JP5930071B2 - モータ制御装置およびモータ制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、モータ制御装置およびモータ制御方法に関する。

内藤治夫編著の「実用モータドライブ制御系設計とその実際」の１９１−２３０頁には、誘導電動機のステータに流す三相交流電流を電源角周波数（＝モータ電気角周波数＋すべり角周波数）に同期した直交二軸座標系に変換した磁束電流とトルク電流を調整することによってモータトルクを制御する誘導モータ用ベクトル制御が開示されている。すべり角周波数をトルク電流とロータ磁束の比率に比例するように制御する場合、磁束電流に遅れを伴って発生するロータ磁束と直交するトルク電流の積に誘導モータトルクは比例する。また、各軸は互いに干渉し合っているため、それぞれ独立して制御できるように干渉項を相殺する非干渉制御器を設けている。

「実用モータドライブ制御系設計とその実際」に記載されている誘導モータを電気自動車に適用した場合、モータの出力軸からドライブシャフトを介して駆動輪へと至るトルクの伝達系がドライブシャフトをバネ要素としたねじれ共振系を構成する。このため、急発進時や急加速時等のようにアクセルペダルを急激に踏み込むと、この急激な出力トルクの増加によってねじれ共振系が共振し、車体振動が発生することがある。

本発明は、捻り振動を抑制するためのモータ制御装置およびモータ制御方法を提供することを目的とする。

一実施形態におけるモータ制御装置は、交流誘導モータに電圧を供給して駆動するインバータと、交流誘導モータの目標モータトルクに基づいて、電流指令値を算出する電流指令値算出手段と、電流指令値を補正する電流補正手段と、補正された電流指令値に基づいて、インバータを制御するインバータ制御手段とを備える。交流誘導モータの目標モータトルクは、第１の目標モータトルク、および、少なくとも捻り振動を抑制するために第１の目標モータトルクよりも高速応答が要求される第２の目標モータトルクを含む。電流指令値算出手段は、第１の目標モータトルクに基づいて演算される、入力に対して電流応答性が速い交流誘導モータのトルク成分である第１の電流指令値、および第１の電流指令値よりも電流応答性が遅い、交流誘導モータの励磁成分である第２の電流指令値を算出し、電流補正手段は、第２の電流指令値および第２の目標モータトルクに基づいて第１の電流補正値を算出し、第１の電流指令値を第１の電流補正値で補正することによって、補正後の第１の電流指令値を算出する。

