WO2018150793A1 - インバータ装置および電動車両 - Google Patents

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WO2018150793A1
WO2018150793A1 PCT/JP2018/001329 JP2018001329W WO2018150793A1 WO 2018150793 A1 WO2018150793 A1 WO 2018150793A1 JP 2018001329 W JP2018001329 W JP 2018001329W WO 2018150793 A1 WO2018150793 A1 WO 2018150793A1
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pwm pulse
pwm
pulse
wave
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PCT/JP2018/001329
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安島　俊幸
純希 磯部
碧 高岡
明広 蘆田
浩志 田村
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日立オートモティブシステムズ株式会社
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Definitions

  • the present invention relates to an inverter device and an electric vehicle.
  • Patent Document 1 describes a technique for generating a PWM pulse in an angle section that is linearly approximated around a zero-cross point of an output voltage of an inverter to minimize an output voltage error.
  • Patent Document 1 either the central time interval of on-pulses or the central time interval of off-pulses of a plurality of PWM pulses is changed based on a motor output request in an angle section that is linearly approximated around the zero-cross point of the output voltage. Generate a PWM pulse. By doing so, a phenomenon in which an output voltage error of the inverter occurs is prevented.
  • Patent Document 1 does not consider a PWM pulse near the center of the peak of the inverter output voltage (fundamental wave). Therefore, there is a problem that a voltage error occurs before and after entering the overmodulation region from the sine wave modulation.
  • An inverter device includes a PWM pulse generator that generates a PWM pulse for converting a DC voltage into an AC voltage based on a motor output request, and a DC voltage generated by the PWM pulse generated by the PWM pulse generator.
  • An inverter circuit that converts the AC voltage to drive the motor, and the PWM pulse generator performs a trapezoidal wave modulation using the trapezoidal wave in the overmodulation region at a predetermined timing on the upper side of the trapezoidal wave. The pulse width of the PWM pulse is changed.
  • An electric vehicle includes a PWM pulse generator that generates a PWM pulse for converting a DC voltage into an AC voltage based on a motor output request, and a DC voltage generated by the PWM pulse generated by the PWM pulse generator.
  • An inverter circuit that converts the AC voltage into a motor to drive the motor and a DC / DC converter that boosts the DC voltage, and the PWM pulse generator performs a trapezoidal wave modulation using a trapezoidal wave in an overmodulation region.
  • the pulse width of the PWM pulse is changed based on the output voltage of the DC / DC converter at a predetermined timing on the upper side of the trapezoidal wave.
  • the output voltage error of the inverter circuit can be reduced, and the motor can be stably controlled up to high speed rotation.
  • the block diagram which shows the structure of the inverter apparatus of this invention The wave form diagram which shows the modulation wave in one Embodiment.
  • the wave form diagram which shows the pulse generation in one Embodiment The wave form diagram which shows the pulse generation in one Embodiment.
  • the block diagram of the electric power steering device with which the inverter apparatus by this invention was applied.
  • the block diagram of the electric vehicle to which the inverter apparatus by this invention was applied.
  • the present invention relates to an inverter device configured to drive a semiconductor switch element by PWM control, and when performing a trapezoidal wave modulation using a trapezoidal wave in an overmodulation region where the modulation factor is a predetermined value or more, the phase of the trapezoidal wave
  • a high-power inverter device is provided by changing the pulse width of the PWM pulse at a predetermined timing on the upper side of the trapezoidal wave.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a motor device 500 having an inverter device 100 according to the present invention.
  • the motor device 500 includes a motor 300 and an inverter device 100.
  • the motor device 500 is suitable for applications in which the motor 300 is driven with high efficiency by detecting an attachment position error of the rotational position sensor of the motor 300 and correcting it when the motor is driven.
  • the inverter device 100 includes a current detector 180, a current controller 120, a PWM controller 145, a drive signal generator 140, an inverter circuit 110, and a rotational position detector 130.
  • the battery 200 is a DC voltage source of the inverter device 100, and the DC voltage DCV of the battery 200 is converted into a variable voltage and variable frequency three-phase AC by the inverter circuit 110 of the inverter device 100 and applied to the motor 300.
  • the motor 300 is a synchronous motor that is rotationally driven by supplying three-phase alternating current.
  • a rotation position sensor 320 is attached to the motor 300 in order to control the phase of the three-phase AC applied voltage in accordance with the phase of the induced voltage of the motor 300.
  • the detection position ⁇ s is calculated from the input signal.
  • winding is more suitable for a rotation position sensor, the sensor using a GMR sensor and a Hall element can be used.
  • the inverter device 100 has a current control function for controlling the output of the motor 300.
  • the current detection unit 180 detects a three-phase motor current with a current sensor Ict, and detects a dq current detection value (Id ′, Iq) obtained by dq conversion from the three-phase current detection value (Iu, Iv, Iw) and the rotational position ⁇ .
  • Dq current converter 160 for outputting ') and a current filter 170 for smoothing the dq current detection values (Id', Iq ') and outputting the current detection values (Id, Iq).
  • the current controller 120 outputs a voltage command (Vd *, Vq *) so that the detected current value (Id, Iq) matches the input current command value (Id *, Iq *).
  • the voltage command (Vd *, Vq *) is converted into two-phase / three-phase based on the rotation angle ⁇ , and the three-phase voltage command (Vu *, Vv *, Vw *) on which the third harmonic is superimposed.
  • a PWM pulse is generated by performing pulse width modulation (PWM) using a modulated wave according to the above.
  • PWM pulse width modulation
  • the modulation wave is linearly approximated to generate a PWM pulse, and when performing trapezoidal wave modulation, which is PWM using a trapezoidal modulation wave, PWM is performed at the upper side of the trapezoidal wave.
  • a voltage adjustment pulse for changing the pulse width of the pulse is generated.
  • the PWM pulse generated by the PWM controller 145 is converted into a drive signal DR by the drive signal generator 140 and output to the inverter circuit 110.
  • the semiconductor switch element of the inverter circuit 110 is on / off controlled by the drive signal DR, and the output voltage of the inverter circuit 110 is adjusted.
  • the motor rotational speed ⁇ r is calculated from the time change of the rotational position ⁇ , and the voltage command or current is set so as to coincide with the speed command from the host controller. Create directives.
  • a current command (Id *, Iq *) is created using a relational expression or map of the motor current (Id, Iq) and the motor torque.
  • FIG. 2A shows a modulation signal waveform and a carrier signal waveform.
  • a modulation signal (modulation wave 1) having a relatively low modulation rate, a maximum modulation wave (modulation wave 2) that can be sinusoidally modulated, and sine wave modulation are shown.
  • a linearly approximated trapezoidal modulation wave (modulation wave 3), a modulation wave (modulation wave 4) in which the inverter output is maximized, and a carrier signal that generates a PWM pulse by comparing with the modulation wave signal It shows.
  • 2B shows a PWM pulse signal when the modulation wave 2 is used, and FIG.
  • FIG. 2C shows a PWM pulse signal when the modulation wave 3 is used.
  • FIG. 2 (c) almost 100% of the PWM pulse is continuously on in the section of the electrical angle of 30 to 150 degrees.
  • FIG. 2 (d) shows a PWM pulse signal of the modulated wave 4, and this PWM pulse signal is on in all sections of electrical angle 0 to 180 degrees.
  • the modulated wave H ( ⁇ ) on which the third harmonic is superimposed can be linearly approximated near the zero cross. Further, as the modulation rate increases, the modulation wave H ( ⁇ ) approaches a trapezoidal wave such as the modulation wave 3 from a shape such as the modulation wave 2. Therefore, in a region where the modulation factor is equal to or higher than a predetermined value, for example, 1.15 or higher, it is possible to generate a PWM pulse by calculation by using a trapezoidal wave such as the modulation wave 3. As a result, the PWM modulation process using a microcomputer or the like can be simplified, and at the same time, the voltage error of the PWM pulse caused by the modulation wave H ( ⁇ ) and the carrier signal being asynchronous can be controlled.
  • a predetermined value for example, 1.15 or higher
  • an angle interval of ⁇ 30 degrees in electrical angle can be linearly approximated around the zero cross of the modulated wave.
  • the electrical angle is ⁇ 35 degrees. It is preferable that the angle section be
  • the slope A of the modulated wave in a section that can be linearly approximated near the zero cross is proportional to the modulation factor corresponding to the voltage command value, and the modulated wave is proportional to the angular position ⁇ .
  • the modulated wave H ( ⁇ ′) near the zero cross can be expressed by Equation (1).
  • H ( ⁇ ′) A ⁇ ⁇ ′ (1)
  • the inverter output pulse near the zero cross is derived from the slope A of the modulation wave. Can be determined.
  • the inverter output pulse may be determined as 100% if 0 ⁇ ⁇ 180 and 0% if 180 ⁇ ⁇ 360 under the condition of
  • FIG. 3A shows a trapezoidal modulated wave (for U phase), that is, the modulated wave 3 in FIG.
