JP2008167630A

JP2008167630A - 電力変換器の制御装置

Info

Publication number: JP2008167630A
Application number: JP2007000486A
Authority: JP
Inventors: Ikuya Sato; 以久也佐藤; Akihiro Odaka; 章弘小高
Original assignee: Fuji Electric FA Components and Systems Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric FA Components and Systems Co Ltd
Priority date: 2007-01-05
Filing date: 2007-01-05
Publication date: 2008-07-17

Abstract

【課題】電圧調整手段に比例積分演算手段を備えて電流制限機能の高速化、高精度化を図ると共に、始動時や負荷急変時における異常停止を未然に防止する高信頼性の制御装置を提供する。
【解決手段】交流電動機の電流制限値と電流検出値とを用いて、前記電圧指令値の各軸成分に対する電圧補正値を演算する電圧調整手段を備えた制御装置において、電圧調整手段３Ａは、電動機６０の電流制限値ベクトルの大きさと電流検出値から求めた電流ベクトルの大きさとの偏差を用いて、電圧補正値の振幅を演算するＰＩ制御手段３３と、回転座標系の電流検出値の各軸成分ｉ_ｄ，ｉ_ｑを用いて電圧補正値の位相を調整するための乗算手段と、を備え、振幅及び位相が調整された電圧補正値を用いて元の電圧指令値の各軸成分を補正することにより、交流電動機の電流を制限値以下に制限する。
【選択図】図３

Description

本発明は、交流電動機を可変速駆動するための電力変換器の制御装置に関し、詳しくは、電動機電流を所定値以下に抑制するための制御装置に関するものである。

一般に電力変換器を用いて電動機を可変速駆動する場合、いかなる状況が生じたとしても、電力変換器は極力運転を継続することがユーザーから望まれている。ところが、電動機を急加減速させる場合や負荷の急変時には、電力変換器に過大な電流が流れることとなるため、これを見込んで電力変換器の電流定格を増加させる必要が生じ、装置の高コスト化、高体積化を招くという問題が生じる。
この問題を解決するため、従来では、例えば特許文献１に記載されている方法（以下、第１の従来技術という）により電動機電流の増加を抑制している。

以下に、第１の従来技術を説明する。
図９は、特許文献１に記載されている電圧形ＰＷＭインバータの電流制限を行うためのブロック図である。図９において、３０１は直流電源、３０２はトランジスタＴｒ_１〜Ｔｒ_６及び環流ダイオードＤ_１〜Ｄ_６からなる三相電圧形ＰＷＭインバータ、ＩＭは負荷としての三相誘導電動機を示している。

上記インバータ３０２では、周知のＶ／ｆ（電圧／周波数）一定制御が行われている。すなわち、周波数設定器３０７による周波数設定値に基づいて、電圧指令値演算回路３０８によりインバータ３０２の出力電圧指令値が生成される。この電圧指令値は各相（Ｕ，Ｖ，Ｗ相）のＰＷＭパターン発生回路３０９〜３１１に入力され、加算器３０９ｂ及びコンパレータ３０９ｃによりキャリア波形３１２と比較されて各相の上下アームのトランジスタに対するＰＷＭ信号が生成される。なお、３０９ｄは符号反転器である。
上記ＰＷＭ信号に従ってトランジスタＴｒ_１〜Ｔｒ_６を駆動することにより、インバータ３０２の出力電圧がその指令値に一致するような制御が行われている。

ここで、インバータ３０２の出力電流は以下のようにして制限される。
インバータ３０２の各相出力電流は電流検出器３０３により検出され、電流制限値に相当する不感帯を持つ係数器３０４〜３０６によって前記電流制限値を超える偏差がその極性と共に検出される。この偏差は、各相のＰＷＭパターン発生回路３０９〜３１１内の加算器３０９ａに入力され、出力電圧指令値に対するオフセットとして作用することにより、出力電圧指令値が補正される。

例えば、各相の電流が正（インバータ３０２から電動機ＩＭの方向へ流れる向きとする）の制限値を超えた場合には、係数器３０４〜３０６を介した負のオフセットにより出力電圧指令値が補正され、正の電流を減少させる方向に制御が働いて当該相の上アームのトランジスタをオフさせることにより電流を減少させる。逆に、各相の電流が負の制限値を超えた場合には、係数器３０４〜３０６を介した正のオフセットにより出力電圧指令値が補正され、負の電流を減少させる方向に制御が働いて当該相の下アームのトランジスタをオフさせることにより電流を減少させる。
第１の従来技術では、このようにして電動機電流を制限する方法が採られていた。

