JPS6288787A - 交流エレベ−タ−の制御装置 - Google Patents
交流エレベ−タ−の制御装置Info
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- JPS6288787A JPS6288787A JP60228181A JP22818185A JPS6288787A JP S6288787 A JPS6288787 A JP S6288787A JP 60228181 A JP60228181 A JP 60228181A JP 22818185 A JP22818185 A JP 22818185A JP S6288787 A JPS6288787 A JP S6288787A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明は誘導電動機によル駆動されるエレベータ−を
制御する装置、特に回生電力の処理に関するものである
。
制御する装置、特に回生電力の処理に関するものである
。
商用の交流電源をコンバータで直流に変換し。
この直流をインバータで可変電圧・可変周波数の交流に
変換して、かご巻上用の誘導電動機を駆動するエレベー
タ−において、エレベータ−か発生する回生電力を電動
機内部で消費させるものがあり1例えば特開昭59−1
7879号公報で提案されている。
変換して、かご巻上用の誘導電動機を駆動するエレベー
タ−において、エレベータ−か発生する回生電力を電動
機内部で消費させるものがあり1例えば特開昭59−1
7879号公報で提案されている。
@6図及び第7図は上記文猷に示された従来の交流エレ
ベータ−の制御装置の壁部を示す図で。
ベータ−の制御装置の壁部を示す図で。
第6図は構成図、第7図は動作説明図である。
第6図中、(1)は三相交流電源、(2)は交流電源(
1)に接続された遮断器、(3)は遮断器(2)に接続
されダイオードによる三相全波整流回路を構成゛するコ
ンバータ、(4)はコンバータ(3)の直流側に接続さ
れた平滑コンデンサ、(5)は平滑コンデンサ(4)に
接続されトランジスタとダイオードによりtpt戊され
直流を可に電圧・可変周波数の王、相交流に変換するイ
ンバータ、(6)はインバータ(5)の交流側に接続さ
れ両端にそれぞれかと(9)及びつフ合おもりα1が結
合された主索、(lυは電動機(6)に直結され電動機
(6)の回転速度を検出するパルス発生器、 Q3は制
御手段α沸からの電動機電流信号により制御され、イン
バータ(5)を駆動するインバータ駆動装置である。
1)に接続された遮断器、(3)は遮断器(2)に接続
されダイオードによる三相全波整流回路を構成゛するコ
ンバータ、(4)はコンバータ(3)の直流側に接続さ
れた平滑コンデンサ、(5)は平滑コンデンサ(4)に
接続されトランジスタとダイオードによりtpt戊され
直流を可に電圧・可変周波数の王、相交流に変換するイ
ンバータ、(6)はインバータ(5)の交流側に接続さ
れ両端にそれぞれかと(9)及びつフ合おもりα1が結
合された主索、(lυは電動機(6)に直結され電動機
(6)の回転速度を検出するパルス発生器、 Q3は制
御手段α沸からの電動機電流信号により制御され、イン
バータ(5)を駆動するインバータ駆動装置である。
従来の交流エレベータ−の制御装置は上記のように構成
され遮断器(2)が投入されると、交流電源(11はコ
ンバータ(3)に接続され、コンバータ(3)は三相交
流を整流して直流に変換し、これが平滑コンデンサ(4
1で平滑にされる。かご(9)K起動指令が出ると、イ
ンバータ駆動装置α2は動作し、インバータ(5)は直
流を可変電圧・可変周波数の三相交流に変換して電動機
(61K供給する。これで電動@(6)は回転し、かご
(9)は走行する。−力、!動@(6)の回転速度はパ
ルス発生器(I])で検出され、その出力である実速度
信号が帰還されることにより、インバータ駆動装置αの
が制御され、かご(9)はV#度高く速度制御さnる。
され遮断器(2)が投入されると、交流電源(11はコ
ンバータ(3)に接続され、コンバータ(3)は三相交
流を整流して直流に変換し、これが平滑コンデンサ(4
1で平滑にされる。かご(9)K起動指令が出ると、イ
ンバータ駆動装置α2は動作し、インバータ(5)は直