  • FIG. 3B shows a PWM pulse (for U phase) generated by trapezoidal wave modulation using the modulated wave of FIG.
  • FIG. 3C shows the seventh harmonic (for U phase) in the modulated wave of FIG.
  • FIG. 3D shows a voltage adjustment pulse (for U phase) generated by being superimposed on the upper side of the trapezoid in the modulated wave of FIG.
  • FIG. 3E shows a PWM pulse of the inverter output of each of the three phases in which the voltage adjustment pulse of FIG. 3D is superimposed on the PWM pulse of FIG.
  • an angle interval of approximately 30 to 150 degrees and an angle interval of approximately 210 to 330 degrees are portions corresponding to the upper side of the trapezoidal wave.
  • the level of the modulated wave is the highest or lowest and does not change, so the PWM pulse does not change as shown in FIG.
  • all the PWM pulses generated in the upper side portion of the trapezoidal wave are on pulses (or off pulses), and no off pulse (or on pulse) is generated.
  • the error of the inverter output with respect to the voltage command becomes larger.
  • a voltage adjustment pulse as shown in FIG. 3 (d) is generated at a predetermined timing in the upper side portion of the trapezoidal wave, and is output superimposed on the PWM pulse. To do. As a result, the pulse width of the PWM pulse is forcibly changed to reduce the inverter output error.
  • the voltage adjustment pulse in the upper side portion of the trapezoidal modulated wave is generated at a timing different from the generation timing of the PWM pulse.
  • the timing according to the seventh harmonic in FIG. 3C specifically, the timing of the phase ⁇ p1 and the phase ⁇ p2 that are the timing of the opposite phase of the seventh harmonic as shown in FIG. 3D.
  • the voltage adjustment pulse is generated at the same time.
  • FIG. 3C shows only the phase ⁇ p1 and ⁇ p2 of the voltage adjustment pulse in the upper side corresponding to the angle interval of 30 to 150 degrees, but the upper side portion corresponding to the angle interval of 210 to 330 degrees.
  • a PWM pulse is generated near the center portion between two peaks in the modulated wave 2.
  • a PWM pulse is generated using a carrier signal having a carrier frequency that is asynchronous with respect to the frequency of the AC voltage output from the inverter circuit 110. Therefore, there is a relationship between the phase of the modulated wave and the phase of the carrier signal. It is not constant. Therefore, depending on the timing, the phase of the PWM pulse may change near the center of the modulated wave, or the PWM pulse may disappear.
  • the frequency of the carrier signal (carrier frequency) is 10 kHz and the frequency of the modulation wave is 800 Hz
  • the electrical angle per one cycle of the carrier signal is about 28 degrees, and depending on the timing, PWM is performed near the center of the modulation wave.
  • the pulse may disappear. Therefore, in the asynchronous PWM using the modulated wave 2, a phenomenon that the motor current becomes unstable occurs.
  • the PWM pulse may be generated at a desired timing by determining the phase of the PWM pulse based on the phase of the modulated wave. For example, a PWM pulse is generated at a timing opposite to the seventh harmonic of the modulated wave, and a voltage adjustment pulse is superimposed on the PWM pulse and output. In this way, the inverter circuit 110 can be stably controlled and the seventh harmonic can be reduced.
  • a method called pulse shift for shifting the position of a PWM pulse from a position corresponding to a carrier signal is known.
  • the PWM controller 145 shifts the ON / OFF timing of the PWM pulse from the timing at which the modulated wave and the carrier signal intersect in order to generate the PWM pulse at the timing corresponding to the desired phase of the modulated wave.
  • the PWM pulse can be generated at an arbitrary timing different from the timing based on the carrier signal by adjusting the shift amount according to the phase of the modulated wave.
  • asynchronous PWM In the above description, the case of asynchronous PWM is taken as an example. However, PWM control using a trapezoidal modulated wave can be performed by a similar method even in synchronous PWM. Unlike the asynchronous PWM, the synchronous PWM maintains the relationship between the phase of the modulated wave and the phase of the carrier signal, and the period of the modulated wave is set to an integral multiple of the period of the carrier signal, for example. Except this point, the same applies to both synchronous PWM and asynchronous PWM.
  • the PWM controller 145 changes the pulse width of the PWM pulse at the upper side of the trapezoidal modulated wave regardless of whether the PWM control method is asynchronous PWM or synchronous PWM.
  • the voltage adjustment pulse is generated as follows.
  • the time interval at the center of the ON pulse or the time interval at the center of the OFF pulse in the plurality of PWM pulses is controlled to be different from the time interval corresponding to the period of the carrier signal.
  • the PWM controller 145 generates the voltage adjustment pulse at a timing different from the generation timing of the PWM pulse in the section of the upper side portion of the trapezoidal modulation wave, thereby The pulse width of the PWM pulse is changed at a predetermined timing.
  • the inverter output frequency is relatively large with respect to the carrier frequency. If the inverter output frequency is reduced, it can be handled in the same manner as in FIG. 3 except that the number of PWM pulses near the zero cross of the trapezoidal modulated wave and the number of pulses superimposed on the upper side portion are increased.
  • FIG. 4A shows a case where the PWM pulse is turned on in the first half of the triangular wave carrier, that is, in the rising section of the triangular wave carrier signal, from the phase relationship between the modulated wave and the triangular wave carrier.
  • the signal waveform in FIG. 4A is referred to as a zero-crossing timing 1 signal waveform.
  • FIG. 4B shows a case where the PWM pulse is turned on in the latter half of the triangular wave carrier, that is, in the falling section of the triangular wave carrier signal, from the phase relationship between the modulated wave and the triangular wave carrier.
  • 4B is referred to as a zero-crossing timing 2 signal waveform.
  • 4 (A) and 4 (B) are examples when the motor is rotating at a constant speed, and the angle change width ⁇ when the motor rotates during a constant PWM carrier cycle is substantially constant, This angle change width ⁇ is equal to the carrier period.
  • a case where two to three PWM pulses are generated in a section in which a modulation wave is linearly approximated near the zero cross is shown.
  • the signal waveform of zero cross timing 1 in FIG. 4A is the case where the PWM pulse is turned on in the rising section of the triangular wave carrier signal as described above, and is an angle separated by ⁇ / 2 or more from the timing of the angular position ⁇ r.
  • the case where the modulated wave reaches the overmodulation level 1 at the position ⁇ a is shown.
  • the PWM pulse is set to High only for the interval ⁇ 2 after the timing of the angular position ⁇ r + ⁇ . Thereafter, the Low pulse is output until the angle ⁇ c at which the modulated wave H ( ⁇ ) becomes zero.
  • the PWM pulse is set to High at the timing of the angle ⁇ c, and after the angle ⁇ c, the Low pulse is output for the section ⁇ 5. Thereafter, the modulated wave reaches the overmodulation level 2 at the timing of the angle ⁇ b.
  • a PWM pulse is output by providing a middle level value of 50% duty in a transition section between a high level value where the modulated wave is 100% duty and a low level value where the duty is 0%. By doing so, the crossing with the PWM carrier that occurs when the slope of the modulation wave is steep becomes discontinuous (see FIG. 7), thereby preventing the phenomenon that the pulse component disappears.
  • the duty since the duty is 50% near the zero crossing of the inverter output voltage, the average voltage during that time becomes 0 V, and there is a problem that the inverter output decreases.
  • the electrical angle range before and after the electrical angle at which the modulated wave crosses zero for example, in the range of ⁇ 30 degrees, the output voltage on the positive side in the range of ⁇ 30 degrees and the range of +30 degrees
  • the negative output voltage is made equal to suppress the output drop in the electrical angle range of ⁇ 30 degrees.
  • the PWM pulse can accurately generate a magnitude corresponding to the modulation wave, it is possible to prevent a decrease in the inverter output.
  • the PWM pulse width to be output by the PWM controller 145 will be described using a section of the rotation angle ⁇ b reaching the overmodulation level 2 from the rotation angle ⁇ c of the zero cross point of the modulated wave.
  • the modulation wave is normalized from -1 (overmodulation level 1) to +1 (overmodulation level 2)
  • the area becomes 1/2.
  • the OnDuty that can be output in the normalized modulated wave ⁇ 1 to +1 interval is 100%
  • the PWM controller 145 generates the PWM pulse so that the integrated values of the on-pulse and off-pulse areas of the PWM pulse are equal in the angle interval ⁇ a to ⁇ b linearly approximated around the zero cross point ⁇ c of the output voltage. To do.
  • the signal waveform at zero cross timing 2 in FIG. 4B is a case where the PWM pulse is turned on in the falling section of the triangular wave carrier signal as described above, and an angle within ⁇ / 2 from the timing of the angular position ⁇ r.
  • the case where the modulated wave reaches the overmodulation level 1 at the position ⁇ a is shown.
  • the signal waveform of zero cross timing 2 it becomes equal to the overmodulation level 1 at the angular position ⁇ a.
