JPH0426378A - インバータ装置 - Google Patents
インバータ装置Info
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- JPH0426378A JPH0426378A JP2129384A JP12938490A JPH0426378A JP H0426378 A JPH0426378 A JP H0426378A JP 2129384 A JP2129384 A JP 2129384A JP 12938490 A JP12938490 A JP 12938490A JP H0426378 A JPH0426378 A JP H0426378A
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- voltage
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- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 abstract 1
- 230000002349 favourable effect Effects 0.000 abstract 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 5
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 3
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 description 2
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 description 1
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- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明はインバータ装置に関するもので、さらに詳しく
言えばその出力波形の改善に関するものである。
言えばその出力波形の改善に関するものである。
従来の技術
無停電電源装置（ＵＰＳ）の普及により、蓄電池を直流
電源として運転し、種々の負荷に商用電源と同様の交流
電力を供給するインバータ装置が広く用いられるように
なってきている。このようなインバータ装置は、直流を
正弦波に変換するため、得られた正弦波に高調波が含有
され、この高調波が負荷に悪影番を及ぼすという問題が
あった。そのため、インバータ装置の出力波形を改善す
る種々の提案がなされ、特に近年バ〜ス幅変調方式（以
下ＰＷＭ方式という。）が注目されている。このＰＷＭ
方式としては、三角波のキャリア信号と正弦波の変調信
号とを比較して得られる駆動信号でスイッチング素子を
動作させ、出力の基本波以外の不要調波成分をキャリア
周波数のサイドバンドとして高い周波数域に移動させる
ものが広く知られている。
電源として運転し、種々の負荷に商用電源と同様の交流
電力を供給するインバータ装置が広く用いられるように
なってきている。このようなインバータ装置は、直流を
正弦波に変換するため、得られた正弦波に高調波が含有
され、この高調波が負荷に悪影番を及ぼすという問題が
あった。そのため、インバータ装置の出力波形を改善す
る種々の提案がなされ、特に近年バ〜ス幅変調方式（以
下ＰＷＭ方式という。）が注目されている。このＰＷＭ
方式としては、三角波のキャリア信号と正弦波の変調信
号とを比較して得られる駆動信号でスイッチング素子を
動作させ、出力の基本波以外の不要調波成分をキャリア
周波数のサイドバンドとして高い周波数域に移動させる
ものが広く知られている。
この方式は、三角波のキャリア信号の周波数を高くする
と、低次の不要調波成分が発生せず高次の不要調波成分
を容易に除来することができ、騒音の問題も解決できる
ので、大電力〜高周波スイッチングが可能なスイッチン
グ素子の普及とマイクロコンピュータを利用した制御回
路の普及とにより、多方面に利用されるようになってい
る。
と、低次の不要調波成分が発生せず高次の不要調波成分
を容易に除来することができ、騒音の問題も解決できる
ので、大電力〜高周波スイッチングが可能なスイッチン
グ素子の普及とマイクロコンピュータを利用した制御回
路の普及とにより、多方面に利用されるようになってい
る。
発明が解決しようとする課題
上記したＰＷＭ方式は、直流電源電圧に対して交流出力
電圧の実効値が小さくなるため、所望の交流出力電圧を
得るためには直流電源電圧を高くする必要があり、イン
