JPS61161974A - 交流モ−タの回生制動装置 - Google Patents
交流モ−タの回生制動装置Info
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- JPS61161974A JPS61161974A JP28098684A JP28098684A JPS61161974A JP S61161974 A JPS61161974 A JP S61161974A JP 28098684 A JP28098684 A JP 28098684A JP 28098684 A JP28098684 A JP 28098684A JP S61161974 A JPS61161974 A JP S61161974A
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P3/00—Arrangements for stopping or slowing electric motors, generators, or dynamo-electric converters
- H02P3/06—Arrangements for stopping or slowing electric motors, generators, or dynamo-electric converters for stopping or slowing an individual dynamo-electric motor or dynamo-electric converter
- H02P3/18—Arrangements for stopping or slowing electric motors, generators, or dynamo-electric converters for stopping or slowing an individual dynamo-electric motor or dynamo-electric converter for stopping or slowing an ac motor
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- Power Engineering (AREA)
- Stopping Of Electric Motors (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（発明の分野）
本発明は、インバータブリッジを用いて交流モータの回
生制御を行なう交流モータの回生制動装置に関するもの
である。
生制御を行なう交流モータの回生制動装置に関するもの
である。
（発明の背景）
この種の装置においては、以下のようにして交流モータ
の回生制御が行なわれていた（実開昭５９−１２２７０
３号）。
の回生制御が行なわれていた（実開昭５９−１２２７０
３号）。
第２図において三相誘導モータ１０の駆動電流および回
生電流はインバータブリッジ１２により制御されており
、三相誘導モータ１０の駆動電源としてはバッテリ１４
が用いられている。
生電流はインバータブリッジ１２により制御されており
、三相誘導モータ１０の駆動電源としてはバッテリ１４
が用いられている。
このインバータブリッジ１２ではその各主スイツチング
素子がドライバ１６によりスイッチング駆動されること
によりモータ電流に対する制御か行なわれており、それ
らのスイッチング駆動は［）ＷＭ回路１８から供給され
たＰＷＭ信号Ｐに従って行なわれている。
素子がドライバ１６によりスイッチング駆動されること
によりモータ電流に対する制御か行なわれており、それ
らのスイッチング駆動は［）ＷＭ回路１８から供給され
たＰＷＭ信号Ｐに従って行なわれている。
そのＰＷＭ信号は電流制御器２０から供給された電流制
御信号１８８から得られており、電流制御器２０におい
ては電流検出器２２で検出されたモータ電流と電流指令
発生器２４から与えられた電流指令１″との比較が行な
われることにより電流制御信号１８８が得られている。
御信号１８８から得られており、電流制御器２０におい
ては電流検出器２２で検出されたモータ電流と電流指令
発生器２４から与えられた電流指令１″との比較が行な
われることにより電流制御信号１８８が得られている。
