WO2014125594A1 - 電力変換装置およびその制御方法 - Google Patents

電力変換装置およびその制御方法 Download PDF

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宏之 荻野
彰修 安藤
靖彦 細川
涼太 奥山
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東芝三菱電機産業システム株式会社
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    • H02M1/0016—Control circuits providing compensation of output voltage deviations using feedforward of disturbance parameters

Definitions

  • the present invention relates to a power conversion device and a control method thereof, and is suitably used for, for example, a thyristor starting device that starts a synchronous machine.
  • the thyristor starter is a converter that converts three-phase AC power into DC power, a DC reactor that smoothes the DC current, and DC power that is supplied from the converter via the DC reactor to three-phase AC power of a desired frequency. And an inverter for conversion and feeding to the synchronous machine.
  • the thyristor starter includes an AC current detector that detects a three-phase AC current input to a converter, and a three-current output from an inverter.
  • An AC voltage detector that detects the phase AC voltage, and a control circuit that controls the converter and the inverter based on the detection results of the AC current detector and the AC voltage detector.
  • the current waveform flowing in the DC reactor is a waveform in which ripples (AC components) are superimposed on the DC current due to switching of a plurality of thyristors included in the inverter.
  • ripples AC components
  • the ripple of the direct current increases as the load on the inverter increases.
  • the converter is current-controlled according to a predetermined current command value.
  • This current control is performed by feedback control for making the direct current flowing through the direct current reactor coincide with the current command value. Therefore, when the load on the inverter increases as described above, it is difficult to quickly follow the DC voltage applied to the inverter with respect to the change in the load.
  • the conventional thyristor starting device requires the installation of a DC reactor having a large inductance in order to suppress the DC current ripple. As a result, there has been a problem that the apparatus becomes large and expensive.
  • a main object of the present invention is to provide a power converter using a small-sized and low-cost DC reactor and a control method thereof.
  • a power conversion device is provided via a DC reactor, a converter that converts AC power supplied from an AC power source into DC power, a DC reactor that smoothes a DC current, and the converter.
  • An inverter that converts the DC power into AC power to be supplied to the load, a feedback control amount that is calculated based on a deviation between the current command value and the DC current flowing through the DC reactor, and is provided from the converter via the DC reactor
  • a control unit that controls the converter in accordance with the sum of the feedforward control amount set according to the DC voltage.
  • the control unit determines the control gain used for calculating the feedforward control amount when the output frequency is in the second region lower than the first region. Make it small compared.
  • the power converter includes a converter that converts AC power supplied from an AC power source into DC power, and a DC reactor that smoothes the DC current. And an inverter that converts the DC power supplied from the converter via the DC reactor to AC power and supplies the AC power to the load.
  • the control method for the power converter is a feedback control amount calculated based on the deviation between the current command value and the direct current flowing through the direct current reactor, and a feed set according to the direct current voltage supplied from the converter via the direct current reactor.
  • the control gain used for the calculation of the feedforward control amount is greater than that in the first region. And making it smaller than when it is in the second region of low frequency.
  • the device since the inductance of the DC reactor can be reduced, the device can be reduced in size and price.
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a thyristor starting device that is a typical example of a power conversion device according to an embodiment of the present invention.
  • thyristor starter 100 receives three-phase AC power from AC power supply e1 and starts synchronous machine 4.
  • the thyristor starter 100 includes a power conversion unit 10, an AC current detector 8, an AC voltage detector 9, a converter control unit 20, an inverter control unit 30, and a gate pulse generation circuit 40.
  • the thyristor starter 100 further includes a DC voltage detector 7, an AC current detector 8, and an AC voltage detector 9.
  • the power conversion unit 10 receives three-phase AC power from the AC power source e1 through the power line LN1.
  • AC current detector 8 detects a three-phase AC current supplied to power conversion unit 10 and outputs detected current values I 1, I 2, and I 3 to converter control unit 20.
  • the power conversion unit 10 includes a converter 1, an inverter 2, and a DC reactor 3.
  • Converter 1 converts three-phase AC power from AC power supply e1 into DC power.
  • Converter 1 is a three-phase full-wave rectifier circuit including at least six thyristors. Each thyristor receives a gate pulse from the converter control unit 20 at its gate. By turning on the six thyristors at a predetermined timing, the three-phase AC power can be converted into DC power.
  • the direct current reactor 3 is connected between the high voltage side output terminal 1a of the converter 1 and the high voltage side input terminal 2a of the inverter 2, and smoothes the direct current.
  • the low voltage side output terminal 1b of the converter 1 and the low voltage side input terminal 2b of the inverter 2 are directly connected.
  • the DC voltage detector 7 detects the DC voltage VDC between the input terminals 2 a and 2 b of the inverter 2 and outputs the detected voltage value VDC to the converter control unit 20.
  • the inverter 2 converts the DC power supplied from the converter 1 through the DC reactor 3 into three-phase AC power having a desired frequency.
  • the inverter 2 includes at least six thyristors. Each thyristor receives a gate pulse from the inverter control unit 30 at its gate. By turning on the six thyristors at a predetermined timing, it is possible to convert DC power into three-phase AC power having a predetermined frequency.
  • the three-phase AC power generated by the inverter 2 is given to the synchronous machine 4 through the power line LN2.
  • the normal rotation speed is 3000 rpm to 3600 rpm.
  • the synchronous machine 4 includes a three-phase coil. Each of the three-phase coils is connected to power line LN2. When three-phase AC power is supplied to the three-phase coil, a rotating magnetic field is generated and the synchronous machine 4 rotates.