バータ装置を構成するスイッチング素子の耐圧を高くし
なければならないという欠点があった。
電圧の実効値が小さくなるため、所望の交流出力電圧を
得るためには直流電源電圧を高くする必要があり、イン
バータ装置を構成するスイッチング素子の耐圧を高くし
なければならないという欠点があった。
課題を解決するための手段
本発明のインバータ装置は、直流電源と、この直流電源
から三相交流電力を得る逆変換部と、前記逆変換部を構
成する６個のスイッチング素子の駆動信号を作成する駆
動回路と、この駆動回路に入力される制御信号を発生さ
せる制御回路とからなり、前記制御回路が正負に振動す
る三角波のキャリア信号を発生させるキャリア信号発生
器と、三相交流の１１Ｉ４期に対して正負それぞれ３分
の１周期ずつの最大電圧区間と６分の１周期ずつの電圧
上昇区間と電圧下降区間とからなる台形波信号に、正負
の最大電圧値が前記台形波信号の正負の最大電圧値より
大であって前記電圧上昇区間と電圧下降区間とが零電圧
である方形波信号を重畳させてなる変形台形波信号を発
生させる変形台形波信号発生器とを有するとともに、前
記変形台形波信号の正負の最大電圧区間の中間位置に切
り込みを入力する切込信号発生手段を設け、この切り込
みを有する変形台形波信号と前記キャリア信号発生器か
らの三角波とを比較する比較器の出力なパルス幅変調信
号として出力させることを特徴とするものである。
から三相交流電力を得る逆変換部と、前記逆変換部を構
成する６個のスイッチング素子の駆動信号を作成する駆
動回路と、この駆動回路に入力される制御信号を発生さ
せる制御回路とからなり、前記制御回路が正負に振動す
る三角波のキャリア信号を発生させるキャリア信号発生
器と、三相交流の１１Ｉ４期に対して正負それぞれ３分
の１周期ずつの最大電圧区間と６分の１周期ずつの電圧
上昇区間と電圧下降区間とからなる台形波信号に、正負
の最大電圧値が前記台形波信号の正負の最大電圧値より
大であって前記電圧上昇区間と電圧下降区間とが零電圧
である方形波信号を重畳させてなる変形台形波信号を発
生させる変形台形波信号発生器とを有するとともに、前
記変形台形波信号の正負の最大電圧区間の中間位置に切
り込みを入力する切込信号発生手段を設け、この切り込
みを有する変形台形波信号と前記キャリア信号発生器か
らの三角波とを比較する比較器の出力なパルス幅変調信
号として出力させることを特徴とするものである。
作用
上記の如き構成とすることにより、本発明のインバータ
装置は、直流電源電圧値を交流出力基本波の振幅に一致
させることができ、交流出力に含まれる高調波をぎわめ
て小さくすることができる。
装置は、直流電源電圧値を交流出力基本波の振幅に一致
させることができ、交流出力に含まれる高調波をぎわめ
て小さくすることができる。
実施例
以下、実施例により説明する。第１図は本発明のインバ
ータ装置のブロック図で、主回路は、直流側１と、この
直流電源１から三相交流電力を得る逆変換部２と、得ら
れた三相交流電力が供給される負荷３とによって構成さ
れている。
ータ装置のブロック図で、主回路は、直流側１と、この
直流電源１から三相交流電力を得る逆変換部２と、得ら
れた三相交流電力が供給される負荷３とによって構成さ
れている。
前記逆変換部２は６側のスイッチング素子Ｕ１゜Ｕ２．
Ｖｌ、 Ｖ２． Ｗｌ、 ｗ２からナリ、ス４ ｙ
ｆ ７ Ｆ素子Ｕ１とＵ２、スイッチング素子ｖ１とｖ
２、スイッチング素子Ｗ１とＷ２はそれぞれ直列に接続
されて前記直流電源１１ｃ接続されるとともに、それぞ
れの直列接続点Ｕ、 Ｖ、 Ｗから負荷３に図示してい
ないが、ＬＣフィルタを介して三相交流電力が供給され
るように楕゛成されている。
Ｖｌ、 Ｖ２． Ｗｌ、 ｗ２からナリ、ス４ ｙ
ｆ ７ Ｆ素子Ｕ１とＵ２、スイッチング素子ｖ１とｖ
２、スイッチング素子Ｗ１とＷ２はそれぞれ直列に接続
されて前記直流電源１１ｃ接続されるとともに、それぞ
れの直列接続点Ｕ、 Ｖ、 Ｗから負荷３に図示してい
ないが、ＬＣフィルタを介して三相交流電力が供給され
るように楕゛成されている。
ａ記Ｘ イフ＋ ７ Ｆ 素子Ｕ１． Ｕ２． ■？、
ｖ２． Ｗｌ。
ｖ２． Ｗｌ。
Ｗ２の駆動信号は駆動回路４から与えられ、この駆動回
路４に入力される制御回路５から供給される。この制御
回路５は、正負に振動する三角波のキャリア信号を発生
させるキャリア信号発生器５−１と、台形波信号に方形
波信号を重畳させてなる変形台形波信号を発生させる変
形台形波信号発生器５−２と、この変形台形波信号の正
負の最大電圧区間の中間位置に切り込みを入力する切込
信号発生手段５−５と、この切り込みを有する変形台形
波信号と前記キャリア信号発生器からの三角波とを比較