  • FIG. 4A it is the same as FIG. 4A except that the PWM pulse becomes High on the latter half of the triangular wave carrier, that is, on the falling slope side, from the phase relationship between the modulated wave and the triangular wave carrier.
  • the PWM controller 145 generates the PWM pulse so that the pulse width changes in the vicinity of the zero cross of the modulated wave within the asynchronous PWM period. Alternatively, control is performed so that the time interval at the center of the OFF pulse is different. In other words, the PWM controller 145 has a central time interval between the on-pulses of the plurality of PWM pulses and a central time of the off-pulses at timings different from the timing based on the carrier signal in an angle interval linearly approximated around the zero-cross point of the output voltage. PWM pulses are generated such that the intervals differ based on the operating state of the inverter circuit 110, that is, the motor output request.
  • the unbalance between the positive side voltage integration (positive side voltage) and the negative side voltage integration (negative side voltage) that changes in a half cycle of the AC output is eliminated, and the inverter circuit 110
  • a stable voltage adjustment pulse can be generated in the upper side portion of the trapezoidal modulation wave that determines the output voltage of the inverter circuit 110. Therefore, it is possible to stably control the motor current by reducing the voltage error before and after entering the overmodulation region from the sine wave modulation.
  • FIG. 4 shows a PWM pulse for one phase, but the other two phases in the overmodulation mode are in the overmodulation level 1 or overmodulation level 2 state.
  • FIG. 4 shows a case where the rising edge and falling edge of the PWM pulse are synchronized with the timing of the PWM carrier cycle.
  • the rising edge and falling edge of the PWM pulse do not have to coincide with the timing of the PWM carrier cycle, and it is desirable to make the waveform of the output voltage symmetrical with respect to the angle ⁇ c.
  • the motor 300 is rotating at a constant speed
  • PWM is performed with the same logic. Pulses can be created.
  • the inverter device 100 described above includes a PWM controller 145 that generates a PWM pulse for converting a DC voltage into an AC voltage based on a motor output request, that is, based on an inverter operation state, and a PWM controller 145. And an inverter circuit 110 that drives a motor 300 by converting a DC voltage into an AC voltage using the generated PWM pulse.
  • the PWM controller 145 outputs PWM pulses generated by sine wave modulation and trapezoidal wave modulation according to the modulation factor so that the motor 300 is driven at a predetermined torque and a predetermined rotation speed in response to a motor output request.
  • the pulse width of the PWM pulse is changed at a predetermined timing on the upper side of the trapezoidal wave.
  • the voltage adjustment pulse is shifted at a predetermined timing in the upper side portion of the trapezoidal modulation wave based on the phase difference amount between the trapezoidal modulation wave and the carrier signal by shifting the timer comparison value according to the inverter operating state.
  • the pulse width of the PWM pulse can be changed. Note that the pulse width of the PWM pulse may be changed by other methods.
  • a PWM pulse can be generated with a phase that reduces low-order harmonic components included in the inverter output voltage.
  • FIG. 5 is a configuration diagram of an electric power steering apparatus to which the motor driving apparatus shown in one embodiment of the present invention is applied.
  • the electric actuator of the electric power steering is composed of a torque transmission mechanism 902, a motor 300, and an inverter device 100 as shown in FIG.
  • the electric power steering apparatus includes an electric actuator, a handle (steering) 900, a steering detector 901, and an operation amount command unit 903, and the operation force of the handle 900 steered by the driver is torque-assisted using the electric actuator.
  • the torque command ⁇ * of the electric actuator is created by the operation amount command unit 903 as a steering assist torque command for the handle 900.
  • the steering force of the driver is reduced by using the output of the electric actuator driven by the torque command ⁇ *.
  • Inverter device 100 receives torque command ⁇ * as an input command, and controls the motor current so as to follow the torque command value from the torque constant of motor 300 and torque command ⁇ *.
  • the motor output ⁇ m output from the output shaft directly connected to the rotor of the motor 300 transmits torque to the rack 910 of the steering device via the torque transmission mechanism 902 using a reduction mechanism such as a worm, a wheel or a planetary gear, or a hydraulic mechanism. To do. Due to the torque transmitted to the rack 910, the steering force (operating force) of the driver's handle 900 is reduced (assisted) by the electric force, and the steering angles of the wheels 920 and 921 are operated.
  • a reduction mechanism such as a worm, a wheel or a planetary gear, or a hydraulic mechanism.
  • This assist amount is determined as follows. That is, a steering angle and a steering torque are detected by a steering detector 901 incorporated in the steering shaft, and a torque command ⁇ * is calculated by an operation amount command unit 903 taking into account state quantities such as vehicle speed and road surface condition.
  • the inverter device 100 has an advantage that low vibration and low noise can be achieved by averaging the inverter output voltage even when rotating at high speed.
  • FIG. 6 is a diagram showing an electric vehicle 600 to which the inverter device 100 according to the present invention is applied.
  • Electric vehicle 600 has a power train in which motor 300 is applied as a motor / generator.
  • a front wheel axle 601 is rotatably supported at the front portion of the electric vehicle 600, and front wheels 602 and 603 are provided at both ends of the front wheel axle 601.
  • a rear wheel axle 604 is rotatably supported at the rear portion of the electric vehicle 600, and rear wheels 605 and 606 are provided at both ends of the rear wheel axle 604.
  • a differential gear 611 that is a power distribution mechanism is provided at the center of the front wheel axle 601, and the rotational driving force transmitted from the engine 610 via the transmission 612 is distributed to the left and right front wheel axles 601. ing.
  • the engine 610 and the motor 300 are mechanically connected via a belt provided between a pulley provided on the crankshaft of the engine 610 and a pulley provided on a rotation shaft of the motor 300.
  • the rotational driving force of the motor 300 can be transmitted to the engine 610, and the rotational driving force of the engine 610 can be transmitted to the motor 300, respectively.
  • the three-phase AC power controlled by the inverter device 100 is supplied to the stator coil of the stator, whereby the rotor rotates and generates a rotational driving force corresponding to the three-phase AC power.
  • the motor 300 operates as a motor controlled by the inverter device 100, and operates as a generator that generates three-phase AC power when the rotor rotates by receiving the rotational driving force of the engine 610.
  • the inverter device 100 is a power conversion device that converts DC power supplied from a high-voltage battery 622, which is a high-voltage (42V or 300V) system power supply, into three-phase AC power, and is based on the operation command value and the magnetic pole position of the rotor.
  • the three-phase alternating current flowing in the stator coil of the motor 300 is controlled.
  • the three-phase AC power generated by the motor 300 is converted into DC power by the inverter device 100 and charges the high voltage battery 622.
  • the high voltage battery 622 is electrically connected to the low voltage battery 623 via a DC-DC converter 624.
  • the low voltage battery 623 constitutes a low voltage (14v) power source of the electric vehicle 600, and is used as a power source for a starter 625, a radio, a light, and the like that initially start (cold start) the engine 610.
  • the engine 610 When the electric vehicle 600 is in a stop state (idle stop mode) such as waiting for a signal, the engine 610 is stopped, and when the engine 610 is restarted (hot start) when the vehicle reoccurs, the motor 300 is driven by the inverter device 100, The engine 610 is restarted.
  • a stop state such as waiting for a signal
  • the engine 610 is stopped, and when the engine 610 is restarted (hot start) when the vehicle reoccurs, the motor 300 is driven by the inverter device 100, The engine 610 is restarted.
  • the auxiliary machine is driven by driving the motor 300.
  • the motor 300 is driven to assist the driving of the engine 610 even in the acceleration mode or the high load operation mode. Conversely, when the high voltage battery 622 is in a charge mode that requires charging, the engine 610 causes the motor 300 to generate power and charge the high voltage battery 622. That is, the motor 300 is regeneratively operated when the electric vehicle 600 is braked or decelerated.
  • the electric vehicle 600 generates a PWM pulse for converting a DC voltage into an AC voltage based on a motor output request, and converts the DC voltage into an AC voltage using the generated PWM pulse to drive the motor.
  • a DC / DC converter 624 that boosts the DC voltage.
  • Inverter device 100 performs either the central time interval of the on-pulses of the plurality of PWM pulses or the central time interval of the off-pulses in an angle interval that is linearly approximated around the zero cross point of the output voltage by the processing of PWM controller 145 as described above. One of them is changed based on the output voltage of the DC / DC converter 624 to generate a PWM pulse.
  • the pulse width of the PWM pulse is changed based on the output voltage of the DC / DC converter 624 at a predetermined timing on the upper side of the trapezoidal wave.
  • linear approximation is performed around the zero cross point of the inverter output voltage (corresponding to ⁇ c shown in FIG. 4) according to the output voltage of the DC / DC converter 624 that controls the DC voltage.
  • the time interval at the center of the ON pulse of the PWM pulse in the angle interval (corresponding to ⁇ a to ⁇ b shown in FIG. 4) or the time interval at the center of the OFF pulse is changed.