  • the AC voltage detector 9 detects a three-phase AC voltage supplied to the three-phase coil of the synchronous machine 4 and outputs the voltage detection values V1, V2, and V3 to the inverter control unit 30.
  • Converter control unit 20 controls converter 1 based on current detection values I1, I2, I3 received from AC current detector 8 and DC voltage VDC received from DC voltage detector 7. Specifically, converter control unit 20 controls current of converter 1 so that the direct current flowing through direct current reactor 3 matches a predetermined current command value Id *.
  • the converter control unit 20 calculates a phase control angle (ignition angle) ⁇ based on the current detection values I1, I2, I3 and the voltage detection value VDC by a method described later, and generates the calculated phase control angle ⁇ as a gate pulse.
  • Gate pulse generation circuit 40 generates a gate pulse to be applied to the gate of the thyristor of converter 1 based on phase control angle ⁇ received from converter control unit 20.
  • the inverter control unit 30 controls the inverter 2 based on the voltage detection values V1, V2, V3 received from the AC voltage detector 9.
  • Inverter control unit 30 includes a rotor position detection unit (not shown).
  • the rotor position detection unit detects the rotation position of the rotor of the synchronous machine 4 based on the voltage detection values V1, V2, V3 received from the AC voltage detector 9.
  • the inverter control unit 30 calculates a phase control angle (ignition angle) ⁇ based on the detected rotational position of the rotor, and outputs the calculated phase control angle ⁇ to the gate pulse generation circuit 40.
  • Gate pulse generating circuit 40 generates a gate pulse to be applied to the gate of the thyristor of inverter 2 based on phase control angle ⁇ received from inverter control unit 30.
  • Such a thyristor starting device is used, for example, at a power plant to start a synchronous generator in a stopped state as a synchronous motor. While the synchronous generator is driven to rotate at a predetermined rotational speed as a synchronous motor, the thyristor starter is disconnected from the synchronous generator and the synchronous generator is rotated by a gas turbine or the like to generate AC power.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a configuration example of a control block for realizing current control of the converter control unit 20 in FIG.
  • converter control unit 20 includes a rectifier circuit 200, gain multiplication units 210 and 250, a subtraction unit 220, a PI calculation unit 230, an addition unit 240, and a calculation unit 260.
  • the rectifier circuit 200 receives the current detection values I1, I2, and I3 from the AC current detector 8.
  • the rectifier circuit 200 uses a full-wave rectifier type diode rectifier, and converts the current detection values I1, I2, and I3 into a direct current Id.
  • the gain multiplication unit 210 multiplies the direct current Id from the rectifier circuit 200 by the gain K1 and outputs the result to the subtraction unit 220.
  • a value obtained by multiplying the direct current Id by the gain K ⁇ b> 1 is proportional to the direct current flowing through the direct current reactor 3.
  • the subtraction unit 220 calculates a current deviation ⁇ Id between the current command value Id * and the direct current K1 ⁇ Id, and outputs the calculated current deviation ⁇ Id to the PI calculation unit 230.
  • the current command value Id * is a target value of the direct current, and is a control command set according to the operating state of the synchronous machine 4.
  • the PI calculation unit 230 generates a PI output corresponding to the current deviation ⁇ Id according to a predetermined proportional gain and integral gain.
  • the PI calculation unit 230 constitutes a current feedback control element.
  • the PI calculation unit 230 includes a proportional element (P), an integral element (I), and an adder.
  • the proportional element multiplies the current deviation ⁇ Id by a predetermined proportional gain and outputs the result to the adder, and the integral element integrates the current deviation ⁇ Id with a predetermined integral gain and outputs the result to the adder.
  • the adder adds the outputs from the proportional element and the integral element to generate a PI output.
  • This PI output corresponds to a feedback control amount Vfb for realizing current control.
  • PI calculation was illustrated as a calculation of feedback control amount, it is also possible to calculate a feedback control amount by other control calculations.
  • the gain multiplication unit 250 receives the DC voltage VDC from the DC voltage detector 7. Gain multiplication section 250 multiplies DC voltage VDC by gain K2 and outputs the result to addition section 240. The output K2 ⁇ VDC of the gain multiplication unit 250 corresponds to the feedforward control amount Vff in the current control.
  • the addition unit 240 adds the outputs from the PI calculation unit 230 and the gain multiplication unit 250 to generate a voltage command value for current control.
  • This voltage command value is a control command that defines the voltage value of the DC power that the converter 1 should output.
  • the calculation unit 260 calculates the phase control angle ⁇ using the voltage command value given from the addition unit 240.
  • the effective value of the line voltage of the AC power source e1 and E s the average value E d [alpha] of the DC voltage VDC is given ignoring the overlap angle by the following formula (1).
  • E d ⁇ 1.35E s cos ⁇ ⁇ ( 1)
  • the calculation unit 260 calculates the phase control angle ⁇ by putting the voltage command value given from the addition unit 240 into E d ⁇ of the equation (1) and solving it.
  • the calculation unit 260 outputs the calculated phase control angle ⁇ to the gate pulse generation circuit 40.
  • the gate pulse generation circuit 40 generates a gate pulse to be given to the thyristor of the converter 1 based on the phase control angle ⁇ .
  • the converter 1 is subjected to switching control in accordance with the gate pulse generated by the gate pulse generation circuit 40, whereby a direct current according to the current command value Id * is output from the converter 1.