本発明の実施形態については、添付された図面とともに以下に詳細に説明される。

図１は、第１の実施形態におけるモータ制御装置の構成を示すブロック図である。 図２は、トルク応答改善演算器の詳細な構成を示すブロック図である。 図３は、第１の実施形態におけるモータ制御装置の制御結果を示す図である。 図４は、図１に示す構成のうち、目標モータトルクをＴ_１ ^＊およびＴ_２ ^＊の２つに分けず、トルク応答改善演算器を設けない従来のモータ制御装置の制御結果を示す図である。 図５は、モータ制御装置を、界磁電流を流すための界磁巻線がロータに巻かれている巻線界磁同期モータに適用した場合の構成を示す第１の実施形態の変形例のブロック図である。 図６は、図５に示す構成におけるトルク応答改善演算器の詳細な構成を示すブロック図である。 図７は、図５および図６に示す構成におけるモータ制御装置の制御結果を示す図である。 図８は、図５に示す構成のうち、目標モータトルクをＴ_１ ^＊およびＴ_２ ^＊の２つに分けず、トルク応答改善演算器を設けない従来のモータ制御装置の制御結果を示す図である。 図９は、第２の実施形態におけるモータ制御装置のトルク応答改善演算器の詳細な構成を示すブロック図である。 図１０は、図９に示す構成による制御結果を示す図である。 図１１は、第２の実施形態の第１変形例であって、δ軸電流指令値およびγ軸電流指令値の両方に適切な上限値を設定して上限を制限する場合のトルク応答改善演算器の詳細な構成を示すブロック図である。 図１２は、第２の実施形態の第２変形例におけるモータ制御装置のトルク応答改善演算器の詳細な構成を示すブロック図である。 図１３は、図１２に示す構成におけるモータ制御装置の制御結果を示す図である。 図１４は、第２の実施形態の第３変形例であって、トルク応答改善演算器が、ｄ軸電流指令値i_ｄ ^＊＊およびｑ軸電流指令値i_ｑ ^＊＊のうち、ｄ軸電流指令値i_ｄ ^＊＊のみを入力する場合の構成図である。 図１５は、第２の実施形態の第４変形例であって、トルク応答改善演算器が、ｄ軸電流指令値i_ｄ ^＊＊およびｑ軸電流指令値i_ｑ ^＊＊のうち、ｑ軸電流指令値i_ｑ ^＊＊のみを入力する場合の構成図である。 図１６は、第２の実施形態の第５変形例であって、ｑ軸電流補正値i_{ｑ_T2}に基づいてｑ軸電流指令値i_ｑ ^＊＊を補正する場合のトルク応答改善演算器の詳細な構成を示すブロック図である。 図１７は、第３の実施形態におけるモータ制御装置を誘導モータに適用した場合の電流指令値演算器およびトルク応答改善演算器の詳細な構成を示す図である。 図１８は、誘導モータにおいて、トルクＴ１がゼロまたはゼロ近傍であっても、遅い応答のγ軸電流ｉ_γｓ ^＊を所定量出力するようにした場合の制御結果を示す図である。 図１９は、第３の実施形態の変形例であって、モータ制御装置を巻線界磁モータに適用した場合の電流指令値演算器およびトルク応答改善演算器の詳細な構成を示す図である。 図２０は、巻線界磁モータにおいて、トルクＴ１がゼロまたはゼロ近傍であっても、遅い応答のγ軸電流ｉ_γｓ ^＊を所定量出力するようにした場合の制御結果を示す図である。

＜第１の実施形態＞
図１は、第１の実施形態におけるモータ制御装置の構成を示すブロック図である。このモータ制御装置は、例えば、電気自動車に適用される。なお、電気自動車以外に、例えば、ハイブリッド自動車や、自動車以外のシステムに適用することも可能である。

モータ１は、三相交流誘導モータである。モータ制御装置が電気自動車に適用される場合、モータ１は車両の駆動源となる。

ＰＷＭ変換器６は、三相電圧指令値Ｖ_ｕ ^＊、Ｖ_ｖ ^＊、Ｖ_ｗ ^＊に基づいて、三相電圧型インバータ３のスイッチング素子（ＩＧＢＴなど）のＰＷＭ＿Ｄｕｔｙ駆動信号Ｄ_ｕｕ ^＊、Ｄ_ｕｌ ^＊、Ｄ_ｖｕ ^＊、Ｄ_ｖｌ ^＊、Ｄ_ｗｕ ^＊、Ｄ_ｗｌ ^＊を生成する。

インバータ３は、ＰＷＭ変換器６によって生成される駆動信号に基づいて、直流電源２の直流電圧を交流電圧Ｖ_ｕ、Ｖ_ｖ、Ｖ_ｗに変換し、モータ１に供給する。直流電源２は、例えば積層型リチウムイオンバッテリである。

電流センサ４は、インバータ３からモータ１に供給される三相交流電流のうち、少なくとも２相の電流（例えば、Ｕ相電流ｉ_ｕ、Ｖ相電流ｉ_ｖ）を検出する。検出された２相の電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖは、Ａ／Ｄ変換器７でデジタル信号ｉ_ｕｓ、ｉ_ｖｓに変換され、３相／γ−δ交流座標変換器１１に入力される。なお、電流センサ４を２相のみに取り付ける場合、残りの１相の電流ｉ_ｗｓは、次式（１）により求めることができる。