流を可変電圧・可変周波数の三相交流に変換して電動機
(61K供給する。これで電動@(6)は回転し、かご
(9)は走行する。−力、!動@(6)の回転速度はパ
ルス発生器(I])で検出され、その出力である実速度
信号が帰還されることにより、インバータ駆動装置αの
が制御され、かご(9)はV#度高く速度制御さnる。
上記制御の詳細については省略するが、これを要約する
と、エレベータ−の力行運転時はいわゆるrf#り周波
数制御」により電動機(6)のトルクを制御するが1回
生運転時は回生電力が電動機(6)の内部で消費される
ように、制御を行うものであり。
と、エレベータ−の力行運転時はいわゆるrf#り周波
数制御」により電動機(6)のトルクを制御するが1回
生運転時は回生電力が電動機(6)の内部で消費される
ように、制御を行うものであり。
カ行運転及び回生運転間の切換えは、滑り周波数指令信
号が零になったときに行われる。
号が零になったときに行われる。
第1図はエレベータ−の運転速度糖と滑シ周波数指令信
号f8の関係を示す。
号f8の関係を示す。
第1図(a)は運転速度Vを示し1時間t=Qでかと(
9)が起動し、加速されてt:tlで全速に達する。次
に、t=t2でかと(9)が減速開始点に到達すると9
g速か開始さn、t=t3で停止予定階に着床する。
9)が起動し、加速されてt:tlで全速に達する。次
に、t=t2でかと(9)が減速開始点に到達すると9
g速か開始さn、t=t3で停止予定階に着床する。
さて1周知のよ5に、一般にエレベータ−では積載荷重
(実際に使用する際に積載し得る最大荷重)の約50%
のつり合おもシaIが使用されているので、かご(9)
に積載荷重近辺の負荷を積んで上昇運転する場合忙は、
第1図(t)) K示すよ)に、減速中に滑り周波数指
令信号f8は連続して零になる(厳密には負荷、加速度
及び慣性モーメン)Kより決定される)。また、積載荷
重の約半分の負荷で運転する場合は、第7図(Q)に示
すように、全速走行中に滑り周波数指令信号f8は連続
的に零になる。この外、積載荷重近辺で下降運転する場
合、及び無負荷近辺で上昇運転する場合は加速中に、無
負荷近辺で下降運転する場合は減速中に。
(実際に使用する際に積載し得る最大荷重)の約50%
のつり合おもシaIが使用されているので、かご(9)
に積載荷重近辺の負荷を積んで上昇運転する場合忙は、
第1図(t)) K示すよ)に、減速中に滑り周波数指
令信号f8は連続して零になる(厳密には負荷、加速度
及び慣性モーメン)Kより決定される)。また、積載荷
重の約半分の負荷で運転する場合は、第7図(Q)に示
すように、全速走行中に滑り周波数指令信号f8は連続
的に零になる。この外、積載荷重近辺で下降運転する場
合、及び無負荷近辺で上昇運転する場合は加速中に、無
負荷近辺で下降運転する場合は減速中に。
それぞれ滑り周波数指令信号f8は連続的に零となるこ
とがある。
とがある。
一般には、滑り周波数指令信号f8は、第1図((1)
に示すように正から負へ、又は負から正へと瞬時KvJ
り換えられるが、上述のように、特定条件下では滑9周
波数指令信号fBが連続して平になる期間が存在する。
に示すように正から負へ、又は負から正へと瞬時KvJ
り換えられるが、上述のように、特定条件下では滑9周
波数指令信号fBが連続して平になる期間が存在する。
上記のような従来の交流エレベータ−の制御装置では、
カ行運転と回生運転間の切換えは、滑り周波数指令信号
f8が零のとき行われる。そのため、滑少周波数指令信
号fθが連続して零になると、カ行運転と回生運転間の
切換えが頻発して。
カ行運転と回生運転間の切換えは、滑り周波数指令信号
f8が零のとき行われる。そのため、滑少周波数指令信
号fθが連続して零になると、カ行運転と回生運転間の
切換えが頻発して。
電動機(6)のトルクが不安定となり、その結果がと(
9)の乗心地を悪化させる虞れかあるという問題点かあ
る。
9)の乗心地を悪化させる虞れかあるという問題点かあ
る。
この発明は上記問題点を解決するためになされたもので
、カ行運転と回生運転間の切換えを円滑に行って電動機
のトルクを安定にし2乗心地を向上するようにした交流
エレベータ−の制御装置を提供することを目的とする。
、カ行運転と回生運転間の切換えを円滑に行って電動機
