JPH03128691A - 電圧形ｐｗｍコンバータ・インバータシステムとその制御方式 - Google Patents
電圧形ｐｗｍコンバータ・インバータシステムとその制御方式Info
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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- H02M5/42—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters
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-
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は入出力電流波形を正弦波等の交流波にできる電
圧形ＰＷＭコンバータ・インバータシステムと、その制
御方式に係り、特に詳細には直流コンデンサ電圧を、定
常時のみならず過渡時においても一定に保つ為の制御に
関するものである。
圧形ＰＷＭコンバータ・インバータシステムと、その制
御方式に係り、特に詳細には直流コンデンサ電圧を、定
常時のみならず過渡時においても一定に保つ為の制御に
関するものである。
一般にコンバータ・インバータシステムとは、コンバー
タで交流電流（商用電力）を直流電流に変換し、コンデ
ンサなどからなる平滑回路で平滑化した後に、インバー
タで可変周波数の交流電流に変換するもので、この制御
の一方式としてＰＷＭ（パルス幅変調）方式がある。入
出力電流を共に正弦波にできる正弦波ＰＷＭ方、式では
、コンバータと直流コンデンサで電圧一定の直流電流を
作り出し、インバータでこれをチョッピングして周波数
を変化させると共に、パルス幅を不等間隔に制御して電
圧を変化させている。
タで交流電流（商用電力）を直流電流に変換し、コンデ
ンサなどからなる平滑回路で平滑化した後に、インバー
タで可変周波数の交流電流に変換するもので、この制御
の一方式としてＰＷＭ（パルス幅変調）方式がある。入
出力電流を共に正弦波にできる正弦波ＰＷＭ方、式では
、コンバータと直流コンデンサで電圧一定の直流電流を
作り出し、インバータでこれをチョッピングして周波数
を変化させると共に、パルス幅を不等間隔に制御して電
圧を変化させている。
電圧形ＰＷＭコンバータ・インバータシステムの直流コ
ンデンサ電圧を一定に制御する為に、従来は第１１図に
示すように直流コンデンサ電圧Ｖ を検出して、その
指令値Ｖ と比較するｃｄｌ
ｃｄ２フィードバック制御が用いられていた。第１
１図に於てシステムの基本構成は、交流電源１つより供
給された三相交流電力を整流するコンバータ２２と、高
調波成分を除去するりアクドル２０およびコンデンサ２
３と、整流された直流電力からモータ２６の角速度に応
じた交流電力を作り出すインバータ２４よりなる。
ンデンサ電圧を一定に制御する為に、従来は第１１図に
示すように直流コンデンサ電圧Ｖ を検出して、その
指令値Ｖ と比較するｃｄｌ
ｃｄ２フィードバック制御が用いられていた。第１
１図に於てシステムの基本構成は、交流電源１つより供
給された三相交流電力を整流するコンバータ２２と、高
調波成分を除去するりアクドル２０およびコンデンサ２
３と、整流された直流電力からモータ２６の角速度に応
じた交流電力を作り出すインバータ２４よりなる。
コンバータ２２の動作は以下に示す通りである。
平滑用のコンデンサ２３の端子間電圧、すなわち直流コ
ンデンサ電圧の指令値Ｖ と検出値ｄ２ ■ を比較し、ＰＩ制御器３１を介してＰ信号ｄｌ を得る。ＰＩ制御器では（１）式の演算が行われる。
ンデンサ電圧の指令値Ｖ と検出値ｄ２ ■ を比較し、ＰＩ制御器３１を介してＰ信号ｄｌ を得る。ＰＩ制御器では（１）式の演算が行われる。
Ｐ＝に＊（”ｃｄ２ ｃｄｌ １、
−Ｖ ）＋Ｋ・ ＊ｊ （Ｖ −Ｖ
）ｄｔ ・・・ （１）ｃｄ２
ｃａｌ 但し、Ｋ ：比例ゲイン、Ｋ ：積分ゲインと１ する。
−Ｖ ）＋Ｋ・ ＊ｊ （Ｖ −Ｖ
）ｄｔ ・・・ （１）ｃｄ２
ｃａｌ 但し、Ｋ ：比例ゲイン、Ｋ ：積分ゲインと１ する。
このＰ信号は電流指令値演算回路３０に入力される、こ
こでは（２）式の演算が行われる。
こでは（２）式の演算が行われる。
（２）。
但し
ここで、ＶＶＶ ・コンバータ３入力ｒｌ’ ｓｌ
’ ｔｌ。
’ ｔｌ。
相電圧とする。
電流指令値演算回路３０で得られた電流指令値ｉ ｉ
ｉ は電圧指令値演算回路２９に入「２° ｓ２’
ｔ２ 力される。電圧指令値成算回路２９ではＰＷＭ回路２８
においてＰＷＭ制御を行なう為の電圧指令値ＶＶＶ
を、下記（３）、（４）およｒ２’ ｓ２° ｔ２ び（５）式で演算する。
ｉ は電圧指令値演算回路２９に入「２° ｓ２’
ｔ２ 力される。電圧指令値成算回路２９ではＰＷＭ回路２８
