均値Vmean＊を入力され、 （Vmean/Vmean ＊）×（VDC/VDC-rate） ……（２） 但し、VDC-rateは定格直流電圧、なる演算を行い、イ
ンバータ出力電圧の推定値であるvU′,vV′,vW′を出力
する出力電圧推定検出回路、（15）は出力電圧推定検出
回路（14）の出力である推定値vU′,vV′,vW′と角速度
θ＊を入力され、角速度θ＊で回転する回転座標のdq軸
に対応する状態推定用の電圧指令値としてvd′,vq′を
出力する３相２相変換回路である。
置の部分ブロック図であり、特に第２図のブロック図に
示すようなインバータによる誘導電動機の速度制御装置
に適用する場合を例示するものである。各図において、
（１）は系に電力を供給する３相電圧電源、（２）は３
相電圧電源（１）を直流に変換するコンバータ回路、
（３）はコンバータ回路（２）によって得られた直流電
圧を平滑する平滑回路、（４）はコンバータ回路（２）
によって得られた直流を可変電圧、周波数の交流に変換
するインバータ回路、（５）はインバータ回路（４）の
出力電流を検出する電流検出器、（６）は電流検出器
（５）の出力電圧を検出する電圧検出器、（７）はイン
バータ回路（４）の出力である可変電圧、可変周波数の
交流電力により駆動される誘導電動機、（９）は電流検
出器（５）及び電圧検出器（６）の出力に基づいてイン
バータ回路（４）に対する制御信号を発生し、ベースア
ンプリファイア（８）を通じてインバータ回路（４）に
与える制御回路、（11）はインバータ回路（４）の出力
の線間電圧vUVを入力されこれの高調波成分を除去する
低域濾波のフィルタ回路、（12）はフィルタ回路（11）
の処理電圧を自乗平均する自乗平均回路、（13）は角速
度θ＊と、角速度θ＊で回転する回転座標のdq軸電圧指
令値であるvd＊,vq＊を入力され２相を３相に変換する
２相３相変換回路、（16）は２相３相変換回路（13）の
出力であるインバータ出力電圧指令値vU ＊,vV ＊,vW ＊の
自乗平均をとって得られた自乗平均値Vmean ＊を出力す
る自乗平均回路、（14）はコンバータ回路（２）で得ら
れた自乗平均値Vmean、インバータ回路（４）の入力直
流電圧VDC、３相２相変換回路（13）の出力であるイン
バータ出力電圧指令値vU ＊,vV ＊,vW ＊、自乗平均回路
（16）の出力である自乗平均値Vmean＊を入力され、 （Vmean/Vmean ＊）×（VDC/VDC-rate） ……（２） 但し、VDC-rateは定格直流電圧、なる演算を行い、イ
ンバータ出力電圧の推定値であるvU′,vV′,vW′を出力
する出力電圧推定検出回路、（15）は出力電圧推定検出
回路（14）の出力である推定値vU′,vV′,vW′と角速度
θ＊を入力され、角速度θ＊で回転する回転座標のdq軸
に対応する状態推定用の電圧指令値としてvd′,vq′を
出力する３相２相変換回路である。
以上のような構成において、次にその動作を説明す
る。
る。
誘導電動機（７）をインバータ回路（４）により速度
制御する場合、制御回路（９）よりベースアンプリファ
イア（８）を通じてインバータ回路（４）に制御駆動信
号を与えることによりインバータ回路（４）の出力電
圧、周波数を制御することができる。この場合に、主電
流検出器（５）、電圧検出器（６）で検出したインバー
タ回路（４）の出力電圧、電流を制御回路（９）に入力
し、ここで誘導電動機（７）の内部の状態量を推定演算
した上でインバータ回路（４）に対する出力電圧指令値
を得ることにより高性能な速度制御が可能となる。この
場合、インバータ回路（４）の出力電圧は第３図に示す
ようにPWM特有の電圧波形になっているために、検出し
た電圧vUVは先ず低域濾波フィルタ回路（11）によって
高調波成分を除去する。この低域濾波フィルタ回路（1
1）の出力を自乗平均回路（12）に与えてインバータ出
力電圧の自乗平均値Vmeanを得る。一方、角速度θ＊で
回転する回転座標のdq軸電圧指定値であるvd＊,vq＊を
入力され２相を３相に変換する２相３相変換回路（13）