のトルクを安定にし2乗心地を向上するようにした交流
エレベータ−の制御装置を提供することを目的とする。
〔問題点を解決する友めの手段〕
この発明に係る交流エレベータ−の制御装置はインバー
タの電流指令信号を発する電流指令手段と、電流指令信
号と電動機電流信号の偏差信号からインバータの電動機
電流信号を発する電圧指令発生装社と、電動機電流信号
の位相を検出する位相検出器と、電流指令信号の位相と
電動機電流信号の位相の差が所定値になるとカ行運転か
ら回生運転に切り換える切換手段を設けたものである。
タの電流指令信号を発する電流指令手段と、電流指令信
号と電動機電流信号の偏差信号からインバータの電動機
電流信号を発する電圧指令発生装社と、電動機電流信号
の位相を検出する位相検出器と、電流指令信号の位相と
電動機電流信号の位相の差が所定値になるとカ行運転か
ら回生運転に切り換える切換手段を設けたものである。
この発明においては、インバータの電動機電流信号と電
流指令信号の位相差が所定値になると、すなわち9回生
運転状態が確認されるとカ行運転から回生運転に切フ換
えられる。
流指令信号の位相差が所定値になると、すなわち9回生
運転状態が確認されるとカ行運転から回生運転に切フ換
えられる。
第1図〜第5図はこの発明の一実施例を示す図で、(1
)〜Ql)は上記従来装置と同様のものである。
)〜Ql)は上記従来装置と同様のものである。
第1図は全体構成図である。
図中、(L5&工かご(9)の走行速度を指令する速度
指令手段、傾は速度指令手段a鴎の出力と第2図で説明
するカウンタ(Iηの出力を比較して滑り周波数指令信
号f8を演算する滑り制御手段、舖は滑り周波数指令信
号f8からインバータ(5)の電流指令信号を演算する
電流制御手段A、(Li3は同じく回生運転時の電流指
令信号を演算する電流制御手段B。
指令手段、傾は速度指令手段a鴎の出力と第2図で説明
するカウンタ(Iηの出力を比較して滑り周波数指令信
号f8を演算する滑り制御手段、舖は滑り周波数指令信
号f8からインバータ(5)の電流指令信号を演算する
電流制御手段A、(Li3は同じく回生運転時の電流指
令信号を演算する電流制御手段B。
@は滑り周波数指令信号f8とカウンタ翰の出力から力
行運転時のインバータ(5)の周波数指令信号を演算す
る周波数制御手段am&fiはカウンタ韓の出力から回
生運転時の周波数指令信号を演算する同波数制御手段B
、@は第3図に詳細を示すが。
行運転時のインバータ(5)の周波数指令信号を演算す
る周波数制御手段am&fiはカウンタ韓の出力から回
生運転時の周波数指令信号を演算する同波数制御手段B
、@は第3図に詳細を示すが。
インバータ(5)のU相の電動機電流信号(26Aa)
の位相を検出する位相検出器、I21は電流制御手段A
。
の位相を検出する位相検出器、I21は電流制御手段A
。
B及び周波数制御手段A、Bを切夛換える切換手段、I
24は切換手段@の出力に基づいてU相電流指令信号(
24a) 、 V相電流指令信号(2411)及びW相
電流指令信号(24りを演算する電流指令手段、(ハ)
は電動機(6)の電流を検出する変流器、(至)はU相
〜W相ごとに設けられ電動機電流信号Q◇の出方と変流
器(ト)の出力から電動機電流信号を発する電圧指令発
生装置、@はインバータ(5)のトランジスタをパルス
幅変調制御するパルス幅変調装置である。
24は切換手段@の出力に基づいてU相電流指令信号(
24a) 、 V相電流指令信号(2411)及びW相
電流指令信号(24りを演算する電流指令手段、(ハ)
は電動機(6)の電流を検出する変流器、(至)はU相
〜W相ごとに設けられ電動機電流信号Q◇の出方と変流
器(ト)の出力から電動機電流信号を発する電圧指令発
生装置、@はインバータ(5)のトランジスタをパルス
幅変調制御するパルス幅変調装置である。
第2図は第1図の実施例に使用される回路構成図である
。
。
図中、αηはパルス発生器a1)からのパルス発生器す
るカウンタ、 L25A)〜(25りは電動機(6)
の■相〜W相の電流を検出する変流器、 (26A)〜
(260)は伝達関数() (S)を有する電圧指令発
生装置、、(27AJ〜(270)はU相〜W相用のパ
ルス幅変調装置、(至)は第1図の速度指令手段α啼、