  • the pulse width of the PWM pulse is changed based on the output voltage of the DC / DC converter 624 at a predetermined timing on the upper side of the trapezoidal wave.
  • the inverter device 100 of the present invention includes a PWM pulse generator that generates a PWM pulse for converting a DC voltage into an AC voltage based on a motor output request, that is, a PWM controller 145 and a PWM controller 145. And an inverter circuit 110 that drives a motor 300 by converting a DC voltage into an AC voltage using the generated PWM pulse.
  • the PWM controller 145 changes the pulse width of the PWM pulse at a predetermined timing on the upper side of the trapezoidal wave when performing the trapezoidal wave modulation using the trapezoidal wave in the overmodulation region.
  • the PWM controller 145 generates a PWM pulse by asynchronous PWM using a carrier signal having a carrier frequency asynchronous to the frequency of the AC voltage. Since it did in this way, stable control of a motor is attained also in asynchronous PWM with few processing loads.
  • the PWM controller 145 generates a PWM pulse at a timing based on the carrier signal, and changes the pulse width of the PWM pulse at a timing different from the generation timing of the PWM pulse. Generate a voltage regulation pulse. Since this is done, the pulse width of the PWM pulse can be changed at a desired timing regardless of the carrier frequency.
  • the PWM controller 145 generates a voltage adjustment pulse at a timing corresponding to a predetermined harmonic of a trapezoidal wave, for example, a seventh harmonic. Since it did in this way, the stable motor control by the inverter output which reduced the harmonic can be implement
  • a predetermined harmonic of a trapezoidal wave for example, a seventh harmonic.
  • the PWM controller 145 generates a PWM pulse at a timing different from the timing based on the carrier signal in an angle section that is linearly approximated around the zero cross point of the trapezoidal wave. Therefore, even when the motor rotates at high speed, the PWM pulse can be generated at an optimal timing from the zero cross point of the trapezoidal wave to the vicinity of the peak, and the voltage error and phase error of the inverter output can be reduced.
  • the electric vehicle 600 of the present invention includes a PWM pulse generator that generates a PWM pulse for converting a DC voltage into an AC voltage based on a motor output request, that is, a PWM controller 145 and a PWM controller 145.
  • An inverter circuit 110 that drives a motor 300 by converting a DC voltage into an AC voltage using the generated PWM pulse, and a DC / DC converter 624 that boosts the DC voltage.
  • the PWM controller 145 changes the pulse width of the PWM pulse based on the output voltage of the DC / DC converter 624 at a predetermined timing on the upper side of the trapezoidal wave when performing the trapezoidal wave modulation using the trapezoidal wave in the overmodulation region.
  • the electric vehicle 600 of the embodiment is a hybrid vehicle
  • the same effect can be obtained in the case of a plug-in hybrid vehicle, an electric vehicle, or the like.
  • the inverter device alone has been described.
  • the present invention can also be applied to a motor drive system in which an inverter device and a motor are integrated as long as the inverter device has the above-described function.

Abstract

本発明の課題は、インバータ回路の出力電圧誤差を低減し、モータを高速回転まで安定して制御することである。 インバータ装置１００は、モータ出力要求に基づいて、直流電圧を交流電圧に変換するためのＰＷＭパルスを生成するＰＷＭ制御器１４５と、ＰＷＭ制御器１４５で生成されたＰＷＭパルスにより直流電圧を交流電圧に変換してモータ３００を駆動するインバータ回路１１０とを備える。ＰＷＭ制御器１４５は、過変調領域において台形波を用いた台形波変調を行う際に、台形波の上辺における所定のタイミングでＰＷＭパルスのパルス幅を変化させる。

Description

インバータ装置および電動車両
　本発明は、インバータ装置および電動車両に関する。
　ＰＷＭ（パルス幅変調）制御してモータ駆動するインバータ駆動装置では、インバータの可変出力周波数に対し、キャリア周波数を一定にしてＰＷＭ制御する非同期ＰＷＭ方式が多く採用されている。このため、インバータ出力周波数が高周波数になった場合、ＰＷＭパルス数が減少し、インバータの出力誤差が増大する。また、インバータの出力電圧指令が、インバータの最大出力レベル（正弦波）を上回る過変調モード時に出力電圧誤差が増大する。
　特許文献１には、インバータの出力電圧のゼロクロス点を中心に直線近似した角度区間にＰＷＭパルスを生成して出力電圧誤差を最小限にする技術が記載されている。
特開２０１５－１９４５８号公報