  • the converter control unit 20 applies the feedforward control based on the DC voltage VDC to the feedback control system for making the DC current coincide with the current command value Id *.
  • the converter 1 can promptly output a DC voltage that counteracts a change in the ripple of the DC voltage VDC caused by switching of the inverter 2.
  • an increase in DC current ripple can be prevented.
  • the ripple of the DC voltage VDC depends on the output frequency of the inverter 2, and the ripple of the DC voltage VDC decreases as the output frequency of the inverter 2 increases. Therefore, if the feedforward control described above is applied even when the output frequency of the inverter 2 is high, there is a possibility that the ripple of the direct current is increased.
  • FIG. 3 shows the relationship between the ripple suppression effect by the current control of the converter 1 according to the present embodiment and the output frequency of the inverter 2.
  • the vertical axis of FIG. 3 shows the DC current ripple suppression rate and increase rate, and the horizontal axis shows the output frequency of the inverter 2.
  • the DC current ripple suppression rate corresponds to a reduction amount of the ripple rate, which is the ratio of the AC component to the DC component by the application of feedforward control.
  • the increase rate of the DC current ripple corresponds to the increase amount of the ripple rate due to the application of feedforward control.
  • the DC current ripple suppression rate decreases. This is because when the output frequency of the inverter 2 becomes higher than the frequency of the AC power input to the converter 1 from the AC power source e1, the current control of the converter 1 cannot catch up and the effect of the feedforward control is diminished.
  • a region where the output frequency of the inverter 2 is higher than the frequency fth is referred to as “high frequency region”, and a region where the output frequency of the inverter 2 is equal to or lower than the frequency fth is also referred to as “low frequency region”.
  • the gain K2 used for calculating the feedforward control amount is variably set according to the output frequency of the inverter 2.
  • converter control unit 20 changes gain K2 according to the determination result of whether or not the output frequency of inverter 2 is in the high frequency region.
  • FIG. 4 is a block diagram showing an example of the configuration of the gain multiplication unit 250 in FIG.
  • gain multiplication unit 250 includes a rotation speed detection unit 252, a comparator 254, a switch 256, and a multiplication unit 258.
  • the rotation speed detection unit 252 receives a rotation position signal POS indicating the rotor position of the synchronous machine 4 from a rotor position detection unit (not shown) in the inverter control unit 30.
  • the rotation speed detector 252 detects the rotation speed Nm of the rotor of the synchronous machine 4 based on the rotation position signal POS.
  • the rotational speed Nm of the rotor of the synchronous machine 4 corresponds to the output frequency of the inverter 2.
  • the comparator 254 compares the rotational speed Nm of the rotor of the synchronous machine 4 with a predetermined threshold value Nth and outputs a comparison result.
  • the output signal of the comparator 254 becomes H (logic high) level
  • the output signal of the comparator 254 becomes L (logic low) level.
  • the threshold value Nth input to the comparator 254 is set based on the frequency fth in FIG.
  • the switch 256 selects one of the gains K2_H and K2_L according to the output signal of the comparator 254, and outputs the selected gain to the multiplication unit 258 as the gain K2. Specifically, the gains K2_H and K2_L are different from each other, and the gain K2_H is set to a value higher than the gain K2_L (K2_H> K2_L).
  • the switch 256 selects the gain K2_L.
  • the switch 256 selects the gain K2_H.
  • the multiplication unit 258 calculates the feedforward control amount Vff by multiplying the DC voltage VDC from the DC voltage detector 7 by the gain K2.
  • the gain multiplier 250 variably sets the gain K2 used for the calculation of the feedforward control amount Vff according to the determination result of whether or not the output frequency of the inverter 2 is in the high frequency region.
  • the gain multiplier 250 lowers the gain K2 when the output frequency of the inverter 2 is in the high frequency region, compared to when the output frequency of the inverter 2 is in the low frequency region. Therefore, in the high frequency region, the feedforward control amount Vff set based on the same DC voltage VDC is smaller than that in the low frequency region. Thereby, the increase in the ripple of the direct current in the high frequency region can be suppressed.
  • FIG. 5 is a conceptual diagram illustrating a first example of setting the gain K2 in the gain multiplication unit 250.
  • gain multiplication unit 250 sets gain K2_L in the high frequency region to zero. That is, when the output frequency of the inverter 2 is in the low frequency region, the feedforward control is executed. On the other hand, when the output frequency of the inverter 2 is in the high frequency region, the feedforward control amount Vff is set to zero. Thus, the feedforward control is substantially not executed (disabled).
  • FIG. 5 (b) shows the relationship between the effect of suppressing the ripple of direct current by the setting of the gain K2 shown in FIG. 5 (a) and the output frequency of the inverter 2.
  • the DC current ripple suppression rate is maintained at zero in the high frequency region.
  • the non-execution of feedforward control in the high frequency region can suppress an increase in DC current ripple as shown in FIG.
  • FIG. 6 is a conceptual diagram illustrating a second example of setting the gain K2 in the gain multiplication unit 250.
  • gain multiplication section 250 sets gain K2_L in the high frequency region to a positive number smaller than gain K2_H (0 ⁇ K2_L ⁇ K2_H). That is, when the output frequency of the inverter 2 is in the high frequency region, the feedforward control is executed with a smaller gain K2 than in the low frequency region. Note that the gain K2_L is determined in advance to an appropriate value for suppressing the ripple of the direct current according to the magnitude of the ripple of the direct current voltage VDC.