また、三相誘導モータ１０の回転子回転に応じた検出パ
ルスが回転検出器２６において得られており、その検出
パルスは電流指令発生器２４内に設けられたカウンタ２
８でカウントされている。
ルスが回転検出器２６において得られており、その検出
パルスは電流指令発生器２４内に設けられたカウンタ２
８でカウントされている。
このカウンタ２８のカウント１直は検出モータ回転速度
として同じく電流指令発生器２４内に設けられたマイク
ロコンピュータ３０に供給されている。
として同じく電流指令発生器２４内に設けられたマイク
ロコンピュータ３０に供給されている。
ざらにマイクロコンピュータ３０にはアクセルポテンシ
ョメータ３２で検出されたアクセルペダル踏込み量がト
ルク指令Ｔ８として供給されており、マイクロコンピュ
ータ３０においてはこのトルク指令Ｔ１とモータ回転速
度ωとに基づいて電流指令１８が得られている。
ョメータ３２で検出されたアクセルペダル踏込み量がト
ルク指令Ｔ８として供給されており、マイクロコンピュ
ータ３０においてはこのトルク指令Ｔ１とモータ回転速
度ωとに基づいて電流指令１８が得られている。
口こて、前記ＰＷＭ回路１８においては、例えば第３図
の特性１００に示されるように正弦波とされた電流制御
信号已８と特性１０２で示される三角波のＰＷＭ搬送波
との比較が行なわれることによりＰＷＭ信号Ｐが得られ
ており、これにより同図の特性１０４で示されたＰＷＭ
波形の電圧が三相誘導モータ１０に印加されてモータ電
流は同図の特性１０６に示されるように制御される。
の特性１００に示されるように正弦波とされた電流制御
信号已８と特性１０２で示される三角波のＰＷＭ搬送波
との比較が行なわれることによりＰＷＭ信号Ｐが得られ
ており、これにより同図の特性１０４で示されたＰＷＭ
波形の電圧が三相誘導モータ１０に印加されてモータ電
流は同図の特性１０６に示されるように制御される。
しかしながら、三相誘導モータ１０が高速回転されてい
るときにその回生制動か行なわれると、充電によりバッ
テリ１４の電圧Ｖｏｃかモータ駆動時より大きく上昇す
るので、従来においては、大きな回生電流が流れて三相
誘導モータ１０で過大な回生トルクが発生し、このため
三相誘導モータ１０が電気自動車の走行駆動源とされた
場合にはモータ回転域により制動感が異なり、その運転
上不都合であった。
るときにその回生制動か行なわれると、充電によりバッ
テリ１４の電圧Ｖｏｃかモータ駆動時より大きく上昇す
るので、従来においては、大きな回生電流が流れて三相
誘導モータ１０で過大な回生トルクが発生し、このため
三相誘導モータ１０が電気自動車の走行駆動源とされた
場合にはモータ回転域により制動感が異なり、その運転
上不都合であった。
また、その大きな回生電流がインバータブリッジ１２の
各主スイツチング素子に流れるので、それらに負担がか
かるという問題も生じていた。
各主スイツチング素子に流れるので、それらに負担がか
かるという問題も生じていた。
（発明の目的）
本発明は上記課題に鑑みてなされたものであり、その目
的は、交流モータの高速回転時における過大な回生制動
トルクの発生を防止できる交流モータの回生制動装置を
提供することにある。
的は、交流モータの高速回転時における過大な回生制動
トルクの発生を防止できる交流モータの回生制動装置を
提供することにある。
（発明の構成）
上記目的を達成するために本発明は、
交流モータを回生制御するインバータブリッジと、
交流モータの回転数を検出するモータ回転数検出手段と
、 前記検出手段で検出されたモータ回転数を用いて前記イ
ンバータブリッジを制御するインバータ制御手段と、を
備え、 インバータ制御手段は、 前記インバータブリッジに所定のパラメータに基づく信
号を搬送波によりパルス幅変調した制御信号を供給する
制御信号発生手段と、 回生制動時でかつ前記検出手段で検出されたモータ回転
数が設定回転数以上となったときに、前記搬送波の振幅
を基準振幅より増大する方向へ補正する補正手段と、を
含む、 ことを特徴とする。
、 前記検出手段で検出されたモータ回転数を用いて前記イ
ンバータブリッジを制御するインバータ制御手段と、を
備え、 インバータ制御手段は、 前記インバータブリッジに所定のパラメータに基づく信