　特許文献１では、出力電圧のゼロクロス点を中心に直線近似した角度区間において複数のＰＷＭパルスのオンパルスの中心時間間隔、およびオフパルスの中心時間間隔のいずれか一方をモータ出力要求に基づいて変化させてＰＷＭパルスを生成する。このようにすることで、インバータの出力電圧誤差が生じる現象を防止している。しかしながら、特許文献１では、インバータ出力電圧（基本波）のピーク中央付近でのＰＷＭパルスは考慮されていない。そのため、正弦波変調から過変調領域に入る前後で電圧誤差が生じてしまう課題がある。
　本発明によるインバータ装置は、モータ出力要求に基づいて、直流電圧を交流電圧に変換するためのＰＷＭパルスを生成するＰＷＭパルス生成部と、前記ＰＷＭパルス生成部で生成されたＰＷＭパルスにより直流電圧を交流電圧に変換してモータを駆動するインバータ回路とを備え、前記ＰＷＭパルス生成部は、過変調領域において台形波を用いた台形波変調を行う際に、前記台形波の上辺における所定のタイミングで前記ＰＷＭパルスのパルス幅を変化させる。
　本発明による電動車両は、モータ出力要求に基づいて、直流電圧を交流電圧に変換するためのＰＷＭパルスを生成するＰＷＭパルス生成部と、前記ＰＷＭパルス生成部で生成されたＰＷＭパルスにより直流電圧を交流電圧に変換してモータを駆動するインバータ回路と、前記直流電圧を昇圧するＤＣ／ＤＣコンバータとを備え、前記ＰＷＭパルス生成部は、過変調領域において台形波を用いた台形波変調を行う際に、前記台形波の上辺における所定のタイミングで前記ＰＷＭパルスのパルス幅を前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧に基づいて変化させる。
　本発明によれば、インバータ回路の出力電圧誤差を低減することができ、モータを高速回転まで安定して制御することができる。
本発明のインバータ装置の構成を示すブロック図。 一実施形態における変調波を示す波形図。 一実施形態におけるパルス生成を示す波形図。 一実施形態におけるパルス生成を示す波形図。 本発明によるインバータ装置が適用された電動パワーステアリング装置の構成図。 本発明によるインバータ装置が適用された電動車両の構成図。 従来のゼロクロス近傍を示す波形図。
　本発明は、ＰＷＭ制御で半導体スイッチ素子を駆動するようにしたインバータ装置であって、変調率が所定値以上の過変調領域において台形波を用いた台形波変調を行う際に、台形波の位相に基づいて台形波の上辺における所定のタイミングでＰＷＭパルスのパルス幅を変化させて高出力なインバータ装置を提供するものである。以下、本発明の一実施形態について図面を用いて説明する。
　図１は、本発明によるインバータ装置１００を有するモータ装置５００の構成を示すブロック図である。モータ装置５００は、モータ３００とインバータ装置１００を有している。モータ装置５００は、モータ３００の回転位置センサの取付位置誤差を検出して、モータ駆動の際に補正することでモータ３００を高効率に駆動する用途に適したものである。
　インバータ装置１００は、電流検出部１８０、電流制御器１２０、ＰＷＭ制御器１４５、ドライブ信号生成器１４０、インバータ回路１１０、および回転位置検出器１３０を有している。バッテリ２００は、インバータ装置１００の直流電圧源であり、バッテリ２００の直流電圧ＤＣＶは、インバータ装置１００のインバータ回路１１０によって可変電圧、可変周波数の３相交流に変換され、モータ３００に印加される。
　モータ３００は、３相交流の供給により回転駆動される同期モータである。モータ３００には、モータ３００の誘起電圧の位相に合わせて３相交流の印加電圧の位相を制御するために回転位置センサ３２０が取り付けられており、回転位置検出器１３０にて回転位置センサ３２０の入力信号から検出位置θｓを演算する。ここで、回転位置センサには、鉄心と巻線とから構成されるレゾルバがより好適であるが、ＧＭＲセンサや、ホール素子を用いたセンサを用いることができる。
　インバータ装置１００は、モータ３００の出力を制御するための電流制御機能を有している。電流検出部１８０は、３相のモータ電流を電流センサＩｃｔで検出し、３相の電流検出値（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）と回転位置θとからｄｑ変換したｄｑ電流検出値（Ｉｄ’，Ｉｑ’）を出力するｄｑ電流変換器１６０と、ｄｑ電流検出値（Ｉｄ’，Ｉｑ’）を平滑して電流検出値（Ｉｄ，Ｉｑ）を出力する電流フィルタ１７０とを有する。電流制御器１２０は、電流検出値（Ｉｄ，Ｉｑ）と、入力された電流指令値（Ｉｄ＊，Ｉｑ＊）とが一致するように電圧指令（Ｖｄ＊，Ｖｑ＊）を出力する。
　ＰＷＭ制御器１４５では、電圧指令（Ｖｄ＊，Ｖｑ＊）を回転角度θに基づき２相／３相変換し、第三高調波を重畳した３相電圧指令（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊、Ｖｗ＊）に応じた変調波を用いてパルス幅変調（ＰＷＭ）を行うことで、ＰＷＭパルスを生成する。このとき後述するように、ゼロクロス付近では変調波を直線近似してＰＷＭパルスを生成すると共に、台形状の変調波を用いたＰＷＭである台形波変調を行う場合は、台形波の上辺部分においてＰＷＭパルスのパルス幅を変化させるための電圧調整パルスを生成する。ＰＷＭ制御器１４５により生成されたＰＷＭパルスは、ドライブ信号生成器１４０にてドライブ信号ＤＲに変換され、インバータ回路１１０に出力される。インバータ回路１１０の半導体スイッチ素子はドライブ信号ＤＲによりオン／オフ制御され、インバータ回路１１０の出力電圧が調整される。
　なお、モータ装置５００において、モータ３００の回転速度を制御する場合には、モータ回転速度ωｒを回転位置θの時間変化により演算し、上位制御器からの速度指令と一致するように電圧指令あるいは電流指令を作成する。また、モータ出力トルクを制御する場合には、モータ電流（Ｉｄ，Ｉｑ）とモータトルクの関係式あるいはマップを用いて、電流指令（Ｉｄ＊、Ｉｑ＊）を作成する。
　次に、図２を用いて、一実施形態における変調波を示す波形図について説明する。図２（ａ）は変調信号波形とキャリア信号波形を示し、変調率が比較的低い変調信号（変調波１）と、正弦波変調できる最大の変調波（変調波２）と、正弦波変調を直線近似した台形状の変調波（変調波３）と、インバータ出力が最大となる矩形波状態となる変調波（変調波４）、および変調波信号と大小比較してＰＷＭパルスを生成するキャリア信号とを示している。図２（ｂ）は、変調波２のときのＰＷＭパルス信号を示し、図２（ｃ）は、変調波３のときのＰＷＭパルス信号を示す。図２（ｃ）では、電気角度３０～１５０度の区間でほぼ１００％のＰＷＭパルスが連続してオンである。図２（ｄ）は、変調波４のＰＷＭパルス信号を示し、このＰＷＭパルス信号は、電気角度０～１８０度全区間でオンである。
　それぞれの変調波は、３相電圧指令（Ｖｕc，Ｖｖc、Ｖｗc）の１相分の変調波Ｈ(θ)と等価であり、デッドタイムを無視すればＵ相の変調波Ｈｕ(θ)＝Ｖｕｃ／（ＤＣＶ／２）にほぼ等しい。インバータ出力が飽和しない変調率＝１となる時の正弦波の実効値を１とすれば、第３高調波を重畳した変調波Ｈ(θ)に含まれる基本波成分は１．１５倍（１１５％）である（変調波２）。すなわち、変調率が１．１５となる電圧指令まではインバータ出力は飽和しない。
　図２に示すように、第３高調波を重畳させた変調波Ｈ(θ)は、ゼロクロス付近で直線近似することができる。また、変調率が大きくなるほど、変調波Ｈ(θ)は変調波２のような形状から変調波３のような台形波に近づいていく。そのため、変調率が所定値以上、例えば１．１５以上の領域では、変調波３のような台形波を用いることで演算によるＰＷＭパルスの生成が可能となる。これにより、マイコン等を用いたＰＷＭ変調処理を簡素化できると同時に、変調波Ｈ(θ)とキャリア信号が非同期であることに起因するＰＷＭパルスの電圧誤差を制御することが可能となる。なお、変調波２のときを考えれば変調波のゼロクロスを中心に電気角度で±３０度の角度区間を直線近似することができるが、飽和付近の電圧誤差を考慮すれば電気角度で±３５度の角度区間とするのが好ましい。
　台形波変調を用いたＰＷＭパルス演算では、ゼロクロス付近の直線近似できる区間の変調波の傾きＡは、電圧指令値に応じた変調率に比例し、変調波は角度位置θに比例する。例えば、ゼロクロス付近の角度をθ’とし、θ’を－３０≦θ’≦３０とすると、ゼロクロス付近の変調波Ｈ（θ’）は式（１）で表すことができる。
Ｈ（θ’）＝Ａ・θ’　　　（１）
　すなわち、ゼロクロス付近の変調波Ｈ（θ）は、変調率の代わりに変調波の傾きＡを用いて表すことができるので、ゼロクロス付近のインバータ出力パルス、すなわちＰＷＭパルスは、変調波の傾きＡから決定することができる。
　なお、｜Ｈ(θ)｜＜｜Ａ・θ｜となる条件で、０＜θ＜１８０であれば１００％、１８０＜θ＜３６０であれば０％としてインバータ出力パルスを決定すれば良い。
　次に、図３を用いて、一実施形態におけるパルス生成を示す波形図について説明する。図３（ａ）は、台形波状の変調波（Ｕ相分）、すなわち図２（ａ）の変調波３を示している。図３（ｂ）は、図３（ａ）の変調波を用いた台形波変調により生成されるＰＷＭパルス（Ｕ相分）を示している。図３（ｃ）は、図３（ａ）の変調波における７次高調波（Ｕ相分）を示している。図３（ｄ）は、図３（ａ）の変調波における台形上辺部分に重畳して生成される電圧調整パルス（Ｕ相分）を示している。図３（ｅ）は、図３（ｂ）のＰＷＭパルスに図３（ｄ）の電圧調整パルスを重畳した三相各相のインバータ出力のＰＷＭパルスを示している。