  • FIG. 7 is a conceptual diagram illustrating a third example of setting of the gain K2 in the gain multiplication unit 250.
  • gain K2 is set so as to decrease as the output frequency of inverter 2 increases.
  • the gain K2 is determined in advance for each output frequency of the inverter 2 through experiments or the like so that the DC current ripple suppression rate by applying the feedforward control is the highest.
  • the control gain used for the feedforward control based on the DC voltage VDC is reduced as the output frequency of the inverter increases.
  • the DC current ripple can be reduced by the converter current control over the output frequency range of the inverter.
  • the configuration in which the feedforward control amount Vff is set according to the voltage detection value VDC received from the DC voltage detector 7 has been described.
  • the three-phase AC detected by the AC voltage detector 9 is described.
  • the DC voltage VDC may be calculated based on the voltages V1, V2, and V3. In this case, since it is not necessary to provide the DC voltage detector 7, further downsizing and cost reduction of the apparatus can be realized.

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Abstract

　電力変換装置は、交流電源（ｅ１）から供給される交流電力を直流電力に変換するコンバータ（１）と、直流リアクトル（３）と、コンバータ（１）から直流リアクトル（３）を介して与えられた直流電力を交流電力に変換して負荷に供給するインバータ（２）とを備える。制御部（２０）は、電流指令値と直流リアクトル（３）に流れる直流電流との偏差に基づいて演算されたフィードバック制御量と、コンバータ（１）から直流リアクトル（３）を介して与えられる直流電圧に応じて設定されたフィードフォワード制御量との和に従って、コンバータ（１）を制御する。制御部（２０）は、インバータ（２）の出力周波数が第１の領域にあるとき、フィードフォワード制御量の演算に用いられる制御ゲインを、出力周波数が第１の領域よりも低周波数の第２の領域にあるときと比較して小さくする。

Description

電力変換装置およびその制御方法
　本発明は、電力変換装置およびその制御方法に関し、例えば、同期機を起動させるサイリスタ起動装置に好適に用いられるものである。
　サイリスタ起動装置は、三相交流電力を直流電力に変換するコンバータと、直流電流を平滑化させる直流リアクトルと、コンバータから直流リアクトルを介して与えられた直流電力を所望の周波数の三相交流電力に変換して同期機に与えるインバータとを備える。サイリスタ起動装置は、例えば、特開２００１－３７２３６号公報（特許文献１）に開示されるように、コンバータに入力される三相交流電流を検出する交流電流検出器と、インバータから出力される三相交流電圧を検出する交流電圧検出器と、交流電流検出器および交流電圧検出器の検出結果に基づいてコンバータおよびインバータを制御する制御回路とを備える。同期機に与える三相交流電力を制御することにより、停止状態の同期機を起動させて所定の回転速度で回転駆動させることができる。
特開２００１－３７２３６号公報
　このようなサイリスタ起動装置において、直流リアクトルに流れる電流波形は、インバータに含まれる複数のサイリスタのスイッチングに起因して、直流電流にリップル（交流成分）が重畳した波形となっている。この直流電流のリップルは、インバータの負荷が増えることによって大きくなる。
　一方、サイリスタ起動装置では、上記の特許文献１に記載されるように、コンバータを、所定の電流指令値に従って電流制御する。この電流制御は、直流リアクトルに流れる直流電流を電流指令値に一致させるためのフィードバック制御によって行なわれる。そのため、上述のようにインバータの負荷が増えた場合には、負荷の変化に対してインバータに与える直流電圧を速やかに追従させることが困難となっていた。
　このような制御応答性の低さから、従来のサイリスタ起動装置では、直流電流のリップルを抑制するためにインダクタンスの大きい直流リアクトルの設置が必要となっていた。これにより、装置の大型化および高価格化を招いてしまうという問題があった。
　それゆえに、この発明の主たる目的は、小型で低価格の直流リアクトルを用いた電力変換装置およびその制御方法を提供することである。