号を搬送波によりパルス幅変調した制御信号を供給する
制御信号発生手段と、 回生制動時でかつ前記検出手段で検出されたモータ回転
数が設定回転数以上となったときに、前記搬送波の振幅
を基準振幅より増大する方向へ補正する補正手段と、を
含む、 ことを特徴とする。
（発明の実施例）
以下図面に基づいて本発明に係る装置の好適な実施例を
説明する。
説明する。
第１図には電気自動車に適用される例か示されており、
その三相誘導モータ１０は電気自動車の走行駆動源とさ
れている。
その三相誘導モータ１０は電気自動車の走行駆動源とさ
れている。
この三相誘導モータ１０を制御するインバータブリッジ
１２は主スイツチング素子がパワートランジスタとされ
た三相式とされており、モータ電流を検出する電流検出
器２２は各相について設けられたカレントトランスで構
成されている。
１２は主スイツチング素子がパワートランジスタとされ
た三相式とされており、モータ電流を検出する電流検出
器２２は各相について設けられたカレントトランスで構
成されている。
そして三相誘導モータ１０の回転子回転を検出する回転
検出器２６はインクリメントタイプのロータリエンコー
ダで構成されており、その検出パルスは三相誘導モータ
１０の回転角速度検出信号として電流指令発生器２４に
おいて利用されている。
検出器２６はインクリメントタイプのロータリエンコー
ダで構成されており、その検出パルスは三相誘導モータ
１０の回転角速度検出信号として電流指令発生器２４に
おいて利用されている。
この電流指令発生器２４にはアクセルボテンシヨメータ
３２からアクセル踏込み量に比例した１〜ルク指令Ｔ８
が供給されており、また回生トルク設定器３４かう回生
トルク指令Ｔｏ”（負の値）が供給されている。
３２からアクセル踏込み量に比例した１〜ルク指令Ｔ８
が供給されており、また回生トルク設定器３４かう回生
トルク指令Ｔｏ”（負の値）が供給されている。
これら指令Ｔ＊ 、 Ｔｏ１！および前記モータ回転角
速度ωに基づいて、電流指令発生器１０においてはベク
トル制御演算が行なわれており、これによりＵ相、■相
、Ｗ相の電流指令ｉｕ”、ｉｖ”。
速度ωに基づいて、電流指令発生器１０においてはベク
トル制御演算が行なわれており、これによりＵ相、■相
、Ｗ相の電流指令ｉｕ”、ｉｖ”。
１ｗ８か得られている。
これらは電流制御器２０に供給されており、電流制御器
２０においては電流検出器２２の各カレン１〜トランス
で得られた各相の電流検出器＠ｉｕ。
２０においては電流検出器２２の各カレン１〜トランス
で得られた各相の電流検出器＠ｉｕ。
ｉｖ、ｉｗとそれらに対する電流指令ｉｕ”、ｉｖ”、
ｉｗ”とに基づいて比例および積分の制御演算が行なわ
れており、これにより各相についでの正弦波状の電流制
御信号ｉ ｕ”、ｉｖ”。
ｉｗ”とに基づいて比例および積分の制御演算が行なわ
れており、これにより各相についでの正弦波状の電流制
御信号ｉ ｕ”、ｉｖ”。
ｉ ｗ＊ ＊か得られている。
これらはＰＷＭ回路１８のＰＷＭコンパレータ３６にお
いてＰＷＭ搬送三角波発撮器３８の搬送用三角波と各々
比較されており、これにより得られた各相のＰＷＭ信号
Ｐｕ、Ｐｖ、ｐｗがインバータブリッジ１２の各パワー
トランジスタを駆動するドライバ１６に供給されている
。
いてＰＷＭ搬送三角波発撮器３８の搬送用三角波と各々
比較されており、これにより得られた各相のＰＷＭ信号
Ｐｕ、Ｐｖ、ｐｗがインバータブリッジ１２の各パワー
トランジスタを駆動するドライバ１６に供給されている
。
次に電流指令発生器２４．電流制御器２０．ＰＷＭ回路
１８を順次詳細に説明する。
１８を順次詳細に説明する。
電流指令発生器２４の関数発生器４０にはトルク指令Ｔ
８と時間との関係が予め設定されており、これにより指
令Ｔ８に所定の遅延時間か与えられていわゆる電気自動
車のソフトスタート機能か達成されている。
８と時間との関係が予め設定されており、これにより指
令Ｔ８に所定の遅延時間か与えられていわゆる電気自動
車のソフトスタート機能か達成されている。
また関数発生器４２にはモータ回転角速度ωとトルク指
令係数Ｔとの関係が予め設定されており、これにより各
時点のモー今回転角速度ωに対応した係数下が得られて
いる。
令係数Ｔとの関係が予め設定されており、これにより各