して各アームのバ／１／ス幅変調信号を得る比較器５−
４１．５−４２．５−４３ とからなり、得られた各ア
ームのパルス幅変調信号はｍ珊回路６によって制御信号
に変換されて前記駆動回路４に入力される。
路４に入力される制御回路５から供給される。この制御
回路５は、正負に振動する三角波のキャリア信号を発生
させるキャリア信号発生器５−１と、台形波信号に方形
波信号を重畳させてなる変形台形波信号を発生させる変
形台形波信号発生器５−２と、この変形台形波信号の正
負の最大電圧区間の中間位置に切り込みを入力する切込
信号発生手段５−５と、この切り込みを有する変形台形
波信号と前記キャリア信号発生器からの三角波とを比較
して各アームのバ／１／ス幅変調信号を得る比較器５−
４１．５−４２．５−４３ とからなり、得られた各ア
ームのパルス幅変調信号はｍ珊回路６によって制御信号
に変換されて前記駆動回路４に入力される。
前記制御回路５内のキャリア信号発生器５−１によって
発生させられる三角波の周波数は、低騒音化という面か
ら可聰肩波数より大きな値に設定されている。また、変
形台形波信号発生器５−２によって発生させられる変形
台形波は、三相交流の１周期に対して正負それぞれ３分
の１周期ずつの最大電圧区間と６分の１周期ずつの電圧
上昇区間と電圧下降区間とからなる台形波信号に、正負
の最大電圧値が前記台形波信号の正負の最大電圧値より
大であって前記電圧上昇区間と電圧下降区間とが零電圧
である方形波信号を重畳させてなるもので、台形波の最
大電圧値と方形波の最大電圧値との差電圧に比例する重
畳係数γが可変できるように構成されている。第１図で
は、この変形台形波信号はＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各出力か
ら同期信号を得るように構成されている。また、この変
形台形波信号の正負の最大電圧区間の中間位置に切り込
みを入力する切込信号発生手段５−５には、切り込み幅
を可変するための切込幅係数にと切り込み深さを可変す
るための切込深さ係数ことを調整して切り込みの幅と深
さとを可変できる機能が設けられている。そして、前述
した変形台形波信号発生器５−２ＩＣ設けられた重畳係
数γを変化させるとともに、この切込幅係数にと切込深
さ係数ことを変化させてできるだけ長いスイッチングの
休止期間を得てスイッチング素子の無負荷転流損失を少
なくし１交流出力に含まれる高調波をできるだけ小さく
しようというものであるＯ 次に、第２図の波形図によって動作を説明する＠第２図
（ｍｌはキャリア信号発生器５−′１から得られる三角
波、第２図（′ｂ）はＵ相の出力に同期の させた変形台形波、第２図（Ｃ）はＶ相に出力に同期さ
せた変形台形波、第２図（ｄ）はＷ相の出力に同期させ
た変形台形波で、前記三角波とＵ相の変形台形波とは比
較器５−４１に、前記三角波とＶ相の変形台形波とは比
較器５−４２に、前記三角波とＷ相の変形台形波とは比
較器５−４３にそれぞれ入力され、各アームのパルス幅
変調信号を得るように構成されている。すなわち、比較
器５−４１の出力は論理回路６と駆動回路４とを介して
スイッチング素子Ｕ１． Ｕ２の駆動信号に、比較器５
−４２の出力は論理回路６と駆動回路４とを介してスイ
ッチング素子ｖ１ｖ２の駆動信号に、比較Ｎ５−４３の
出力は論理回路６と駆動回路４とを介してスイッチング
素子Ｗ１． Ｗ２の駆動信号にそれぞれ変換される。
発生させられる三角波の周波数は、低騒音化という面か
ら可聰肩波数より大きな値に設定されている。また、変
形台形波信号発生器５−２によって発生させられる変形
台形波は、三相交流の１周期に対して正負それぞれ３分
の１周期ずつの最大電圧区間と６分の１周期ずつの電圧
上昇区間と電圧下降区間とからなる台形波信号に、正負
の最大電圧値が前記台形波信号の正負の最大電圧値より
大であって前記電圧上昇区間と電圧下降区間とが零電圧
である方形波信号を重畳させてなるもので、台形波の最
大電圧値と方形波の最大電圧値との差電圧に比例する重
畳係数γが可変できるように構成されている。第１図で
は、この変形台形波信号はＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各出力か
ら同期信号を得るように構成されている。また、この変
形台形波信号の正負の最大電圧区間の中間位置に切り込
みを入力する切込信号発生手段５−５には、切り込み幅
を可変するための切込幅係数にと切り込み深さを可変す
るための切込深さ係数ことを調整して切り込みの幅と深
さとを可変できる機能が設けられている。そして、前述
した変形台形波信号発生器５−２ＩＣ設けられた重畳係
数γを変化させるとともに、この切込幅係数にと切込深
