JP5992113B2 - 交流回転機の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、少なくとも第１巻線および第２巻線を有する交流回転機の制御装置に関するものである。

複数の巻線を有する交流回転機では、複数の巻線間の相互インダクタンスに起因して複数の電流制御系が相互に干渉するために、電流、電圧が振動的になり易い性質があり、制御系の応答帯域を高めることが単一系に比べて難しい。そのため、いくつかの方法が提案されている。

その一つとして、従来の交流回転機の制御装置では、多相交流電動機に並列接続された複数台のインバータの、交流電動機の回転座標系に設けられた代表の電流制御系への帰還信号を各インバータ出力電流の平均値とする。また、交流電動機の回転座標系上に設けられた不平衡抑制の電流制御系への帰還信号を各インバータ出力電流の差分値としている。
これにより、各インバータの出力電流が等しくなるように不平衡抑制の電流制御系が作用するので、多相交流電動機の各相の各巻線の電流を平衡させることができる。

また、外部リアクトルを用いて並列接続したインバータにおいても、同様に電流制御系の作用により不平衡電流を低減することができる。
このように、各インバータの出力電流を平衡させることにより、外部リアクトルを小さくまたは無くすることができ、高速応答可能な制御を実現することが可能となる（例えば特許文献１）。

また、従来の交流回転機の制御装置では、３相Ｎ重巻線モータの各巻線を駆動する各インバータＩＮＶ１〜ＩＮＶＮの各制御回路に、非干渉電圧演算部を設け、励磁指令値Ｉ_O＊、トルク指令値Ｉ_T＊と、Ｉ_O＊、Ｉ_T＊を巻線の多重数Ｎで割ったｄ、ｑ軸電流指令値ｉ₁ｄ＊、ｉ₁ｑ＊および１次側周波数ωを取り込む。そして、これらの値から、ｄ、ｑ軸電圧設定値ｖ₁ｄ＊、ｖ₁ｑ＊を演算し、ベクトル制御することで、３相多重巻線モータの非干渉制御を実現している（例えば特許文献２）。

特許第２６１４７８８号公報 特開平１１−２６２２９３号公報

しかしながら、従来技術には、以下のような課題がある。
特許文献１では、第１、第２の巻線電流双方を用いて代表の電流制御系と不平衡抑制の電流制御系といった複雑で多量の演算をする必要があった。さらに、第１、第２の巻線電流等の検出電流に基づいた非干渉制御は、第１、第２の巻線電流を検出してから、代表の電流制御系や不平衡抑制の電流制御系の演算を実施して複数台のインバータに電圧が印加されるまでの無駄時間の影響によって、完全に干渉の影響を取り除くことは困難であった。
従って、従来の単一系巻線と同等の電流応答性を実現するのは困難であり、これは特に演算速度の低い廉価なマイコンで実現した場合に顕著となる。

特許文献２は、各インバータＩＮＶ１〜ＩＮＶＮの各制御回路に対してそれぞれ、フィードフォワードとして応答性を向上させるため、非干渉電圧演算部を設けている。これには特許文献２に示される式（１）のように交流回転機の電源周波数ωを含む形で構成し、複雑で多量な演算を必要とする。それでできる応答性は、従来の単一系巻線の応答性と同等レベルに過ぎず、また、フィードバックのゲインが十分上げられないため、例えば３相２重巻線電動機の速度が急変することによる外乱電圧に対する抑圧性能は低いものだった。

従って、本発明は、少なくとも第１巻線および第２巻線を有し、回転二軸上で制御演算を行う交流回転機の制御装置において、演算量が少なく、応答性が高く、かつ外乱の影響を受け難い性能を実現することを目的とする。

上記の課題を解決するため、本発明に係る交流回転機の制御装置は、第１巻線および第２巻線を有し、回転二軸上で制御演算を行う交流回転機の制御装置において、第１巻線の電流および第２巻線の電流をそれぞれ検出する電流検出部と、交流回転機の電流指令値および電気的定数に基づいて基本電圧を算出する基本電圧演算部と、電流指令値と基本電圧と第１巻線の電流とに基づいて第１巻線の電圧指令値を算出する第１電圧演算部と、電流指令値と基本電圧と第２巻線の電流とに基づいて第２巻線の電圧指令値を算出する第２電圧演算部と、第１巻線の電圧指令値に基づいて交流回転機の第１巻線に電圧を印加する第１電圧印加部と、第２巻線の電圧指令値に基づいて交流回転機の第２巻線に電圧を印加する第２電圧印加部とを備え、第１電圧演算部は、電流指令値、基本電圧、第１巻線の電流とともに、さらに第２巻線の電流に基づいて、第１巻線の電圧指令値を算出するものである。

本発明の交流回転機の制御装置によれば、第１電圧演算部は、第１巻線の電流と基本電圧と電流指令値とに基づいて第１巻線の電圧指令値を算出する。第２電圧演算部は、第２巻線の電流と基本電圧と電流指令値とに基づいて第２巻線の電圧指令値を算出する。この場合、少なくとも第１電圧演算部は、第２巻線の電流も考慮して第１巻線の電圧指令値を算出する。

従って、本発明の第１巻線、第２巻線の電流の検出値に基づくフィードバック制御においては、特許文献１のように、第１、第２の巻線電流双方を用いて第１、第２巻線の電圧指令値を生成する必要はない。すなわち、少なくとも第１電圧演算部だけが、他方の第２巻線の電流に基づいて第１巻線の電圧指令値を算出することができる。このような簡素な構成だけでも、干渉は相互に作用するものであるから、第１電圧演算部のみの対策でも、電流制御系間の干渉を抑制することができる。この結果、応答性は、少なくとも従来と同等に近いレベルを実現できるという効果が得られる。

また、特許文献２のように、ＩＮＶ１〜ＩＮＶＮの各制御回路に対してそれぞれ非干渉電圧演算部を設け、交流回転機の電源周波数ωを含む形で構成する必要がなく、複雑で多量の演算をする必要がない。

また、本発明では、少なくとも第１、第２巻線の電流の和の応答に対して電流指令値および電気的定数に基づいて単一の基本電圧を演算すればよい。従って、高周波帯域においては、回転機のインダクタンスや巻線抵抗などの、電気的定数のみを考慮した基本電圧だけで電流応答を改善できる。この結果、応答性は、少なくとも従来の単一系巻線と同等に近いレベルを実現できるという効果が得られる。

以上のように、上記複数の電流制御系間の干渉を抑制する効果、電流指令値に対する電流応答性が向上する効果、高周波帯域においても電流指令値に対応した電圧指令値を出力できる効果、電流指令値に対する電流応答性の作用によって多重系巻線においても応答性は従来の単一系巻線よりも高いレベルを実現できるという効果が得られる。また、フィードバックも非干渉化により電流応答性能を向上きるので、外乱抑圧性能も確保できる。

また、本発明では、フィードフォワード、フィードバック共に演算を増やしてもよい。例えば、電源周波数の項や第２巻線の電流に加え、第１巻線の電流に基づいて電圧指令値を演算する第２電圧演算部を付与するなどしてもよい。この場合は、さらに、外乱電圧に対する抑制性能や電流指令値に対する電流応答性が向上する。

このように、本発明では、多重系巻線においても、従来に比べて、演算量を少なくした上で、高い応答性が得られるという、従来にない顕著な効果を奏する。

本発明に係る交流回転機の制御装置の実施の形態１を示す回路ブロック図である。 本発明に用いる交流回転機の第１巻線および第２巻線を示した図である。 図２に示した巻線を有する交流回転機の等価回路図である。 図３に示した回路図をｑ軸上電流の等価回路図である。 図３に示した回路図をｄ軸上電流の等価回路図である。 本発明に係る交流回転機の制御装置の実施の形態２を示す回路ブロック図である。 本発明の実施の形態２における差電圧から差電流までのｄ軸上での伝達特性を示す図である。 本発明の実施の形態２における差電圧から差電流までのｑ軸上での伝達特性を示す図である。 本発明に係る交流回転機の制御装置の実施の形態３を示す回路ブロック図である。 本発明の実施の形態３における和電圧から和電流までのｄ軸上での伝達特性示す図である。 本発明の実施の形態３における和電圧から和電流までのｑ軸上での伝達特性示す図である。 本発明に係る交流回転機の制御装置の実施の形態４を示す回路ブロック図である。 本発明に係る交流回転機の制御装置の実施の形態５を示す回路ブロック図である。 本発明に係る交流回転機の制御装置の実施の形態６および７を示す回路ブロック図である。 本発明に係る交流回転機の制御装置の実施の形態８を示す回路ブロック図である。 本発明に係る交流回転機の制御装置の実施の形態９を示す回路ブロック図である。 本発明に係る交流回転機の制御装置の実施の形態１０を示す回路ブロック図である。

以下、本発明に係る交流回転機の制御装置の種々の実施の様態を、図面を参照して説明する。

実施の形態１．
図１は本発明における交流回転機の制御装置の実施の形態１の全体構成を示す。図において、交流回転機１ａは、第１巻線Ｕ１、Ｖ１、Ｗ１および第２巻線Ｕ２、Ｖ２、Ｗ２（図２参照）の２つの三相巻線を有する。なお、以下の全ての実施の形態では交流回転機１ａとして２つの巻線を有する永久磁石型同期回転機について説明するが、２つ以上の巻線を有する永久磁石型同期回転機や界磁巻線型同期回転機であっても同様に適用される。

位置検出部２ａは、交流回転機１ａの回転位置θを検出するホール素子やレゾルバ、エンコーダ等で構成される。また、後述する電流検出部３、４で検出された第１巻線の電流および第２巻線の電流に基づいて位置を推定する技術を用いても良い。

電流検出部３は、交流回転機１ａの第１巻線Ｕ１、Ｖ１、Ｗ１を流れる電流ｉ１ｕ、ｉ１ｖ、ｉ１ｗを検出するシャント抵抗やホール素子等で構成される。電流検出部４は、交流回転機１ａの第２巻線Ｕ２、Ｖ２、Ｗ２を流れる電流ｉ２ｕ、ｉ２ｖ、ｉ２ｗを検出するシャント抵抗やホール素子等で構成される。

基本電圧演算部５ａは、外部からの交流回転機１ａの電流指令値ｉｄ＊、ｉｑ＊および内部に記憶する交流回転機１ａの電気的定数に基づいて回転二軸（ｄ−ｑ軸）上の基本電圧ｖｄＦ＊、ｖｑＦ＊を演算する。

第１電圧演算部６ａは、電流指令値ｉｄ＊、ｉｑ＊と、電流検出部３で検出された第１巻線の電流ｉ１ｕ、ｉ１ｖ、ｉ１ｗと、電流検出部４で検出された第２巻線の電流ｉ２ｕ、ｉ２ｖ、ｉ２ｗと、基本電圧ｖｄＦ＊、ｖｑＦ＊とに基づいて、第１巻線の電圧指令値ｖ１ｕ＊、ｖ１ｖ＊、ｖ１ｗ＊を算出する。

第２電圧演算部７ａは、電流指令値ｉｄ＊、ｉｑ＊と、電流検出部４で検出された第２巻線の電流ｉ２ｕ、ｉ２ｖ、ｉ２ｗと、基本電圧ｖｄＦ＊、ｖｑＦ＊とに基づいて、第２巻線の電圧指令値ｖ２ｕ＊、ｖ２ｖ＊、ｖ２ｗ＊を算出する。

第１電力印加部８は、第１巻線の電圧指令値ｖ１ｕ＊、ｖ１ｖ＊、ｖ１ｗ＊を、ＰＷＭやＰＡＭ等の既存技術により変調処理することによって交流回転機１ａの第１巻線Ｕ１、Ｖ１、Ｗ１に印加するインバータやマトリックスコンバータ等の電力変換器である。

第２電力印加部９は、第２巻線の電圧指令値ｖ２ｕ＊、ｖ２ｖ＊、ｖ２ｗ＊を、ＰＷＭやＰＡＭ等の既存技術により変調処理することによって交流回転機１ａの第２巻線Ｕ２、Ｖ２、Ｗ２に印加するインバータやマトリックスコンバータ等の電力変換器である。

第１電圧演算部６ａは、座標変換器１０、１１、１２、減算器１３、１４、電流制御器１５、１６、および加算器１７、１８を具備している。第２電圧演算部７ａは、座標変換器１１、２２、減算器１９、電流制御器２０、および加算器２１を具備している。座標変換器１１に関しては、第１電圧演算部６ａと共通である。

座標変換器１０は、電流検出部３で検出された電流ｉ１ｕ、ｉ１ｖ、ｉ１ｗと位置検出部２ａで検出された回転位置θとに基づいて回転二軸（ｄ−ｑ軸）上の電流ｉ１ｄ、ｉ１ｑを演算する。

減算器１３は電流指令値ｉｄ＊、ｉｑ＊をそれぞれ、座標変換器１０から得た電流ｉ１ｄ、ｉ１ｑで減算して偏差ｄｉ１ｄ（＝ｉｄ＊−ｉ１ｄ）、ｄｉ１ｑ（＝ｉｑ＊−ｉ１ｑ）を出力する。

電流制御器１５は、減算器１３から得たｄｉ１ｄ（＝ｉｄ＊−ｉ１ｄ）、ｄｉ１ｑ（＝ｉｑ＊−ｉ１ｑ）が共に零に一致するように、すなわち互いに等しくなるように比例積分（ＰＩ）制御にて回転二軸（ｄ−ｑ軸）上の電圧指令値ｖ１ｄ＊、ｖ１ｑ＊を演算する。

座標変換器１１は、電流検出部４で検出された電流ｉ２ｕ、ｉ２ｖ、ｉ２ｗと位置検出器２で検出された回転位置θに基づいて回転二軸（ｄ−ｑ軸）上の電流ｉ２ｄ、ｉ２ｑを演算する。

減算器１４は、電流指令値ｉｄ＊、ｉｑ＊をそれぞれ、座標変換器１１から得た電流ｉ２ｄ、ｉ２ｑで減算して偏差ｄｉ２ｄ（＝ｉｄ＊−ｉ２ｄ）、ｄｉ２ｑ（＝ｉｑ＊−ｉ２ｑ）を出力する。

電流制御器１６は、減算器１４から得たｄｉ２ｄ（＝ｉｄ＊−ｉ２ｄ）、ｄｉ２ｑ（＝ｉｑ＊−ｉ２ｑ）が共に零に一致するように比例積分制御または比例（Ｐ）制御にて回転二軸（ｄ−ｑ軸）上の補償電圧指令値Ｖ１ｄ＿ｈ＊、Ｖ１ｑ＿ｈ ＊を演算する。

加算器１７は、電流制御器１５から得た回転二軸（ｄ−ｑ軸）上の電圧指令値ｖ１ｄ＊、ｖ１ｑ＊と、電流制御器１６から得た回転二軸（ｄ−ｑ軸）上の電圧指令値ｖ１ｄ＿ｈ＊、ｖ１ｑ＿ｈ＊とを加算して、回転二軸（ｄ−ｑ軸）上の電圧指令値Ｖ１ｄ’＊、Ｖ１ｑ’＊を出力する。

加算器１８は、加算器１７から得た回転二軸（ｄ−ｑ軸）上の電圧指令値Ｖ１ｄ’＊、Ｖ１ｑ’＊と、基本電圧演算部５ａから得た回転二軸（ｄ−ｑ軸）上の電圧指令値ｖｄＦ＊、ｖｑＦ＊とを加算して、回転二軸（ｄ−ｑ軸）上の電圧指令値Ｖ１ｄ’’＊、Ｖ１ｑ’’＊を演算する。

座標変換器１２は、加算器１７から得た回転二軸（ｄ−ｑ軸）上の電圧指令値Ｖ１ｄ’’＊、Ｖ１ｑ’’＊を第１巻線の電圧指令値ｖ１ｕ＊、ｖ１ｖ＊、ｖ１ｗ＊に変換する。

第２電圧演算部７ａにおいて、減算器１９は、電流指令値ｉｄ＊、ｉｑ＊をそれぞれ、座標変換器１１から得た電流ｉ２ｄ、ｉ２ｑで減算して偏差ｄｉ２ｄ（＝ｉｄ＊−ｉ２ｄ）、ｄｉ２ｑ（＝ｉｑ＊−ｉ２ｑ）を出力する。

電流制御器２０は、減算器１９から得たｄｉ２ｄ（＝ｉｄ＊−ｉ２ｄ）、ｄｉ２ｑ（＝ｉｑ＊−ｉ２ｑ）が共に零に一致するように比例積分制御にて回転二軸（ｄ−ｑ軸）上の電圧指令値ｖ２ｄ＊、ｖ２ｑ ＊を演算する。

加算器２１は、電流制御器２０から得た回転二軸（ｄ−ｑ軸）上の電圧指令値ｖ２ｄ＊、ｖ２ｑ＊と、基本電圧演算部５ａから得た回転二軸（ｄ−ｑ軸）上の電圧指令値ｖｄＦ＊、ｖｑＦ＊とを加算して、回転二軸（ｄ−ｑ軸）上の電圧指令値ｖ２ｄ’＊、ｖ２ｑ’＊を演算する。

座標変換器２２は、加算器２１から得た回転二軸（ｄ−ｑ軸）上の電圧指令値Ｖ２ｄ’＊、Ｖ２ｑ’＊を第２巻線の電圧指令値ｖ２ｕ＊、ｖ２ｖ＊、ｖ２ｗ＊に変換する。
次に、交流回転機１ａについて述べる。交流回転機１ａは、図２に示すように、中性点Ｎ１で接続された一組のＵ１、Ｖ１、Ｗ１の三相巻線および中性点Ｎ２で接続された一組のＵ２、Ｖ２、Ｗ２の三相巻線が互いに電気的に接続されることなく回転機の固定子（図示せず）に収められている。

これら２つの巻線は電気的に接続されていないが、交流回転機が形成する磁気回路により磁気的に結合されており、丁度トランスの一次側と二次側のような結合状態にある。
このため、並列して配置されたＵ１相とＵ２相の等価回路は図３のように表すことができる。図中、Ｖｕ１、Ｖｕ２は各中性点からの各端子電圧、Ｒは電機子巻線抵抗、ｅｕは誘起電圧、Ｍｕは電機子巻線の相互インダクタンス、Ｌｕ−Ｍｕは漏れインダクタンス（電機子巻線自己インダクタンス−電機子巻線相互インダクタンス）を表している。またｎはトランスで言う巻数比である。

なお、これらの値の内、特にＬｕ−ＭｕとＭｕは１重巻線のモータ制御で用いる値とは異なり、並列して配置された多重の２相間のそれである。また、一般には交流回転機では並列する巻線の巻数は同じであるので、ｎ＝１である。またこの時、Ｕ１相とＵ２相、Ｖ１相とＶ２相、Ｗ１相とＷ２相の等価回路でも同じであるので、三相の特性が等しい場合、Ｕ、Ｖ、Ｗ３相から回転二軸（ｄ−ｑ軸）上に座標変換を行っても、この回転二軸（ｄ−ｑ軸）上での等価回路は図３に示した等価回路と同じである。