　この発明のある局面によれば、電力変換装置は、交流電源から供給される交流電力を直流電力に変換するコンバータと、直流電流を平滑化させる直流リアクトルと、コンバータから直流リアクトルを介して与えられた直流電力を交流電力に変換して負荷に供給するインバータと、電流指令値と直流リアクトルに流れる直流電流との偏差に基づいて演算されたフィードバック制御量と、コンバータから直流リアクトルを介して与えられる直流電圧に応じて設定されたフィードフォワード制御量との和に従って、コンバータを制御する制御部とを備える。制御部は、インバータの出力周波数が第１の領域にあるとき、フィードフォワード制御量の演算に用いられる制御ゲインを、出力周波数が第１の領域よりも低周波数の第２の領域にあるときと比較して小さくする。
　この発明の別の局面によれば、電力変換装置の制御方法であって、電力変換装置は、交流電源から供給される交流電力を直流電力に変換するコンバータと、直流電流を平滑化させる直流リアクトルと、コンバータから直流リアクトルを介して与えられた直流電力を交流電力に変換して負荷に供給するインバータとを含む。電力変換装置の制御方法は、電流指令値と直流リアクトルに流れる直流電流との偏差に基づいて演算されたフィードバック制御量と、コンバータから直流リアクトルを介して与えられる直流電圧に応じて設定されたフィードフォワード制御量との和に従って、コンバータを制御するステップと、インバータの出力周波数が第１の領域にあるとき、フィードフォワード制御量の演算に用いられる制御ゲインを、出力周波数が第１の領域よりも低周波数の第２の領域にあるときと比較して小さくするステップとを備える。
　この発明による電力変換装置では、直流リアクトルのインダクタンスを小さくできるため、装置の小型化および低価格化を実現できる。
本発明の実施の形態に係る電力変換装置の代表例であるサイリスタ起動装置の構成を示す図である。 図１におけるコンバータ制御部の電流制御を実現するための制御ブロックの構成例を説明する図である。 本実施の形態によるコンバータの電流制御によるリップル抑制の効果とインバータ２の出力周波数との関係を示す図である。 図２におけるゲイン乗算部の構成の一例を示すブロック図である。 ゲイン乗算部におけるゲインの設定の第一の例を説明する概念図である。 ゲイン乗算部におけるゲインの設定の第二の例を説明する概念図である。 ゲイン乗算部におけるゲインの設定の第三の例を説明する概念図である。
　以下、本発明の実施の形態について図面を用いて説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。
　図１は、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の代表例であるサイリスタ起動装置の構成を示す図である。
　図１を参照して、サイリスタ起動装置１００は、交流電源ｅ１から三相交流電力を受けて同期機４を起動させる。サイリスタ起動装置１００は、電力変換部１０と、交流電流検出器８と、交流電圧検出器９と、コンバータ制御部２０と、インバータ制御部３０と、ゲートパルス発生回路４０とを備える。サイリスタ起動装置１００は、直流電圧検出器７と、交流電流検出器８と、交流電圧検出器９とをさらに備える。
　電力変換部１０は、電力線ＬＮ１を介して交流電源ｅ１から三相交流電力を受ける。交流電流検出器８は、電力変換部１０に供給される三相交流電流を検出し、電流検出値Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３をコンバータ制御部２０へ出力する。
　電力変換部１０は、コンバータ１と、インバータ２と、直流リアクトル３とを含む。コンバータ１は、交流電源ｅ１からの三相交流電力を直流電力に変換する。コンバータ１は、少なくとも６個のサイリスタを含む三相全波整流回路である。各サイリスタは、ゲートにコンバータ制御部２０からのゲートパルスを受ける。６個のサイリスタを所定のタイミングでオンさせることにより、三相交流電力を直流電力に変換することできる。
　直流リアクトル３は、コンバータ１の高電圧側出力端子１ａとインバータ２の高電圧側入力端子２ａとの間に接続され、直流電流を平滑化させる。コンバータ１の低電圧側出力端子１ｂとインバータ２の低電圧側入力端子２ｂとは直接接続される。
　直流電圧検出器７は、インバータ２の入力端子２ａ，２ｂの間の直流電圧ＶＤＣを検出し、電圧検出値ＶＤＣをコンバータ制御部２０へ出力する。
　インバータ２は、コンバータ１から直流リアクトル３を介して与えられた直流電力を所望の周波数の三相交流電力に変換する。インバータ２は、少なくとも６個のサイリスタを含む。各サイリスタは、ゲートにインバータ制御部３０からのゲートパルスを受ける。６個のサイリスタを所定のタイミングでオンさせることにより、直流電力を所定の周波数の三相交流電力に変換することができる。
　インバータ２で生成された三相交流電力は、電力線ＬＮ２を介して同期機４に与えられる。同期機４の極数が２極の場合、通常時の回転速度は３０００ｒｐｍ～３６００ｒｐｍである。
　同期機４は、三相コイルを含む。三相コイルはそれぞれ、電力線ＬＮ２に接続される。三相コイルに三相交流電力を供給すると、回転磁界が発生し、同期機４が回転する。
　交流電圧検出器９は、同期機４の三相コイルに供給される三相交流電圧を検出し、電圧検出値Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３をインバータ制御部３０へ出力する。
　コンバータ制御部２０は、交流電流検出器８から受けた電流検出値Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３、および直流電圧検出器７から受けた直流電圧ＶＤＣに基づいてコンバータ１を制御する。具体的には、コンバータ制御部２０は、直流リアクトル３に流れる直流電流が所定の電流指令値Ｉｄ＊に一致するように、コンバータ１を電流制御する。コンバータ制御部２０は、後述する方法によって、電流検出値Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３および電圧検出値ＶＤＣに基づいて位相制御角（点弧角）αを算出し、算出した位相制御角αをゲートパルス発生回路４０へ出力する。ゲートパルス発生回路４０は、コンバータ制御部２０から受けた位相制御角αに基づいてコンバータ１のサイリスタのゲートに与えるゲートパルスを生成する。