の出力としてインバータ出力電圧指令値vU ＊,vV ＊,vW ＊
を得て自乗平均回路（16）を通じてインバータ出力電圧
指令値の自乗平均値Vmean ＊を得る。出力電圧推定検出
回路（14）はインバータ出力電圧の自乗平均値Vmeanと
インバータ出力電圧指令値の自乗平均値Vmean ＊の比を
演算し、更に出力電圧の変動分を考慮するために、実際
の直流電圧VDCと定格直流電圧VDC-rateの比を演算し、
この両者の積をインバータ出力電圧指令値vU ＊,vV ＊,vW
＊に乗ずることによってインバータ出力電圧の推定検出
を行う。このようにして得られたインバータ出力電圧の
推定値であるvU′,vV′,vW′は３相２相変換回路（15）
に角速度θ＊と共に入力され、結果としてdq軸に対応す
る状態推定用の電圧指令値としてvd′,vq′を得ること
ができる。
制御する場合、制御回路（９）よりベースアンプリファ
イア（８）を通じてインバータ回路（４）に制御駆動信
号を与えることによりインバータ回路（４）の出力電
圧、周波数を制御することができる。この場合に、主電
流検出器（５）、電圧検出器（６）で検出したインバー
タ回路（４）の出力電圧、電流を制御回路（９）に入力
し、ここで誘導電動機（７）の内部の状態量を推定演算
した上でインバータ回路（４）に対する出力電圧指令値
を得ることにより高性能な速度制御が可能となる。この
場合、インバータ回路（４）の出力電圧は第３図に示す
ようにPWM特有の電圧波形になっているために、検出し
た電圧vUVは先ず低域濾波フィルタ回路（11）によって
高調波成分を除去する。この低域濾波フィルタ回路（1
1）の出力を自乗平均回路（12）に与えてインバータ出
力電圧の自乗平均値Vmeanを得る。一方、角速度θ＊で
回転する回転座標のdq軸電圧指定値であるvd＊,vq＊を
入力され２相を３相に変換する２相３相変換回路（13）
の出力としてインバータ出力電圧指令値vU ＊,vV ＊,vW ＊
を得て自乗平均回路（16）を通じてインバータ出力電圧
指令値の自乗平均値Vmean ＊を得る。出力電圧推定検出
回路（14）はインバータ出力電圧の自乗平均値Vmeanと
インバータ出力電圧指令値の自乗平均値Vmean ＊の比を
演算し、更に出力電圧の変動分を考慮するために、実際
の直流電圧VDCと定格直流電圧VDC-rateの比を演算し、
この両者の積をインバータ出力電圧指令値vU ＊,vV ＊,vW
＊に乗ずることによってインバータ出力電圧の推定検出
を行う。このようにして得られたインバータ出力電圧の
推定値であるvU′,vV′,vW′は３相２相変換回路（15）
に角速度θ＊と共に入力され、結果としてdq軸に対応す
る状態推定用の電圧指令値としてvd′,vq′を得ること
ができる。
以上のような動作を通じて、インバータ回路（４）内
部の電圧降下分を考慮した、また位相誤差の少ないイン
バータ回路（４）の出力電圧の推定検出が可能となり、
結果として誘導電動機（７）の内部状態量の正確な推定
演算が可能となり、より高精度のインバータ回路（４）
による誘導電動機（７）の制御が可能となる。
部の電圧降下分を考慮した、また位相誤差の少ないイン
バータ回路（４）の出力電圧の推定検出が可能となり、
結果として誘導電動機（７）の内部状態量の正確な推定
演算が可能となり、より高精度のインバータ回路（４）
による誘導電動機（７）の制御が可能となる。
［発明の効果］ 以上のように、この発明によればインバータの出力電
圧指令値を用いると共に、インバータ自身の内部電圧降
下分を考慮することにより位相誤差が少なく精度の高い
インバータ出力電圧の推定検出が可能となり、より高精
度に負荷である誘導電動機の内部状態量を演算推定する
ことが可能なインバータ制御装置を得ることができる。
圧指令値を用いると共に、インバータ自身の内部電圧降
下分を考慮することにより位相誤差が少なく精度の高い
インバータ出力電圧の推定検出が可能となり、より高精
度に負荷である誘導電動機の内部状態量を演算推定する
ことが可能なインバータ制御装置を得ることができる。
第１図はこの発明の一実施例に係るインバータ制御装置