時点のモー今回転角速度ωに対応した係数下が得られて
いる。
そして関数発生器４０で遅延時間か与えられＩこ指令Ｔ
８とこのトルク指令係数下とが演算器４４において乗算
されており、その乗算値か切換回路４６のＰ入力に供給
されている。
８とこのトルク指令係数下とが演算器４４において乗算
されており、その乗算値か切換回路４６のＰ入力に供給
されている。
切換回路１６はカ行時においてはＰ入力側に、また回生
制動時においては指令Ｔｏ３か与えられているＲ入力側
に自動的に切換操作されている。
制動時においては指令Ｔｏ３か与えられているＲ入力側
に自動的に切換操作されている。
従って電気自動車のカ行時においては切換回路４６の出
力値ＴＭ８の値は、 Ｔｘ”＝Ｔ”・Ｔ・・・第（１）式 ％式％ この出力値下Ｍ８はモータ回転角速度ωが一定値以下の
ときにはアクセルペダル踏込み量に比例して増加し、ま
たモータ回転角速度ωが一定値を越えたときにはその増
加率が指数関数的に減少する。
力値ＴＭ８の値は、 Ｔｘ”＝Ｔ”・Ｔ・・・第（１）式 ％式％ この出力値下Ｍ８はモータ回転角速度ωが一定値以下の
ときにはアクセルペダル踏込み量に比例して増加し、ま
たモータ回転角速度ωが一定値を越えたときにはその増
加率が指数関数的に減少する。
演算器４８においてはこの値ＴＮ”が関数発生器５０の
二次磁束指令Φ２８で除されており、これにより二次電
流指令ｉ２ｖ”が得られている。
二次磁束指令Φ２８で除されており、これにより二次電
流指令ｉ２ｖ”が得られている。
関数発生器５０にはモータ回転角速度ωと二次磁束指令
Φ２８との関係が予め設定されており、これによりその
時点のモータ回転角速度ωに対応する二次磁束指令Φ２
８が得られている。
Φ２８との関係が予め設定されており、これによりその
時点のモータ回転角速度ωに対応する二次磁束指令Φ２
８が得られている。
この関数発生器５０の関数特性によりいわゆる弱め界磁
制御が三相誘導モータ１０に対して行なわれており、前
記演算器４８で求められた二次電流指令１２丁＊は演算
器５２に供給されている。
制御が三相誘導モータ１０に対して行なわれており、前
記演算器４８で求められた二次電流指令１２丁＊は演算
器５２に供給されている。
演算器５２においてはモークニ次自己インダクタンスＬ
２をモータ相互インダクタンスＭで除算した値がこの指
令１２Ｔ８に乗算されており、これにより一次トルク電
流指令ｉマＴ８か求められている。
２をモータ相互インダクタンスＭで除算した値がこの指
令１２Ｔ８に乗算されており、これにより一次トルク電
流指令ｉマＴ８か求められている。
従って指令ｉｃｙ”は、
で表わされる。
また関数発生器５０の二次磁束指令Φ２８は演算器５４
により値１／Ｍ倍されており、その乗算値は加算器５６
および演算器５８に供給されている。
により値１／Ｍ倍されており、その乗算値は加算器５６
および演算器５８に供給されている。
演算器５８ではモータ二次自己インダクタンスＬ２をモ
ータ二次抵抗Ｒ２で除した値がその乗算値に乗算されて
おり、演算器５８の乗算値は演算器６０で時間微分され
て前記加算器５６に供給されている。
ータ二次抵抗Ｒ２で除した値がその乗算値に乗算されて
おり、演算器５８の乗算値は演算器６０で時間微分され
て前記加算器５６に供給されている。
この加算器５６においては演算器５４の乗算値と演算器
６０の微分値とが加算されることにより一次磁束電流指
令＋ 、 ４）＊が求められており、その指令ｉ、Ｃは
、 ・・・第（３）式 で示すことが可能である。
６０の微分値とが加算されることにより一次磁束電流指
令＋ 、 ４）＊が求められており、その指令ｉ、Ｃは
、 ・・・第（３）式 で示すことが可能である。
さらに前記二次電流指令ｉ２ 丁”は演算器６２におい
て値８２倍されており、その乗算値と前記二次磁束指令
Φ２８とを用いて演算器６４で次の第（４）式で示され
る演算が行なわれることによりすべり角速度指令ωＳが
求められている。
て値８２倍されており、その乗算値と前記二次磁束指令
Φ２８とを用いて演算器６４で次の第（４）式で示され
る演算が行なわれることによりすべり角速度指令ωＳが
求められている。
演算器６４で得られたこのすべり角速度指令ωＳとモー
タ回転角速度ωとの加算が演算器６６において行なわれ
ており、これにより次の第（５）式に示されるようにし