　インバータ制御部３０は、交流電圧検出器９から受けた電圧検出値Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３に基づいてインバータ２を制御する。インバータ制御部３０は、図示しない回転子位置検出部を含む。回転子位置検出部は、交流電圧検出器９から受けた電圧検出値Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３に基づいて同期機４の回転子の回転位置を検出する。インバータ制御部３０は、検出された回転子の回転位置に基づいて位相制御角（点弧角）γを算出し、算出した位相制御角γをゲートパルス発生回路４０へ出力する。ゲートパルス発生回路４０は、インバータ制御部３０から受けた位相制御角γに基づいてインバータ２のサイリスタのゲートに与えるゲートパルスを生成する。
　このようなサイリスタ起動装置は、例えば発電所において、停止状態の同期発電機を同期電動機として起動させるために使用される。同期発電機を同期電動機として所定の回転数で回転駆動させた状態で、サイリスタ起動装置を同期発電機から切り離すとともに、ガスタービンなどによって同期発電機を回転駆動させて交流電力を生成する。
　図２は、図１におけるコンバータ制御部２０の電流制御を実現するための制御ブロックの構成例を説明する図である。
　図２を参照して、コンバータ制御部２０は、整流回路２００と、ゲイン乗算部２１０，２５０と、減算部２２０と、ＰＩ演算部２３０と、加算部２４０と、演算部２６０とを含む。
　整流回路２００は、交流電流検出器８から電流検出値Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３を受ける。整流回路２００は、全波整流型のダイオード整流器を用いており、電流検出値Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３を直流電流Ｉｄに変換する。
　ゲイン乗算部２１０は、整流回路２００からの直流電流ＩｄにゲインＫ１を乗じて減算部２２０へ出力する。直流電流ＩｄにゲインＫ１を乗じた値は、直流リアクトル３に流れる直流電流に比例する。
　減算部２２０は、電流指令値Ｉｄ＊と直流電流Ｋ１・Ｉｄとの電流偏差ΔＩｄを演算し、演算した電流偏差ΔＩｄをＰＩ演算部２３０へ出力する。電流指令値Ｉｄ＊は直流電流の目標値であり、同期機４の運転状態に応じて設定される制御指令である。ＰＩ演算部２３０は、所定の比例ゲインおよび積分ゲインに従って、電流偏差ΔＩｄに応じたＰＩ出力を生成する。ＰＩ演算部２３０は、電流フィードバック制御要素を構成する。
　具体的には、ＰＩ演算部２３０は、比例要素（Ｐ：proportional　element）、積分要素（Ｉ：integral　element）および加算部を含む。比例要素は電流偏差ΔＩｄに所定の比例ゲインを乗じて加算部へ出力し、積分要素は所定の積分ゲインで電流偏差ΔＩｄを積分して加算部へ出力する。加算部は、比例要素および積分要素からの出力を加算してＰＩ出力を生成する。このＰＩ出力は、電流制御を実現するためのフィードバック制御量Ｖｆｂに相当する。なお、フィードバック制御量の演算として、ＰＩ演算を例示したが、それ以外の制御演算によってフィードバック制御量を演算することも可能である。
　ゲイン乗算部２５０は、直流電圧検出器７から直流電圧ＶＤＣを受ける。ゲイン乗算部２５０は、直流電圧ＶＤＣにゲインＫ２を乗じて加算部２４０へ出力する。このゲイン乗算部２５０の出力Ｋ２・ＶＤＣは、電流制御におけるフィードフォワード制御量Ｖｆｆに相当する。
　加算部２４０は、ＰＩ演算部２３０およびゲイン乗算部２５０からの出力を加算して、電流制御のための電圧指令値を生成する。この電圧指令値は、コンバータ１が出力すべき直流電力の電圧値を規定する制御指令である。
　演算部２６０は、加算部２４０から与えられる電圧指令値を用いて位相制御角αを算出する。ここで、交流電源ｅ１の線間電圧の実効値をＥｓとすると、直流電圧ＶＤＣの平均値Ｅｄαは、重なり角を無視すれば次式（１）で与えられる。
　Ｅｄα＝１．３５Ｅｓｃｏｓα　・・・（１）
　演算部２６０は、この式（１）のＥｄαに加算部２４０から与えられる電圧指令値を入れて解くことにより、位相制御角αを算出する。演算部２６０は、算出した位相制御角αをゲートパルス発生回路４０へ出力する。
　ゲートパルス発生回路４０は、位相制御角αに基づいて、コンバータ１のサイリスタに与えるゲートパルスを生成する。コンバータ１がゲートパルス発生回路４０によって生成されたゲートパルスに従ってスイッチング制御されることにより、電流指令値Ｉｄ＊に従った直流電流がコンバータ１から出力される。
　このようにコンバータ制御部２０は、直流電流を電流指令値Ｉｄ＊に一致させるためのフィードバック制御系に、直流電圧ＶＤＣに基づくフィードフォワード制御を適用する。これにより、インバータ２のスイッチングによって生じる直流電圧ＶＤＣのリップルの変化に対抗する直流電圧をコンバータ１から速やかに出力させることができる。その結果、直流電流のリップルが増加するのを防止できる。
　その一方で、直流電圧ＶＤＣのリップルはインバータ２の出力周波数に依存しており、インバータ２の出力周波数が高くなるに従って直流電圧ＶＤＣのリップルが小さくなる。そのため、インバータ２の出力周波数が高いときにも上述したフィードフォワード制御を適用すると、却って直流電流のリップルを増加させてしまう可能性がある。