滑り制御手段(11,電流制御手段A、B錦、α■1周
波数制御手段A、 B(至)、(ハ)、切換手段(至)
及び電流指令手段(2)を実現するマイクロコンピュー
タで、中央処理装置(CPU)。
るカウンタ、 L25A)〜(25りは電動機(6)
の■相〜W相の電流を検出する変流器、 (26A)〜
(260)は伝達関数() (S)を有する電圧指令発
生装置、、(27AJ〜(270)はU相〜W相用のパ
ルス幅変調装置、(至)は第1図の速度指令手段α啼、
滑り制御手段(11,電流制御手段A、B錦、α■1周
波数制御手段A、 B(至)、(ハ)、切換手段(至)
及び電流指令手段(2)を実現するマイクロコンピュー
タで、中央処理装置(CPU)。
(28A)、 ROM (28B) 、 RA M (
280) 、バス(アyレス、データ等の伝送用) (
28D) 、 D / A変換器(ディジタル量で供給
されるU相〜W相の電流指令信号をアナログ量に変換す
る) (29A)〜(290)を有している。(30A
)〜(30りはD / A変換器(29A)〜(290
)の出力と変流器(25A)〜(250)の出力の偏差
信号を発生する加算器である。
280) 、バス(アyレス、データ等の伝送用) (
28D) 、 D / A変換器(ディジタル量で供給
されるU相〜W相の電流指令信号をアナログ量に変換す
る) (29A)〜(290)を有している。(30A
)〜(30りはD / A変換器(29A)〜(290
)の出力と変流器(25A)〜(250)の出力の偏差
信号を発生する加算器である。
第3図は位相検出器四の回路図である。
図中、(至)は演算増幅器(52A)及び抵抗L52B
) 。
) 。
(52りからなる比較器で、 (32Aa)は比較器L
32A)の出力信号、@は比較器信号(52Aa)をC
PU(28A)に入力するための変換器で、比較器信号
(32Aa)は第4図に示すよ51.電動機電流信号(
26Aりが正の半サイクル間「H」となり、負の半サイ
クル間「負」となる。
32A)の出力信号、@は比較器信号(52Aa)をC
PU(28A)に入力するための変換器で、比較器信号
(32Aa)は第4図に示すよ51.電動機電流信号(
26Aりが正の半サイクル間「H」となり、負の半サイ
クル間「負」となる。
次に、この実施例の動作を第5図を参照しながら説明す
る。
る。
第5図は、 ROM (2BB)に格納されたプログラ
ムを示すフローチャートである。
ムを示すフローチャートである。
遮断器(21が投入されると、上述のように三相交流は
厘fiK整流され、平滑コンデンサ(4)Kより平滑さ
れる。
厘fiK整流され、平滑コンデンサ(4)Kより平滑さ
れる。
今、かご(9)K起動指令が出ると、 C! P U
L28A)は動作し、速度指令手段α9により速度指令
信号を発する(速度指令手段鱒、滑り制御手段Ql、1
!流制御手段A p B ttl #収9.周波数制御
手段A、B■。
L28A)は動作し、速度指令手段α9により速度指令
信号を発する(速度指令手段鱒、滑り制御手段Ql、1
!流制御手段A p B ttl #収9.周波数制御
手段A、B■。
QlJ及び電流指令手段(至)の動作を示すフローチャ
ートは省略)。上記速度指令信号は滑り制御手段傾に入
力され、ここで、カウンタ←Dの出力すなわち実速度信
号と比較されて滑り周波数指令信号fsが演算される。
ートは省略)。上記速度指令信号は滑り制御手段傾に入
力され、ここで、カウンタ←Dの出力すなわち実速度信
号と比較されて滑り周波数指令信号fsが演算される。
この滑り周波数指令信号fθは電kh機(6)のトルク
指令信号に相当し、仮に力行運転時の周波数指令信号1
日を正に定める。
指令信号に相当し、仮に力行運転時の周波数指令信号1
日を正に定める。
次に2手順(ロ)で滑り周波数指令信号f、の極性を判
定する。カ行運転中は滑り周波数指令信号f。
定する。カ行運転中は滑り周波数指令信号f。
は正であるから1手順(ロ)で切換手段(ハ)は′vL
流制御手段A[lID及び周波数制御手段AC!Iを選
択する。この場合は2周知の「滑り周波数制御」により
制御され、ta制御手段AQSは滑り周波数指令信号f
8に基づいて電流信号を演算する。また1周波数制御手
段A■は滑り周波数指令信号1日とカウンタαDの示す