て磁束回転角速度指令ωφが求められる。
タ回転角速度ωとの加算が演算器６６において行なわれ
ており、これにより次の第（５）式に示されるようにし
て磁束回転角速度指令ωφが求められる。
ωφ＝ωＳ＋ω・・・第（５）式
以上のようにして一次トルク電流指令ｉ、Ｔ”。
−次磁束電流指令ｉ、φ８．磁束回転角速度指令ωφが
各々求められると、これらを用いてベクトル合成および
ベクトル回転の演算が行なわれる。
各々求められると、これらを用いてベクトル合成および
ベクトル回転の演算が行なわれる。
すなわち、ベクトル合成器６８ては一次電流指令１１げ
と一次磁束電流指令１１１とに基づいて一次電流ベクト
ル１１７の絶対値が１ ｉ＋” １＝（ｉ＋ ｒ”’＋
ｉ、φ！？）＋・・・第（６）式 の演算から求められる。
と一次磁束電流指令１１１とに基づいて一次電流ベクト
ル１１７の絶対値が１ ｉ＋” １＝（ｉ＋ ｒ”’＋
ｉ、φ！？）＋・・・第（６）式 の演算から求められる。
またベクトル回転器７０においては、
θφ＝ｆωφｄｔ ・・・第（７）式の演算により求
められた値θφと上記第（６）式で求められた絶対値Ｉ
ＩＴ” ｌとを用いて、ｉｕ”＝ｌ ｉ、” １ｓｉ
ｎθφ”’第（８）式％式％） ・・・第（９）式 ！（／Ｊ”＝ｌ ＩＴ” ｌｓ＋ｎ（θφ十礼π）・・
・第（１０）式 の演算によりＵ相、■相、Ｗ相の電流指令ｉｕ＊、ｉｖ
＊、ｉＷ＊が求められる。
められた値θφと上記第（６）式で求められた絶対値Ｉ
ＩＴ” ｌとを用いて、ｉｕ”＝ｌ ｉ、” １ｓｉ
ｎθφ”’第（８）式％式％） ・・・第（９）式 ！（／Ｊ”＝ｌ ＩＴ” ｌｓ＋ｎ（θφ十礼π）・・
・第（１０）式 の演算によりＵ相、■相、Ｗ相の電流指令ｉｕ＊、ｉｖ
＊、ｉＷ＊が求められる。
これらは電流制御器２０内に設けられた比較器７２．７
４．７６で電流検出器２２の電流検出信号ｉυ、ｉｖ、
ｉｗと各々比較されており、それらの比較により得られ
た偏差は増幅器７８，８０゜８２で各々増幅されること
により各相についての比例制御成分が得られている。
４．７６で電流検出器２２の電流検出信号ｉυ、ｉｖ、
ｉｗと各々比較されており、それらの比較により得られ
た偏差は増幅器７８，８０゜８２で各々増幅されること
により各相についての比例制御成分が得られている。
また電流検出信号ｉｕ、ｉｖ、ｉｗは三相／二相変換器
８２により一次トルク電流検出値＋１Ｔ＃−次磁束電流
検出値ｉ、φに変換されており、これら値＋１ｒ、ｉｔ
φは一次電流指令１１丁１゜−次磁束電流指令ｉ、φ８
と比較器８４．８６において各々比較されている。
８２により一次トルク電流検出値＋１Ｔ＃−次磁束電流
検出値ｉ、φに変換されており、これら値＋１ｒ、ｉｔ
φは一次電流指令１１丁１゜−次磁束電流指令ｉ、φ８
と比較器８４．８６において各々比較されている。
それら比較器８４．８６で得られた偏差は積分器８８．
９０で各々積分されており、これらの積分値は二相−三
相変換器９２により三相に変換されている。
９０で各々積分されており、これらの積分値は二相−三
相変換器９２により三相に変換されている。
上記二相−三相変換器９２で得られた各相の積分制御成
分と前記増幅器７Ｂ、８０．８２で得られた各相の比例
制御成分とは加算器９４，９６゜９８により各々加算さ
れており、これにより各相についての電流制御信号（モ
ータ制御信号）ｉｕ＊＊、ｉ、Ｉｔ、ｉｗ＊＊が得られ
ている。
分と前記増幅器７Ｂ、８０．８２で得られた各相の比例
制御成分とは加算器９４，９６゜９８により各々加算さ
れており、これにより各相についての電流制御信号（モ
ータ制御信号）ｉｕ＊＊、ｉ、Ｉｔ、ｉｗ＊＊が得られ
ている。
以上の説明から理解されるように、車両のカ行時におい
てはアクセル踏込み量とそのときのモータ回転数に応じ
たトルクが発生するように三相誘導モータ１０の駆動電
流に対するベクトルυｔｉｌｌが行なわれている。
てはアクセル踏込み量とそのときのモータ回転数に応じ
たトルクが発生するように三相誘導モータ１０の駆動電
流に対するベクトルυｔｉｌｌが行なわれている。
その結果、三相誘導モータ１０のすべりが第４図におけ
る範囲０−Ａで制御され、その発生トルクはこれにほぼ
比例して増減ｉｔｌ制御される。
る範囲０−Ａで制御され、その発生トルクはこれにほぼ