しかしながら、上述した方法によると、電動機ＩＭの誘起電圧ベクトルの属する領域によっては電流を制限できない場合が生じる。以下、このことを図１０〜図１２を参照しつつ説明する。

まず、図１０は三相電圧形インバータの等価回路であり、出力側のＵ，Ｖ，Ｗ各相の上アームのスイッチング素子がオンしている状態を“１”、下アームのスイッチング素子がオンしている状態を“０”として、これらのスイッチングパターンＳ_ｕ，Ｓ_ｖ，Ｓ_ｗの選択をスイッチにより表してある。
例えば、Ｕ相の上アームのスイッチング素子がオン、Ｖ相、Ｗ相の下アームのスイッチング素子がオンである場合、スイッチングパターン（Ｓ_ｕＳ_ｖＳ_ｗ）は（１００）となる。なお、図１０において、Ｃ_１，Ｃ_２は図９における直流電源３０１としての分圧用コンデンサである。

図１１は、インバータによる電動機の駆動回路を等価的に示したものであり、Ｖはインバータの出力電圧ベクトル、ｅは電動機の誘起電圧ベクトル、Ｌは電動機の漏れインダクタンス、ｉはインバータの出力電流ベクトルである。この図１１から、電流ベクトルｉの時間変化率ｄｉ／ｄｔ（ベクトル量である）は数式１により表すことができる。
［数式１］
ｄｉ／ｄｔ＝（Ｖ−ｅ）／Ｌ

いま、インバータのスイッチングパターン（Ｓ_ｕＳ_ｖＳ_ｗ）は、（０００），（００１），（０１０），（０１１），（１００），（１０１），（１１０），（１１１）というように８通りあり、各パターンに応じた出力電圧ベクトルＶ_０〜Ｖ_７は図１２のようになる。この図１２には、誘起電圧ベクトルｅ、出力電流ベクトルｉ、電流ベクトルｉの時間変化率ベクトルｄｉ／ｄｔの一例も図示してある。
図１２においてI，II，III，IVは出力電圧ベクトルＶが属する座標上の領域である。

出力電圧ベクトルＶがＶ_１（スイッチングパターン（１００））であるとき、図１２に示すように誘起電圧ベクトルｅがIIIの領域にある場合を考えてみる。この状態でｕ相電流ｉ_ｕが電流制限値を超えたとすると、従来ではｕ相の上アームのトランジスタをオフ、下アームのトランジスタをオンにするべく、出力電圧ベクトルＶをスイッチングパターン（０００）による零電圧ベクトルＶ_０とするため、電流ベクトルｉの時間変化率ベクトルｄｉ／ｄｔは、前述した数式１によって誘起電圧ベクトルｅに対し逆向きとなる。
しかし、上記時間変化率ベクトルｄｉ／ｄｔは、図１２から判るようにｕ相電流ｉ_ｕの正方向成分を有しているので、出力電流ベクトルｉはｕ相電流方向に増加することになり、結果として電流制限がかからず、インバータの電流定格を増加せざるを得ないといった問題が生じる。

このため、特許文献２に記載された従来技術（以下、第２の従来技術という）では、電動機の電流検出値が電流制限値を超過した際に電流制限値と電流検出値との偏差に基づいて電圧指令ベクトルと周波数指令とを補正することにより、電動機電流を抑制している。
以下、この第２の従来技術を、図１３を参照しつつ説明する。

図１３において、変流器２０９及び電流検出器２１０により求められた電流検出値Ｉ_１は加算器２１１に入力され、電流制限値Ｉ_ｍａｘとの偏差が算出される。この偏差に基づき、リミット回路２１２及び電圧制限値演算手段２１３を介して電圧制限値（電圧制限ベクトル）ΔＶが演算され、この電圧制限値ΔＶと電流位相θ_１とを用いて、または、図示されていないが電圧制限値ΔＶとｄ軸，ｑ軸電流Ｉ_ｄ，Ｉ_ｑとを用いて、数式２に基づき電圧制限ベクトル演算手段２１４によりｄ軸，ｑ軸の電圧補正値ΔＶ_ｄ，ΔＶ_ｑを演算し、加算器２０５，２０４を介しｄ軸，ｑ軸電圧指令値Ｖ_ｄ ^＊，Ｖ_ｑ ^＊にそれぞれ加算して電圧指令値を補正する。
［数式２］
ΔＶ_ｑ＝−ΔＶ×Ｉ_ｑ／Ｉ_１
ΔＶ_ｄ＝−ΔＶ×Ｉ_ｄ／Ｉ_１