　図３に、本実施の形態によるコンバータ１の電流制御によるリップル抑制の効果とインバータ２の出力周波数との関係を示す。図３の縦軸には直流電流のリップルの抑制率および増加率が示され、横軸にはインバータ２の出力周波数が示される。なお、直流電流のリップルの抑制率は、フィードフォワード制御の適用による直流成分に対する交流成分の割合であるリップル率の減少量に相当する。また、直流電流のリップルの増加率は、フィードフォワード制御の適用によるリップル率の増加量に相当する。
　図３を参照して、インバータ２の出力周波数が高くなるに従って、直流電流のリップルの抑制率が減少する。これは、交流電源ｅ１からコンバータ１に入力される交流電力の周波数と比べてインバータ２の出力周波数が高くなると、コンバータ１の電流制御が追いつかず、フィードフォワード制御の効果が薄まるためである。
　その一方で、インバータ２の出力周波数が高くなるほど、直流電流のリップル率が減少する。そのため、図３に示すように、インバータ２の出力周波数がある周波数ｆｔｈを超えると、フィードフォワード制御の適用によるリップル率の変化が減少から増加に転じる。すなわち、インバータ２の出力周波数が周波数ｆｔｈのとき、フィードフォワード制御を実行したときの直流電流のリップル率とフィードフォワード制御を非実行としたときの直流電流のリップル率とが等しくなる。そして、インバータ２の出力周波数が周波数ｆｔｈよりも高くなると、フィードフォワード制御の適用によって直流電流のリップルが増加してしまい逆効果となる。以下の説明では、インバータ２の出力周波数が周波数ｆｔｈよりも高くなる領域を「高周波数領域」と表記し、インバータ２の出力周波数が周波数ｆｔｈ以下となる領域を「低周波数領域」とも表記する。
　本発明の実施の形態による電力変換装置では、フィードフォワード制御量の演算に用いられるゲインＫ２を、インバータ２の出力周波数に応じて可変に設定する。具体的には、コンバータ制御部２０は、インバータ２の出力周波数が高周波領域であるか否かの判定結果に応じてゲインＫ２を変更する。
　図４は、図２におけるゲイン乗算部２５０の構成の一例を示すブロック図である。
　図４を参照して、ゲイン乗算部２５０は、回転速度検出部２５２と、比較器２５４と、スイッチ２５６と、乗算部２５８とを含む。
　回転速度検出部２５２は、インバータ制御部３０内部の回転子位置検出部（図示せず）から同期機４の回転子位置を示す回転位置信号ＰＯＳを受ける。回転数検出部２５２は、回転位置信号ＰＯＳに基づいて同期機４の回転子の回転速度Ｎｍを検出する。同期機４の回転子の回転速度Ｎｍは、インバータ２の出力周波数に対応する。
　比較器２５４は、同期機４の回転子の回転速度Ｎｍと所定の閾値Ｎｔｈとを比較し、比較結果を出力する。回転速度Ｎｍが閾値Ｎｔｈを超えたとき、比較器２５４の出力信号はＨ（論理ハイ）レベルとなり、回転速度Ｎｍが閾値Ｎｔｈ以下のとき、比較器２５４の出力信号はＬ（論理ロー）レベルとなる。比較器２５４に入力される閾値Ｎｔｈは、図３における周波数ｆｔｈに基づいて設定される。
　スイッチ２５６は、比較器２５４の出力信号に応じて、ゲインＫ２＿Ｈ，Ｋ２＿Ｌのいずれか一方を選択し、選択したゲインをゲインＫ２として乗算部２５８へ出力する。具体的には、ゲインＫ２＿Ｈ，Ｋ２＿Ｌは互いに異なる値であり、ゲインＫ２＿ＨがゲインＫ２＿Ｌよりも高い値に設定される（Ｋ２＿Ｈ＞Ｋ２＿Ｌ）。比較器２５４の出力信号がＨレベルのとき、すなわち、同期機４の回転子の回転速度Ｎｍが閾値Ｎｔｈより高いときには、スイッチ２５６はゲインＫ２＿Ｌを選択する。一方、比較器２５４の出力信号がＬレベルのとき、すなわち、同期機４の回転子の回転速度Ｎｍが閾値Ｎｔｈ以下のときには、スイッチ２５６はゲインＫ２＿Ｈを選択する。
　乗算部２５８は、直流電圧検出器７からの直流電圧ＶＤＣにゲインＫ２を乗じることにより、フィードフォワード制御量Ｖｆｆを算出する。
　このように、ゲイン乗算部２５０は、インバータ２の出力周波数が高周波数領域であるか否かの判定結果に応じてフィードフォワード制御量Ｖｆｆの演算に用いるゲインＫ２を可変に設定する。ゲイン乗算部２５０は、インバータ２の出力周波数が高周波領域である場合には、インバータ２の出力周波数が低周波領域である場合と比較して、ゲインＫ２を低くする。したがって、高周波数領域では、低周波数領域と比較して、同じ直流電圧ＶＤＣに基づいて設定されるフィードフォワード制御量Ｖｆｆが小さくなる。これにより、高周波数領域における直流電流のリップルの増加を抑えることができる。
　以下に、図５～図７を用いて、ゲイン乗算部２５０におけるゲインＫ２の設定の詳細を説明する。
　図５は、ゲイン乗算部２５０におけるゲインＫ２の設定の第一の例を説明する概念図である。
　図５（ａ）を参照して、ゲイン乗算部２５０は、高周波領域でのゲインＫ２＿Ｌをゼロに設定する。すなわち、インバータ２の出力周波数が低周波領域である場合には、フィードフォワード制御を実行する一方で、インバータ２の出力周波数が高周波領域である場合には、フィードフォワード制御量Ｖｆｆをゼロに設定することにより、実質的にフィードフォワード制御を非実行（無効）とする。
　図５（ｂ）には、図５（ａ）に示されるゲインＫ２の設定による直流電流のリップル抑制の効果とインバータ２の出力周波数との関係を示す。図５（ｂ）を参照して、直流電流のリップルの抑制率は高周波領域においてゼロに維持される。高周波領域ではフィードフォワード制御を非実行とすることにより、図３に示したような直流電流のリップルの増加を抑制できる。
　図６は、ゲイン乗算部２５０におけるゲインＫ２の設定の第二の例を説明する概念図である。
　図６を参照して、ゲイン乗算部２５０は、高周波領域でのゲインＫ２＿ＬをゲインＫ２＿Ｈよりも小さい正数に設定する（０＜Ｋ２＿Ｌ＜Ｋ２＿Ｈ）。すなわち、インバータ２の出力周波数が高周波領域である場合には、低周波領域である場合と比較してゲインＫ２を小さくしてフィードフォワード制御を実行する。なお、ゲインＫ２＿Ｌは、直流電圧ＶＤＣのリップルの大きさに応じて、直流電流のリップルを抑制するのに適切な値に予め定められる。