比例して増減ｉｔｌ制御される。
他方回生時にあっては、切換回路４６がＲ入力側へ自動
的に切換操作され、これにより負の値の回生トルク指令
Ｔｏ８が電流指令発生器２４に与えられる。
的に切換操作され、これにより負の値の回生トルク指令
Ｔｏ８が電流指令発生器２４に与えられる。
この負の値の指令Ｔｏ”によりマイナスのすべり周波数
指令ωｓ８が生成され、その結果、三相誘導モータ１０
の固定子周波数より回転子周波数の方が高くなってその
すべりがマイナスとなり、三相誘導モータ１０において
はマイナスのトルクが発生する。
指令ωｓ８が生成され、その結果、三相誘導モータ１０
の固定子周波数より回転子周波数の方が高くなってその
すべりがマイナスとなり、三相誘導モータ１０において
はマイナスのトルクが発生する。
このマイナストルクにより三相誘導モータ１０の制動が
行なわれ、このとき回生電流がバッテリ１４に供給され
てその充電が行なわれる。
行なわれ、このとき回生電流がバッテリ１４に供給され
てその充電が行なわれる。
ここで、三相誘導モータ１０の回転数が高いと、バッテ
リ１４の電圧が高くなってモータ電流が増加傾向となる
が、本実施例においては以下のようにしてそのモータ電
流が低減されている。
リ１４の電圧が高くなってモータ電流が増加傾向となる
が、本実施例においては以下のようにしてそのモータ電
流が低減されている。
回転検出器２６の検出パルスは周波数−電圧変換器１０
１により電圧に変換されており、その変換電圧は比較器
１０３の一方の比較入力に供給されている。
１により電圧に変換されており、その変換電圧は比較器
１０３の一方の比較入力に供給されている。
この比較器１０３の他方の比較入力には基準電圧Ｖｒｅ
ｆが供給されており、周波数−電圧変換器１０１の変換
電圧がこの基準電圧Ｖｒｅｆを越えたときにこの比較器
１０３からアンド回路１０５の一方のアンド入力に比較
信号が供給される。
ｆが供給されており、周波数−電圧変換器１０１の変換
電圧がこの基準電圧Ｖｒｅｆを越えたときにこの比較器
１０３からアンド回路１０５の一方のアンド入力に比較
信号が供給される。
そしてアンド回路１０５の他方のアンド入力には切換回
路４６から三相誘導モータ１０が回生時であることを示
す信号が供給されており、アンド回路１０５においては
三相誘導モータ１０が回生時であってその回転数が基準
電圧Ｖｒｅｆ’で与えられた回転数を越えたときにアン
ド信号か得られている。
路４６から三相誘導モータ１０が回生時であることを示
す信号が供給されており、アンド回路１０５においては
三相誘導モータ１０が回生時であってその回転数が基準
電圧Ｖｒｅｆ’で与えられた回転数を越えたときにアン
ド信号か得られている。
そのアンド信号は三角波振幅制御器１０７に供給されて
おり、このアンド信号により三角波振幅制御器１０７か
ら前記ＰＷＭＩ送三角波発振器３８に振幅制御信号が与
えられる。
おり、このアンド信号により三角波振幅制御器１０７か
ら前記ＰＷＭＩ送三角波発振器３８に振幅制御信号が与
えられる。
ＰＷＭ搬送三角波発撮器３８においてはその振幅制御信
号により第５図の特性１０２で示されるようにＰＷＭｌ
ｆｆｆｌ送三角波の振幅が増大イ制御されており、これ
によりＰＷＭコンパレータ３６では前記モータ制御信号
を搬送三角波により変調した制御信号が得られ同図の特
性］０４で示されるようにモータ印加電圧のデユーティ
比が低減される。
号により第５図の特性１０２で示されるようにＰＷＭｌ
ｆｆｆｌ送三角波の振幅が増大イ制御されており、これ
によりＰＷＭコンパレータ３６では前記モータ制御信号
を搬送三角波により変調した制御信号が得られ同図の特
性］０４で示されるようにモータ印加電圧のデユーティ
比が低減される。
その結果、モータ電流は第５図の特性１０６に示される
ように低減制御されて回生発電量が抑制される。
ように低減制御されて回生発電量が抑制される。
従って本実施例によれば、三相誘導モータ１０が高速回
転しているときにその回生ｉｌｌ勅が開始されてもモー
タ電流が抑制されるので、過大なトルクが三相誘導モー
タ１０において発生することはなく、このためモータ回
転域に拘らず常に一定のトルクで回生制動を行なうこと
が可能となり、電気自動車の運転者に違和感を与えるこ
とがない。
転しているときにその回生ｉｌｌ勅が開始されてもモー