においてＰＷＭ制御を行なう為の電圧指令値ＶＶＶ
を、下記（３）、（４）およｒ２’ ｓ２° ｔ２ び（５）式で演算する。
ｖ −に＊ （ｉｒ２−１．ｌ）＋Ｖｒ１ ・−（３
）２ Ｖ −に＊（ｉ −ｉ ）＋Ｖ −（４）
ｓ２ ｓ２ ｓｌ ｓｌＶ −
Ｋ ＊ （ｔ ｔ２−１ ｔｔ） ＋Ｖｔｌ＋・＋ （
５）２ ここで、ＰＷＭ回路２８では三角波比較方式を採用して
いる。
）２ Ｖ −に＊（ｉ −ｉ ）＋Ｖ −（４）
ｓ２ ｓ２ ｓｌ ｓｌＶ −
Ｋ ＊ （ｔ ｔ２−１ ｔｔ） ＋Ｖｔｌ＋・＋ （
５）２ ここで、ＰＷＭ回路２８では三角波比較方式を採用して
いる。
インバータ２４の動作は以下に示す通りである。
速度検出器（ＴＧ）３９にて検出されたモータ２６の角
速度信号Ｗ と、速度指令値ＷＩＩ１２を比較ＩＩｌ して、ＰＩ制御器３６に於てＷＩＩ１２にＷｍ１が一致
する為のトルク電流指令値１，２を得る。ＰＩ制御器３
６では（６）式の演算が行われている。
速度信号Ｗ と、速度指令値ＷＩＩ１２を比較ＩＩｌ して、ＰＩ制御器３６に於てＷＩＩ１２にＷｍ１が一致
する為のトルク電流指令値１，２を得る。ＰＩ制御器３
６では（６）式の演算が行われている。
ｉｗ−に＊（Ｗｆｆ１２−Ｗｌ、ｌｌ）十Ｋｉ＊ｆ（Ｗ
ＩＩ１２Ｑ２ １） −Ｗ□１）ｄｔ ・・・（６）但し、
Ｋ ：比例ゲイン、Ｋ、：積分ゲインとｐ
１する。
ＩＩ１２Ｑ２ １） −Ｗ□１）ｄｔ ・・・（６）但し、
Ｋ ：比例ゲイン、Ｋ、：積分ゲインとｐ
１する。
電流指令値演算回路３５ではトルク電流指令値１９□と
回転子位置信号θ、を入力して、三相電流指令値ｉ
ｉ ｕ２’ ｖ２” ｗ２を得る。なお、回転子位置信号
θ はモータ２６の位置検出器３８より得られる。電流
指令値演算回路３５では下記（７）。
回転子位置信号θ、を入力して、三相電流指令値ｉ
ｉ ｕ２’ ｖ２” ｗ２を得る。なお、回転子位置信号
θ はモータ２６の位置検出器３８より得られる。電流
指令値演算回路３５では下記（７）。
（８）および（９）式の演算を行っている。
ｉ −ｎ１＊ ｉ ９２＊ ｃｏｓθ、 ・・・（
７）２ ｉ −ＪＴ／’Ｅ ＊ ｉ ｑ２＊ｃｏｓ （θ、
−２／３ π）２ ・・・（８） ｉ −ｎ１＊ｉ９２＊ｃｏｓ（θ、−２／３π）ν２ ・・・（９） 電圧指令値演算回路３４ではＰＷＭ回路３３にてＰＷＭ
制御を行うために、電圧指令値ｖＶｕ２° ｖ２’ ＶＷ□を下記（１０）、（１１）および（１２）式で演
算する。
７）２ ｉ −ＪＴ／’Ｅ ＊ ｉ ｑ２＊ｃｏｓ （θ、
−２／３ π）２ ・・・（８） ｉ −ｎ１＊ｉ９２＊ｃｏｓ（θ、−２／３π）ν２ ・・・（９） 電圧指令値演算回路３４ではＰＷＭ回路３３にてＰＷＭ
制御を行うために、電圧指令値ｖＶｕ２° ｖ２’ ＶＷ□を下記（１０）、（１１）および（１２）式で演
算する。
Ｖｕ２−に１＊（ｉｕ２−１ｕ）＋ｅｕｌ・・（１０）
Ｖ −Ｋ ＊（ｉｖ２ １ ｖ ） ” ｅｖ ’
・・（１１）ｖ２ １ Ｖｖ２露Ｋ ｉ ＊（１ｗ２−１ｖ ） ” ｅ 、
’・・（１２）但し、Ｋ ニゲインである。
Ｖ −Ｋ ＊（ｉｖ２ １ ｖ ） ” ｅｖ ’
・・（１１）ｖ２ １ Ｖｖ２露Ｋ ｉ ＊（１ｗ２−１ｖ ） ” ｅ 、
’・・（１２）但し、Ｋ ニゲインである。
ｅｕ、ｅ、ｅ は速度起電力推定回路３７にＶ
Ｗ おいて、モータ２６の回転子位置θ と角速度信号”ｎ
ｌに基づき、下記（１Ｂ）、（１４）および（１５）式
を用いて演算される。
Ｗ おいて、モータ２６の回転子位置θ と角速度信号”ｎ
ｌに基づき、下記（１Ｂ）、（１４）および（１５）式
を用いて演算される。
ｅ −に２＊ＷＩｌｌｌ＊ｃｏｓθ、 −（１
３）ｅ −に２＊ＷＩＩ１１＊ｃｏｓ （θｍ
２ ／ ３ π）■ ・・・（１３） ｅ −Ｋ ２ ＊ Ｗ 、 ｔ ＊ｃｏｓ （θｍ
２／３ｗ）・・・（１４） 但し、Ｋ ：モータによって決まる定数である。
３）ｅ −に２＊ＷＩＩ１１＊ｃｏｓ （θｍ
２ ／ ３ π）■ ・・・（１３） ｅ −Ｋ ２ ＊ Ｗ 、 ｔ ＊ｃｏｓ （θｍ
２／３ｗ）・・・（１４） 但し、Ｋ ：モータによって決まる定数である。
電圧指令値演算回路３４にて得られた三相電圧指令値Ｖ
Ｖ ｕ２’ ｖ２” ｗ２は、三角波比較方式のＰＷＭ回
路３３にてＰＷＭ制御が行われ、モータ２６に正弦波電
流を流す。
Ｖ ｕ２’ ｖ２” ｗ２は、三角波比較方式のＰＷＭ回
路３３にてＰＷＭ制御が行われ、モータ２６に正弦波電
流を流す。
以上が第１１図を用いた従来の制御法の一例であるが、
この制御法は例えば１９８３年４月′り気学会主催の国
際会議（Ｉ Ｐ Ｅ Ｃ−Ｔ ｏ ｋ ｙ ｏ ”８
３）の論文集ｐ７２０〜７３１等に発表されている。
この制御法は例えば１９８３年４月′り気学会主催の国
際会議（Ｉ Ｐ Ｅ Ｃ−Ｔ ｏ ｋ ｙ ｏ ”８
３）の論文集ｐ７２０〜７３１等に発表されている。
しかしながら従来の制御方式では、負荷であるモータの
速度指令を急変させた場合や負荷トルクが急変した場合
の、いわゆる過渡状態では直流コンデンサ電圧（平滑用
コンデンサ２３の電圧）を一定に制御することが難しい
欠点があった。特に、電力回生時や負荷トルクが急激に
軽くなった場合には、直流コンデンサ電圧が上昇し、コ
ンバータおよびインバータに使用しているスイッチング
素子の破壊を招く恐れがあった。
速度指令を急変させた場合や負荷トルクが急変した場合
の、いわゆる過渡状態では直流コンデンサ電圧（平滑用
コンデンサ２３の電圧）を一定に制御することが難しい
欠点があった。特に、電力回生時や負荷トルクが急激に
軽くなった場合には、直流コンデンサ電圧が上昇し、コ
ンバータおよびインバータに使用しているスイッチング
素子の破壊を招く恐れがあった。
また、従来の制御方式では、直流コンデンサの電圧変動
のみを検出してフィードバックしているので、検出遅れ
を生じる欠点があった。そこで、負荷急変時に直流コン
デンサ電圧を一定に制御しようとすると、前述の（１）
式のゲインＫ 。
のみを検出してフィードバックしているので、検出遅れ
を生じる欠点があった。そこで、負荷急変時に直流コン
デンサ電圧を一定に制御しようとすると、前述の（１）
式のゲインＫ 。
Ｋ１を大きく設定する必要がある。しかし、Ｋｐ。
Ｋ、を大きく設定すると制御系が不安定になることがあ
り、安定性の観点からに、Ｋｉには限界値が存在する。
り、安定性の観点からに、Ｋｉには限界値が存在する。
本発明は上述の点に鑑みなされたもので、その目的とす
るところは、直流コンデンサ電圧の制御を安定かつ高速
に行おうとするものである。
るところは、直流コンデンサ電圧の制御を安定かつ高速
に行おうとするものである。
本発明に係る電圧形ＰＷＭコンバータ・インバータシス
テムの制御方式は、入出力電流を同時に正弦波等の交流
波にすることができ、コンバータとインバータの間に接
続された平滑手段の端子間電圧を検出してコンバータの
制御系に帰還する方式において、インバータ側の瞬時電
力を演算し、この出力演算をコンバータの制御系へ帰還
することを特徴とする。
テムの制御方式は、入出力電流を同時に正弦波等の交流
波にすることができ、コンバータとインバータの間に接
続された平滑手段の端子間電圧を検出してコンバータの
制御系に帰還する方式において、インバータ側の瞬時電
力を演算し、この出力演算をコンバータの制御系へ帰還
することを特徴とする。
また、本発明に係る電圧形ＰＷＭコンバータ・インバー
タシステムは、入力された交流電力を直流電力に変換し
て出力するコンバータ手段と、このコンバータ手段から
出力された直流電力を交流電力に変換して出力するイン
バータ手段と、コンバータ手段とインバータ手段の間に
設けられた平滑手段と、所定のコンバータ用指令値と平
滑手段の端子間の直流電圧値にもとづきコンバータ手段
を電圧形ＰＷＭ制御するコンバータ制御手段と、所定の
インバータ用指令値とインバータから出力された交流電
力とにもとづきインバータを電圧形ＰＷＭ制御するイン
バータ制御手段とを備えるシステムにおいて、インバー
タ側の瞬時電力を演算して瞬時電力演算値を出力する瞬
時電力演算手段を更に備え、コンバータ制御手段は所定
のコンバータ用指令値、平滑用コンデンサの直流電圧値
および瞬時電力演算値にもとづいてコンバータ手段を制
御することを特徴とする。
タシステムは、入力された交流電力を直流電力に変換し
て出力するコンバータ手段と、このコンバータ手段から
出力された直流電力を交流電力に変換して出力するイン
バータ手段と、コンバータ手段とインバータ手段の間に
設けられた平滑手段と、所定のコンバータ用指令値と平
滑手段の端子間の直流電圧値にもとづきコンバータ手段
を電圧形ＰＷＭ制御するコンバータ制御手段と、所定の
インバータ用指令値とインバータから出力された交流電
力とにもとづきインバータを電圧形ＰＷＭ制御するイン
バータ制御手段とを備えるシステムにおいて、インバー
タ側の瞬時電力を演算して瞬時電力演算値を出力する瞬
時電力演算手段を更に備え、コンバータ制御手段は所定
のコンバータ用指令値、平滑用コンデンサの直流電圧値
および瞬時電力演算値にもとづいてコンバータ手段を制
御することを特徴とする。
本発明の構成によれば、インバータ側の瞬時電力を演算
し、その結果をコンバータの制御系にフィードバックし
ているので、イン、バータ側とコンバータ側を瞬時電力
の点でバランスさせることができる。
し、その結果をコンバータの制御系にフィードバックし
ているので、イン、バータ側とコンバータ側を瞬時電力
の点でバランスさせることができる。
以下、本発明の実施例を添付図面に基づいて説明する。
第１図は実施例に係るシステムの全体構成図であり、第
１１図と同一の要素には同一符号を付し、重視する説明
を省略しである。
１１図と同一の要素には同一符号を付し、重視する説明
を省略しである。
図示の通り、コンバータ２２及びインバータ２４の主回
路は従来のものと全く同一であり、パワー素子にはＩＧ
ＢＴモジュールを用いており、三相ブリッジ構成となっ
ている。ここでは、インバータ２４の負荷は永久磁石同
期モータ（ＰＭ）２６であるが、誘導モータや他の交流
モータを用いることも可能である。その際には、コンバ
ータ２２とインバータ２４の制御回路は全く同一ではな
いが、基本的な回路構成は同一である。
路は従来のものと全く同一であり、パワー素子にはＩＧ
ＢＴモジュールを用いており、三相ブリッジ構成となっ
ている。ここでは、インバータ２４の負荷は永久磁石同
期モータ（ＰＭ）２６であるが、誘導モータや他の交流
モータを用いることも可能である。その際には、コンバ
ータ２２とインバータ２４の制御回路は全く同一ではな
いが、基本的な回路構成は同一である。
第１図に於て、第１１図との相違点は瞬時電力演算回路
３２が付加されていることである。本発明のキーポイン
トである瞬時電力演算回路３２に対しては、図示の通り
、インバータ２４側の電圧指令値演算回路３４から指令
値Ｖ ｖ ｖｕ２’ ｖ２’ ｖ２ が与えられると共に、電流検出器２５からモータ電流ｉ
ｉ ｕｌ’ ｖｌ” ｖｌが与えられている。そして、瞬
時電力演算回路３２は上記電圧、電流値にもとづいて瞬
時電力演算値Ｐｄを求め、これをコンバータ２２の制御
系へフィードバックしている。なお、上記瞬時電力がい
わゆる実効電力に対比されるべき概念であることは言う
までもない。
３２が付加されていることである。本発明のキーポイン
トである瞬時電力演算回路３２に対しては、図示の通り
、インバータ２４側の電圧指令値演算回路３４から指令
値Ｖ ｖ ｖｕ２’ ｖ２’ ｖ２ が与えられると共に、電流検出器２５からモータ電流ｉ
ｉ ｕｌ’ ｖｌ” ｖｌが与えられている。そして、瞬
時電力演算回路３２は上記電圧、電流値にもとづいて瞬
時電力演算値Ｐｄを求め、これをコンバータ２２の制御
系へフィードバックしている。なお、上記瞬時電力がい
わゆる実効電力に対比されるべき概念であることは言う
までもない。
上記瞬時電力演算回路３２の基本構成は、第２図に示す
ように、積算器４０，４１．４２とこの出力を加算する
加算器４３からなり、電圧指令値演算回路３４の出力Ｖ
Ｖ ｕ２’ ｖ２” ｖ２とモータ電 流１ｉ ｕｌ’ ｖ□”ｗｌから（１６）式の演算を行なう。
ように、積算器４０，４１．４２とこの出力を加算する
加算器４３からなり、電圧指令値演算回路３４の出力Ｖ
Ｖ ｕ２’ ｖ２” ｖ２とモータ電 流１ｉ ｕｌ’ ｖ□”ｗｌから（１６）式の演算を行なう。
Ｐｄ−Ｖｕ２＊ｉｕｌ＋ｖｖ２＊ｉｖｌ＋ｖｖ２＊ｉｗ
ｌ・・・（１６） ここで、瞬時電力演算回路３２としては、第２図の基本
構成を第３図のように具体化して構成することができる
。第３図に示す通り、第２図の積算器４０，４１．４２
はそれぞれ乗算器４００゜４０１．４０２で構成し、第
２図の加算器４３はかベアンブ４０３と抵抗を組み合せ
て構成する。
ｌ・・・（１６） ここで、瞬時電力演算回路３２としては、第２図の基本
構成を第３図のように具体化して構成することができる
。第３図に示す通り、第２図の積算器４０，４１．４２
はそれぞれ乗算器４００゜４０１．４０２で構成し、第
２図の加算器４３はかベアンブ４０３と抵抗を組み合せ
て構成する。
なお、第３図の瞬時電力演算回路３２によっても、（１
６）式の演算が実行される。
６）式の演算が実行される。
瞬時電力演算回路３２より得られた瞬時電力Ｐ、はＰＩ
制御器３１からの信号Ｐに加えられて、電流指令値演算
回路３０にて（１７）式に示す演算が行なわれる。
制御器３１からの信号Ｐに加えられて、電流指令値演算
回路３０にて（１７）式に示す演算が行なわれる。
（１７）
但し
である。ここで、Ｖ Ｖ Ｖ ・コンパ−ｒｌ’
ｓｌ’ ｔｌ。
ｓｌ’ ｔｌ。
タ３入力相電圧である。
上記（１７）式と従来技術の中で示された（２）式との
相違点は、瞬時電力演算出力Ｐ、が加えられていること
である。このため、瞬時電力に関してインバータ側とコ
ンバータ側をバランスさせることができるので、従来技
術の有していた問題点を解決することができる。すなわ
ち、従来技術の説明の中で問題にした（１）式のに、に
、を小さくしても、インバータ２４の瞬時電力を時間遅
れなく検出してコンバータ２２の電流指令値演算回路３
０へ入力しているので、直流コンデンサ電圧を高速、且
つ安定に制御することができる。
相違点は、瞬時電力演算出力Ｐ、が加えられていること
である。このため、瞬時電力に関してインバータ側とコ
ンバータ側をバランスさせることができるので、従来技
術の有していた問題点を解決することができる。すなわ
ち、従来技術の説明の中で問題にした（１）式のに、に
、を小さくしても、インバータ２４の瞬時電力を時間遅
れなく検出してコンバータ２２の電流指令値演算回路３
０へ入力しているので、直流コンデンサ電圧を高速、且
つ安定に制御することができる。
瞬時電力演算回路３２に入力され“る信号とじては、上
記実施例に限らず、種々のものを用いることができる。
記実施例に限らず、種々のものを用いることができる。
すなわち、インバータ側の瞬時電力Ｐ、を求める基礎と
できればよいのであるから、例えば次のようなものが可
能である。これを第４図により説明する。
できればよいのであるから、例えば次のようなものが可
能である。これを第４図により説明する。
第４図中に（ａ）、（ｂ）で示す信号、すなわち電圧指
令値ＶＶ ｕ２’ ｖ２” ｖ２とモータ電流値ｕｌ’ ｖ□
”ｗｌを用いて瞬時電力Ｐ、を演算すｉ る場合が、前述の実施例であって（１６）式となる。こ
れに対し、第４図中に（ａ）、（Ｃ）で示す信号を用い
ると、 Ｐｄ−ｖｕ２＊ｉｕ２＋Ｖｖ２＊ｉｖ２＋ｖｖ２＊ｉｗ
２・・・（１８） より瞬時電力Ｐ、を求め得る。ここで、ｉｕ２’ｉ
ｉ はインバータ系の電流指令値である。
令値ＶＶ ｕ２’ ｖ２” ｖ２とモータ電流値ｕｌ’ ｖ□
”ｗｌを用いて瞬時電力Ｐ、を演算すｉ る場合が、前述の実施例であって（１６）式となる。こ
れに対し、第４図中に（ａ）、（Ｃ）で示す信号を用い
ると、 Ｐｄ−ｖｕ２＊ｉｕ２＋Ｖｖ２＊ｉｖ２＋ｖｖ２＊ｉｗ
２・・・（１８） より瞬時電力Ｐ、を求め得る。ここで、ｉｕ２’ｉ
ｉ はインバータ系の電流指令値である。
ｖ２° ｖ２″
一方、図中に（ｄ）、（ｅ）で示す信号、すなわちイン
バータ２４のＰＩ制御器３６の出力であるトルク電流指
令値１９□と、モータ角速度信号Ｗ１を用いて、下記（
１つ）式に示すような演算をすることも可能である。
バータ２４のＰＩ制御器３６の出力であるトルク電流指
令値１９□と、モータ角速度信号Ｗ１を用いて、下記（
１つ）式に示すような演算をすることも可能である。
Ｐｄ−ＰＭ＊Ｗ、１＊ ｉ９２ ・ （１９）
但し、ＰＭ：モータ定数である。第５図には瞬時電力演
算回路に（１つ）式を用いた時の実施例の要部を示す。
但し、ＰＭ：モータ定数である。第５図には瞬時電力演
算回路に（１つ）式を用いた時の実施例の要部を示す。
（１９）式にて示されたように、モータ角速度ＷＩＩ１
１とトルク電流指令値１９□を瞬時電力演算回路３２に
入力することにより実施している。
１とトルク電流指令値１９□を瞬時電力演算回路３２に
入力することにより実施している。
また、図中に（ｆ）、（ｇ）で示す信号、すなわち直流
コンデンサ２３の電圧値Ｖ と、インｄｌ バーク２４への入力電流ｉｄを用いると、Ｐ−Ｖ＊Ｉ
・・・ （２ｏ）ｄ
ｃｄｌ ｄ より瞬時電力Ｐ、を求め得る。
コンデンサ２３の電圧値Ｖ と、インｄｌ バーク２４への入力電流ｉｄを用いると、Ｐ−Ｖ＊Ｉ
・・・ （２ｏ）ｄ
ｃｄｌ ｄ より瞬時電力Ｐ、を求め得る。
更に、下記（２１）、（２２）式のようにして、瞬時電
力Ｐｄを求めることも可能である。すなわち、第４図中
に（ｂ）、（ｈ）で示すモータ電流ｕｌ’ ｖｌ”
ｗｌとモータ電圧ｖｖｖ”
ｕｌ’ ｖｌ’ ｖｌを用いて、 Ｐｄ ″″Ｖｕｌ＊ｉｕｌ＋ｖｖｌ＊ｉｖｌ十ｖνｌ＊
ｉｗ１・・・（２１） としてもよく、（ｃ）、（ｈ）で示す信号を用いて Ｐｄ ＝ ”ｕｌ” ｉｕ２” Ｖ、、＊ ｉｖ２”
Ｖｗｌ” ｉｖ２・・・ （２２） としでもよい。
力Ｐｄを求めることも可能である。すなわち、第４図中
に（ｂ）、（ｈ）で示すモータ電流ｕｌ’ ｖｌ”
ｗｌとモータ電圧ｖｖｖ”
ｕｌ’ ｖｌ’ ｖｌを用いて、 Ｐｄ ″″Ｖｕｌ＊ｉｕｌ＋ｖｖｌ＊ｉｖｌ十ｖνｌ＊
ｉｗ１・・・（２１） としてもよく、（ｃ）、（ｈ）で示す信号を用いて Ｐｄ ＝ ”ｕｌ” ｉｕ２” Ｖ、、＊ ｉｖ２”
Ｖｗｌ” ｉｖ２・・・ （２２） としでもよい。
尚、本実施例では、第１図で示したＰＷＭ回路２８に三
角波比較方式を採用したが、他の方式、例えば瞬時値比
較方式であっても同様である。また第１１図の従来例、
第１図の本発明の中で示されている速度起電力推定回路
は、使用しなくても可能であるが、その場合には（１０
）、（１１）および（１２）式の中で示されるゲインに
１を大きくしなければならない。安定性の観点からもゲ
インに、は小さい方が望ましいため、ここではｅ 、
ｅ 、ｅ を電圧指令値演算回路へ入力しｕ
ｖ ｖ ている。また、コンバータ２２、インバータ２４に使用
したパワー素子は、ＩＧＢＴ以外にもバイポーラトラン
ジスタ、ＭＯ３ＦＥＴＳＧＴＯＳＳＩＴ、サイリスタそ
の他スイッチ素子であれば全て使用可能である。。更に
、瞬時電力演算回路、速度起電力推定回路については、
基本的な考えが同様であるならば他の回路方式を使用す
ることは可能である。
角波比較方式を採用したが、他の方式、例えば瞬時値比
較方式であっても同様である。また第１１図の従来例、
第１図の本発明の中で示されている速度起電力推定回路