なお、図１３において、１００は周波数指令演算部、１０１は加速指令演算手段、１０２は電流制限加速度補正手段、１０３は加速周波数積分手段、１０４は指令値制限手段、１０５は周波数指令切替手段、２０１は加算器、２０２は周波数／電圧変換手段、２０３は滑り周波数演算手段、２０６はＰＷＭ指令演算部、２０７はインバータ、２０８は位相演算手段を示す。

図１４（ａ）は上述した第２の従来技術における力行時、図１４（ｂ）は同じく回生時の電圧制限ベクトルΔＶ及び電流ベクトルＩを表している。
第２の従来技術では、ｄ軸，ｑ軸電流Ｉ_ｄ，Ｉ_ｑを用いているので、力行時と回生時とでＩ_ｑの符号が異なっている。よって、力行時にはΔＶ_ｄ，ΔＶ_ｑは負となり（Ｉ_ｍａｘ−Ｉ_１においてＩ_１が大きいため、ΔＶが負になる）であり、回生時にはΔＶ_ｑは正、ΔＶ_ｄは負となり、力行、回生どちらの場合でも、電流ベクトルＩが減少する方向に電圧指令値が補正される。これにより、電動機電流が抑制されることになる。

特開昭６２−１２３９６５号公報（第２頁右下欄第１９行〜第３頁右下欄第１０行、第１図〜第３図等）特開２００２−３４２８９号公報（段落［０００８］、図１等）

前述したように、第１の従来技術では、電動機の回生時に電流制限が機能しない場合がある。
また、第２の従来技術では、電動機モデルの一部（比例項）のみしか考慮していないため、制限機能の高精度化に限界があると共に、過渡項を無視しているため、電流実際値が過大になる始動時や負荷急変時などで制御遅れが発生し、電動機の運転を継続できずに異常停止する恐れもある。

そこで、本発明の解決課題は、電圧調整手段に比例積分演算手段を備えることにより電流制限機能の高速化、高精度化を図ると共に、始動時や負荷急変時における異常停止を未然に防止するようにした信頼性の高い制御装置を提供することにある。

上記課題を解決するため、請求項１に記載した発明は、交流電動機を可変速駆動する電力変換器の半導体スイッチング素子に対する駆動信号を、回転座標系の電圧指令値に従って生成する電力変換器の制御装置であって、交流電動機の電流制限値と電流検出値とを用いて、前記電圧指令値の各軸成分に対する電圧補正値を演算する電圧調整手段を備えた制御装置において、
前記電圧調整手段は、
交流電動機の電流制限値ベクトルの大きさと前記電流検出値から求めた電流ベクトルの大きさとの偏差を用いて、前記電圧補正値の振幅を演算する比例積分演算手段と、
回転座標系の電流検出値の各軸成分を用いて、前記電圧補正値の位相を調整する手段と、を備え、
振幅及び位相が調整された前記電圧補正値を用いて元の電圧指令値の各軸成分を補正することにより、交流電動機の電流を前記電流制限値以下に制限するものである。

請求項２に記載した発明は、請求項１に記載した電力変換器の制御装置において、前記電圧調整手段は、前記偏差が入力されるハイパスフィルタまたは微分演算手段を備え、これらのハイパスフィルタまたは微分演算手段の出力を前記電圧補正値の調整に用いるものである。

請求項３に記載した発明は、請求項１または２に記載した電力変換器の制御装置において、前記比例積分手段、ハイパスフィルタまたは微分演算手段の出力のうち少なくとも一つの上限値を制限する手段を備えたものである。

請求項４に記載した発明は、請求項１〜３の何れか１項に記載した電力変換器の制御装置において、回転座標系の電流検出値の各軸成分を前記電流ベクトルの大きさにより除算して規格化し、この規格化された各軸成分を用いて前記電圧補正値を調整するものである。