タ電流が抑制されるので、過大なトルクが三相誘導モー
タ１０において発生することはなく、このためモータ回
転域に拘らず常に一定のトルクで回生制動を行なうこと
が可能となり、電気自動車の運転者に違和感を与えるこ
とがない。
また、モータ電流が低減されるので、インバータブリッ
ジ１２における各主スイツチング素子のパワートランジ
スタに負担がかかることは無く、このため過電流による
それらの損傷を確実に防止することも可能となる。
ジ１２における各主スイツチング素子のパワートランジ
スタに負担がかかることは無く、このため過電流による
それらの損傷を確実に防止することも可能となる。
なお本実施例においてはＰＷＭ搬送波の制御によりモー
タ高速回転時における回生電流の低減制御が行なわれて
いたが、これを他の制御量などを調整制御することによ
り行なうことも可能である。
タ高速回転時における回生電流の低減制御が行なわれて
いたが、これを他の制御量などを調整制御することによ
り行なうことも可能である。
（発明の効果）
以上説明したように本発明によれば、回生時のモータ電
流が交流モータの高速回転時に低減されるので、過大な
モータトルクの発生を防止することが可能となり、従っ
てモータ回転域に拘らず均一な回生制動が可能となり、
このためエンジンブレーキに相当した違和感のない電気
自動車の制動を行なうことが可能となる。
流が交流モータの高速回転時に低減されるので、過大な
モータトルクの発生を防止することが可能となり、従っ
てモータ回転域に拘らず均一な回生制動が可能となり、
このためエンジンブレーキに相当した違和感のない電気
自動車の制動を行なうことが可能となる。
そして、モータ電流が低減されるので、インバータブリ
ッジの主スイツチング素子（係る負担を軽減でき、この
ためその破損を未然にかつ確実に防止することも可能と
なる
ッジの主スイツチング素子（係る負担を軽減でき、この
ためその破損を未然にかつ確実に防止することも可能と
なる
第１図は本発明に係る装置の好適な実施例を示すブロッ
ク構成図、第２図は従来装置の構成を示すブロック構成
図、第３図は第２図従来装置の動作を説明りる波形図、
第４図は丈ぺり−１−ルウ１ｈ性図、第５図は第１図実
施例の動作を説明する波形図である。 １０・・・三相誘導モータ １２・・・インバータ主回路 １４・・・バッテリ １６・・・ドライバ １８・・・ＰＷＭ回路 ２０・・・電流制御器 ２４・・・電流指令発生器 ２６・・・回転検出器 ３６・・・ＰＷＭコンパレータ ３８・・・ＰＷＭ搬送三角波発振器 ４６・・・切換回路 １０１・・・周波数−電圧変換器 １０３・・・比較器 １０５・・・アンド回路 １０７・・・三角波振幅制御器
ク構成図、第２図は従来装置の構成を示すブロック構成
図、第３図は第２図従来装置の動作を説明りる波形図、
第４図は丈ぺり−１−ルウ１ｈ性図、第５図は第１図実
施例の動作を説明する波形図である。 １０・・・三相誘導モータ １２・・・インバータ主回路 １４・・・バッテリ １６・・・ドライバ １８・・・ＰＷＭ回路 ２０・・・電流制御器 ２４・・・電流指令発生器 ２６・・・回転検出器 ３６・・・ＰＷＭコンパレータ ３８・・・ＰＷＭ搬送三角波発振器 ４６・・・切換回路 １０１・・・周波数−電圧変換器 １０３・・・比較器 １０５・・・アンド回路 １０７・・・三角波振幅制御器
Claims (1)
- （１）交流モータと電源との間に接続されたインバータ
ブリッジと、 交流モータの回転数を検出するモータ回転数検出手段と
、 前記検出手段で検出されたモータ回転数を用いて前記イ
ンバータブリッジを制御するインバータ制御手段と、を
備え、 インバータ制御手段は、 前記インバータブリッジに所定のパラメータに基づく信
号を搬送波によりパルス幅変調した制御信号を供給する
制御信号発生手段と、 交流モータの回生制動時でかつ前記検出手段で検出され
たモータ回転数が設定回転数以上となつたときに、前記
搬送波の振幅を基準振幅幅より増大する方向へ前補正す
る補正手段と、を含む、ことを特徴とする交流モータの