磁極位置検出器５は、モータ１の回転子位置（角度）に応じたＡ相Ｂ相Ｚ相のパルスを出力し、パルスカウンタ８を通して回転子機械角度θ_ｒｍが得られる。角速度演算器９は、回転子機械角度θ_ｒｍを入力して、その時間変化率より、回転子機械角速度ω_ｒｍ、および回転子機械角速度ω_ｒｍにモータ極対数ｐを乗じた回転子電気角速度ω_ｒｅを求める。

γ−δ／３相交流座標変換器１２は、後述する電源角速度ωで回転する直交２軸直流座標系（γ−δ軸）から３相交流座標系（ＵＶＷ軸）への変換を行う。具体的には、γ軸電圧指令値（磁束電圧指令値）Ｖ_γｓ ^＊、δ軸電圧指令値（トルク電圧指令値）Ｖ_δｓ ^＊と、電源角速度ωを積分した電源角θを入力し、次式（２）による座標変換処理を行うことによって、ＵＶＷ各相の電圧指令値Ｖ_ｕ ^＊、Ｖ_ｖ ^＊、Ｖ_ｗ ^＊を算出し、出力する。ただし、式（２）中のθ’はθと同一である。

３相／γ−δ交流座標変換器１１は、３相交流座標系（ＵＶＷ軸）から直交２軸直流座標系（γ−δ軸）への変換を行なう。具体的には、Ｕ相電流ｉ_ｕｓ、Ｖ相電流ｉ_ｖｓ、Ｗ相電流i_ｗｓと、電源角速度ωを積分した電源角θを入力し、次式（３）より、モータ１の励磁電流成分であるγ軸電流（磁束電流）ｉ_γｓ、モータ１のトルク電流成分であるδ軸電流（トルク電流）ｉ_δｓを算出する。γ軸電流は、指令値に対する応答が遅く、δ軸電流は、γ軸電流に比べて指令値に対する応答が速い。

電流指令値演算器１３は、第１の目標モータトルクＴ_１ ^＊、モータ回転数（機械角速度ω_rm）、直流電源２のＤＣ電圧Ｖｄｃを入力し、γ軸電流指令値（磁束電流指令値）ｉ_γｓ ^＊＊、δ軸電流指令値（トルク電流指令値）ｉ_δｓ ^＊＊を算出する。γ軸電流指令値ｉ_γｓ ^＊＊およびδ軸電流指令値ｉ_δｓ ^＊＊は各々、第１の目標モータトルクＴ_１ ^＊、モータ回転数（機械角速度ω_ｒｍ）、ＤＣ電圧Ｖ_ｄｃと、γ軸電流指令値ｉ_γｓ ^＊＊、δ軸電流指令値ｉ_δｓ ^＊＊との関係を定めたマップデータを予めメモリに記憶させておき、このマップデータを参照することで求めることができる。

ここで、第１の目標モータトルクＴ_１ ^＊は、アクセル開度に応じて求められるトルク指令値であり、高速応答は必要とされない。モータ１に対する目標モータトルクには、この第１の目標モータトルクＴ_１ ^＊と、後述する第２の目標モータトルクＴ_２ ^＊が含まれる。第２の目標モータトルクＴ_２ ^＊は、モータ１から駆動輪に至る駆動力伝達系（ドライブシャフト）の捻り振動を抑制するために高速応答が必要とされるトルク指令値である。

非干渉制御器１７は、γ軸電流ｉ_γｓ、δ軸電流ｉ_δｓ、電源角周波数ωを入力して、γ−δ直交座標軸間の干渉電圧を相殺するために必要な非干渉電圧Ｖ^＊ _{γｓ_dcpl}、Ｖ^＊ _{δｓ_dcpl}を次式（４）より算出する。