の部分ブロック図、第２図は第１図の構成をインバータ
による誘導電動機の速度制御装置に適用する場合を示す
ブロック図、第３図はインバータの一般的な制御動作を
説明するための波形図である。 （１）は３相電圧電源、（２）はコンバータ回路、
（３）は平滑回路、（４）はインバータ回路、（５）は
電流検出器、（６）は電圧検出器、（７）は誘導電動
機、（８）はベースアンプリファイア、（９）は制御回
路、（11）は低域濾波フィルタ回路、（12）は自乗平均
回路、（13）は２相３相変換回路、（14）は出力電圧推
定検出回路、（15）は３相２相変換回路、（16）は自乗
平均回路。 なお、図中、同一符号は同一、又は相当部分を示す。
の部分ブロック図、第２図は第１図の構成をインバータ
による誘導電動機の速度制御装置に適用する場合を示す
ブロック図、第３図はインバータの一般的な制御動作を
説明するための波形図である。 （１）は３相電圧電源、（２）はコンバータ回路、
（３）は平滑回路、（４）はインバータ回路、（５）は
電流検出器、（６）は電圧検出器、（７）は誘導電動
機、（８）はベースアンプリファイア、（９）は制御回
路、（11）は低域濾波フィルタ回路、（12）は自乗平均
回路、（13）は２相３相変換回路、（14）は出力電圧推
定検出回路、（15）は３相２相変換回路、（16）は自乗
平均回路。 なお、図中、同一符号は同一、又は相当部分を示す。
Claims (1)
- 【請求項１】直流を交流に変換して負荷に与えるインバ
ータ手段と、インバータ手段の出力電圧を実測し検出す
る電圧検出手段と、電圧検出手段出力を低減濾波した上
で自乗平均し第１の平均値を得る手段と、インバータ手
段に対する出力電圧指令値を自乗平均して第２の平均値
を得る手段と、インバータ手段の出力電圧指令値に第１
の平均値と第２の平均値の比を乗じてインバータの負荷
の内部状態変数推定用の電圧値を得る推定検出手段を備
えることを特徴とするインバータ制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1127136A JP2914997B2 (ja) | 1989-05-19 | 1989-05-19 | インバータ制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1127136A JP2914997B2 (ja) | 1989-05-19 | 1989-05-19 | インバータ制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02307388A JPH02307388A (ja) | 1990-12-20 |
| JP2914997B2 true JP2914997B2 (ja) | 1999-07-05 |
Family
ID=14952509
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1127136A Expired - Fee Related JP2914997B2 (ja) | 1989-05-19 | 1989-05-19 | インバータ制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2914997B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2426393B (en) * | 2005-05-20 | 2008-10-22 | Siemens Ag | An AC motor drive current measurement system |
-
1989
- 1989-05-19 JP JP1127136A patent/JP2914997B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH02307388A (ja) | 1990-12-20 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |