JP6010212B2 - 電力変換装置およびその制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、電力変換装置およびその制御方法に関し、例えば、同期機を起動させるサイリスタ起動装置に好適に用いられるものである。

サイリスタ起動装置は、三相交流電力を直流電力に変換するコンバータと、直流電流を平滑化させる直流リアクトルと、コンバータから直流リアクトルを介して与えられた直流電力を所望の周波数の三相交流電力に変換して同期機に与えるインバータとを備える。サイリスタ起動装置は、例えば、特開２００１−３７２３６号公報（特許文献１）に開示されるように、コンバータに入力される三相交流電流を検出する交流電流検出器と、インバータから出力される三相交流電圧を検出する交流電圧検出器と、交流電流検出器および交流電圧検出器の検出結果に基づいてコンバータおよびインバータを制御する制御回路とを備える。同期機に与える三相交流電力を制御することにより、停止状態の同期機を起動させて所定の回転速度で回転駆動させることができる。

特開２００１−３７２３６号公報

このようなサイリスタ起動装置において、直流リアクトルに流れる電流波形は、インバータに含まれる複数のサイリスタのスイッチングに起因して、直流電流にリップル（交流成分）が重畳した波形となっている。この直流電流のリップルは、インバータの負荷が増えることによって大きくなる。

一方、サイリスタ起動装置では、上記の特許文献１に記載されるように、コンバータを、所定の電流指令値に従って電流制御する。この電流制御は、直流リアクトルに流れる直流電流を電流指令値に一致させるためのフィードバック制御によって行なわれる。そのため、上述のようにインバータの負荷が増えた場合には、負荷の変化に対してインバータに与える直流電圧を速やかに追従させることが困難となっていた。

このような制御応答性の低さから、従来のサイリスタ起動装置では、直流電流のリップルを抑制するためにインダクタンスの大きい直流リアクトルの設置が必要となっていた。これにより、装置の大型化および高価格化を招いてしまうという問題があった。

それゆえに、この発明の主たる目的は、小型で低価格の直流リアクトルを用いた電力変換装置およびその制御方法を提供することである。

この発明のある局面によれば、電力変換装置は、交流電源から供給される交流電力を直流電力に変換するコンバータと、直流電流を平滑化させる直流リアクトルと、コンバータから直流リアクトルを介して与えられた直流電力を交流電力に変換して負荷に供給するインバータと、電流指令値と直流リアクトルに流れる直流電流との偏差に基づいて演算されたフィードバック制御量と、コンバータから直流リアクトルを介して与えられる直流電圧に応じて設定されたフィードフォワード制御量との和に従って、コンバータを制御する制御部とを備える。制御部は、インバータの出力周波数が第１の領域にあるとき、フィードフォワード制御量の演算に用いられる制御ゲインを、出力周波数が第１の領域よりも低周波数の第２の領域にあるときと比較して小さくする。

この発明の別の局面によれば、電力変換装置の制御方法であって、電力変換装置は、交流電源から供給される交流電力を直流電力に変換するコンバータと、直流電流を平滑化させる直流リアクトルと、コンバータから直流リアクトルを介して与えられた直流電力を交流電力に変換して負荷に供給するインバータとを含む。電力変換装置の制御方法は、電流指令値と直流リアクトルに流れる直流電流との偏差に基づいて演算されたフィードバック制御量と、コンバータから直流リアクトルを介して与えられる直流電圧に応じて設定されたフィードフォワード制御量との和に従って、コンバータを制御するステップと、インバータの出力周波数が第１の領域にあるとき、フィードフォワード制御量の演算に用いられる制御ゲインを、出力周波数が第１の領域よりも低周波数の第２の領域にあるときと比較して小さくするステップとを備える。

この発明による電力変換装置では、直流リアクトルのインダクタンスを小さくできるため、装置の小型化および低価格化を実現できる。

本発明の実施の形態に係る電力変換装置の代表例であるサイリスタ起動装置の構成を示す図である。 図１におけるコンバータ制御部の電流制御を実現するための制御ブロックの構成例を説明する図である。 本実施の形態によるコンバータの電流制御によるリップル抑制の効果とインバータ２の出力周波数との関係を示す図である。 図２におけるゲイン乗算部の構成の一例を示すブロック図である。 ゲイン乗算部におけるゲインの設定の第一の例を説明する概念図である。 ゲイン乗算部におけるゲインの設定の第二の例を説明する概念図である。 ゲイン乗算部におけるゲインの設定の第三の例を説明する概念図である。

以下、本発明の実施の形態について図面を用いて説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。

図１は、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の代表例であるサイリスタ起動装置の構成を示す図である。

図１を参照して、サイリスタ起動装置１００は、交流電源ｅ１から三相交流電力を受けて同期機４を起動させる。サイリスタ起動装置１００は、電力変換部１０と、交流電流検出器８と、交流電圧検出器９と、コンバータ制御部２０と、インバータ制御部３０と、ゲートパルス発生回路４０とを備える。サイリスタ起動装置１００は、直流電圧検出器７と、交流電流検出器８と、交流電圧検出器９とをさらに備える。

電力変換部１０は、電力線ＬＮ１を介して交流電源ｅ１から三相交流電力を受ける。交流電流検出器８は、電力変換部１０に供給される三相交流電流を検出し、電流検出値Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３をコンバータ制御部２０へ出力する。

電力変換部１０は、コンバータ１と、インバータ２と、直流リアクトル３とを含む。コンバータ１は、交流電源ｅ１からの三相交流電力を直流電力に変換する。コンバータ１は、少なくとも６個のサイリスタを含む三相全波整流回路である。各サイリスタは、ゲートにコンバータ制御部２０からのゲートパルスを受ける。６個のサイリスタを所定のタイミングでオンさせることにより、三相交流電力を直流電力に変換することできる。

直流リアクトル３は、コンバータ１の高電圧側出力端子１ａとインバータ２の高電圧側入力端子２ａとの間に接続され、直流電流を平滑化させる。コンバータ１の低電圧側出力端子１ｂとインバータ２の低電圧側入力端子２ｂとは直接接続される。

直流電圧検出器７は、インバータ２の入力端子２ａ，２ｂの間の直流電圧ＶＤＣを検出し、電圧検出値ＶＤＣをコンバータ制御部２０へ出力する。

インバータ２は、コンバータ１から直流リアクトル３を介して与えられた直流電力を所望の周波数の三相交流電力に変換する。インバータ２は、少なくとも６個のサイリスタを含む。各サイリスタは、ゲートにインバータ制御部３０からのゲートパルスを受ける。６個のサイリスタを所定のタイミングでオンさせることにより、直流電力を所定の周波数の三相交流電力に変換することができる。

インバータ２で生成された三相交流電力は、電力線ＬＮ２を介して同期機４に与えられる。同期機４の極数が２極の場合、通常時の回転速度は３０００ｒｐｍ〜３６００ｒｐｍである。

同期機４は、三相コイルを含む。三相コイルはそれぞれ、電力線ＬＮ２に接続される。三相コイルに三相交流電力を供給すると、回転磁界が発生し、同期機４が回転する。

交流電圧検出器９は、同期機４の三相コイルに供給される三相交流電圧を検出し、電圧検出値Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３をインバータ制御部３０へ出力する。

コンバータ制御部２０は、交流電流検出器８から受けた電流検出値Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３、および直流電圧検出器７から受けた直流電圧ＶＤＣに基づいてコンバータ１を制御する。具体的には、コンバータ制御部２０は、直流リアクトル３に流れる直流電流が所定の電流指令値Ｉｄ＊に一致するように、コンバータ１を電流制御する。コンバータ制御部２０は、後述する方法によって、電流検出値Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３および電圧検出値ＶＤＣに基づいて位相制御角（点弧角）αを算出し、算出した位相制御角αをゲートパルス発生回路４０へ出力する。ゲートパルス発生回路４０は、コンバータ制御部２０から受けた位相制御角αに基づいてコンバータ１のサイリスタのゲートに与えるゲートパルスを生成する。

インバータ制御部３０は、交流電圧検出器９から受けた電圧検出値Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３に基づいてインバータ２を制御する。インバータ制御部３０は、図示しない回転子位置検出部を含む。回転子位置検出部は、交流電圧検出器９から受けた電圧検出値Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３に基づいて同期機４の回転子の回転位置を検出する。インバータ制御部３０は、検出された回転子の回転位置に基づいて位相制御角（点弧角）γを算出し、算出した位相制御角γをゲートパルス発生回路４０へ出力する。ゲートパルス発生回路４０は、インバータ制御部３０から受けた位相制御角γに基づいてインバータ２のサイリスタのゲートに与えるゲートパルスを生成する。

このようなサイリスタ起動装置は、例えば発電所において、停止状態の同期発電機を同期電動機として起動させるために使用される。同期発電機を同期電動機として所定の回転数で回転駆動させた状態で、サイリスタ起動装置を同期発電機から切り離すとともに、ガスタービンなどによって同期発電機を回転駆動させて交流電力を生成する。

図２は、図１におけるコンバータ制御部２０の電流制御を実現するための制御ブロックの構成例を説明する図である。

図２を参照して、コンバータ制御部２０は、整流回路２００と、ゲイン乗算部２１０，２５０と、減算部２２０と、ＰＩ演算部２３０と、加算部２４０と、演算部２６０とを含む。

整流回路２００は、交流電流検出器８から電流検出値Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３を受ける。整流回路２００は、全波整流型のダイオード整流器を用いており、電流検出値Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３を直流電流Ｉｄに変換する。

ゲイン乗算部２１０は、整流回路２００からの直流電流ＩｄにゲインＫ１を乗じて減算部２２０へ出力する。直流電流ＩｄにゲインＫ１を乗じた値は、直流リアクトル３に流れる直流電流に比例する。

減算部２２０は、電流指令値Ｉｄ＊と直流電流Ｋ１・Ｉｄとの電流偏差ΔＩｄを演算し、演算した電流偏差ΔＩｄをＰＩ演算部２３０へ出力する。電流指令値Ｉｄ＊は直流電流の目標値であり、同期機４の運転状態に応じて設定される制御指令である。ＰＩ演算部２３０は、所定の比例ゲインおよび積分ゲインに従って、電流偏差ΔＩｄに応じたＰＩ出力を生成する。ＰＩ演算部２３０は、電流フィードバック制御要素を構成する。

具体的には、ＰＩ演算部２３０は、比例要素（Ｐ：proportional element）、積分要素（Ｉ：integral element）および加算部を含む。比例要素は電流偏差ΔＩｄに所定の比例ゲインを乗じて加算部へ出力し、積分要素は所定の積分ゲインで電流偏差ΔＩｄを積分して加算部へ出力する。加算部は、比例要素および積分要素からの出力を加算してＰＩ出力を生成する。このＰＩ出力は、電流制御を実現するためのフィードバック制御量Ｖｆｂに相当する。なお、フィードバック制御量の演算として、ＰＩ演算を例示したが、それ以外の制御演算によってフィードバック制御量を演算することも可能である。

ゲイン乗算部２５０は、直流電圧検出器７から直流電圧ＶＤＣを受ける。ゲイン乗算部２５０は、直流電圧ＶＤＣにゲインＫ２を乗じて加算部２４０へ出力する。このゲイン乗算部２５０の出力Ｋ２・ＶＤＣは、電流制御におけるフィードフォワード制御量Ｖｆｆに相当する。

加算部２４０は、ＰＩ演算部２３０およびゲイン乗算部２５０からの出力を加算して、電流制御のための電圧指令値を生成する。この電圧指令値は、コンバータ１が出力すべき直流電力の電圧値を規定する制御指令である。

演算部２６０は、加算部２４０から与えられる電圧指令値を用いて位相制御角αを算出する。ここで、交流電源ｅ１の線間電圧の実効値をＥ_ｓとすると、直流電圧ＶＤＣの平均値Ｅ_ｄαは、重なり角を無視すれば次式（１）で与えられる。

Ｅ_ｄα＝１．３５Ｅ_ｓｃｏｓα ・・・（１）
演算部２６０は、この式（１）のＥ_ｄαに加算部２４０から与えられる電圧指令値を入れて解くことにより、位相制御角αを算出する。演算部２６０は、算出した位相制御角αをゲートパルス発生回路４０へ出力する。

ゲートパルス発生回路４０は、位相制御角αに基づいて、コンバータ１のサイリスタに与えるゲートパルスを生成する。コンバータ１がゲートパルス発生回路４０によって生成されたゲートパルスに従ってスイッチング制御されることにより、電流指令値Ｉｄ＊に従った直流電流がコンバータ１から出力される。

このようにコンバータ制御部２０は、直流電流を電流指令値Ｉｄ＊に一致させるためのフィードバック制御系に、直流電圧ＶＤＣに基づくフィードフォワード制御を適用する。これにより、インバータ２のスイッチングによって生じる直流電圧ＶＤＣのリップルの変化に対抗する直流電圧をコンバータ１から速やかに出力させることができる。その結果、直流電流のリップルが増加するのを防止できる。

その一方で、直流電圧ＶＤＣのリップルはインバータ２の出力周波数に依存しており、インバータ２の出力周波数が高くなるに従って直流電圧ＶＤＣのリップルが小さくなる。そのため、インバータ２の出力周波数が高いときにも上述したフィードフォワード制御を適用すると、却って直流電流のリップルを増加させてしまう可能性がある。

図３に、本実施の形態によるコンバータ１の電流制御によるリップル抑制の効果とインバータ２の出力周波数との関係を示す。図３の縦軸には直流電流のリップルの抑制率および増加率が示され、横軸にはインバータ２の出力周波数が示される。なお、直流電流のリップルの抑制率は、フィードフォワード制御の適用による直流成分に対する交流成分の割合であるリップル率の減少量に相当する。また、直流電流のリップルの増加率は、フィードフォワード制御の適用によるリップル率の増加量に相当する。

図３を参照して、インバータ２の出力周波数が高くなるに従って、直流電流のリップルの抑制率が減少する。これは、交流電源ｅ１からコンバータ１に入力される交流電力の周波数と比べてインバータ２の出力周波数が高くなると、コンバータ１の電流制御が追いつかず、フィードフォワード制御の効果が薄まるためである。

その一方で、インバータ２の出力周波数が高くなるほど、直流電流のリップル率が減少する。そのため、図３に示すように、インバータ２の出力周波数がある周波数ｆｔｈを超えると、フィードフォワード制御の適用によるリップル率の変化が減少から増加に転じる。すなわち、インバータ２の出力周波数が周波数ｆｔｈのとき、フィードフォワード制御を実行したときの直流電流のリップル率とフィードフォワード制御を非実行としたときの直流電流のリップル率とが等しくなる。そして、インバータ２の出力周波数が周波数ｆｔｈよりも高くなると、フィードフォワード制御の適用によって直流電流のリップルが増加してしまい逆効果となる。以下の説明では、インバータ２の出力周波数が周波数ｆｔｈよりも高くなる領域を「高周波数領域」と表記し、インバータ２の出力周波数が周波数ｆｔｈ以下となる領域を「低周波数領域」とも表記する。

本発明の実施の形態による電力変換装置では、フィードフォワード制御量の演算に用いられるゲインＫ２を、インバータ２の出力周波数に応じて可変に設定する。具体的には、コンバータ制御部２０は、インバータ２の出力周波数が高周波領域であるか否かの判定結果に応じてゲインＫ２を変更する。

図４は、図２におけるゲイン乗算部２５０の構成の一例を示すブロック図である。
図４を参照して、ゲイン乗算部２５０は、回転速度検出部２５２と、比較器２５４と、スイッチ２５６と、乗算部２５８とを含む。

回転速度検出部２５２は、インバータ制御部３０内部の回転子位置検出部（図示せず）から同期機４の回転子位置を示す回転位置信号ＰＯＳを受ける。回転数検出部２５２は、回転位置信号ＰＯＳに基づいて同期機４の回転子の回転速度Ｎｍを検出する。同期機４の回転子の回転速度Ｎｍは、インバータ２の出力周波数に対応する。

比較器２５４は、同期機４の回転子の回転速度Ｎｍと所定の閾値Ｎｔｈとを比較し、比較結果を出力する。回転速度Ｎｍが閾値Ｎｔｈを超えたとき、比較器２５４の出力信号はＨ（論理ハイ）レベルとなり、回転速度Ｎｍが閾値Ｎｔｈ以下のとき、比較器２５４の出力信号はＬ（論理ロー）レベルとなる。比較器２５４に入力される閾値Ｎｔｈは、図３における周波数ｆｔｈに基づいて設定される。

スイッチ２５６は、比較器２５４の出力信号に応じて、ゲインＫ２＿Ｈ，Ｋ２＿Ｌのいずれか一方を選択し、選択したゲインをゲインＫ２として乗算部２５８へ出力する。具体的には、ゲインＫ２＿Ｈ，Ｋ２＿Ｌは互いに異なる値であり、ゲインＫ２＿ＨがゲインＫ２＿Ｌよりも高い値に設定される（Ｋ２＿Ｈ＞Ｋ２＿Ｌ）。比較器２５４の出力信号がＨレベルのとき、すなわち、同期機４の回転子の回転速度Ｎｍが閾値Ｎｔｈより高いときには、スイッチ２５６はゲインＫ２＿Ｌを選択する。一方、比較器２５４の出力信号がＬレベルのとき、すなわち、同期機４の回転子の回転速度Ｎｍが閾値Ｎｔｈ以下のときには、スイッチ２５６はゲインＫ２＿Ｈを選択する。

乗算部２５８は、直流電圧検出器７からの直流電圧ＶＤＣにゲインＫ２を乗じることにより、フィードフォワード制御量Ｖｆｆを算出する。

このように、ゲイン乗算部２５０は、インバータ２の出力周波数が高周波数領域であるか否かの判定結果に応じてフィードフォワード制御量Ｖｆｆの演算に用いるゲインＫ２を可変に設定する。ゲイン乗算部２５０は、インバータ２の出力周波数が高周波領域である場合には、インバータ２の出力周波数が低周波領域である場合と比較して、ゲインＫ２を低くする。したがって、高周波数領域では、低周波数領域と比較して、同じ直流電圧ＶＤＣに基づいて設定されるフィードフォワード制御量Ｖｆｆが小さくなる。これにより、高周波数領域における直流電流のリップルの増加を抑えることができる。

以下に、図５〜図７を用いて、ゲイン乗算部２５０におけるゲインＫ２の設定の詳細を説明する。

図５は、ゲイン乗算部２５０におけるゲインＫ２の設定の第一の例を説明する概念図である。

図５（ａ）を参照して、ゲイン乗算部２５０は、高周波領域でのゲインＫ２＿Ｌをゼロに設定する。すなわち、インバータ２の出力周波数が低周波領域である場合には、フィードフォワード制御を実行する一方で、インバータ２の出力周波数が高周波領域である場合には、フィードフォワード制御量Ｖｆｆをゼロに設定することにより、実質的にフィードフォワード制御を非実行（無効）とする。

図５（ｂ）には、図５（ａ）に示されるゲインＫ２の設定による直流電流のリップル抑制の効果とインバータ２の出力周波数との関係を示す。図５（ｂ）を参照して、直流電流のリップルの抑制率は高周波領域においてゼロに維持される。高周波領域ではフィードフォワード制御を非実行とすることにより、図３に示したような直流電流のリップルの増加を抑制できる。

図６は、ゲイン乗算部２５０におけるゲインＫ２の設定の第二の例を説明する概念図である。

図６を参照して、ゲイン乗算部２５０は、高周波領域でのゲインＫ２＿ＬをゲインＫ２＿Ｈよりも小さい正数に設定する（０＜Ｋ２＿Ｌ＜Ｋ２＿Ｈ）。すなわち、インバータ２の出力周波数が高周波領域である場合には、低周波領域である場合と比較してゲインＫ２を小さくしてフィードフォワード制御を実行する。なお、ゲインＫ２＿Ｌは、直流電圧ＶＤＣのリップルの大きさに応じて、直流電流のリップルを抑制するのに適切な値に予め定められる。

図７は、ゲイン乗算部２５０におけるゲインＫ２の設定の第三の例を説明する概念図である。

図７を参照して、ゲインＫ２は、インバータ２の出力周波数が高くなるに従って小さい値となるように設定される。ゲインＫ２は、インバータ２の出力周波数ごとに、実験等によって、フィードフォワード制御の適用による直流電流のリップルの抑制率が最も高くなるように予め定められる。

以上説明したように、本実施の形態による電力変換装置では、コンバータの電流制御において、直流電圧ＶＤＣに基づいたフィードフォワード制御に用いられる制御ゲインを、インバータの出力周波数が高くなるほど小さくする。これにより、直流電圧ＶＤＣのリップルが小さくなる高周波領域において、フィードフォワード制御によって直流電流のリップルが増えるのを抑制できる。

また、フィードフォワード制御に用いられる制御ゲインをインバータの出力周波数に応じて可変に設定することにより、インバータの出力周波数範囲にわたって、コンバータの電流制御によって直流電流のリップルを低減することができる。これにより、直流リアクトルのインダクタンスを大きくする必要がなくなるため、サイリスタ起動装置の小型化および低価格化を実現できる。

なお、上記の実施の形態では、直流電圧検出器７から受けた電圧検出値ＶＤＣに応じてフィードフォワード制御量Ｖｆｆを設定する構成について説明したが、交流電圧検出器９によって検出された三相交流電圧Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３に基づいて直流電圧ＶＤＣを演算する構成としてもよい。この場合、直流電圧検出器７を設ける必要がないので、装置のさらなる小型化および低価格化が実現できる。

今回開示された実施の形態はすべて例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の適用は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１ コンバータ、２ インバータ、３ 直流リアクトル、４ 同期機、７ 直流電圧検出器、８ 交流電流検出器、９ 交流電圧検出器、１０ 電力変換部、２０ コンバータ制御部、３０ インバータ制御部、４０ ゲートパルス発生回路、１００ サイリスタ起動装置、２００ 整流回路、２１０，２５０ ゲイン演算部、２２０ 減算部、２３０ ＰＩ演算部、２４０ 加算部、２５２ 回転速度検出部、２５４ 比較器、２５６ スイッチ、２５８ 乗算部、２６０ 演算部、ｅ１ 交流電源。

Claims (5)

1. 交流電源から供給される交流電力を直流電力に変換するコンバータと、
   直流電流を平滑化させる直流リアクトルと、
   前記コンバータから前記直流リアクトルを介して与えられた直流電力を交流電力に変換して負荷に供給するインバータと、
   電流指令値と前記直流リアクトルに流れる直流電流との偏差に基づいて演算されたフィードバック制御量と、前記コンバータから前記直流リアクトルを介して与えられる直流電圧に応じて設定されたフィードフォワード制御量との和に従って、前記コンバータを制御する制御部とを備え、
   前記制御部は、前記インバータの出力周波数が第１の領域にあるとき、前記フィードフォワード制御量の演算に用いられる制御ゲインを、前記出力周波数が前記第１の領域よりも低周波数の第２の領域にあるときと比較して小さくする、電力変換装置。
2. 前記制御部は、前記インバータの出力周波数が前記第１の領域にあるときには、前記電圧検出値に基づくフィードフォワード制御を非実行とする一方で、前記インバータの出力周波数が前記第２の領域にあるときには、前記フィードフォワード制御を実行する、請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記制御部は、前記インバータの出力周波数が高くなるほど前記制御ゲインを小さくする、請求項１に記載の電力変換装置。
4. 前記交流電源から供給される交流電流を検出する交流電流検出器と、
   前記交流電流検出器の出力を整流する整流回路と、
   前記インバータの高電圧側入力端子および低電圧側入力端子の間の直流電圧を検出する直流電圧検出器とをさらに備え、
   前記制御部は、
   前記電流指令値と前記整流回路からの直流電流との偏差に基づいて前記フィードバック制御量を演算し、
   前記直流電圧検出器から受けた電圧検出値に応じて前記フィードフォワード制御量を設定する、請求項１から３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
5. 電力変換装置の制御方法であって、
   前記電力変換装置は、
   前記交流電源から供給される交流電力を直流電力に変換するコンバータと、
   直流電流を平滑化させる直流リアクトルと、
   前記コンバータから前記直流リアクトルを介して与えられた直流電力を交流電力に変換して負荷に供給するインバータとを含み、
   前記制御方法は、
   電流指令値と前記直流リアクトルに流れる直流電流との偏差に基づいて演算されたフィードバック制御量と、前記コンバータから前記直流リアクトルを介して与えられる直流電圧に応じて設定されたフィードフォワード制御量との和に従って、前記コンバータを制御するステップと、
   前記インバータの出力周波数が第１の領域にあるとき、前記フィードフォワード制御量の演算に用いられる制御ゲインを、前記出力周波数が前記第１の領域よりも低周波数の第２の領域にあるときと比較して小さくするステップとを備える、電力変換装置の制御方法。

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