以上のように、交流回転機の複数の巻線は磁気的に結合しているので、相互に干渉電圧が生じる。Ｕ、Ｖ、Ｗ三相の交流回転機の等価回路を回転二軸（ｄ−ｑ軸）に座標変換したとき、それぞれの相の回路構成は上記のように図３と同じであるが、そのｑ軸の等価回路をブロック図形式で表したものを図４に示す。

図中、Ｖ１ｑ、Ｖ２ｑはそれぞれ第１、第２の巻線組に対する巻線のｑ軸電圧であり、ｉ１ｑ、ｉ２ｑはそれぞれ第１、第２の巻線組に対する巻線のｑ軸電流である。また、図中Ｖｉｑ１２、Ｖｉｑ２１で表される電圧が、他の巻線組からの干渉電圧を示している。なお、図中のｓはラプラス変換の微分演算子、Ｒは抵抗値、Ｌｑはｑ軸自己インダクタンス、Ｍｑはｑ軸相互インダクタンスをそれぞれ表す。
図４は回転二軸（ｄ−ｑ軸）の内、ｑ軸の等価回路を表したものであるが、ｄ軸上の等価回路も、図５に示すように、同様の構成となる。

通常、交流回転機のベクトル制御は、回転子ｄ−ｑ軸上でそれぞれ独立して電流制御を行うが、複数の巻線組を有する交流回転機では上述したように干渉電圧が相互に作用して、電流制御系に対して外乱として入力される。この干渉電圧は、図４から分かるように、各巻線電流の微分値に比例するため、電流を高速に応答させるほど大きくなる性質があり、従って単一巻線組の電流制御と比べて電流制御系の応答を高めることが難しい。

この課題に対し、特許文献１では、代表の電流制御系への帰還信号を各インバータ出力電流の平均値とし、また、交流電動機の回転座標系上に設けられた不平衡抑制の電流制御系への帰還信号を各インバータ出力電流の差分値としている。これにより、各インバータの出力電流が等しくなるように不平衡抑制の電流制御系が作用するので、多相交流電動機の各相の各巻線の電流を平衡にさせていることで対処している。

しかし、この構成は、電流の平均値と電流の差分値を計算する際に、第１巻線の回転二軸（ｄ−ｑ軸）電流と、第２巻線の回転二軸（ｄ−ｑ軸）電流の双方を用いた計算が必要である。さらに、代表の電流制御系、不平衡抑制の電流制御の演算を実施した上で、第１巻線の電圧、第２巻線の電圧を計算する必要があり、多量の演算を必要とする。

以上の干渉電圧に対する特許文献１での対処方法に対し、本実施の形態１では、第２巻線を流れる電流に基づいて第１巻線の電圧指令値を補償する簡素な構成である。
以下、図１に戻って説明すると、第１電圧演算部６ａでは、第２巻線の電流ｉ２ｕ、ｉ２ｖ、ｉ２ｗに基づいて、回転二軸（ｄ−ｑ軸）上の補償電圧指令値Ｖ１ｄ＿ｈ＊、Ｖ１ｑ＿ｈ ＊を電流制御器１６が算出する。

電流制御器１６においては、図５におけるＶｉｄ１２を補償する電圧をＶ１ｄ＿ｈ＊として出力し、図４におけるＶｉｑ１２を補償する電圧をＶ１ｑ＿ｈ＊として出力する。Ｖｉｄ１２、Ｖｉｑ１２が補償されることにより、ｉ１ｄ、ｉ１ｑが受ける干渉の影響が低減し安定する。その結果、ｉ１ｄ、ｉ１ｑにそれぞれｓＭｄ、ｓＭｑを乗算して得られるＶｉｄ２１、Ｖｉｄ１２も安定し、ｉ２ｄ、ｉ２ｑも安定する。

従って、特許文献１のような複雑な電流制御系の構成にしなくても、本実施の形態１のように、第２巻線の電流により第１巻線の電圧を補償（補正）する簡素な、演算量の少ない構成により、特許文献１と少なくとも同等の非干渉化の効果（特許文献１と同等の電流応答の改善）が得られる。

しかながら、特許文献１や本実施の形態１における第２巻線の電流を第１巻線の電圧へ補償するといった、検出電流を用いた非干渉化制御で電流制御の応答を高くする方法では、先に述べた、電流を高速に応答させるほど干渉電圧が大きくなる。そして、その大きな干渉電圧を補償する補償電圧は、電流を検出してから補償電圧を出力するまでの無駄時間による影響を受けてしまう。これは、特に演算速度の低い廉価なマイコンを用いた場合に大きく受けるため、電流制御の応答を高めた上で干渉の影響を完全に取り除くことが難しいことを示している。

この課題に対し、特許文献２では、特許文献２内の［数１］で表されるように、非干渉電圧を加算することによって、電流応答を改善する例が開示されている。しかしながら、各巻線に対する各制御回路に対して［数１］を演算する構成であり、多量な演算を要するため、廉価なマイコンへの実装は難しい場合がある。
これに対して、本実施の形態１では、基本電圧演算部５ａにて、電流指令値ｉｄ＊、ｉｑ＊に基づいて回転二軸（ｄ−ｑ軸）上の基本電圧ｖｄＦ＊、ｖｑＦ＊を簡素に演算する。

以下、基本電圧演算部５ａについて説明する。
下記の式（１）は、交流回転機１ａにおける回転二軸上（ｄ−ｑ軸）の電圧と電流の関係式である。ここで、ωは電気角速度、φは磁束鎖交数である。この式（１）は、先に述べた図４、図５のブロック図で表した電圧と電流の関係に加え、インダクタンスＬｄ、Ｌｑ、Ｍｄ、Ｍｑによる電機子反作用に起因する速度起電力を考慮したものと等価である。

以下、式（１）より基本電圧ｖｄＦ＊、ｖｑＦ＊の導出過程を説明する。
基本電圧演算部５ａは、電流指令値ｉｄ＊、ｉｑ＊に基づいて回転二軸（ｄ−ｑ軸）上の基本電圧ｖｄＦ＊、ｖｑＦ＊を演算するものであるため、まず、式（１）において、電流をｉｄ＊＝ｉ１ｄ＝ｉ２ｄ、ｉｑ＊＝ｉ１ｑ＝ｉ２ｑで与える（式（２））。

ここで、右辺１行目と３行目、２行目と４行目はそれぞれ同一であるので、下記の式（３）、式（４）が得られる。

電流指令値ｉｄ＊、ｉｑ＊より、式（３）、式（４）の関係から、式（３）のｖ１ｄ＝ｖｄＦ＊、式（４）のｖ１ｑ＝ｖｑＦ＊として、回転二軸（ｄ−ｑ軸）上の基本電圧ｖｄＦ＊、ｖｑＦ＊を演算することによって、電流指令値ｉｄ＊、ｉｑ＊に基づいて必要な基本電圧ｖｄＦ＊、ｖｑＦ＊が出力され、交流回転機の応答が改善される効果がある。

さらに、以下では、式（３）、式（４）より簡素な演算で電流応答を改善する基本電圧演算法について述べる。式（３）、式（４）において、電気角速度ωは交流回転機自身の慣性モーメントに加え交流回転機に接続される負荷の慣性モーメントの影響を受けるため、電流に比べて高速に応答しない。

電気角速度ωのような比較的低周波数帯域では、先に述べた特許文献１や本発明における第２巻線を流れる電流に基づいて第１巻線の電圧指令値を補償するといった、検出電流に基づいた非干渉化制御で対応できる。しかしながら、交流回転機の電流指令値および電気的定数に基づく項に対する周波数帯域は、電流制御の限界付近の高い周波数帯域と等しいため、その項に対しては基本電圧として補償することで電流制御応答を確保することが可能である。

以上により、式（３）、（４）における電気角ωに関する項をそれぞれ下式（５）、式（６）のように省略し、電流指令と交流回転機１ａの電気的定数（電機子巻線抵抗Ｒや電機子巻線インダクタンスＬｄ、Ｌｑ、Ｍｄ、Ｍｑ）で表される簡素な演算で電流応答を改善できる。

以上のように、本発明における実施の形態１においては、まず、第２巻線を流れる電流に基づいて第１巻線の電圧指令値を補償する構成とすることで、特許文献１のように多量な演算をすることなく、電気角周波数ωの帯域を含めた電流制御の応答帯域を確保する。その上で、検出電流に基づく非干渉化制御が追従しない帯域においては、電流指令値と電気的定数に基づいて演算された基本電圧によって電流制御応答を１重巻線レベルの応答まで確保することができる。

その際、電気角周波数ωの帯域は検出電流に基づく非干渉化制御で対応できていることを考慮し、特許文献２のように電気角周波数ωに関する項を含むことなく、簡素に１重巻線レベルの応答を確保している。
以上の構成により、簡素な構成で、電流制御の応答を１重巻線の交流回転機のレベルまで高めることが可能となる。

実施の形態２．
図６は、本発明に係る交流回転機の制御装置の実施の形態２の構成を示しており、前記実施の形態１と同一の符号を付したものは、同一またはこれに相当するものである。本実施の形態２が実施の形態１と異なるのは、第１電圧演算部６ｂにおける差電流演算器２１１、減算器２１２、電流制御器２１３、加算器２１４および差電圧演算部２１５である。

まず、差電流演算器２１１は、座標変換器１０から得た第１巻線の電流ｉ１ｄ、ｉ１ｑをそれぞれ、座標変換器１１から得た第２巻線の電流ｉ２ｄ、ｉ２ｑで減算して第１巻線の電流と第２巻線の電流の差である差電流Δｉｄ、Δｉｑを出力する。

減算器２１２は、所定の差電流指令値Δｉｄ＊、Δｉｑ＊をそれぞれ、差電流演算器２１１で得た電流Δｉｄ、Δｉｑから減算して偏差ｄΔｉｄ（＝Δｉｄ＊−Δｉｄ）、ｄΔｉｑ（＝Δｉｑ＊−Δｉｑ）を出力する。前記差電流指令値Δｉｄ＊、Δｉｑ＊は共に０に設定する。

電流制御器２１３は、減算器２１２から得た偏差ｄΔｉｄ（＝Δｉｄ＊−Δｉｄ）、ｄΔｉｑ（＝Δｉｑ＊−Δｉｑ）が共に零になるように比例積分制御または比例制御を用いて差電圧Ｖｄ＿ｄｉｆ＊、Ｖｑ＿ｄｉｆ＊を演算する。

この結果、差電圧演算部２１５は、減算器２１２と電流制御器２１３から構成され、第１巻線の電流と第２巻線の電流の差である差電流Δｉｄ、Δｉｑと差電流指令値Δｉｄ＊、Δｉｑ＊に基づいて、差電圧Ｖｄ＿ｄｉｆ＊、Ｖｑ＿ｄｉｆ＊を出力する。

加算器２１４は、電流制御器２１３から得た差電圧ｖｄ＿ｄｉｆ＊、ｖｑ＿ｄｉｆ＊と、電流制御器１５から得た回転二軸（ｄ−ｑ軸）上の電圧指令値ｖ１ｄ＊、ｖ１ｑ＊とをそれぞれ加算して、回転二軸（ｄ−ｑ軸）上の電圧指令値Ｖ１ｄ’＊、Ｖ１ｑ’＊を演算する。

交流回転機の制御装置を図６のように構成することによって、差電流演算器２１１によって第１巻線の電流と第２巻線の電流との差である差電流を求め、減算器２１２によってその差電流と差電流指令値との偏差を求め、この偏差を零とするべく差電圧ｖ１ｄ＿ｄｉｆ＊、ｖ１ｑ＿ｄｉｆ＊を電流制御器２１４へ加算することができる。この結果、第１巻線の電圧指令値ｖ１ｄ’＊、ｖ１ｑ’＊は、差電流を抑制するように働き、実施の形態１で述べた干渉電圧の影響を抑制することができる。

以下、上記の差電流に基づいて第１巻線の電圧指令値を演算することで干渉電圧が抑制されることに関して詳細に述べる。まず、図４、５より、次式（７）、（８）を得る。

ただし、Ｖｉｄ１２ ＝ｓＭｄｉ２ｄ、Ｖｉｄ２１ ＝ｓＭｄｉ１ｄ、Ｖｉｑ１２ ＝ｓＭｑｉ２ｑ、Ｖｉｑ２１ ＝ｓＭｑｉ１ｑである。

式（７）、（８）より、１、２群電圧の差で表される差電圧（Ｖ１ｄ−Ｖ２ｄ、Ｖ１ｑ−Ｖ２ｑ）から差電流（ｉ１ｄ−ｉ２ｄ、ｉ１ｑ−ｉ２ｑ）までの伝達特性は図７、８に示すような単純な１次遅れ系であり、図４、５のような干渉電圧は存在しない。従って差電流に基づいて第１巻線の電圧指令値を補償する電流制御器２１３を、図７、８のような単純な１次遅れ系の制御対象に対する制御器として設計することで干渉電圧の影響を低減し、第１巻線の電流と第２巻線の電流の不平衡を抑制できる。

この実施の形態２では、差電流に基づいて、電流制御器２１３から得た差電圧Ｖｄ＿ｄｉｆ＊、Ｖｑ＿ｄｉｆ＊で第１巻線の電圧指令値を補正することで干渉電圧の影響を抑制でき、電流制御応答を改善できるという効果を得る。

以上のように、本発明における実施の形態２においては、第１電圧演算部において、第１巻線の電流と第２巻線の電流との差電流を求め、この差電流および差電流指令値に基づいて差電圧演算部２１５にて差電圧を出力し、この差電圧に基づいて第１巻線の電圧指令値を補正する構成としている。この結果、実施の形態１に対して、差電圧から差電流までの単純な１次遅れ形の制御対象に対して、電流制御器２１２を設計することで干渉電圧の影響を受けず、第１巻線の電流と第２巻線の電流の不平衡をより抑制できる。

また、本実施の形態２の構成においても、差電流に基づいて第１巻線の電圧指令値を補正し、第２巻線の電圧指令値は電流指令値と第２巻線の電流に基づいて演算するという簡素な構成である。従って、特許文献１のように多量な演算をすることなく、電気角周波数ωの帯域を含めた電流制御の応答帯域を確保できる。また、本実施の形態２は、実施の形態１と同様に、特許文献２のように電気角周波数ωを含んだ演算を必要としない。さらに、本実施の形態２は、検出電流に基づく非干渉化制御が追従しない帯域においては、電流指令値と電気的定数に基づいて演算された基本電圧によって電流制御応答を１重巻線レベルの応答にまで、簡素な構成で高めることが可能となる。

実施の形態３．
図９は、本発明に係る交流回転機の制御装置の実施の形態３の構成を示しており、前記実施の形態１、２と同一の符号を付したものは、同一またはこれに相当するものである。
本実施の形態３が実施の形態２と異なるのは、第１電圧演算部６ｃにおいて、和電流演算器３１１、減算器３１２、電流制御器３１３および加算器３１４を具備している点である。

和電流演算器３１１は、座標変換器１０から得た第１巻線の電流ｉ１ｄ、ｉ１ｑにそれぞれ、座標変換器１１から得た第２巻線の電流ｉ２ｄ、ｉ２ｑを加算して、第１巻線の電流と第２巻線の電流の和である和電流ｉｄ＿ｓｕｍ、ｉｑ＿ｓｕｍを出力する。

減算器３１２は電流指令値ｉｄ＊、ｉｑ＊をＫ２倍した値からそれぞれ、和電流演算器３１１から得た電流ｉｄ＿ｓｕｍ、ｉｑ＿ｓｕｍを減算して偏差Δｉｄ＿ｓｕｍ（＝Ｋ２×ｉｄ＊−ｉｄ＿ｓｕｍ）、Δｉｑ＿ｓｕｍ（＝Ｋ２×ｉｑ＊−ｉｑ＿ｓｕｍ）を出力する。ここで、Ｋ２は２（定数）に設定する。

和電圧演算部３１５は、減算器３１２と電流制御器３１３から構成され、和電流演算器３１１による第１巻線の電流と第２巻線の電流の和である和電流ｉｄ＿ｓｕｍ、ｉｑ＿ｓｕｍと電流指令値ｉｄ＊、ｉｑ＊とに基づいて、回転二軸（ｄ−ｑ軸）上の和電圧Ｖｄ＿ｓｕｍ＊、Ｖｑ＿ｓｕｍ＊を電流制御器３１３から出力する。

すなわち、電流制御器３１３は、減算器３１２から得た偏差Δｉｄ＿ｓｕｍ、Δｉｑ＿ｓｕｍが共に零に一致するように比例積分制御を用いて回転二軸（ｄ−ｑ軸）上の和電圧Ｖｄ＿ｓｕｍ＊、Ｖｑ＿ｓｕｍ＊を演算する。

加算器３１４は、電流制御器３１３から得た和電圧Ｖｄ＿ｓｕｍ＊、Ｖｑ＿ｓｕｍ＊にそれぞれ電流制御器２１３から得た差電圧Ｖｄ＿ｄｉｆ＊、Ｖｑ＿ｄｉｆ＊を加算した後、各々定数倍（Ｋ倍）して、その出力を回転二軸（ｄ−ｑ軸）上の電圧指令値Ｖ１ｄ’＊、Ｖ１ｑ’＊として出力する。ここでＫは０．５に設定する。

交流回転機の制御装置を図９のように構成することによって、和電流演算器３１１で第１巻線の電流と第２巻線の電流との和電流を求め、減算器３１２によって、和電流指令値の定数（Ｋ２）倍との偏差を求め、その偏差を零とするべく和電圧Ｖｄ＿ｓｕｍ＊、Ｖ１ｑ＿ｓｕｍ＊を電流制御器３１３にて演算する。
そして電流制御器３１３から得た和電圧Ｖｄ＿ｓｕｍ＊、Ｖ１ｑ＿ｓｕｍ＊と電流制御器２１３から得た差電圧Ｖｄ＿ｄｉｆ＊、Ｖｑ＿ｄｉｆ＊に基づいて電圧指令値Ｖ１ｄ’＊、Ｖ１ｑ’＊を加算器３１４にて算出することによって、実施の形態１で述べた干渉電圧の影響を抑制することができる。以下この理由について述べる。

図４、５より、次式（９）、（１０）を得る。

ただし、Ｖｉｄ１２ ＝ｓＭｄｉ２ｄ、Ｖｉｄ２１ ＝ｓＭｄｉ１ｄ、Ｖｉｑ１２ ＝ｓＭｑｉ２ｑ、Ｖｉｑ２１ ＝ｓＭｑｉ１ｑである。

式（９）、（１０）より、１、２群電圧の和で表わされる和電圧（Ｖ１ｄ＋Ｖ２ｄ、Ｖ１ｑ＋Ｖ２ｑ）から和電流（ｉ１ｄ＋ｉ２ｄ、ｉ１ｑ＋ｉ２ｑ）までの伝達特性は図１０、１１に示すような単純な１次遅れ系であり、図４、５のように干渉電圧は存在しない。従って、電流制御器３１３では、図１０、１１に示す制御対象に対して、和電流（ｉ１ｄ＋ｉ２ｄ、ｉ１ｑ＋ｉ２ｑ）に基づいて和電圧Ｖｄ＿ｓｕｍ＊、Ｖ１ｑ＿ｓｕｍ＊を演算する電流制御器を構成することによって干渉電圧の影響を抑制できる。

さらに、実施の形態２で述べたように差電圧Ｖｄ＿ｄｉｆ＊、Ｖｑ＿ｄｉｆ＊を得るため干渉電圧の影響を抑制できる。加算器３１４では、共に干渉電圧の影響が抑制された和電圧Ｖｄ＿ｓｕｍ＊、Ｖ１ｑ＿ｓｕｍ＊と差電圧Ｖｄ＿ｄｉｆ＊、Ｖｑ＿ｄｉｆ＊に基づいて電圧指令値Ｖ１ｄ’＊、Ｖ１ｑ’＊を演算する構成であるため、電圧指令値Ｖ１ｄ’＊、Ｖ１ｑ’＊は干渉電圧の影響が小さい。

従って、Ｖ１ｄ’＊、Ｖ１ｑ’＊に基づいて第１巻線を流れる電流が実施の形態１、２に比べさらに安定し、そのことで図４、５における干渉電圧Ｖｉｄ２１、Ｖｉｑ２１が安定するため、第２巻線の電流も安定し、交流回転機１を安定して駆動することが可能となるという効果を得る。

なお、本実施の形態３では、第１巻線の電圧指令値を和電圧、差電圧、基本電圧に基づいて出力する構成について述べたが、第１巻線の電圧指令値を、和電圧、実施の形態１で述べた補償電圧指令値Ｖ１ｄ＿ｈ＊、Ｖ１ｑ＿ｈ＊、および基本電圧に基づいて出力する構成にしてもよい。この場合においても、和電圧による干渉電圧の抑制効果による効果が得られる。

以上のように、本発明における実施の形態３においては、第１電圧演算部は和電流演算器にて第１巻線の電流と第２巻線の電流との和電流を求め、この和電流および電流指令値に基づいて和電圧演算部にて和電圧を出力し、この和電圧に基づいて第１巻線の電圧指令値を出力する構成とする。従って実施の形態２に比べて、和電圧から和電流までの単純な１次遅れ系の制御対象に関して、和電流に基づき和電圧を出力する電流制御器３１３を用いることで干渉電圧の影響をより低減でき、第１巻線の電流と第２巻線の電流の不平衡をより抑制し、交流回転機を安定して駆動できる。

また、本実施の形態３の構成においても、第１巻線の電圧は和電流と差電流、および電流指令値に基づいて演算し、第２巻線の電圧指令値は、電流指令値と第２巻線の電流に基づいて演算するという簡素な構成であり、特許文献１のように多量な演算をすることなく、電気角周波数ωの帯域を含めた電流制御の応答帯域を確保できる。さらに、本実施の形態３では、検出電流に基づく非干渉化制御が追従しない帯域においては、電流指令値と電気的定数に基づいて演算された基本電圧によって電流制御応答を１重巻線レベルの応答まで確保する。

その際、本実施の形態３は、電気角周波数ωの帯域は検出電流に基づく非干渉化制御で対応できていることを考慮し、特許文献２のように電気角周波数ωに関する項を含むことなく、簡素に１重巻線レベルの応答を確保している。以上により、特許文献２に対して簡素な構成で、電流制御の応答を１重巻線の交流回転機のレベルまで高めることが可能となる効果を得る。

なお、ここでは、和電圧を用いて和電流を制御したためＫ２を２、Ｋを０．５としたが、Ｋ２を１、Ｋを１として平均電圧を用いて平均電流を制御しても同様の効果が得られる。

実施の形態４．
図１２は、本発明における交流回転機の制御装置の実施の形態４の構成を示しており、前記実施の形態１〜３と同一の符号を付したものは、同一またはこれに相当するものである。本実施の形態４が実施の形態３と異なるのは、第１電圧演算部６ｄ、第２電圧演算部７ｄ、および加算器４０１である。

加算器４０１は、電流制御器３１３から得た和電圧ｖｄ＿ｓｕｍ＊、ｖｑ＿ｓｕｍ＊からそれぞれ、電流制御器２１３（構成は上記と同様）から得た差電圧ｖｄ＿ｄｉｆ＊、ｖｑ＿ｄｉｆ＊を減算した後、各々定数倍（Ｋ倍）して、その出力を回転二軸（ｄ−ｑ軸）上の電圧指令値Ｖ２ｄ＊、Ｖ２ｑ＊として出力する。

交流回転機の制御装置を図１２のように構成することによって、第１巻線の電圧指令値Ｖ１ｄ’’＊、Ｖ１ｑ’’＊に加えて、第２巻線の電圧指令値Ｖ２ｄ’’＊、Ｖ２ｑ’’＊も干渉電圧の影響が抑制された和電圧ｖｄｓｕｍ＊、ｖｑｓｕｍ＊および差電圧ｖｄ＿ｄｉｆ＊、ｖｑ＿ｄｉｆ＊に基づいて出力されることになる。

従って、本実施の形態４は、実施の形態３における第１巻線の電圧指令値のみが和電圧および差電圧に基づいて補償された場合と比較して、干渉電圧の影響がより抑制され、実施の形態１〜３に比べてさらに電流制御応答を改善できる効果がある。

以上のように、本発明における実施の形態４においては、和電圧および差電圧に基づいて第１巻線の電圧指令値および第２巻線の電圧指令値を出力するように、第１電圧演算部、第２電圧演算部を構成した。従って、第１巻線の電圧指令値および第２巻線の電圧指令値は、共に和電圧および差電圧に基づいて演算されることになり、実施の形態３に比べて第２巻線の電圧指令値も干渉電圧の影響が低減され、第１巻線の電流と第２巻線の電流の不平衡をより抑制し、交流回転機を安定して駆動できる。

また、特許文献１に対しては、実施の形態１〜３と同様に、検出電流に基づく非干渉化制御が追従しない帯域においては、基本電圧演算部における電流指令値と電気的定数に基づいて演算された基本電圧によって電流制御応答を１重巻線レベルの応答まで確保できる効果がある。

その際、電気角周波数ωの周波数帯域は検出電流に基づく非干渉化制御で対応できていることを考慮し、特許文献２のように電気角周波数ωに関する項を含むことなく、簡素に１重巻線レベルの応答を確保している。以上により、特許文献２に対し、簡素な構成で、電流制御の応答を１重巻線の交流回転機のレベルまで高めることが可能となる効果がある。

実施の形態５．
図１３は、本発明における交流回転機の制御装置の実施の形態５の構成を示しており、前記実施の形態１〜４と同一の符号を付したものは、同一またはこれに相当するものである。本実施の形態５が実施の形態１〜４と異なるのは、第１電圧演算部６ｅ、第２電圧演算部７ｅ、加算器５０１、加算器５０２および加算器５０３である。

加算器５０１は、電流制御器３１３から得た和電圧ｖｄ＿ｓｕｍ＊、ｖｑ＿ｓｕｍ＊と、基本電圧演算部５ａから得た基本電圧を定数（Ｋ２）倍した値Ｋ２×ｖｄ＿Ｆ＊、Ｋ２×ｖｑ＿Ｆ＊とを加算して、加算値Ｖｄ＿ｓｕｍ’＊、Ｖｑ＿ｓｕｍ’＊として出力する。ここでＫ２は減算器３１２と同じ値を使用する。

基本電圧にＫ２を乗算する理由は、実施の形態１〜４では第１巻線の電圧指令値および第２巻線の電圧指令値にそれぞれ基本電圧を加算していたのに対し、本実施の形態では加算器５０１の出力が和電圧Ｖｄｓｕｍ’＊、Ｖｑｓｕｍ’＊であるためである。また、基本電圧へＫ２を乗算する演算は、加算器５０１で実施せずに、基本電圧演算部５ａで実施してもよい。

加算器５０２は、加算器５０１から得た加算値Ｖｄ＿ｓｕｍ’＊、Ｖｑ＿ｓｕｍ’＊と電流制御器２１３から得た差電圧ｖｄ＿ｄｉｆ＊、 ｖｑ＿ｄｉｆ＊との和を演算した後、その出力を各々定数（Ｋ）倍して回転二軸（ｄ−ｑ軸）上の第１巻線の電圧指令値Ｖ１ｄ’’＊、Ｖ１ｑ’’＊を演算する。ここでＫは減算器３１４と同じ値を使用する。加算器５０３では、加算器５０１から得た加算値Ｖｄ＿ｓｕｍ’＊、Ｖｑ＿ｓｕｍ’＊からそれぞれ電流制御器２１３から得た差電圧ｖｄ＿ｄｉｆ＊、 ｖｑ＿ｄｉｆ＊を減算した後、その出力を各々Ｋ倍して回転二軸（ｄ−ｑ軸）上の第２巻線の電圧指令値Ｖ２ｄ’＊、Ｖ２ｑ’＊を算出する。ここでＫは減算器３１４と同じ値を使用する。

交流回転機の制御装置を図１３のように構成することによって、基本電圧を加算する加算器が実施の形態１〜４では加算器１８、２１の２個必要であったが、本実施の形態では加算器５０１の１個で済むため演算の簡素化が図れるという効果がある。

以上のように、本発明における実施の形態５においては、和電圧と基本電圧の加算値を演算し、その加算値と差電圧に基づいて第１巻線の電圧指令値および第２巻線の電圧指令値を出力するように、第１電圧演算部および第２電圧演算部を構成している。これにより、実施の形態４では基本電圧を加算する加算器が加算器１８、２１の合計２個必要であったが、加算器５０１の１個で済むため、演算が簡素になるという効果がある。

さらに、特許文献１のような検出電流に基づく非干渉化制御だけの構成では対応できない周波数帯域で、基本電圧演算部における電流指令値と電気的定数に基づいて演算された基本電圧を用いることで、電流制御応答を１重巻線レベルの応答にまで確保できる効果がある。

また、基本電圧演算部は実施の形態１〜４と同構成であり、特許文献２のように電気角周波数ωに関する項を含むことなく、簡素に１重巻線レベルの応答を確保している。
以上のように、特許文献１や２のような従来の技術に対し、簡素な構成で、電流制御の応答を１重巻線の交流回転機のレベルまで高めることが可能となる。

実施の形態６．
上記の実施の形態１〜５の基本電圧演算器５ａにおいて、電流指令値に、電流指令値に対する第１巻線の電流、第２巻線の電流の所望の応答周波数以上の周波数帯域の成分が含まれる場合、基本電圧は電流指令値と電気的定数に基づいて演算されることから基本電圧にもその所望の周波数以上の周波数帯域の成分が含まれる。その結果、基本電圧に基づいて交流回転機１ａに電圧を印加すると、第１巻線の電流および第２巻線の電流にもその所望の応答周波数以上の周波数帯域の成分が含まれ、例えばその帯域が人間の可聴域の周波数帯域と一致すると、交流回転機から騒音が発生するといった課題がある。本実施の形態６ではこのような課題に対処する例を示す。

図１４は、本発明における交流回転機の制御装置の実施の形態６の構成を示しており、前記実施の形態１〜５と同一の符号を付したものは、同一またはこれに相当するものである。実施の形態１〜５では、電流指令値と交流回転機１ａの電気的定数に基づいて式（５）、（６）により基本電圧Ｖｄｆ＊、Ｖｑｆ＊を演算していたが、本実施の形態６では、下記の基本電圧演算部５ｂにおいて、次式（１１）、（１２）によって基本電圧を算出する。

ここで、ｉｄｒはｄ軸電流指令値ｉｄ＊に対し電流指令値に対する第１巻線の電流および第２巻線の電流の所望の時定数で応答する応答電流、ｉｑｒはｑ軸電流指令値ｉｑ＊に対し電流指令値に対する第１巻線の電流および第２巻線の電流の所望の時定数で応答する応答電流である。これらは、それぞれ次式（１３）、（１４）で表されるように、電流指令値にフィルタ処理を施した出力が応答電流である。

ただし、Ｔｃｄはｄ軸応答電流の時定数、Ｔｃｑはｑ軸応答電流の時定数である。
式（１３）、（１４）は電流指令値に対する第１巻線の電流および第２巻線の電流の所望の応答の時定数の１次のローパスフィルタを構成するが、次数は１次に限定しない。

従って、実施の形態６では、電流指令値に基づいて応答電流演算器（図示せず）にて式（１３）、（１４）より電流指令値に対する電流の所望の応答の応答電流を出力し、その応答電流に基づいて式（１１）、（１２）より基本電圧を演算する。

次に、式（１３）、式（１４）をそれぞれ式（１１）、式（１２）に代入すると次式（１５）、式（１６）が得られる。

従って、式（１５）、式（１６）により、基本電圧ｖｄＦ＊、ｖｑＦ＊を演算してもよい。また、実施の形態６では、実施の形態５に対して、基本電圧演算部を同５ｂとして実施する例を述べたが、実施の形態１〜５の構成に対しても基本電圧演算部を同５ｂの構成としても良いことは言うまでもない。

基本電圧演算部を同５ｂのように構成することによる効果について述べる。電流指令値に対し、式（１３）、（１４）のように、電流指令値に対する第１巻線の電流および第２巻線の電流の所望の応答の時定数を持つローパスフィルタを通した出力である応答電流からは電流指令値に含まれる所望の応答以上の周波数帯域の周波数が除去される。

そして、その応答電流と基本電圧に基づいて、式（１５）、（１６）に基づいて演算することにより、基本電圧からも所望の応答以上の周波数成分が除去され、その基本電圧に基づいて、交流回転機１ａの第１巻線および第２巻線に電流を通電しても、その電流には所望の応答以上の周波数成分が低減され、交流回転機から発生する騒音を低減できる効果がある。

以上のように、本発明における実施の形態６においては、電流指令値に対する第１巻線の電流および第２巻線の電流の所望の応答を応答電流として演算し、その応答電流に基づいて基本電圧を演算する構成とした。これにより、基本電圧から所望の応答以上の周波数帯域成分が除去され、その基本電圧に基づいて、交流回転機の第１巻線および第２巻線に電流を通電しても、その電流からは所望の応答以上の周波数成分は除去され、実施の形態１〜５に比べて交流回転機から発生する騒音を低減できる効果がある。

さらに、特許文献１に対して、検出電流に基づく非干渉化制御では対応できない周波数帯域は基本電圧演算部における応答電流と電気的定数に基づいて演算された基本電圧によって電流制御応答を１重巻線レベルの応答まで確保できる効果がある。また、基本電圧演算部は、特許文献２のように電気角周波数ωに関する項を含むことなく、簡素に１重巻線レベルの応答を確保できる効果がある。

また、特許文献２（数［１］、数［２］）では、巻線抵抗Ｒ１や自己インダクタンスＬ１等の電気定数に電流指令値を乗算した値に基づいて非干渉電圧を演算する構成であるため、電流指令値に所望の応答以上の周波数成分が含まれると、非干渉電圧および３相２重巻線電動機の電流にその成分が含まれ、その周波数成分が可聴域と一致した場合に騒音が生じることが懸念される。

これに対し、本実施の形態６では、上述したように応答電流に基づいて基本電圧を演算する構成にしたことによって、基本電圧に含まれる所望の応答以上の周波数成分を除去することで、特許文献２の構成に比べ交流回転機の騒音を低減できる効果を有する。

実施の形態７．
図１４は、本発明における交流回転機の制御装置の実施の形態７の構成にも適用され、前記実施の形態１〜６と同一の符号を付したものは、同一またはこれに相当するものである。

上記の実施の形態６のように、電流指令値に基づいて電流制御器３１３によって和電圧を演算すると、電流指令値に、電流指令値に対する第１巻線の電流および第２巻線の電流の所望の応答以上の周波数帯域の成分が含まれる場合、電流制御器３１３の電流指令値に対する電流の応答によって大きさは変わるものの、和電圧にもその成分が含まれることになる。
従って、その和電圧に基づいて、第１巻線の電圧指令値、第２巻線の電圧指令値を演算し、それら電圧指令値に基づいた電圧を交流回転機１ａの第１巻線、第２巻線に印加し、第１巻線および第２巻線に電流を通電した場合、それら電流には所望の応答以上の周波数成分が含まれ、交流回転機から発生する騒音が発生するという課題が生じる。

そこで、本実施の形態７においても、実施の形態６と同様に、第１電圧演算部６ｆおよび第２電圧演算部７ｆは電流指令値ｉｄ＊、ｉｑ＊を入力する代わりに上述した応答電流ｉｄｒ、ｉｑｒを基本電圧演算部５ｂから入力する。

すなわち、基本電圧演算部５ｂは、上記の基本電圧演算部５ａの構成において、応答電流演算器（図示せず）で演算した応答電流ｉｄｒ、ｉｑｒを出力する。

減算器７０１は、応答電流ｉｄｒ、ｉｑｒをＫ２倍した値からそれぞれ、和電流演算器３１１から得た電流ｉｄ＿ｓｕｍ、ｉｑ＿ｓｕｍを減算して偏差Δｉｄ＿ｓｕｍ（＝Ｋ２×ｉｄｒ−ｉｄ＿ｓｕｍ）、Δｉｑ＿ｓｕｍ（＝Ｋ２×ｉｄｒ−ｉｑ＿ｓｕｍ）を算出する。ここで、Ｋ２は例えば２（定数）に設定する。

以下、第１電圧演算部６ｆおよび第２電圧演算部７ｆに入力する電流指令値ｉｄ＊、ｉｑ＊を、基本電圧演算部５ｂを経て応答電流ｉｄｒ、ｉｑｒとする効果を述べる。

電流指令値に、それに対する第１巻線および第２巻線の電流の所望の応答の時定数を持つローパスフィルタを通した出力である応答電流指令値は、元の電流指令値より所望の応答以上の周波数帯域の周波数が除去されている。次に、その応答電流に基づいて、減算器７０１および電流制御器３１３により和電圧を演算することによって、和電圧の所望の応答以上の周波数帯域の成分は除去される。

その和電圧に基づいて、第１巻線の電圧指令値、第２巻線の電圧指令値を補償演算することで、交流回転機１ａの第１巻線および第２巻線に電流を通電しても、その電流には所望の応答以上の周波数成分が低減され、その周波数成分が可聴域と一致した場合においても、交流回転機から発生する騒音を低減できる。