は、使用しなくても可能であるが、その場合には（１０
）、（１１）および（１２）式の中で示されるゲインに
１を大きくしなければならない。安定性の観点からもゲ
インに、は小さい方が望ましいため、ここではｅ 、
ｅ 、ｅ を電圧指令値演算回路へ入力しｕ
ｖ ｖ ている。また、コンバータ２２、インバータ２４に使用
したパワー素子は、ＩＧＢＴ以外にもバイポーラトラン
ジスタ、ＭＯ３ＦＥＴＳＧＴＯＳＳＩＴ、サイリスタそ
の他スイッチ素子であれば全て使用可能である。。更に
、瞬時電力演算回路、速度起電力推定回路については、
基本的な考えが同様であるならば他の回路方式を使用す
ることは可能である。
本発明の効果を実験する為、インバータとモータの代わ
りに、純抵抗６つを置き換えた回路を第６図に示す。リ
アクトルは５０．５１．５２は０．７５ｍ１．平滑コン
デンサ６８の容量は２０μＦ１またＰＷＭ回路７１の三
角波のキャリア周波数は１０ｋＨｚである。負荷である
純抵抗６９の電圧Ｖ 、電流ｉ の積を瞬時電力Ｐ、
としｃｄｌ ｄ ている。第７図はコンデンサ電圧指令Ｖ をｄ２ ２００ｖ一定、負荷を２．４ｋｗとした場合の定常特性
であり、コンデンサ電圧Ｖ ＳＵ相電流ｄｌ 指令ｉ Ｕ相入力電流ｉ を示している。電ｕ２
ゝ ｕｌν 流指令に入力電流が正確（こ追従しているのがわかる。
りに、純抵抗６つを置き換えた回路を第６図に示す。リ
アクトルは５０．５１．５２は０．７５ｍ１．平滑コン
デンサ６８の容量は２０μＦ１またＰＷＭ回路７１の三
角波のキャリア周波数は１０ｋＨｚである。負荷である
純抵抗６９の電圧Ｖ 、電流ｉ の積を瞬時電力Ｐ、
としｃｄｌ ｄ ている。第７図はコンデンサ電圧指令Ｖ をｄ２ ２００ｖ一定、負荷を２．４ｋｗとした場合の定常特性
であり、コンデンサ電圧Ｖ ＳＵ相電流ｄｌ 指令ｉ Ｕ相入力電流ｉ を示している。電ｕ２
ゝ ｕｌν 流指令に入力電流が正確（こ追従しているのがわかる。
第８図にはこの時のコンデンサの電圧波形、電流波形を
示す。第９図、第１０図にはコンデンサ電圧指令Ｖ
を２００Ｖ一定にしておいて、負、 ｃｄ２ 荷を急変（０，８ｋｗ−→２，４ｋｗ）させた場合の過
渡応答を示す。第９図は負荷を重くした（０．８ｋｗ→
２．４ ｋ ｗ ）とき、第１０図は負荷を重くした（
２ 、４ ｋ ｗ −＝ ０ 、８ ｋ ｗ ）とき
の各部の状態を示し、それぞれＵ粗相電圧ｅ Ｕｕ
２ゝ 相電流指令ｉ Ｕ相入力電流ｉ コンデンサｕ２
ゝ ｕｌゝ 電圧ｖ １負荷電力Ｐ、の波形を示す。第９図ｄｌ のように、１ｍｓ以下の速い負荷変動に対しては制御系
の遅れの為、最大５０Ｖの電圧変動が生じてしまってい
る。これに対して、第９図のような３ａｓ程の負荷変動
に対しては電圧変動は、約１５Ｖと低く抑えられている
。本実験の結果は負荷に抵抗を用いて行ったものである
が、負荷がモータであっても効果は同様に期待できるも
のである。
示す。第９図、第１０図にはコンデンサ電圧指令Ｖ
を２００Ｖ一定にしておいて、負、 ｃｄ２ 荷を急変（０，８ｋｗ−→２，４ｋｗ）させた場合の過
渡応答を示す。第９図は負荷を重くした（０．８ｋｗ→
２．４ ｋ ｗ ）とき、第１０図は負荷を重くした（
２ 、４ ｋ ｗ −＝ ０ 、８ ｋ ｗ ）とき
の各部の状態を示し、それぞれＵ粗相電圧ｅ Ｕｕ
２ゝ 相電流指令ｉ Ｕ相入力電流ｉ コンデンサｕ２
ゝ ｕｌゝ 電圧ｖ １負荷電力Ｐ、の波形を示す。第９図ｄｌ のように、１ｍｓ以下の速い負荷変動に対しては制御系
の遅れの為、最大５０Ｖの電圧変動が生じてしまってい
る。これに対して、第９図のような３ａｓ程の負荷変動
に対しては電圧変動は、約１５Ｖと低く抑えられている
。本実験の結果は負荷に抵抗を用いて行ったものである
が、負荷がモータであっても効果は同様に期待できるも
のである。
本発明では、モータを負荷としたシステムを例に示した
。本システムは３相商用電源を使用して、モータを電気
的に可変速駆動する必要のある機器類例えば住宅設備機
器に使用される各種モータ、ＦＡ機器類の動力用モータ
、移動体用の動力モータその他あらゆる分野に応用可能
である。更に負荷としては、モータではなくコイルのみ
を使用した高周波誘導炉等にも応用可能である。また、
本発明は商用電源周波数を変換するような周波数変換器
にもそのまま応用可能となる。
。本システムは３相商用電源を使用して、モータを電気
的に可変速駆動する必要のある機器類例えば住宅設備機
器に使用される各種モータ、ＦＡ機器類の動力用モータ
、移動体用の動力モータその他あらゆる分野に応用可能
である。更に負荷としては、モータではなくコイルのみ
を使用した高周波誘導炉等にも応用可能である。また、
本発明は商用電源周波数を変換するような周波数変換器
にもそのまま応用可能となる。
本発明によれば、インバータ側の瞬時電力を演算し、そ
の結果をコンバータの制御系にフィードバックしている