　図３（ａ）の台形変調波において、概ね３０～１５０度の角度区間と、概ね２１０～３３０度の角度区間とは、台形波の上辺に対応する部分である。この上辺部分では、変調波のレベルが最高または最低であり変化しないため、図３（ｂ）の様にＰＷＭパルスが変化しない。換言すると、台形波の上辺部分において発生するＰＷＭパルスは全てオンパルス（またはオフパルス）となり、オフパルス（またはオンパルス）が発生しない。このようにＰＷＭパルスが変化しない期間が長くなると、電圧指令に対するインバータ出力の誤差が大きくなる。そこで本実施形態では、ＰＷＭ制御器１４５において台形波変調を行う際に、台形波の上辺部分における所定のタイミングで図３（ｄ）のような電圧調整パルスを生成し、ＰＷＭパルスに重ねて出力する。これにより、ＰＷＭパルスのパルス幅を強制的に変化させ、インバータ出力の誤差を低減する。
　なお、台形変調波の上辺部分における電圧調整パルスは、ＰＷＭパルスの生成タイミングとは異なるタイミングで生成される。好ましくは、図３（ｃ）の７次高調波に応じたタイミング、具体的には図３（ｄ）に示すように、７次高調波の逆位相のタイミングである位相θｐ１および位相θｐ２のタイミングに合わせて、電圧調整パルスを生成するようにする。この電圧調整パルスを台形波変調による本来のＰＷＭパルスに重ねてＰＷＭ制御器１４５から出力することで、図３（ｅ）に示すようなインバータ出力のＰＷＭパルスを生成することができる。その結果、電圧誤差と位相誤差の影響が大きな過変調領域においても、非同期ＰＷＭで電流制御を安定継続することができる。
　なお、図３（ｃ）では、３０～１５０度の角度区間に対応する上辺部分での電圧調整パルスの位相θｐ１、θｐ２のみを示しているが、２１０～３３０度の角度区間に対応する上辺部分での電圧調整パルスの位相についても同様である。また、７次高調波に限らず、他の次数の高調波に応じたタイミングで電圧調整パルスを生成してもよい。その場合は、台形波の上辺部分において、位相θｐ１、θｐ２とは異なるタイミングで電圧調整パルスが生成されることになる。
　従来のＰＷＭ制御では、図２（ａ）のような変調波２を用いた場合に、変調波２における２つのピークの間にある中央部付近でＰＷＭパルスが生成されることが好ましい。しかしながら、非同期ＰＷＭでは、インバータ回路１１０が出力する交流電圧の周波数に対して非同期のキャリア周波数を有するキャリア信号を用いてＰＷＭパルスを生成するため、変調波の位相とキャリア信号の位相との関係が一定ではない。したがって、タイミングによっては、変調波の中央部付近でＰＷＭパルスの位相が変化したり、ＰＷＭパルスが消失することがある。例えば、キャリア信号の周波数（キャリア周波数）が１０ｋＨｚで、変調波の周波数が８００Ｈｚの場合には、キャリア信号一周期あたりの電気角度は約２８度となり、タイミングによっては変調波の中央部付近でＰＷＭパルスが消失してしまうことがある。そのため、変調波２を用いた非同期ＰＷＭでは、モータ電流が不安定になる現象が発生してしまう。
　そこで、本発明の一実施形態では、非同期ＰＷＭであっても変調波の位相に基づいてＰＷＭパルスの位相を決定することで、所望のタイミングでＰＷＭパルスを生成するようにしてもよい。例えば、変調波の７次高調波に対して逆位相となるタイミングでＰＷＭパルスを生成し、このＰＷＭパルスに電圧調整パルスを重畳して出力する。このようにすれば、インバータ回路１１０を安定制御できると共に、７次高調波を低減できる効果もある。
　上記のようにＰＷＭパルスを所望のタイミングで出力する方法として、ＰＷＭパルスの位置をキャリア信号に応じた位置からシフトさせるパルスシフトと呼ばれる手法が知られている。この手法では、ＰＷＭ制御器１４５において、変調波の所望の位相に応じたタイミングでＰＷＭパルスを生成するために、ＰＷＭパルスのＯＮ／ＯＦＦタイミングを、変調波とキャリア信号が交差するタイミングからシフトさせる。このとき、変調波の位相に応じてシフト量を調整することで、キャリア信号に基づくタイミングとは異なる任意のタイミングでＰＷＭパルスを生成することができる。
　なお、上記の説明では非同期ＰＷＭの場合を例としたが、同期ＰＷＭでも同様の手法により、台形変調波を用いたＰＷＭ制御を行うことができる。同期ＰＷＭでは非同期ＰＷＭとは異なり、変調波の位相とキャリア信号の位相との関係が一定に保たれており、変調波の周期は例えばキャリア信号の周期の整数倍に設定されている。この点以外は、同期ＰＷＭでも非同期ＰＷＭでも同様である。
　以上説明したように、本発明の一実施形態では、ＰＷＭ制御器１４５において、ＰＷＭ制御の方式が非同期ＰＷＭか同期ＰＷＭかに関わらず、台形変調波の上辺部分でＰＷＭパルスのパルス幅が変化するように電圧調整パルスを生成する。その結果、複数のＰＷＭパルスにおけるＯＮパルス中心の時間間隔、またはＯＦＦパルス中心の時間間隔は、キャリア信号の周期に対応する時間間隔とは異なるように制御される。すなわち、本発明の一実施形態によるＰＷＭ制御器１４５は、台形変調波の上辺部分の区間において、ＰＷＭパルスの生成タイミングとは異なるタイミングで電圧調整パルスを生成することで、台形変調波の上辺における所定のタイミングでＰＷＭパルスのパルス幅を変化させる。
　なお、図３では、キャリア周波数に対してインバータ出力周波数の比較的大きな状態を図示している。インバータ出力周波数が小さくなれば、台形変調波のゼロクロス付近におけるＰＷＭパルス数と、上辺部分に重畳するパルス数とが増えることを除けば、図３と同様に扱うことができる。
　次に、図４を用いて、一実施形態におけるパルス生成を示す波形図について説明する。図４（Ａ）は、変調波と三角波キャリアとの位相関係から、三角波キャリアの前半、すなわち三角波キャリア信号の立ち上がり区間にＰＷＭパルスがオンとなる場合を示す。図４（Ａ）の信号波形をゼロクロス・タイミング１の信号波形と呼ぶ。図４（Ｂ）は、変調波と三角波キャリアとの位相関係から、三角波キャリアの後半、すなわち三角波キャリア信号の立ち下がり区間にＰＷＭパルスがオンとなる場合を示している。図４（Ｂ）の信号波形をゼロクロス・タイミング２の信号波形と呼ぶ。
　図４（Ａ）、（Ｂ）ともに、モータが一定速度で回転しているときの一例であり、一定のＰＷＭキャリア周期の間にモータが回転した時の角度変化幅Δθがほぼ一定であり、この角度変化幅△θがキャリア周期と同等である。また、変調波をゼロクロス近傍で直線近似した区間において、ＰＷＭパルスが２～３パルス発生する場合を示す。
　図４（Ａ），（Ｂ）において、（ａ）は変調波と三角波キャリア信号を示し、（ｂ）は１ＰＷＭ周期で出力すべきＰＷＭパルスを示し、（ｃ）は、マイコンを使ってＰＷＭパルスを生成する場合のＰＷＭタイマ値を示し、この実施形態では、鋸波状のＰＷＭタイマを示している。
　図４（Ａ）のゼロクロス・タイミング１の信号波形は、上述したように、三角波キャリア信号の立ち上がり区間にＰＷＭパルスがオンとなる場合であり、角度位置θｒのタイミングからΔθ／２以上離れた角度位置θａで変調波が過変調レベル１に達する場合を示している。ゼロクロス・タイミング１の信号波形では、角度位置θｒ＋Δθのタイミング以降でＰＷＭパルスを区間θ２だけＨｉｇｈにする。その後、変調波Ｈ（θ）がゼロになる角度θｃまでＬｏｗパルスを出力する。そして、角度θｃのタイミングでＰＷＭパルスをＨｉｇｈにし、角度θｃ以降にＰＷＭパルスを区間θ５だけＬｏｗパルスを出力する。その後、変調波は角度θｂのタイミングで過変調レベル２に達する。
　従来では、過変調モードにおいて、変調波がｄｕｔｙ１００％となるハイレベル値及びｄｕｔｙ０％となるローレベル値との遷移区間に、ｄｕｔｙ５０％となるミドルレベル値を設けてＰＷＭパルスを出力していた。このようにすることで、変調波の傾斜が急峻な場合に生じるＰＷＭキャリアとの交差が不連続になって（図７参照）パルス成分が消失する現象を防止していた。しかしながら、この方式ではインバータ出力電圧のゼロクロス付近でｄｕｔｙ５０％とするため、その間の平均電圧は０Ｖになり、インバータ出力が低下してしまうという課題がある。
　そこで、本発明の一実施形態では、変調波がゼロクロスする電気角度の前後の電気角度範囲、たとえば、±３０度範囲では、－３０度範囲での正側の出力電圧と、＋３０度範囲での負側の出力電圧が等しくなるようにして、±３０度の電気角度範囲での出力低下を抑制する。
　図４（Ａ），（Ｂ）において、θ２＝θ５とすれば、変調波のゼロクロスを中心に負側電圧と正側電圧の大きさを平衡にできる。また、変調波のゼロクロス付近において、θｃ－θａ＝θｂ－θｃに調整してパルスエッジを発生できるため、インバータ出力の位相誤差を低減できる。更に、ＰＷＭパルスは変調波に応じた大きさを正確に発生できるため、インバータ出力の低下も防止できる。