以上のように、本実施の形態７においては、第１電圧演算部、第２電圧演算部に入力する電流指令値を応答電流とする構成にしたことによって、和電圧から所望の応答以上の周波数帯域の成分が除去される。その和電圧に基づいて、交流回転機の第１巻線および第２巻線に電流を通電しても、その電流に含まれる所望の応答以上の周波数成分が低減され、実施の形態１〜６に比べて交流回転機から発生する騒音を低減できる効果がある。

さらに、特許文献１に対して、交流回転機検出電流に基づく非干渉化制御では対応できない周波数帯域は基本電圧演算部における応答電流と電気的定数に基づいて演算された基本電圧によって電流制御応答を１重巻線レベルの応答まで確保できる効果を得る。

これに加えて、特許文献１では、電流調節器１７Ａ、１８Ａに電流指令値がそのまま入力されており、電流指令値に所望の応答以上の周波数帯域の成分が存在すると、代表の電圧指令値にもその周波数帯域の成分が含まれ、その代表の電圧指令値に基づいて交流電動機に電流を通電すると、その周波数帯域の成分の帯域が可聴周波数と一致すると交流電動機より騒音を発生する懸念がある。しかしながら、本実施の形態では、応答電流に基づいて第１の電圧指令値および第２の電圧指令値を演算する構成としたことによって、この騒音が低減される効果を得る。

また、基本電圧演算部は上記の実施の形態と同構成であり、特許文献２のように電気角周波数ωに関する項を含むことなく、簡素に１重巻線レベルの応答を確保している。

また、特許文献２では、特許文献２（数［１］、数［２］）では、巻線抵抗Ｒ１や自己インダクタンスＬ１等の電気定数に電流指令値を乗算した値に基づいて非干渉電圧を演算する構成である。このため、電流指令値に所望の応答以上の周波数成分が含まれると、非干渉電圧および３相２重巻線回転機の電流にその成分が含まれ、発生する周波数成分によっては騒音が生じることが懸念される。

これに対し、本実施の形態７では、上述のように応答電流に基づいて基本電圧を演算する構成にしたことによって、基本電圧に含まれる所望の応答以上の周波数成分を除去することで、特許文献２に比べ交流回転機の騒音を低減できる効果がある。

実施の形態８．
図１５は、本発明における交流回転機の制御装置の実施の形態８の構成を示しており、前記実施の形態１〜７と同一の符号を付したものは、同一またはこれに相当するものである。本実施の形態８が実施の形態１〜７と異なるのは、基本電圧演算部５ｃおよび速度演算器８０１である。

速度演算器８０１は、位置検出器２ａから検出した交流回転機１ａの回転位置θを微分演算または差分演算することによって交流回転機１ａの回転速度ωを算出する。基本電圧演算部５ｃは、電流指令値ｉｄ＊、ｉｑ＊、速度演算器８０１より得た回転速度ω、交流回転機１ａの電気的定数である磁束差交数φに基づいて回転二軸（ｄ−ｑ軸）上の基本電圧ｖｄＦ＊、ｖｑＦ＊を演算する。

以下、基本電圧演算部５ｃについて詳細に述べる。実施の形態１で述べたように、交流回転機１ａの電流指令値と電圧の関係は式（３）、（４）で表されるので、基本電圧演算部５ｄでは、基本電圧を次式（１７）、（１８）のように回転速度ωに比例する速度起電力の項を含める。

ここで、ωは速度演算器８０１より得た交流回転機１ａの回転速度である。ただし、式（１７）、（１８）における電流指令値を応答電流ｉｄｒ、ｉｑｒに置き換えて次式（１９）、（２０）から基本電圧を求めてもよい。

次に、基本電圧演算部５ｃにて、回転速度ωを用いて式（１７）、（１８）あるいは式（１９）、（２０）から基本電圧を演算することによる効果について述べる。上記の式（１７）〜（２０）では、基本電圧に速度起電力を含めたため、例えば回転速度ωが急変し、交流回転機１ａの速度起電力（外乱電圧）が急変した場合においても、基本電圧の速度起電力項が外乱電圧を抑圧することによって、電流指令値あるいは応答電流に基づいた基本電圧が得られる効果がある。

以上のように、本実施の形態８においては、基本電圧演算部５ｄが交流回転機１ａの回転速度および磁束鎖交数に基づいて基本電圧を演算する構成とした。従って、実施の形態１〜７における基本電圧演算部の構成に比べて、交流回転機の速度が急変した場合に、交流回転機の速度起電力（外乱電圧）が急変しても、基本電圧に交流回転機の回転速度および磁束鎖交数に基づいて演算した速度起電力の項を含めたことによって、外乱電圧を抑制できる。これによって、電流指令値あるいは応答電流に応じた基本電圧を出力でき、電流指令値に対する第１巻線の電流および第２巻線の電流の所望の応答の電流が出力できる効果がある。

さらに、特許文献１に対して、検出電流に基づく非干渉化制御では対応できない周波数帯域については、基本電圧演算部における電流指令値または応答電流と電気的定数に基づいて演算された基本電圧によって電流制御応答を１重巻線レベルの応答にまで確保できる効果がある。

さらに、特許文献２のように、各巻線に対する各制御回路に非干渉電圧演算部を設けて、各制御回路毎に数［１］、数［２］の演算を実施する必要はなく、基本電圧演算部から出力された基本電圧に基づいて第１巻線の電圧指令値および第２巻線の電圧指令値を出力でき、演算を簡素にできるという効果がある。

実施の形態９．
図１６は、本発明における交流回転機の制御装置の実施の形態９の構成を示しており、前記実施の形態１〜８と同一の符号を付したものは、同一またはこれに相当するものである。本実施の形態９が実施の形態１〜８と異なるのは、交流回転機１ｂ、速度検出器２ｂ、すべり角速度演算器９０１、基本電圧演算部５ｄ、第１電圧演算部６ｇおよび第２電圧演算部７ｇにおける加算器９０２および位置演算器９０３である。

ここで、交流回転機１ｂは２つの巻線を有する誘導回転機である。速度検出器２ｂは、交流回転機１ｂの回転速度ωを検出するものである。すべり角速度演算器９０１は、電流指令値ｉｑ＊に基づいて、ベクトル制御を成立させるすべり角速度ωｓを算出する。本算出方法は、間接形（すべり周波数形）ベクトル制御としてしられる公知の技術である。

加算器９０２は、速度検出器２ｂから得た回転速度ωにすべり角速度演算器９０１から得たすべり角速度ωｓを加算することで、同期角速度ω１を算出する。
位置検出器９０３は、加算器９０２から得た同期角速度ω１を積分演算することによって、交流回転機１ｂの位置θを出力する。

次に、基本電圧演算部５ｄについて詳細に説明する。
次式（２１）は、交流回転機１ｂにおける回転二軸上（ｄ−ｑ軸）の固定子電圧と固定子電流の関係式である。ここで、ω１は同期角速度、ωｓはすべり角速度、Ｒは電機子巻線抵抗、Ｌｓは電機子巻線自己インダクタンス、Ｍ１２は複数の巻線間の相互インダクタンスを示す。

以下、式（２１）より基本電圧ｖｄＦ＊、ｖｑＦ＊の導出過程を説明する。
基本電圧演算部５ｄでは、電流指令値ｉｄ＊、ｉｑ＊に基づいて回転二軸（ｄ−ｑ軸）上の基本電圧ｖｄＦ＊、ｖｑＦ＊を演算する構成であるため、まず、式（１）において、電流をｉｄ＊＝ｉ１ｄ＝ｉ２ｄ、ｉｑ＊＝ｉ１ｑ＝ｉ２ｑで与えると、次式（２２）となる。

ここで、右辺１行目と３行目、２行目と４行目はそれぞれ同一であるので、次式（２３）、式（２４）を得る

また、同期角速度ω１と交流回転機１ｂの回転速度ωとすべり角速度ωｓの関係は次式（２５）で表わされる。

よって、基本電圧演算部５ｄにおいては、式（２５）より同期角速度ω１を求め、電流指令値ｉｄ＊、ｉｑ＊より、式（２３）、式（２４）の関係から、式（３）のｖ１ｄ＝ｖｄＦ＊、式（４）のｖ１ｑ＝ｖｑＦ＊として、回転二軸（ｄ−ｑ軸）上の基本電圧ｖｄＦ＊、ｖｑＦ＊を演算することによって、電流指令値ｉｄ＊、ｉｑ＊を通電するのに必要な基本電圧ｖｄＦ＊、ｖｑＦ＊が算出され、交流回転機の応答が改善される効果がある。

また、交流回転機１ａの場合で説明した実施の形態１と同様に、式（２３）、式（２４）において、同期角速度ω１は交流回転機自身の慣性モーメントに加え交流回転機に接続される負荷の慣性モーメントの影響を受ける。このため、電流に比べて高速に応答しないことを考慮して、式（２３）、（２４）より同期角速度ω１を含む項を省略し、式（２６）、（２７）のように演算してもよい。

また、電流指令値と交流回転機１ｂの電気的定数（Ｒ、Ｌｓ、Ｍ１２）に基づいて基本電圧を演算する式（２３）、（２４）、（２６）、（２７）に対して、実施の形態６〜８で述べたように応答電流を用いて演算することによって、交流回転機１ｂの電流指令値に対する電流の所望の応答に対する基本電圧を演算することも可能である。

本実施の形態９では、交流回転機１ａについて述べた実施の形態１〜８に対する効果を交流回転機１ｂに対しても実施できる効果がある。

実施の形態１０．
図１７は、本発明における交流回転機の制御装置の実施の形態１０の構成を示しており、前記実施の形態１〜９と同一の符号を付したものは、同一またはこれに相当するものである。

本実施の形態１０が実施の形態１〜９と異なるのは、電流指令制限部８０２を設けた点である。高回転領域では誘起電圧が大きくなるため、電圧飽和が発生する。この場合には、式（１３）および式（１４）のような応答電流を得ることができない。本実施の形態１０では、入力である電流指令値に対して電圧飽和を考慮することにより、基本電圧ｖｄ＿Ｆおよびｖｑ＿Ｆが必要以上に大きくなることによる高回転域でのフィードバック不良を防止する。

以下、電流指令制限部８０２について詳細に述べる。第１巻線および第２巻線において、回転二軸上（ｄ−ｑ軸）の電圧は、電源電圧をｖｄｃとすると次式（２８）を満たす必要がある。

この場合、ｖ１ｄ、ｖ１ｑ、ｖ２ｄ、ｖ２ｑは式（３）および式（４）のように表現できるため、定常状態においては次式（２９）が成り立つ。

ｄ軸電流ｉｄが指令通り制御できている場合には、ｑ軸電流ｉｑは式（２９）に従って制限される。式（２９）を解いて電圧飽和時のｉｑを算出することも可能であるが、廉価なマイコンで実現できる方法を下記に述べる。
一般的に、高回転域での出力を稼ぐために、ｄ軸電流を負値にして弱め磁束制御を実施する。その場合、ｖｄは負値となるため、例えば次式（３０）で制限する。

回転速度ωに応じて、ｉｑ＊を次式（３１）で簡易的に制限することができる。

電流指令制限部８０２では、式（３１）によりｉｄ＊およびωに基づいてｑ軸電流指令値ｉｑ＊を制限して、ｑ軸電流指令値ｉｑ’＊を算出する。

以上のように、本発明における実施の形態１０においては、交流回転機１ａの回転速度および電流指令値に基づいて制限を掛けた電流指令値を基本電圧演算部の入力とする。これにより、回転速度ωが急増して電圧飽和が発生した場合においても、電流制御器３１３で得られるフィードバック項を大きく変動させる必要が無く電流指令値に対する追従性を向上させることができる。また、回転速度ωが大きい領域において、電流制御器３１３での積分項の無用な増加を防止できるため制御安定性が向上する。

本実施の形態では電流指令制限部８０２によって制限を掛けた電流指令値を基本電圧演算部５ｅの入力として使用したが、基本電圧演算部５ａ〜５ｄの入力として使用した場合にも同様の効果を得ることができる。

ここでは、電流指令制限値をｉｄ＊およびωに基づいて算出する例を示したが、次式（３２）のように前記第１巻線の電圧指令値ｖ１ｄ’’＊を用いて制限を掛けても同様の効果が得られる。また、前記第２巻線の電圧指令値ｖ２ｄ’’＊または前記和電圧ｖｄｓｕｍ’＊を用いても同様の効果が得られる。

電流制御が正常に動作している場合においては検出電流と大きな差異が出ないことを用いて、前記第１巻線の検出電流を用いて次式（３３）のように制限をかけても同様の効果が得られる。

αは、電流検出誤差および電流制御によって発生する偏差を考慮して設定すればよい。なお、前記第２巻線の検出電流を用いても同様の効果が得られる。

Claims (17)

1. 第１巻線および第２巻線を有し、回転二軸上で制御演算を行う交流回転機の制御装置において、
   前記第１巻線の電流および前記第２巻線の電流をそれぞれ検出する電流検出部と、
   前記交流回転機の電流指令値および電気的定数に基づいて基本電圧を算出する基本電圧演算部と、
   前記電流指令値と前記基本電圧と前記第１巻線の電流とに基づいて前記第１巻線の電圧指令値を算出する第１電圧演算部と、
   前記電流指令値と前記基本電圧と前記第２巻線の電流とに基づいて前記第２巻線の電圧指令値を算出する第２電圧演算部と、
   前記第１巻線の電圧指令値に基づいて前記交流回転機の第１巻線に電圧を印加する第１電圧印加部と、
   前記第２巻線の電圧指令値に基づいて前記交流回転機の第２巻線に電圧を印加する第２電圧印加部と
   を備え、
   前記第１電圧演算部は、前記電流指令値、前記基本電圧、前記第１巻線の電流とともに、さらに前記第２巻線の電流に基づいて、前記第１巻線の電圧指令値を算出する
   交流回転機の制御装置。
2. 請求項１に記載の交流回転機の制御装置において、
   前記第１電圧演算部は、前記電流指令値と前記第１巻線の電流との偏差である第１偏差、および前記電流指令値と前記第２巻線の電流との偏差である第２偏差を算出し、前記第２偏差に基づいて前記第１偏差を補償することで前記第１巻線の電圧指令値を算出する
   交流回転機の制御装置。
3. 請求項１に記載の交流回転機の制御装置において、
   前記第１電圧演算部は、前記第１巻線の電流と前記第２巻線の電流との差電流を算出し、算出した前記差電流に基づいて前記第１巻線の電流と前記電流指令値との偏差を補償することで前記第１巻線の電圧指令値を算出する
   交流回転機の制御装置。
4. 請求項１に記載の交流回転機の制御装置において、
   前記第１電圧演算部は、前記第１巻線の電流と前記第２巻線の電流との差電流および和電流を算出するとともに、前記和電流と前記電流指令値との差分を算出し、算出した前記差分を前記差電流に基づいて補償することで前記第１巻線の電圧指令値を算出する
   交流回転機の制御装置。
5. 請求項１に記載の交流回転機の制御装置において、
   前記第１電圧演算部は、前記第１巻線の電流と前記第２巻線の電流との差電流および和電流を算出するとともに、前記和電流と前記電流指令値に基づいて和電圧を算出し、
   前記第２電圧演算部は、前記差電流と差電流指令値に基づいて差電圧を算出し、
   前記第１電圧演算部は、前記和電圧と前記差電圧と前記基本電圧とに基づいて前記第１巻線の電圧指令値を算出し、
   前記第２電圧演算部は、前記和電圧と前記差電圧と前記基本電圧とに基づいて前記第２巻線の電圧指令値を算出する
   交流回転機の制御装置。
6. 請求項５に記載の交流回転機の制御装置において、
   前記第１電圧演算部は、前記和電圧と前記差電圧と前記基本電圧との加算値に基づいて前記第１巻線の電圧指令値を算出し、
   前記第２電圧演算部は、前記差電圧と前記和電圧との差分に前記基本電圧を加算した値に基づいて前記第２巻線の電圧指令値を算出する
   交流回転機の制御装置。
7. 請求項５に記載の交流回転機の制御装置において、
   前記第１電圧演算部は、前記和電圧と前記差電圧と前記基本電圧との加算値に基づいて前記第１巻線の電圧指令値を算出し、
   前記第２電圧演算部は、前記加算値から前記差電圧を減算した値に基づいて前記第２巻線の電圧指令値を算出する
   交流回転機の制御装置。
8. 請求項１から７のいずれか１項に記載の交流回転機の制御装置において、
   前記基本電圧演算部は、前記電流指令値に対する前記第１巻線の電流および前記第２巻線の電流の所望の応答を応答電流として算出し、算出した前記応答電流に基づいて前記基本電圧を算出する
   交流回転機の制御装置。
9. 請求項８に記載の交流回転機の制御装置において
   前記基本電圧演算部は、前記電流指令値にフィルタ処理を施すことで前記応答電流を算出する
   交流回転機の制御装置。
10. 請求項９に記載の交流回転機の制御装置において
    前記基本電圧演算部は、前記フィルタ処理を、前記電流指令値に対する前記第１巻線の電流および前記第２巻線の電流の所望の応答に対応する時定数のローパスフィルタ形式で行う
    交流回転機の制御装置。
11. 請求項８から１０のいずれか１項に記載の交流回転機の制御装置において、
    前記第１電圧演算部および前記第２電圧演算部は、前記基本電圧演算部で算出された前記応答電流を前記電流指令値の代わりとして用いる
    交流回転機の制御装置。
12. 請求項１１に記載の交流回転機の制御装置において、
    前記交流回転機の回転速度を検出する速度演算器をさらに備え、
    前記基本電圧演算部は、前記回転速度と前記電流指令値に基づいて前記基本電圧および前記応答電流を算出する
    交流回転機の制御装置。
13. 請求項１から１２のいずれか１項に記載の交流回転機の制御装置において、
    前記電気的定数は、前記交流回転機の電機子巻線抵抗および電機子巻線インダクタンスを含む
    交流回転機の制御装置。
14. 請求項１から１３のいずれか１項に記載の交流回転機の制御装置において、
    前記電気的定数は、多重巻線回転機の磁束鎖交数を含む
    交流回転機の制御装置。
15. 請求項１から１４のいずれか１項に記載の交流回転機の制御装置において、
    前記交流回転機は、同期回転機である
    交流回転機の制御装置。
16. 請求項１から１４のいずれか１項に記載の交流回転機の制御装置において、
    前記交流回転機は、誘導回転機であり、
    前記電流指令値に基づき前記交流回転機のすべり速度を演算するすべり速度演算器をさらに備え、
    前記基本電圧演算部は、前記交流回転機の回転速度と前記すべり速度と前記電流指令値に基づいて前記基本電圧を算出する
    交流回転機の制御装置。
17. 請求項１５または１６に記載の交流回転機の制御装置において、
    前記電流指令値の内の回転二軸上における一方の電流指令値に制限をかける電流指令制限部をさらに備える
    交流回転機の制御装置。

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