ので、インバータ側とコンバータ側を瞬時電力の点でバ
ランスさせることができる。
の結果をコンバータの制御系にフィードバックしている
ので、インバータ側とコンバータ側を瞬時電力の点でバ
ランスさせることができる。
このため、過渡状態で直流コンデンサ電圧が急上昇する
ようなことはなくなり、安定で、且つ過渡特性に優れた
コンデンサ電圧制御を実現できる効果がある。すなわち
、従来の負荷変動時におけるコンデンサの破壊等の課題
を解決したことにより、本発明を利用した製品に対して
著しい信頼性の向上をもたらすものである。また、直流
コンデンサの容量を変えないとすると、ＰＩ制御用のゲ
インに、、Ｋｐを大きくしても制御系が安定になるので
ＰＩ制御の設計を容易に行なうことができる一方、ゲイ
ンＫ 、Ｋ を一定にすると、コンデンｐ す容量値の大幅な小容量化が、弊害要素なく行えること
によって、本発明を利用した製品の小型化に対して大き
く貢献することになる。
ようなことはなくなり、安定で、且つ過渡特性に優れた
コンデンサ電圧制御を実現できる効果がある。すなわち
、従来の負荷変動時におけるコンデンサの破壊等の課題
を解決したことにより、本発明を利用した製品に対して
著しい信頼性の向上をもたらすものである。また、直流
コンデンサの容量を変えないとすると、ＰＩ制御用のゲ
インに、、Ｋｐを大きくしても制御系が安定になるので
ＰＩ制御の設計を容易に行なうことができる一方、ゲイ
ンＫ 、Ｋ を一定にすると、コンデンｐ す容量値の大幅な小容量化が、弊害要素なく行えること
によって、本発明を利用した製品の小型化に対して大き
く貢献することになる。
第１図は本発明の一実施例の全体構成を示すブロック図
、第２図は本発明の実施例の要部となる瞬時電力演算回
路の実施例の一例を示すブロック図、第３図はその具体
的な構成図、第４図は実施例の変形例を説明するブロッ
ク図、第５図は瞬時電力演算回路の他の実施例を示すブ
ロック図、第６図は本発明の効果を実験するための実験
ブロツ図、第７図は第６図の実験時の定常特性を示す波
形図、第８図はコンデンサの電圧波形及び電流波形図、
第９図、第１０図は負荷急変時の各部の過渡応答を示す
波形図、第１１図は従来の構成を示すブロック図である
。 １９．４９・・・交流電源、２０・・・リアクトル、２
１．２５．５３，５４，５５．７６・・・電流検出器、
２２・・・コンバータ、２３・・・コンデンサ、２４・
・・インバータ、３８・・・位置検出器、３９・・・速
度検出器、７，２７．７０・・・ポテンショトランス、
２８．３３．７１・・・ＰＷＭ回路、２９，３４゜７２
・・・電圧指令値演算回路、３０．３５，４４゜４７．
７３・・・電流指令値演算回路、３１，４５゜４８．７
４・・・ＰＩ制御器、３２，４６．７５・・・瞬時電力
演算回路、５６，５７．５ｇ、５９．６０゜６１・・・
ＩＧＢＴ、６２，６３，６４，６５．６６゜６７・・・
ダイオード。
、第２図は本発明の実施例の要部となる瞬時電力演算回
路の実施例の一例を示すブロック図、第３図はその具体
的な構成図、第４図は実施例の変形例を説明するブロッ
ク図、第５図は瞬時電力演算回路の他の実施例を示すブ
ロック図、第６図は本発明の効果を実験するための実験
ブロツ図、第７図は第６図の実験時の定常特性を示す波
形図、第８図はコンデンサの電圧波形及び電流波形図、
第９図、第１０図は負荷急変時の各部の過渡応答を示す
波形図、第１１図は従来の構成を示すブロック図である
。 １９．４９・・・交流電源、２０・・・リアクトル、２
１．２５．５３，５４，５５．７６・・・電流検出器、
２２・・・コンバータ、２３・・・コンデンサ、２４・
・・インバータ、３８・・・位置検出器、３９・・・速
度検出器、７，２７．７０・・・ポテンショトランス、
２８．３３．７１・・・ＰＷＭ回路、２９，３４゜７２
・・・電圧指令値演算回路、３０．３５，４４゜４７．
７３・・・電流指令値演算回路、３１，４５゜４８．７
４・・・ＰＩ制御器、３２，４６．７５・・・瞬時電力
演算回路、５６，５７．５ｇ、５９．６０゜６１・・・
ＩＧＢＴ、６２，６３，６４，６５．６６゜６７・・・
ダイオード。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、入出力電流を同時に交流波にすることができ、コン
バータとインバータの間に接続された平滑手段の端子間
電圧を検出して前記コンバータの制御系に帰還する電圧
形ＰＷＭコンバータ・インバータシステムの制御方式に
おいて、 前記インバータ側の瞬時電力を演算し、この演算出力を
前記コンバータの制御系へ帰還することを特徴とする電
圧形ＰＷＭコンバータ・インバータシステムの制御方式
。 ２、入力された交流電力を直流電力に変換して出力する
コンバータ手段と、このコンバータ手段から出力された
直流電力を交流電力に変換して出力するインバータ手段