　ここで、ＰＷＭ制御器１４５が出力すべきＰＷＭパルス幅について、変調波のゼロクロス点の回転角度θｃから過変調レベル２に達する回転角度θｂの区間を用いて説明する。変調波を規格化して－１（過変調レベル１）から＋１（過変調レベル２）とした場合、回転角度θｃの規格化値＝０から回転角度θｂの規格化値＝１との変調波の面積は、１／２になる。一方、規格化した変調波－１～＋１の区間（回転角度θａ～θｂ）で出力できるＯｎＤｕｔｙを１００％とすると、規格化した変調波０～１の区間（回転角度θｃ～θｂ）でのＯｎＤｕｔｙは５０～１００％（Δ５０％）に相当する。すなわち、図４（Ａ）における回転角度θｃ～θｂの区間平均ＯｎＤｕｔｙは７５％になり、回転角度θｃ～θｂの区間でＰＷＭパルスの１．５パルス分で、ＯｎＤｕｔｙ＝７５％となるように、θ４、θ５、θ６を決定する。θ４とθ６はＯｎＤｕｔｙであるので、好ましくは、θ５＝２５％のＯｆｆＤｕｔｙを設定すればよい。また、回転角度θａ～θｃの区間は同様に、θ１とθ３はＯｆｆＤｕｔｙを設定し、θ２にＯｎＤｕｔｙ＝２５％を設定すればよい。
　このように、ＰＷＭ制御器１４５は、出力電圧のゼロクロス点θｃを中心に直線近似した角度区間θａ～θｂにおいて、ＰＷＭパルスのオンパルスとオフパルスの面積を積分した値が等しくなるようにＰＷＭパルスを生成する。
　図４（Ｂ）のゼロクロス・タイミング２の信号波形は、上述したように、三角波キャリア信号の立ち下がり区間にＰＷＭパルスがオンとなる場合であり、角度位置θｒのタイミングからΔθ／２以内の角度位置θａで変調波が過変調レベル１に達する場合を示している。ゼロクロス・タイミング２の信号波形では、角度位置θａで過変調レベル１と等しくなる。この点が図４（Ａ）と異なる。したがって、変調波と三角波キャリアとの位相関係から三角波キャリアの後半、すなわち立ち下がりスロープ側でＰＷＭパルスがＨｉｇｈになる点以外は図４（Ａ）と同様である。
　本発明の一実施形態では、ＰＷＭ制御器１４５において、非同期ＰＷＭの周期内で変調波のゼロクロス付近でパルス幅が変化するようにＰＷＭパルスを生成するため、ＰＷＭパルスのＯＮパルス中心の時間間隔、またはＯＦＦパルス中心の時間間隔が異なるように制御することになる。すなわち、ＰＷＭ制御器１４５は、出力電圧のゼロクロス点を中心に直線近似した角度区間において、キャリア信号に基づくタイミングとは異なるタイミングで、複数のＰＷＭパルスのオンパルスの中心時間間隔と、オフパルスの中心時間間隔がインバータ回路１１０の運転状態、すなわち、モータ出力要求に基づいて異なるようにＰＷＭパルスが生成される。その結果、本実施形態では、交流出力の１／２周期で変化する正側の電圧積分（正側電圧）と負側の電圧積分（負側電圧）のアンバランスを解消して、インバータ回路１１０の出力電圧誤差が生じる現象を防止するとともに、インバータ回路１１０の出力電圧を決定する台形変調波の上辺部分において安定した電圧調整パルスを生成できる。そのため、正弦波変調から過変調領域に入る前後の電圧誤差を低減してモータ電流を安定して制御することができる。
　ここで、図４では、１相分のＰＷＭパルスを示しているが、過変調モードにある場合の他の２相は過変調レベル１あるいは過変調レベル２の状態にある。
　なお、図４では、ＰＷＭパルスの立ち上がりエッジおよび立ち下がりエッジをＰＷＭキャリア周期のタイミングに同期させた場合を示している。しかし、ＰＷＭパルスの立ち上がりエッジおよび立ち下がりエッジを、ＰＷＭキャリア周期のタイミングに一致させなくても良く、角度θｃを基準に出力電圧の波形を対称波形とすること望ましい。また、モータ３００が一定速度で回転している場合について説明したが、モータ３００が加減速している場合には、加速度あるいは減速度を考慮してΔθを演算すれば、同様のロジックにてＰＷＭパルスが作成できる。
　以上説明したインバータ装置１００は、モータ出力要求に基づいて、すなわち、インバータ運転状態に基づいて、直流電圧を交流電圧に変換するためのＰＷＭパルスを生成するＰＷＭ制御器１４５と、ＰＷＭ制御器１４５で生成されたＰＷＭパルスにより直流電圧を交流電圧に変換してモータ３００を駆動するインバータ回路１１０とを備える。ＰＷＭ制御器１４５は、モータ出力要求に応じてモータ３００が所定トルクと所定回転速度で駆動されるように、正弦波変調と台形波変調で生成したＰＷＭパルスを変調率に応じて出力する。また、変調率が所定の変調率となる過変調領域において台形波を用いた台形波変調を行う際に、台形波の上辺における所定のタイミングでＰＷＭパルスのパルス幅を変化させる。
　以上説明した実施形態では、インバータ運転状態に応じてタイマ比較値をシフトさせることにより台形変調波とキャリア信号間の位相差分量に基いて、台形変調波の上辺部分において所定のタイミングで電圧調整パルスを生成することで、ＰＷＭパルスのパルス幅を変化させることができる。なお、この方式以外でＰＷＭパルスのパルス幅を変化させてもよい。
　本発明の一実施形態では、ＰＷＭキャリア周期内で任意のタイミングにパルスシフトして、台形変調波の上辺部分とゼロクロス付近のＰＷＭパルスタイミングを調整することができるため、非同期ＰＷＭ制御においてもインバータ出力電圧（位相含む）誤差の影響を低減したインバータ出力が得られる。また、同期ＰＷＭ制御に比べてマイコン負荷の増大を抑制することができるといった効果がある。
　本発明の一実施形態では、インバータ出力電圧に含まれる低次の高調波成分を低減する位相でＰＷＭパルスを生成できると言った効果がある。
　次に、図５を用いて、本発明の一実施形態に示したモータ駆動装置を適用した電動パワーステアリング装置の構成について説明する。
　図５は、本発明の一実施形態に示したモータ駆動装置を適用した電動パワーステアリング装置の構成図である。
　電動パワーステアリングの電動アクチュエータは、図５に示すように、トルク伝達機構９０２と、モータ３００と、インバータ装置１００とから構成される。電動パワーステアリング装置は、電動アクチュエータと、ハンドル（ステアリング）９００と、操舵検出器９０１および操作量指令器９０３を備え、運転者が操舵するハンドル９００の操作力は電動アクチュエータを用いてトルクアシストする構成を有する。
　電動アクチュエータのトルク指令τ＊は、ハンドル９００の操舵アシストトルク指令として操作量指令器９０３にて作成される。トルク指令τ＊により駆動される電動アクチュエータの出力を用いて運転者の操舵力が軽減される。インバータ装置１００は、入力指令としてトルク指令τ＊を受け、モータ３００のトルク定数とトルク指令τ＊とからトルク指令値に追従するようにモータ電流を制御する。
　モータ３００のロータに直結された出力軸から出力されるモータ出力τｍはウォーム、ホイールや遊星ギヤなどの減速機構あるいは油圧機構を用いたトルク伝達機構９０２を介し、ステアリング装置のラック９１０にトルクを伝達する。ラック９１０に伝達されたトルクにより、運転者のハンドル９００の操舵力（操作力）が電動力にて軽減（アシスト）され、車輪９２０，９２１の操舵角が操作される。
　このアシスト量は次のようにして決定される。すなわち、ステアリングシャフトに組み込まれた操舵検出器９０１により操舵角や操舵トルクが検出され、車両速度や路面状態などの状態量を加味して操作量指令器９０３によりトルク指令τ＊が算出される。
　本発明の一実施形態によるインバータ装置１００は、高速回転した場合にもインバータ出力電圧の平均化により、低振動・低騒音化できる利点がある。
　図６は、本発明によるインバータ装置１００が適用された電動車両６００を示す図である。電動車両６００は、モータ３００をモータ／ジェネレータとして適用したパワートレインを有する。
　電動車両６００のフロント部には、前輪車軸６０１が回転可能に軸支されており、前輪車軸６０１の両端には、前輪６０２，６０３が設けられている。電動車両６００のリア部には、後輪車軸６０４が回転可能に軸支されており、後輪車軸６０４の両端には後輪６０５，６０６が設けられている。
　前輪車軸６０１の中央部には、動力分配機構であるデファレンシャルギア６１１が設けられており、エンジン６１０から変速機６１２を介して伝達された回転駆動力を左右の前輪車軸６０１に分配するようになっている。エンジン６１０とモータ３００とは、エンジン６１０のクランクシャフトに設けられたとモータ３００の回転軸に設けられたプーリーの間に架け渡されたベルトを介して機械的に連結されている。
　これにより、モータ３００の回転駆動力がエンジン６１０に、エンジン６１０の回転駆動力がモータ３００にそれぞれ伝達できるようになっている。モータ３００は、インバータ装置１００によって制御された３相交流電力がステータのステータコイルに供給されることによって、ロータが回転し、３相交流電力に応じた回転駆動力を発生する。
　すなわち、モータ３００は、インバータ装置１００によって制御されて電動機として動作する一方、エンジン６１０の回転駆動力を受けてロータが回転することによって、３相交流電力を発生する発電機として動作する。
　インバータ装置１００は、高電圧（４２Ｖあるいは３００Ｖ）系電源である高圧バッテリ６２２から供給された直流電力を３相交流電力に変換する電力変換装置であり、運転指令値とロータの磁極位置とに基づいて、モータ３００のステータコイルに流れる３相交流電流を制御する。
　モータ３００によって発電された３相交流電力は、インバータ装置１００によって直流電力に変換されて高圧バッテリ６２２を充電する。高圧バッテリ６２２にはＤＣ－ＤＣコンバータ６２４を介して低圧バッテリ６２３に電気的に接続されている。低圧バッテリ６２３は、電動車両６００の低電圧（１４ｖ）系電源を構成するものであり、エンジン６１０を初期始動（コールド始動）させるスタータ６２５，ラジオ，ライトなどの電源に用いられている。