回生制動装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP28098684A JPS61161974A (ja) | 1984-12-29 | 1984-12-29 | 交流モ−タの回生制動装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP28098684A JPS61161974A (ja) | 1984-12-29 | 1984-12-29 | 交流モ−タの回生制動装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61161974A true JPS61161974A (ja) | 1986-07-22 |
Family
ID=17632660
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP28098684A Pending JPS61161974A (ja) | 1984-12-29 | 1984-12-29 | 交流モ−タの回生制動装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS61161974A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4969841A (en) * | 1989-03-29 | 1990-11-13 | Yazaki Corporation | Double locking structure for terminal in electrical connectors |
| JPH03212193A (ja) * | 1990-01-16 | 1991-09-17 | Fuji Electric Co Ltd | 交流電動機の制御方法 |
| EP0457594A2 (en) * | 1990-05-16 | 1991-11-21 | Honda Giken Kogyo Kabushiki Kaisha | A regenerative brake device for electric motor vehicles |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS56129595A (en) * | 1980-03-14 | 1981-10-09 | Toshiba Corp | Operation controlling device for motor |
| JPS58186387A (ja) * | 1982-04-26 | 1983-10-31 | Toyota Motor Corp | 車両用走行指令装置 |
-
1984
- 1984-12-29 JP JP28098684A patent/JPS61161974A/ja active Pending
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS56129595A (en) * | 1980-03-14 | 1981-10-09 | Toshiba Corp | Operation controlling device for motor |
| JPS58186387A (ja) * | 1982-04-26 | 1983-10-31 | Toyota Motor Corp | 車両用走行指令装置 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4969841A (en) * | 1989-03-29 | 1990-11-13 | Yazaki Corporation | Double locking structure for terminal in electrical connectors |
| JPH03212193A (ja) * | 1990-01-16 | 1991-09-17 | Fuji Electric Co Ltd | 交流電動機の制御方法 |
| EP0457594A2 (en) * | 1990-05-16 | 1991-11-21 | Honda Giken Kogyo Kabushiki Kaisha | A regenerative brake device for electric motor vehicles |
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