さ係数ことを変化させてできるだけ長いスイッチングの
休止期間を得てスイッチング素子の無負荷転流損失を少
なくし１交流出力に含まれる高調波をできるだけ小さく
しようというものであるＯ 次に、第２図の波形図によって動作を説明する＠第２図
（ｍｌはキャリア信号発生器５−′１から得られる三角
波、第２図（′ｂ）はＵ相の出力に同期の させた変形台形波、第２図（Ｃ）はＶ相に出力に同期さ
せた変形台形波、第２図（ｄ）はＷ相の出力に同期させ
た変形台形波で、前記三角波とＵ相の変形台形波とは比
較器５−４１に、前記三角波とＶ相の変形台形波とは比
較器５−４２に、前記三角波とＷ相の変形台形波とは比
較器５−４３にそれぞれ入力され、各アームのパルス幅
変調信号を得るように構成されている。すなわち、比較
器５−４１の出力は論理回路６と駆動回路４とを介して
スイッチング素子Ｕ１． Ｕ２の駆動信号に、比較器５
−４２の出力は論理回路６と駆動回路４とを介してスイ
ッチング素子ｖ１ｖ２の駆動信号に、比較Ｎ５−４３の
出力は論理回路６と駆動回路４とを介してスイッチング
素子Ｗ１． Ｗ２の駆動信号にそれぞれ変換される。
従って、スイッチング素子Ｕ１． Ｕ２の接続点Ｕの相
電圧波形は第２図（ｅｌ、スイッチング素子ｖ１゜ｖ２
の接続点Ｖの相電圧波形は第２図（ト）、スイッチング
素子ｗ１．ｗ２の接続点Ｗの相電圧波形は第２図（９）
のようになる、これらの波形はいずれも、変形台形波信
号の正負の最大電圧区間がスイッチングの休止期間であ
るが、中間位置に入力した切り込みによってこの区間だ
けがスイッチングの休止期間になっていないことを示し
ている。そして、接続点Ｕ、Ｖ間の波形は第２閣（５）
のようになり、図示していないが、接続点ｙ、ｖ間と接
続点Ｗ、Ｕ間の波形は、前記接続点ｕ、ｙ間の波形から
それぞれ２“／３，４π／３遅れた波形となる。こうし
て得られた交流出力には、前述した重畳係数ｒ、切込幅
係数Ｋ、切込深さ係数この大きさによって決まる高ａ波
咬分とキャリア信号の周波数成分のサイドバンドとが含
まれるが、出力基本波の振幅は直流電源電圧値に一致す
るので、直流電源電圧を高くする必要はない。−例とし
て、重畳係ａ ７−０．０５、切込幅係ａ／（−０，２
２、切込深さ係数ζ−０，２７とすると、スイッチング
の休止期間は１８９°、出力基本波の振幅は直流電源電
圧値の１．０１４倍、最低次の高調流は基本波の１．５
％である第１１調波となり、きわめて良好な正弦波電流
が得られ、スイッチングの休止期間も長（できて無負荷
転流損失も少なくできる。
電圧波形は第２図（ｅｌ、スイッチング素子ｖ１゜ｖ２
の接続点Ｖの相電圧波形は第２図（ト）、スイッチング
素子ｗ１．ｗ２の接続点Ｗの相電圧波形は第２図（９）
のようになる、これらの波形はいずれも、変形台形波信
号の正負の最大電圧区間がスイッチングの休止期間であ
るが、中間位置に入力した切り込みによってこの区間だ
けがスイッチングの休止期間になっていないことを示し
ている。そして、接続点Ｕ、Ｖ間の波形は第２閣（５）
のようになり、図示していないが、接続点ｙ、ｖ間と接
続点Ｗ、Ｕ間の波形は、前記接続点ｕ、ｙ間の波形から
それぞれ２“／３，４π／３遅れた波形となる。こうし
て得られた交流出力には、前述した重畳係数ｒ、切込幅
係数Ｋ、切込深さ係数この大きさによって決まる高ａ波
咬分とキャリア信号の周波数成分のサイドバンドとが含
まれるが、出力基本波の振幅は直流電源電圧値に一致す
るので、直流電源電圧を高くする必要はない。−例とし
て、重畳係ａ ７−０．０５、切込幅係ａ／（−０，２
２、切込深さ係数ζ−０，２７とすると、スイッチング
の休止期間は１８９°、出力基本波の振幅は直流電源電
圧値の１．０１４倍、最低次の高調流は基本波の１．５
％である第１１調波となり、きわめて良好な正弦波電流
が得られ、スイッチングの休止期間も長（できて無負荷
転流損失も少なくできる。
上記した実施例では、切込信号発生手段５−３によって
入力される切り込みは７字状のものであるが、この形状
に限定するものではないのまた変形台形波信号発生器５
−２と切込信号発生手段５−３とを一体にして関数発生
器のような機能をもたせたものに置き換えることも可能
である。
入力される切り込みは７字状のものであるが、この形状
に限定するものではないのまた変形台形波信号発生器５
−２と切込信号発生手段５−３とを一体にして関数発生
器のような機能をもたせたものに置き換えることも可能
である。
発明の効果
上記したとおりであるから、本発明によれば、出力基本
波の振幅を直流電源電圧値に一致させることができ、交
流出力に含まれる高調波もきわめて小さくすることがで
き、無負荷転流損失も少なくできるので、高性能なイン