と、前記コンバータ手段とインバータ手段の間に設けら
れた平滑手段と、所定のコンバータ用指令値と前記平滑
用コンデンサの直流電圧値にもとづき前記コンバータ手
段を電圧形ＰＷＭ制御するコンバータ制御手段と、所定
のインバータ用指令値と前記インバータから出力された
交流電力とにもとづき前記インバータを電圧形ＰＷＭ制
御するインバータ制御手段とを備える電圧形ＰＷＭコン
バータ・インバータシステムにおいて、 前記インバータ側の瞬時電力を演算して瞬時電力演算値
を出力する瞬時電力演算手段を更に備え、前記コンバー
タ制御手段は前記所定のコンバータ用指令値、前記平滑
手段の端子間の直流電圧値および前記瞬時電力演算値に
もとづいて前記コンバータ手段を制御することを特徴と
する電圧形ＰＷＭコンバータ・インバータシステム。 ３、前記瞬時電力演算手段は前記インバータ手段の出力
電圧および出力電流の検出値または指令値にもとづき前
記瞬時電力演算値を出力する請求項２記載の電圧形ＰＷ
Ｍコンバータ・インバータシステム。 ４、前記瞬時電力演算手段は前記インバータ手段の入力
電圧および入力電流の検出値または指令値にもとづき前
記瞬時電力演算値を出力する請求項２記載の電圧形ＰＷ
Ｍコンバータ・インバータシステム。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN90106510A CN1035709C (zh) | 1989-07-27 | 1990-07-26 | 电压型脉宽调制变流/逆变器系统及其控制过程 |
| EP90114388A EP0410463B1 (en) | 1989-07-27 | 1990-07-26 | Voltage-type PWM converter/inverter system and method of controlling the same |
| DE69013095T DE69013095T2 (de) | 1989-07-27 | 1990-07-26 | Pulsbreiten-moduliertes Wandler/Wechselrichtersystem und Verfahren um dasselbe zu steuern. |
| US07/558,650 US5136494A (en) | 1989-07-27 | 1990-07-27 | Power conversion system with instantaneous real power feedback control |
| US08/082,004 US5373223A (en) | 1989-07-27 | 1993-06-24 | Power converter/inverter system with instantaneous real power feedback control |
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP19449889 | 1989-07-27 | ||
| JP1-194498 | 1989-07-27 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03128691A true JPH03128691A (ja) | 1991-05-31 |
Family
ID=16325521
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2165047A Pending JPH03128691A (ja) | 1989-07-27 | 1990-06-22 | 電圧形ｐｗｍコンバータ・インバータシステムとその制御方式 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5373223A (ja) |
| JP (1) | JPH03128691A (ja) |
| KR (1) | KR910003900A (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| CN103051281A (zh) * | 2013-01-30 | 2013-04-17 | 秦皇岛国能石油装备有限公司 | 一种高性能四象限变频器 |
| CN105871295B (zh) * | 2016-05-11 | 2019-04-02 | 安徽立卓智能电网科技有限公司 | 一种给煤机抗电压扰动电源系统 |
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| JP2863833B2 (ja) * | 1996-09-18 | 1999-03-03 | 岡山大学長 | アクティブコモンモードキャンセラ |
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