請求項５に記載した発明は、請求項１〜４の何れか１項に記載した電力変換器の制御装置において、前記比例積分演算手段の出力と回転座標系の電流検出値の各軸成分との積に、一次周波数に比例した係数を乗じて前記電圧補正値を生成するものである。

請求項６に記載した発明は、請求項１〜５の何れか１項に記載した電力変換器の制御装置において、前記電流制限値が入力される目標値フィルタを備え、前記電流検出値から求めた電流ベクトルの大きさが電流制限値ベクトルの大きさを超過した際に、この電流制限値ベクトルの大きさよりも低い値を目標値として前記目標値フィルタから出力させ、前記目標値と前記電流検出値から求めた電流ベクトルの大きさとの偏差を比例積分演算手段に入力して電流制限動作の開始直後における電動機電流のオーバーシュートを抑制するような電圧補正値を生成するものである。

本発明によれば、従来の電流制限方法に比べて電動機の電気モデルに近いため、高速かつ高性能に制限機能を働かせることができ、電圧調整手段内に比例演算手段だけでなく積分演算手段を付加することで定常誤差を低減することができる。結果として、電動機の始動直後や負荷急変時でも電動機を異常停止させることなく継続して運転することが可能であり、しかもショックが少なく安価で信頼性の高い制御装置を提供することができる。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
まず、図１は本発明の実施形態を示すブロック図である。図１において、５０は電圧形インバータ等の電力変換器、６０は誘導電動機等の交流電動機であり、電動機６０の制御方法としては、印加電圧の大きさと周波数との比を一定に保つことにより電動機６０の主磁束の大きさを一定にして可変速駆動する一般的なＶ／ｆ一定制御を用いている。

図１において、一次周波数指令値（電動機６０の速度指令値）ｆ_１ ^＊に応じて、Ｆ／Ｖ変換手段１により一次周波数ｆ_１に応じた回転座標系のｑ軸電圧指令値ｖ_ｑ ^＊が生成される。ここで、ｑ軸は一次磁束に平行なｄ軸に直交しており、ｄ軸，ｑ軸はｄ−ｑ回転座標を構成するものである。なお、ｄ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊は常に０となっている。

上記ｑ軸電圧指令値ｖ_ｑ ^＊は、一次周波数指令値ｆ_１ ^＊を積分手段２により積分して得た角度指令値θ_１ ^＊を用いて、座標変換手段４により静止座標系の三相交流電圧指令値ｖ_Ｕ ^＊，ｖ_Ｖ ^＊，ｖ_Ｗ ^＊に座標変換される。
上記電圧指令値ｖ_Ｕ ^＊，ｖ_Ｖ ^＊，ｖ_Ｗ ^＊は、ＰＷＭパルス発生手段５により、電力変換器５０を構成する電力用半導体スイッチング素子のオンオフ指令に変換される。電力変換器５０は、上記オンオフ指令に基づいて所定のスイッチング素子をオンオフすることにより、直流入力端子Ｐ，Ｎの直流電圧を三相交流電圧に変換して電動機６０に供給する。

このとき、回転座標上の電圧方程式は、電動機６０の誘起電圧の各軸成分をｅ_ｄ，ｅ_ｑとすれば、数式３によって表される。

なお、数式３において、ｐは微分演算子、Ｒ_１は電動機６０の固定子巻線抵抗、また、電動機６０が誘導電動機であれば、ω_１は一次角周波数であり、Ｌ_σ＝Ｌ_１−Ｍ^２／Ｌ_２，Ｌ_１＝Ｍ＋ｌ_１，Ｌ_２＝Ｍ＋ｌ_２、Ｍは固定子，回転子（一次二次巻線間）の相互インダクタンス、ｌ_１，ｌ_２はそれぞれ固定子、回転子（一次、二次巻線）の漏れインダクタンスを示している。
ここで、定常状態における回転座標上の電圧，電流ベクトル図は、図２のようになる。

さて、これまで説明したようなＶ／ｆ一定制御により電力変換器５０が電動機６０を運転している定常状態において、例えば、電動機６０の負荷が変化して過負荷電流が流れようとする場合を想定する。
この時、電動機電流の大きさを制限するためには、電力変換器５０の出力電圧ベクトルＶが電動機６０の誘起電圧ベクトルｅに近付くようにその大きさ及び位相を調整すれば、図２から明らかなようにｉ_ｄ，ｉ_ｑを減少させることができ、電動機電流の増加を抑制することができる。

数式３や図２のベクトル図からわかるように、電動機６０の回転数や磁束が判っていなくとも、電力変換器５０が出力した電圧ｖ_ｄ，ｖ_ｑと電動機６０に流入した電流ｉ_ｄ，ｉ_ｑから誘起電圧ｅ_ｄ，ｅ_ｑを推測することができる。
従って、この実施形態では、図１の電圧調整手段３において、電流検出手段６及び座標変換手段７を介して検出した回転座標系の各軸電流ｉ_ｄ，ｉ_ｑのベクトル和である電流の大きさＩ_ｌが予め設定した電流制限値Ｉ_ｌｉｍ ^＊を超えた場合には、上記電流ｉ_ｄ，ｉ_ｑや電流制限値Ｉ_ｌｉｍ ^＊に応じて生成した各軸の電圧補正値Δｖ_ｄ，Δｖ_ｑにより回転座標系の電圧指令値ｖ_ｄ ^＊，ｖ_ｑ ^＊を補正し、電力変換器５０の出力電圧ベクトルＶの大きさ及び位相を調整することにより、電動機電流Ｉ_ｌを電流制限値Ｉ_ｌｉｍ ^＊以下の所望の値に制限する。

図３は、上記電圧調整手段３の第１実施例であり、参照符号３Ａにて示してある。この実施例は請求項１，２に係る発明に相当する。
図３において、図１の座標変換手段７から出力された回転座標上のｄ軸，ｑ軸電流ｉ_ｄ，ｉ_ｑは演算手段３１に入力され、数式４によって電流ベクトルの大きさＩ_１が演算される。ここで、Ｉ_１は座標変換を行う前の静止座標上の電流成分から演算しても良い。

次に、電流制限値ベクトルの大きさＩ_ｌｉｍ ^＊と前記Ｉ_１との偏差Ｉ_ｅｒｒを加算手段３２により求め、数式５により、上記偏差Ｉ_ｅｒｒをＰＩ制御手段（比例積分演算手段）３３に入力して電圧補正値の振幅ΔＶを求める。なお、数式５において、Ｋ_ｐ：比例定数、Ｔ_ｉ：積分定数である。

前記ΔＶは乗算手段３５２ｄ，３５２ｑにより各軸電流ｉ_ｄ，ｉ_ｑと乗算されて電圧指令値の位相が調整され、その乗算結果は加算手段３ｄ_２，３ｑ_２，３ｄ_３，３ｑ_３にそれぞれ図示の符号で入力される。
これにより、数式６で示される電圧補正値Δｖ_ｄ（＝ΔＶｉ_ｄ−ΔＶｉ_ｑ）によりｖ_ｄ ^＊が補正されて最終的なｄ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊＊として図１の座標変換手段４に出力され、同じく電圧補正値Δｖ_ｑ（＝ΔＶｉ_ｄ＋ΔＶｉ_ｑ）によりｖ_ｑ ^＊が補正されて最終的なｑ軸電圧指令値ｖ_ｑ ^＊＊として座標変換手段４に出力される。
以上の構成が、請求項１の実施形態に相当する。

一方、前記偏差Ｉ_ｅｒｒは増幅手段を含むハイパスフィルタ３４を介して乗算手段３５１ｄ，３５１ｑにより各軸電流ｉ_ｄ，ｉ_ｑと乗算され、その乗算結果は加算手段３ｄ_１，３ｑ_１にそれぞれ図示の符号で入力される。
これにより、数式７に示す如く、乗算手段３５１ｄ，３５１ｑの出力信号が過渡項として数式６の右辺に加算された信号が電圧補正値Δｖ_ｄ，Δｖ_ｑとなり、これらの電圧補正値Δｖ_ｄ，Δｖ_ｑによりｖ_ｄ ^＊，ｖ_ｑ ^＊が補正されて最終的なｄ軸，ｑ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊＊，ｖ_ｑ ^＊＊が生成されて座標変換手段４に出力される。数式７において、Ｇ（ｓ）はハイパスフィルタ３４の伝達関数である。
以上の構成が、請求項２の実施形態に相当する。