　電動車両６００が信号待ちなどの停車時（アイドルストップモード）にあるとき、エンジン６１０を停止させ、再発車時にエンジン６１０を再始動（ホット始動）させる時には、インバータ装置１００でモータ３００を駆動し、エンジン６１０を再始動させる。
　なお、アイドルストップモードにおいて、高圧バッテリ６２２の充電量が不足している場合や、エンジン６１０が十分に温まっていない場合などにおいては、エンジン６１０を停止せず駆動を継続する。また、アイドルストップモード中においては、エアコンのコンプレッサなど、エンジン６１０を駆動源としている補機類の駆動源を確保する必要がある。この場合、モータ３００を駆動させて補機類を駆動する。
　加速モード時や高負荷運転モードにある時にも、モータ３００を駆動させてエンジン６１０の駆動をアシストする。逆に、高圧バッテリ６２２の充電が必要な充電モードにある時には、エンジン６１０によってモータ３００を発電させて高圧バッテリ６２２を充電する。すなわち、モータ３００は、電動車両６００の制動時や減速時などでは回生運転される。
　電動車両６００は、モータ出力要求に基づいて、直流電圧を交流電圧に変換するためのＰＷＭパルスを生成し、生成されたＰＷＭパルスにより直流電圧を交流電圧に変換してモータを駆動するインバータ装置１００と、直流電圧を昇圧するＤＣ／ＤＣコンバータ６２４とを備えている。インバータ装置１００は、前述したようなＰＷＭ制御器１４５の処理により、出力電圧のゼロクロス点を中心に直線近似した角度区間において複数のＰＷＭパルスのオンパルスの中心時間間隔、およびオフパルスの中心時間間隔のいずれか一方をＤＣ／ＤＣコンバータ６２４の出力電圧に基づいて変化させてＰＷＭパルスを生成する。また、過変調領域において台形波を用いた台形波変調を行う際に、台形波の上辺における所定のタイミングでＰＷＭパルスのパルス幅をＤＣ／ＤＣコンバータ６２４の出力電圧に基づいて変化させる。
　本発明によるインバータ駆動装置を用いた電動車両では、直流電圧を制御するＤＣ／ＤＣコンバータ６２４の出力電圧に応じて、インバータ出力電圧のゼロクロス点（図４に示すθｃに相当）を中心に直線近似した角度区間（図４に示すθａ～θｂに相当）のＰＷＭパルスのＯＮパルス中心の時間間隔、またはＯＦＦパルス中心の時間間隔を変化させる。また、過変調領域において台形波を用いた台形波変調を行う際に、台形波の上辺における所定のタイミングでＰＷＭパルスのパルス幅をＤＣ／ＤＣコンバータ６２４の出力電圧に基づいて変化させる。これにより、電動車両６００のＤＣ／ＤＣコンバータ６２４の出力電圧を調整してインバータ装置１００の出力範囲を拡大する制御を安定的に行うことができる。
　以上説明した本発明によるインバータ装置によれば、以下のような作用効果を奏する。（１）本発明のインバータ装置１００は、モータ出力要求に基づいて、直流電圧を交流電圧に変換するためのＰＷＭパルスを生成するＰＷＭパルス生成部、すなわちＰＷＭ制御器１４５と、ＰＷＭ制御器１４５で生成されたＰＷＭパルスにより直流電圧を交流電圧に変換してモータ３００を駆動するインバータ回路１１０とを備える。ＰＷＭ制御器１４５は、過変調領域において台形波を用いた台形波変調を行う際に、台形波の上辺における所定のタイミングでＰＷＭパルスのパルス幅を変化させる。このようにしたので、正弦波変調と台形波変調との電圧誤差を調整し、インバータ装置１００の運転状態によって生じる出力電圧や位相の誤差を低減できる。その結果、モータを高速回転まで安定して制御することができる。
（２）本発明のインバータ装置１００において、ＰＷＭ制御器１４５は、交流電圧の周波数に対して非同期のキャリア周波数を有するキャリア信号を用いた非同期ＰＷＭにより、ＰＷＭパルスを生成する。このようにしたので、処理負荷の少ない非同期ＰＷＭにおいても、モータの安定制御が可能となる。
（３）本発明のインバータ装置１００において、ＰＷＭ制御器１４５は、キャリア信号に基づくタイミングでＰＷＭパルスを生成し、ＰＷＭパルスの生成タイミングとは異なるタイミングで、ＰＷＭパルスのパルス幅を変化させるための電圧調整パルスを生成する。このようにしたので、キャリア周波数に関わらず、所望のタイミングでＰＷＭパルスのパルス幅を変化させることができる。
（４）本発明のインバータ装置１００において、ＰＷＭ制御器１４５は、台形波の所定次数の高調波、例えば７次高調波に応じたタイミングで電圧調整パルスを生成する。このようにしたので、インバータ装置１００の運転状態によらず、高調波を低減したインバータ出力による安定したモータ制御を実現できる。
（５）本発明のインバータ装置１００において、ＰＷＭ制御器１４５は、台形波のゼロクロス点を中心に直線近似した角度区間において、キャリア信号に基づくタイミングとは異なるタイミングで、ＰＷＭパルスを生成する。これにより、モータ高速回転時にも台形波のゼロクロス点からピーク付近まで最適なタイミングでＰＷＭパルスを生成することができ、インバータ出力の電圧誤差と位相誤差を低減することができる。
（６）本発明の電動車両６００は、モータ出力要求に基づいて、直流電圧を交流電圧に変換するためのＰＷＭパルスを生成するＰＷＭパルス生成部、すなわちＰＷＭ制御器１４５と、ＰＷＭ制御器１４５で生成されたＰＷＭパルスにより直流電圧を交流電圧に変換してモータ３００を駆動するインバータ回路１１０と、直流電圧を昇圧するＤＣ／ＤＣコンバータ６２４とを備える。ＰＷＭ制御器１４５は、過変調領域において台形波を用いた台形波変調を行う際に、台形波の上辺における所定のタイミングでＰＷＭパルスのパルス幅をＤＣ／ＤＣコンバータ６２４の出力電圧に基づいて変化させる。このようにしたので、正弦波変調と台形波変調との電圧誤差を調整し、ＤＣ／ＤＣコンバータ６２４の運転状態によって生じる出力電圧や位相の誤差を低減できる。その結果、モータを高速回転まで安定して制御すると共に、電動車両６００のＤＣ／ＤＣコンバータ６２４の出力電圧を調整してインバータ装置１００の出力範囲を拡大する制御を安定的に行うことができる。
　一実施形態の電動車両６００はハイブリッド自動車である場合について説明したが、プラグインハイブリッド自動車、電気自動車などの場合においても同様な効果が得られる。
　また、上述の実施形態では、インバータ装置単体について説明したが、当該上述の機能を有していれば、インバータ装置とモータとが一体化したモータ駆動システムにも本発明を適用できる。
　なお、本発明は、上述の実施の形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で種々の変更が可能である。
１００…インバータ装置
１１０…インバータ回路
１２０…電流制御器
１３０…回転位置検出器
１４０…ドライブ信号生成器
１４５…ＰＷＭ制御器
１６０…ｄｑ電流変換器
１７０…電流フィルタ
１８０…電流検出部
２００…バッテリ
３００…モータ
３２０…回転位置センサ
５００…モータ装置
６００…電動車両

Claims (6)

  1. 　モータ出力要求に基づいて、直流電圧を交流電圧に変換するためのＰＷＭパルスを生成するＰＷＭパルス生成部と、
    　前記ＰＷＭパルス生成部で生成されたＰＷＭパルスにより直流電圧を交流電圧に変換してモータを駆動するインバータ回路とを備え、
    　前記ＰＷＭパルス生成部は、過変調領域において台形波を用いた台形波変調を行う際に、前記台形波の上辺における所定のタイミングで前記ＰＷＭパルスのパルス幅を変化させるインバータ装置。 
  2. 　請求項１に記載のインバータ装置において、
    　前記ＰＷＭパルス生成部は、前記交流電圧の周波数に対して非同期のキャリア周波数を有するキャリア信号を用いた非同期ＰＷＭにより、前記ＰＷＭパルスを生成するインバータ装置。
  3. 　請求項２に記載のインバータ装置において、
    　前記ＰＷＭパルス生成部は、
    　前記キャリア信号に基づくタイミングで前記ＰＷＭパルスを生成し、
    　前記ＰＷＭパルスの生成タイミングとは異なるタイミングで、前記ＰＷＭパルスのパルス幅を変化させるための電圧調整パルスを生成するインバータ装置。
  4. 　請求項３に記載のインバータ装置において、
    　前記ＰＷＭパルス生成部は、前記台形波の所定次数の高調波に応じたタイミングで前記電圧調整パルスを生成するインバータ装置。
  5. 　請求項２から請求項４までのいずれか一項に記載のインバータ装置において、
    　前記ＰＷＭパルス生成部は、前記台形波のゼロクロス点を中心に直線近似した角度区間において、前記キャリア信号に基づくタイミングとは異なるタイミングで、前記ＰＷＭパルスを生成するインバータ装置。
  6. 　モータ出力要求に基づいて、直流電圧を交流電圧に変換するためのＰＷＭパルスを生成するＰＷＭパルス生成部と、
    　前記ＰＷＭパルス生成部で生成されたＰＷＭパルスにより直流電圧を交流電圧に変換してモータを駆動するインバータ回路と、
    　前記直流電圧を昇圧するＤＣ／ＤＣコンバータとを備え、
    　前記ＰＷＭパルス生成部は、過変調領域において台形波を用いた台形波変調を行う際に、前記台形波の上辺における所定のタイミングで前記ＰＷＭパルスのパルス幅を前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧に基づいて変化させる電動車両。
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