バータ装置を構成することができる。
波の振幅を直流電源電圧値に一致させることができ、交
流出力に含まれる高調波もきわめて小さくすることがで
き、無負荷転流損失も少なくできるので、高性能なイン
バータ装置を構成することができる。
本１図は本発明のインバータ装置のプロツク図、第２図
は各部の動作波形図である。 ４・・・駆動回路 ５・・・制御回路５−１・・
・キャリア信号発生器 ５−２・・・変形台形波信号発生器 ５−３・・・切込信号発生手段 ５−４１．５−４２．５−４３・・・比較器６・・・論
理回路
は各部の動作波形図である。 ４・・・駆動回路 ５・・・制御回路５−１・・
・キャリア信号発生器 ５−２・・・変形台形波信号発生器 ５−３・・・切込信号発生手段 ５−４１．５−４２．５−４３・・・比較器６・・・論
理回路
Claims (1)
- 直流電源と、この直流電源から三相交流電力を得る逆変
換部と、前記逆変換部を構成する６個のスイッチング素
子の駆動信号を作成する駆動回路と、この駆動回路に入
力される制御信号を発生させる制御回路とからなり、前
記制御回路が正負に振動する三角波のキャリア信号を発
生させるキャリア信号発生器と、三相交流の１周期に対
して正負それぞれ３分の１周期ずつの最大電圧区間と６
分の１周期ずつの電圧上昇区間と電圧下降区間とからな
る台形波信号に、正負の最大電圧値が前記台形波信号の
正負の最大電圧値より大であって前記電圧上昇区間と電
圧下降区間とが零電圧である方形波信号を重畳させてな
る変形台形波信号を発生させる変形台形波信号発生器と
を有するとともに、前記変形台形波信号の正負の最大電
圧区間の中間位置に切り込みを入力する切込信号発生手
段を設け、この切り込みを有する変形台形波信号と前記
キャリア信号発生器からの三角波とを比較する比較器の
出をパルス幅変調信号として出力させることを特徴とす
るインバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2129384A JPH0426378A (ja) | 1990-05-19 | 1990-05-19 | インバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2129384A JPH0426378A (ja) | 1990-05-19 | 1990-05-19 | インバータ装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0426378A true JPH0426378A (ja) | 1992-01-29 |
Family
ID=15008248
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2129384A Pending JPH0426378A (ja) | 1990-05-19 | 1990-05-19 | インバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0426378A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN110291709A (zh) * | 2017-02-16 | 2019-09-27 | 日立汽车系统株式会社 | 逆变器装置以及电动车辆 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS611294A (ja) * | 1984-06-11 | 1986-01-07 | Mitsubishi Electric Corp | インバ−タの制御装置 |
-
1990
- 1990-05-19 JP JP2129384A patent/JPH0426378A/ja active Pending
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS611294A (ja) * | 1984-06-11 | 1986-01-07 | Mitsubishi Electric Corp | インバ−タの制御装置 |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN110291709A (zh) * | 2017-02-16 | 2019-09-27 | 日立汽车系统株式会社 | 逆变器装置以及电动车辆 |
| CN110291709B (zh) * | 2017-02-16 | 2021-04-02 | 日立汽车系统株式会社 | 逆变器装置以及电动车辆 |
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