実速度信号を加算して周波数指令信号を演算する。そし
て、電流指令手段(2)はこnらの演算結果を基にして
、U相〜W相用のti指令信号(24a)〜(24(り
を演算する。この電流指令信号(24a)〜(24c)
はディジタル値であるが、 D/A変換器(29A)〜
(29りでアナログ値に変換され。
流制御手段A[lID及び周波数制御手段AC!Iを選
択する。この場合は2周知の「滑り周波数制御」により
制御され、ta制御手段AQSは滑り周波数指令信号f
8に基づいて電流信号を演算する。また1周波数制御手
段A■は滑り周波数指令信号1日とカウンタαDの示す
実速度信号を加算して周波数指令信号を演算する。そし
て、電流指令手段(2)はこnらの演算結果を基にして
、U相〜W相用のti指令信号(24a)〜(24(り
を演算する。この電流指令信号(24a)〜(24c)
はディジタル値であるが、 D/A変換器(29A)〜
(29りでアナログ値に変換され。
加算器(30A)〜(,300)に供給される。次に、
電圧指令発生装置(26A)〜(260)で上記アナロ
グ量の1!流指令信号は増幅され、パルス幅変調装[(
27A)〜(270)でパルス幅変調された後、導通指
令信号として発せられ、インバータ(5)のトランジス
タを制御する。こnにより、インバータ(5)は動作し
て入力された直流を可変電圧・可変周波数の交流に変換
し、これが”111M機(6)K印加され、かご(9)
は走行する。一方、′に動機(6)のU相〜W相の電流
は。
電圧指令発生装置(26A)〜(260)で上記アナロ
グ量の1!流指令信号は増幅され、パルス幅変調装[(
27A)〜(270)でパルス幅変調された後、導通指
令信号として発せられ、インバータ(5)のトランジス
タを制御する。こnにより、インバータ(5)は動作し
て入力された直流を可変電圧・可変周波数の交流に変換
し、これが”111M機(6)K印加され、かご(9)
は走行する。一方、′に動機(6)のU相〜W相の電流
は。
それぞれ変流器(25A)〜(25C)で検出され、加
算器(30A)〜(50C) KW流帰還信号として供
給される。また、 ′fX@機(6)の回転速度はパル
ス検出器α乃により検出され、カウンタαnKよりパル
ス数が計数され、 c P U (28A)に実速度信
号として帰還される。このようにして、かご(9)の走
行速度は精度同(、かつ乗心地良く制御される。
算器(30A)〜(50C) KW流帰還信号として供
給される。また、 ′fX@機(6)の回転速度はパル
ス検出器α乃により検出され、カウンタαnKよりパル
ス数が計数され、 c P U (28A)に実速度信
号として帰還される。このようにして、かご(9)の走
行速度は精度同(、かつ乗心地良く制御される。
次に、第7図((1)に示すように、かご(9)の走行
中に、滑り周波数指令信号f、が正から負に切り換わる
と、すなわちカ行運転から回生運転に切り換わると1手
順−でU相電流指令信号(24a)の位相が2Ωπ+α
になるのを待つ。ここで、nは整数。
中に、滑り周波数指令信号f、が正から負に切り換わる
と、すなわちカ行運転から回生運転に切り換わると1手
順−でU相電流指令信号(24a)の位相が2Ωπ+α
になるのを待つ。ここで、nは整数。
α=π/2である。U相電流指令信号(24a)の位相
が2nπ+αになると1手jl(ロ)に進み、変換器(
至)を介して信号(32Aa )を入力する。信号(5
2Aa )がrHJであれば、U相電流指令信号(24
a)と電動機電流信号(2(SAa)の位相差はα(=
π/2)未満である。これは、電動機(6)がまだ回生
制動域に入っていないことを意味し、この場合は再度手
順IAl)KMる。手JeA GI4)で信号(32A
a、)か「L」の場合は1位相差がα(=π/2)以上
であり、既に回生制動域に入っていることを意味し1手
順(ハ)に進む。手I@(ハ)で切換手段@は電流制御
手段B(1!J及び周波数制御手段B(Jυを選択する
。これらによって演算された電流指令信号及び周波数指
令信号により、■相〜W相用の電流指令信号(24a)
〜(240)が出力され2回生電力は電動機(6)の内
部で消費される。これは、上記の特開昭59−1787
9号公報に記載されているが2次のように制御されるも
のである。
が2nπ+αになると1手jl(ロ)に進み、変換器(