ここで、出願人は、特願２００６−２８７２２３号として、図１と同様の回路構成を有する制御装置を既に出願している。
この先願発明の一実施例では、図１における電圧調整手段３が、Ｉ_ｌｉｍ ^＊とＩ_１との偏差から電圧補正値の大きさを決定し、各軸電流ｉ_ｄ，ｉ_ｑ及び電動機定数に相当するゲインＫ_１〜Ｋ_３を用いた演算により、出力電圧ベクトルが誘起電圧ベクトルに近付くように補正電圧ベクトルの角度を決定すると共に、上記電圧補正値の大きさ及び角度を用いて各軸の電圧補正値Δｖ_ｄ，Δｖ_ｑを求めている。そして、各軸電流ｉ_ｄ，ｉ_ｑが入力される微分演算手段またはハイパスフィルタ（伝達関数をＧ（ｓ）とする）を備え、これらの出力を上記角度の調整に用いている。

数式８は、上述した先願発明における、電動機モデルに基づいた各軸電圧補正値Δｖ_ｄ，Δｖ_ｑの演算式である。

この先願発明によれば、前述した第２の従来技術に比べて、電動機モデルに基づいたクロスターム項（数式８の右辺第１項の行列内のＫ_３項）や数式８の右辺第２項に示す過渡項が含まれているため、出力電圧ベクトルを忠実に誘起電圧ベクトルに近付けることができ、第２の従来技術に比べて電流制限機能の高性能化及び高速化が図れる上に、ソフトウェアにより構成可能であるため部品の追加などコストアップを招く恐れがないという利点がある。

しかし、先願発明では、電圧調整手段が比例演算のみにより電圧補正値の振幅を求めているため定常誤差が発生し、この定常誤差が電動機の定数によって大きくなる場合がある。例えば、電流制限値を定格最大電流値未満に設定したとしても、電動機の定数や負荷により定格最大電流値を超過してしまい、装置の非常停止や損傷を引き起こす場合がある。また、定常誤差を考慮して電流制限値を低く設定すると、出力できるトルクが減少してしまう恐れもある。

図４は、上記の先願発明による電圧調整時（図４（ｂ））と図３に示した本願の第１実施例による電圧調整時（図４（ａ））のシミュレーション結果を示すもので、停止状態の電動機に対してインパクト的に交流電圧を印加し、電動機に流れた突入電流を抑制するように電圧調整手段が動作した場合の電流ベクトルの大きさを示したものである。なお、図４（ａ），（ｂ）における破線は、電流制限ベクトルの大きさの設定値である。
図４（ｂ）によれば、電流制限動作が働いている間に定常的な電流偏差が存在しているが、図４（ａ）の第１実施例によれば、電流ベクトルの大きさが設定値によって制限されているのがわかる。
従って、第１実施例によれば、先願発明よりも高精度な電流制限が可能である。

次に、図５は電圧調整手段３の第２実施例であり、参照符号３Ｂにて示してある。この実施例は請求項３に係る発明に相当する。
この第２実施例では、ＰＩ制御手段３３及びハイパスフィルタ３４の出力側にリミッタ（上限リミッタ）３６１，３６２がそれぞれ設けられており、その他の構成は図３と同一である。なお、リミッタ３６１，３６２は何れか一方のみを設けても良い。これらのリミッタ３６１，３６２は、電流制限機能が有効になった後に負荷が変化して電流制限の必要がなくなり、電流制限機能を解除する際に働くものである。

上記リミッタ３６１，３６２は、ＰＩ制御手段３３やハイパスフィルタ３４の出力が０以上になった場合にこれらの出力を０に制限して電流制限機能を解除するように働くので、解除の際のショックや、設定値に収束してしまって解除できないといった問題を解決することができる。なお、図５のリミッタ３６１，３６２は上限リミッタとして構成されているが、その下限値に電圧定格値などを設定しても良いし、設定しなくても良い。