　図７は、ゲイン乗算部２５０におけるゲインＫ２の設定の第三の例を説明する概念図である。
　図７を参照して、ゲインＫ２は、インバータ２の出力周波数が高くなるに従って小さい値となるように設定される。ゲインＫ２は、インバータ２の出力周波数ごとに、実験等によって、フィードフォワード制御の適用による直流電流のリップルの抑制率が最も高くなるように予め定められる。
　以上説明したように、本実施の形態による電力変換装置では、コンバータの電流制御において、直流電圧ＶＤＣに基づいたフィードフォワード制御に用いられる制御ゲインを、インバータの出力周波数が高くなるほど小さくする。これにより、直流電圧ＶＤＣのリップルが小さくなる高周波領域において、フィードフォワード制御によって直流電流のリップルが増えるのを抑制できる。
　また、フィードフォワード制御に用いられる制御ゲインをインバータの出力周波数に応じて可変に設定することにより、インバータの出力周波数範囲にわたって、コンバータの電流制御によって直流電流のリップルを低減することができる。これにより、直流リアクトルのインダクタンスを大きくする必要がなくなるため、サイリスタ起動装置の小型化および低価格化を実現できる。
　なお、上記の実施の形態では、直流電圧検出器７から受けた電圧検出値ＶＤＣに応じてフィードフォワード制御量Ｖｆｆを設定する構成について説明したが、交流電圧検出器９によって検出された三相交流電圧Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３に基づいて直流電圧ＶＤＣを演算する構成としてもよい。この場合、直流電圧検出器７を設ける必要がないので、装置のさらなる小型化および低価格化が実現できる。
　今回開示された実施の形態はすべて例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の適用は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
　１　コンバータ、２　インバータ、３　直流リアクトル、４　同期機、７　直流電圧検出器、８　交流電流検出器、９　交流電圧検出器、１０　電力変換部、２０　コンバータ制御部、３０　インバータ制御部、４０　ゲートパルス発生回路、１００　サイリスタ起動装置、２００　整流回路、２１０，２５０　ゲイン演算部、２２０　減算部、２３０　ＰＩ演算部、２４０　加算部、２５２　回転速度検出部、２５４　比較器、２５６　スイッチ、２５８　乗算部、２６０　演算部、ｅ１　交流電源。

Claims (5)

  1. 　交流電源から供給される交流電力を直流電力に変換するコンバータと、
    　直流電流を平滑化させる直流リアクトルと、
    　前記コンバータから前記直流リアクトルを介して与えられた直流電力を交流電力に変換して負荷に供給するインバータと、
    　電流指令値と前記直流リアクトルに流れる直流電流との偏差に基づいて演算されたフィードバック制御量と、前記コンバータから前記直流リアクトルを介して与えられる直流電圧に応じて設定されたフィードフォワード制御量との和に従って、前記コンバータを制御する制御部とを備え、
    　前記制御部は、前記インバータの出力周波数が第１の領域にあるとき、前記フィードフォワード制御量の演算に用いられる制御ゲインを、前記出力周波数が前記第１の領域よりも低周波数の第２の領域にあるときと比較して小さくする、電力変換装置。
  2. 　前記制御部は、前記インバータの出力周波数が前記第１の領域にあるときには、前記電圧検出値に基づくフィードフォワード制御を非実行とする一方で、前記インバータの出力周波数が前記第２の領域にあるときには、前記フィードフォワード制御を実行する、請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 　前記制御部は、前記インバータの出力周波数が高くなるほど前記制御ゲインを小さくする、請求項１に記載の電力変換装置。
  4. 　前記交流電源から供給される交流電流を検出する交流電流検出器と、
    　前記交流電流検出器の出力を整流する整流回路と、
    　前記インバータの高電圧側入力端子および低電圧側入力端子の間の直流電圧を検出する直流電圧検出器とをさらに備え、
    　前記制御部は、
    　前記電流指令値と前記整流回路からの直流電流との偏差に基づいて前記フィードバック制御量を演算し、
    　前記直流電圧検出器から受けた電圧検出値に応じて前記フィードフォワード制御量を設定する、請求項１から３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  5. 　電力変換装置の制御方法であって、
    　前記電力変換装置は、
    　前記交流電源から供給される交流電力を直流電力に変換するコンバータと、
    　直流電流を平滑化させる直流リアクトルと、
    　前記コンバータから前記直流リアクトルを介して与えられた直流電力を交流電力に変換して負荷に供給するインバータとを含み、
    　前記制御方法は、
    　電流指令値と前記直流リアクトルに流れる直流電流との偏差に基づいて演算されたフィードバック制御量と、前記コンバータから前記直流リアクトルを介して与えられる直流電圧に応じて設定されたフィードフォワード制御量との和に従って、前記コンバータを制御するステップと、
    　前記インバータの出力周波数が第１の領域にあるとき、前記フィードフォワード制御量の演算に用いられる制御ゲインを、前記出力周波数が前記第１の領域よりも低周波数の第２の領域にあるときと比較して小さくするステップとを備える、電力変換装置の制御方法。
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