至)を介して信号(32Aa )を入力する。信号(5
2Aa )がrHJであれば、U相電流指令信号(24
a)と電動機電流信号(2(SAa)の位相差はα(=
π/2)未満である。これは、電動機(6)がまだ回生
制動域に入っていないことを意味し、この場合は再度手
順IAl)KMる。手JeA GI4)で信号(32A
a、)か「L」の場合は1位相差がα(=π/2)以上
であり、既に回生制動域に入っていることを意味し1手
順(ハ)に進む。手I@(ハ)で切換手段@は電流制御
手段B(1!J及び周波数制御手段B(Jυを選択する
。これらによって演算された電流指令信号及び周波数指
令信号により、■相〜W相用の電流指令信号(24a)
〜(240)が出力され2回生電力は電動機(6)の内
部で消費される。これは、上記の特開昭59−1787
9号公報に記載されているが2次のように制御されるも
のである。
電動機(6)の内部で消費される電力P1はここに、v
:交流入力電圧 2:電動機(6)の総合インピーダンスgo:′kL動
機(6)の励磁コンダクタンスr+、rz:vL動機(
6)の−次抵抗及び二次抵抗(−次換算値〕 X 1. X2 :電動機(6)の−次漏れリアクタン
ス及び二次漏れリアクタンス(−次 換算値〕 a:’を動機(6)の滑り 一方2回生電力として発生する電力Pgは。
:交流入力電圧 2:電動機(6)の総合インピーダンスgo:′kL動
機(6)の励磁コンダクタンスr+、rz:vL動機(
6)の−次抵抗及び二次抵抗(−次換算値〕 X 1. X2 :電動機(6)の−次漏れリアクタン
ス及び二次漏れリアクタンス(−次 換算値〕 a:’を動機(6)の滑り 一方2回生電力として発生する電力Pgは。
ここで、 Pl + Pg = Oとなるように、滑り
Sを制御すれば1機械的エネルギはすべて電動機(6)
の内部で消費されることになる。
Sを制御すれば1機械的エネルギはすべて電動機(6)
の内部で消費されることになる。
なお8手順(ハ)の動作は、滑り周波数指令信号fBが
再び工匠なるまで継続される。
再び工匠なるまで継続される。
したかって、第1図(a)〜(C)のように、滑り周波
数指令信号f、が連続して零になった場合でも。
数指令信号f、が連続して零になった場合でも。
電流指令信号(24a)と電動機電流信号(26Aa)
の位相差を検出して、カ行運転から回生運転に切り換え
ているので、カ行運転と回生運転の切換えが頻発するこ
となく、安定した乗心地が得られる。
の位相差を検出して、カ行運転から回生運転に切り換え
ているので、カ行運転と回生運転の切換えが頻発するこ
となく、安定した乗心地が得られる。
実施例では、U相電流指令信号(24a)とり@電動機
電流信号(26Aa )の位相遅を検出するようにした
が、U相に限ることな(、V相又はW相を用いでも同様
の作用が得られる。
電流信号(26Aa )の位相遅を検出するようにした
が、U相に限ることな(、V相又はW相を用いでも同様
の作用が得られる。
また、α=π/2として説明したが2回路構成上又は乗
心地向上のため、αは増減してもさしつかえない。
心地向上のため、αは増減してもさしつかえない。
以上説明したと訃りこの発明では、インバータの電流指
令信号と電動機電流信号の偏差信号からインバータの電
動機電流信号を発生し、この電動機電流信号の位相を検
出し、電流指令信号の位相と電動機電流信号の位相の差
が所定値になるとカ行運転から回生運転に切り換えるよ
うKしたので、力行運転と回生運転の切換えが頻発する
のを防止でき。
令信号と電動機電流信号の偏差信号からインバータの電
動機電流信号を発生し、この電動機電流信号の位相を検
出し、電流指令信号の位相と電動機電流信号の位相の差
が所定値になるとカ行運転から回生運転に切り換えるよ
うKしたので、力行運転と回生運転の切換えが頻発する
のを防止でき。
電動機のトルクを安定にして乗心地を向上させることが
できる効果がある。
できる効果がある。
第1図〜第5図はこの発明による交流エレベータ−の制
#装置の一実施例を示す図で、第1図は全体構成図、第
2図は回路構成図、第3図は第2図の位相検出器の回路
図、第4図は第2図及び第3図の谷部波形図、第5図は
第2図の動作を示すフローチャート、第6図及び第7図