図６は、電圧調整手段３の第３実施例であり、参照符号３Ｃにて示してある。この実施例は請求項４に係る発明に相当する。
この第３実施例は、第２実施例の構成に加えて、演算手段３１の出力により「１」を除算する除算手段３５３を設けると共に、乗算手段３５１ｄ，３５１ｑの前段に乗算手段３５４ｄ，３５４ｑを設け、各軸電流ｉ_ｄ，ｉ_ｑに除算手段３５３の出力を乗算することにより、各軸電流ｉ_ｄ，ｉ_ｑを電流ベクトルの大きさにより規格化することを特徴としている。
この第３実施例における電圧補正値Δｖ_ｄ，Δｖ_ｑは、数式９となる。

上記のように各軸電流ｉ_ｄ，ｉ_ｑを電流ベクトルの大きさによって規格化することで、各軸の電圧補正値Δｖ_ｄ，Δｖ_ｑは、実際に流れているｄ軸電流、ｑ軸電流の割合で分配されることになり、ｄ軸、ｑ軸の位相を大きく変化させることなく電流を制限することができる。
すなわち、電流ベクトルの大きさではなく電流ベクトルの位相を変化させずに電流を制限するため、電動機の磁束軸及びトルク軸を最適に制御することができる。
この第３実施例は、図３に示した第１実施例にも適用可能である。

図７は、電圧調整手段３の第４実施例であり、参照符号３Ｄにて示してある。この実施例は請求項５に係る発明に相当する。
この第４実施例では、第３実施例の構成に加えて、乗算手段３５２ｄ，３５２ｑの出力側に乗算手段３５５ｑ，３５５ｄを設け、これらの乗算手段３５５ｑ，３５５ｄにより、一次周波数ｆ_１に応じた係数（｜ω_１ｐｕ ^＊｜）を乗算手段３５２ｄ，３５２ｑの出力に乗算して各軸の電圧補正値Δｖ_ｑ，Δｖ_ｄに加算するように構成されている。

本実施例の原理について説明すると、まず、電動機の一次側の電気モデルは数式１０によって表される。
なお、数式１０において、Ｒ_１：一次抵抗、Ｌ_σ：漏れインダクタンス、ｐ：微分演算子、ｅ_２ｄ，ｅ_２ｑ：誘起電圧である。

ここで、数式１０の右辺第１項のクロスターム（行列の逆対角成分）項に着目すると、一次角周波数ω_１に比例した係数が存在することが分かる。従って、電動機モデルに基づいて考えた場合、電圧補正値を数式１１のように一次周波数ｆ_１に比例した係数（｜ω_１ｐｕ ^＊｜）を考慮して構成すると、より電動機のモデルに近くなり、電流制限機能を高性能化することができる。

ただし、ω_１ｐｕは、一次角周波数ω_１をユニット量で規格化した値であり、定格周波数のときに１．０となる係数である。また、ω_１ｐｕは、指令値や推定値を用いても良い。
更に、より電動機モデルに近付けるため、Ｒ_１やＬ_σのパラメータを用いて数式１０に近付けて構成しても良い。
この第４実施例は、図３の第１実施例，図５の第２実施例にも適用可能である。

次に、図８は電圧調整手段３の第５実施例であり、参照符号３Ｅにて示してある。この実施例は請求項６に係る発明に相当する。
この第５実施例では、第４実施例の構成に加えて、電流制限値Ｉ_ｌｉｍ ^＊が入力される目標値フィルタ３７を設け、その出力を目標値として加算手段３２に入力することにより、電流制限開始直後のオーバーシュート量を低減するようにした。

検出遅れや制御遅れに起因して、電流制限の開始直後にはオーバーシュートが発生する。例えば、図４（ａ）に示したシミュレーション結果によれば、電流制限の開始直後に電流ベクトルが若干大きくなっており、オーバーシュートが発生していることが分かる。
そこで、第５実施例では、上記オーバーシュートを低減するために目標値フィルタ３７を設けている。その具体的な作用としては、電流制限が開始されると、もとの電流制限値Ｉ_ｌｉｍ ^＊よりも低い目標値を初期値として目標値フィルタ３７に代入する。時定数は、例えば電動機の電気定数に設定し、その時定数で目標値フィルタ３７の出力を上記目標値に収束させる。
ＰＩ制御手段３３は、目標値フィルタ３７から出力される目標値と電流ベクトルの大きさＩ_１との偏差を抑制するように動作する。

以上の動作により、電流制限の開始直後におけるＰＩ制御手段３３の制御遅れなどを補償して特性を改善することが可能になる。
なお、この第５実施例は、前述した第１〜第３実施例にも適用可能である。