は従来の交流エレベータ−の制御装置を示す図で、第6
図は構成図、第7図は第6図の動作説明図である。 図中、(1)は三相交流電源;(31はコンバータ、(
51はインバータ、(6)は三相誘導電動機、(9)は
かご。 縛は位相検出器、c!3は切換手段、c!4は電流指令
手段、 @、 (25A)〜(250)は変流器、翰、
(26k)〜(260)は電圧指令発生装置、 @
、 (27A)〜(270)はパルス1h変調装置で
ある。 なお1図中同一符号は同一部分を示す。
#装置の一実施例を示す図で、第1図は全体構成図、第
2図は回路構成図、第3図は第2図の位相検出器の回路
図、第4図は第2図及び第3図の谷部波形図、第5図は
第2図の動作を示すフローチャート、第6図及び第7図
は従来の交流エレベータ−の制御装置を示す図で、第6
図は構成図、第7図は第6図の動作説明図である。 図中、(1)は三相交流電源;(31はコンバータ、(
51はインバータ、(6)は三相誘導電動機、(9)は
かご。 縛は位相検出器、c!3は切換手段、c!4は電流指令
手段、 @、 (25A)〜(250)は変流器、翰、
(26k)〜(260)は電圧指令発生装置、 @
、 (27A)〜(270)はパルス1h変調装置で
ある。 なお1図中同一符号は同一部分を示す。
Claims (1)
- 三相交流をコンバータで直流に変換し、この直流を電圧
指令信号により制御されるインバータで可変電圧・可変
周波数の交流に変換してかご巻上用の誘導電動機を駆動
し、この電動機の力行運転時は滑り周波数制御によつて
トルクを制御し、回生運転時は上記電動機の内部で回生
電力を消費させるものにおいて、上記電動機の電流を検
出して電動機電流信号を発する変流器、上記インバータ
の電流指令信号を発する電流指令手段、上記電流指令信
号と上記電動機電流信号の偏差信号から上記電圧指令信
号を発する電圧指令発生装置、上記電圧指令信号の位相
を検出する位相検出器、及び上記電流指令信号の位相と
上記電圧指令信号の位相の差が所定値になると上記力行
運転から上記回生運転に切り換える切換手段を備えたこ
とを特徴とする交流エレベーターの制御装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP60228181A JPS6288787A (ja) | 1985-10-14 | 1985-10-14 | 交流エレベ−タ−の制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP60228181A JPS6288787A (ja) | 1985-10-14 | 1985-10-14 | 交流エレベ−タ−の制御装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS6288787A true JPS6288787A (ja) | 1987-04-23 |
Family
ID=16872480
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP60228181A Pending JPS6288787A (ja) | 1985-10-14 | 1985-10-14 | 交流エレベ−タ−の制御装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS6288787A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH02269495A (ja) * | 1989-04-10 | 1990-11-02 | Mitsubishi Electric Corp | インバータ電流制御装置 |
-
1985
- 1985-10-14 JP JP60228181A patent/JPS6288787A/ja active Pending
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH02269495A (ja) * | 1989-04-10 | 1990-11-02 | Mitsubishi Electric Corp | インバータ電流制御装置 |
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