本発明の実施形態を示すブロック図である。図１における定常状態の回転座標上の電圧，電流ベクトル図である。図１における電圧調整手段の第１実施例を示すブロック図である。本発明の第１実施例の効果を先願発明と比較して説明するためのシミュレーション結果を示す図である。図１における電圧調整手段の第２実施例を示すブロック図である。図１における電圧調整手段の第３実施例を示すブロック図である。図１における電圧調整手段の第４実施例を示すブロック図である。図１における電圧調整手段の第５実施例を示すブロック図である。第１の従来技術を示す構成図である。三相電圧形インバータの等価回路図である。インバータによる電動機駆動回路の等価回路図である。インバータのスイッチングパターンに応じた出力電圧のベクトル図である。第２の従来技術を示す構成図である。第２の従来技術における電流、電圧のブロック図である。

符号の説明

１：Ｆ／Ｖ変換手段
２：積分手段
３，３Ａ，３Ｂ，３Ｃ，３Ｄ，３Ｅ：電圧調整手段
３ｄ，３ｑ：加算手段
３１：演算手段
３２：加算手段
３３：ＰＩ制御手段
３４：ハイパスフィルタ
３５１ｄ，３５２ｄ，３５４ｄ，３５５ｄ，３５１ｑ，３５２ｑ，３５４ｑ，３５５ｑ：乗算手段
３５３：除算手段
３６１，３６２：リミッタ
３７：目標値フィルタ
４，７：座標変換手段
５：ＰＷＭパルス発生手段
６：電流検出手段
５０：電力変換器
６０：交流電動機

Claims

交流電動機を可変速駆動する電力変換器の半導体スイッチング素子に対する駆動信号を、回転座標系の電圧指令値に従って生成する電力変換器の制御装置であって、交流電動機の電流制限値と電流検出値とを用いて、前記電圧指令値の各軸成分に対する電圧補正値を演算する電圧調整手段を備えた制御装置において、
前記電圧調整手段は、
交流電動機の電流制限値ベクトルの大きさと前記電流検出値から求めた電流ベクトルの大きさとの偏差を用いて、前記電圧補正値の振幅を演算する比例積分演算手段と、
回転座標系の電流検出値の各軸成分を用いて、前記電圧補正値の位相を調整する手段と、を備え、
振幅及び位相が調整された前記電圧補正値を用いて元の電圧指令値の各軸成分を補正することにより、交流電動機の電流を前記電流制限値以下に制限することを特徴とする電力変換器の制御装置。
請求項１に記載した電力変換器の制御装置において、
前記電圧調整手段は、前記偏差が入力されるハイパスフィルタまたは微分演算手段を備え、これらのハイパスフィルタまたは微分演算手段の出力を前記電圧補正値の調整に用いることを特徴とする電力変換器の制御装置。
請求項１または２に記載した電力変換器の制御装置において、
前記比例積分手段、ハイパスフィルタまたは微分演算手段の出力のうち少なくとも一つの上限値を制限する手段を備えたことを特徴とする電力変換器の制御装置。
請求項１〜３の何れか１項に記載した電力変換器の制御装置において、
回転座標系の電流検出値の各軸成分を前記電流ベクトルの大きさにより除算して規格化し、この規格化された各軸成分を用いて前記電圧補正値を調整することを特徴とする電力変換器の制御装置。
請求項１〜４の何れか１項に記載した電力変換器の制御装置において、
前記比例積分演算手段の出力と回転座標系の電流検出値の各軸成分との積に、一次周波数に比例した係数を乗じて前記電圧補正値を生成することを特徴とする電力変換器の制御装置。
請求項１〜５の何れか１項に記載した電力変換器の制御装置において、
前記電流制限値が入力される目標値フィルタを備え、
前記電流検出値から求めた電流ベクトルの大きさが電流制限値ベクトルの大きさを超過した際に、この電流制限値ベクトルの大きさよりも低い値を目標値として前記目標値フィルタから出力させ、前記目標値と前記電流検出値から求めた電流ベクトルの大きさとの偏差を比例積分演算手段に入力して電流制限動作の開始直後における電動機電流のオーバーシュートを抑制するような電圧補正値を生成することを特徴とする電力変換器の制御装置。