ただし、式（４）中のτはロータ磁束の時定数であり、電流応答の時定数に比べて非常に大きい値である。また、ｓはラプラス演算子である。

磁束電流制御器１５は、γ軸電流指令値ｉ_γｓ ^＊に、計測されたγ軸電流ｉ_γｓを定常偏差なく所望の応答性で追従させる。トルク電流制御器１６は、δ軸電流指令値ｉ_δｓ ^＊に、計測されたδ軸電流ｉ_δｓを定常偏差なく所望の応答性で追従させる。通常、非干渉制御器１７によるγ−δ直交座標軸間の干渉電圧を相殺する制御が理想的に機能すれば、１入力１出力の単純な制御対象特性となるので、簡単なＰＩフィードバック補償器で実現可能である。磁束電流制御器１５、トルク電流制御器１６の出力である各電圧指令値を、非干渉制御器１７の出力である非干渉電圧Ｖ_{γｓ_dcpl}、Ｖ_{δｓ_dcpl}を用いて補正（加算）した値を、γ軸電圧指令値Ｖ_γｓ ^＊、δ軸電圧指令値Ｖ_δｓ ^＊とする。

すべり角周波数制御器１４は、γ軸電流ｉ_γｓ、δ軸電流ｉ_δｓを入力とし、次式（５）からすべり角速度ω_ｓｅを算出する。ただし、Ｒｒ、Ｌｒは誘導モータのパラメータであり、それぞれロータ抵抗、ロータ自己インダクタンスを示す。

回転子電気角速度ω_reにすべり角速度ω_ｓｅを加算した値を電源角速度ωとする。このすべり角周波数制御を実施することで、誘導モータトルクは、γ軸電流ｉ_γｓ、δ軸電流i_δｓの積に比例する。

トルク応答改善演算器１８が行う制御内容について、以下で説明する。

一般的な誘導モータのトルク式は、次式（６）で表される。ただし、式（６）のＫ_Ｔは、誘導モータのパラメータで決まる係数である。

ここで、すべり角周波数を式（５）で示すように制御することで、φ_δγ＝０とすることができる。従って、トルク式は、すべり角周波数制御によって式（７）として表すことができる。

同様に、ベクトル制御を行うことによって、トルク式を式（８）として扱うことも可能である。

簡単のため、以下では式（７）に基づいた説明を行うが、式（８）についても、同様の構成で同様の効果が得られる。

トルク応答改善演算器１８は、高速応答が必要な第２の目標モータトルクＴ_２ ^＊と、遅い応答のγ軸電流指令値ｉ_γｓ ^＊＊を入力し、式（７）を変形して得られる式（９）によって、δ軸電流補正値i_{δｓ_T2}を算出し、算出したδ軸電流補正値i_{δｓ_T2}を、速い応答のδ軸電流指令値i_δｓ ^＊＊に加算することによって、δ軸電流指令値i_δｓ ^＊＊を補正する。

図２は、トルク応答改善演算器１８の詳細な構成を示すブロック図である。トルク応答改善演算器１８は、電流補正値算出器１８１と加算器１８２とを備える。電流補正値算出器１８１は、式（９）より、δ軸電流補正値i_{δｓ_T2}を算出する。加算器１８２は、δ軸電流指令値i_δｓ ^＊＊と、電流補正値算出器１８１によって算出されたδ軸電流補正値i_{δｓ_T2}とを加算することによって、補正後のδ軸電流指令値i_δｓ ^＊を算出する。

なお、図２において、Ｇｐ（ｓ）は、誘導モータ１を表し、Ｇｃ（ｓ）は、トルク応答改善演算器１８と誘導モータ１との間にある制御ブロックを表した制御モデルを表している。

図３は、図１に示す第１の実施形態におけるモータ制御装置の制御結果を示す図である。図３（ａ）〜（ｊ）は、γ軸電流ｉ_γｓ、δ軸電流ｉ_δｓ、電流ベクトルＩｓ、γ軸電圧Ｖ_γｓ、δ軸電圧Ｖ_δｓ、第１の目標モータトルクＴ_１ ^＊、第１の実モータトルクＴ_１、第２の目標モータトルクＴ_２ ^＊、第２の実モータトルクＴ_２、全体トルクをそれぞれ表している。

本実施形態では、高速応答が必要なトルクに対してのみ高応答化処理を施すので（図３（ｈ）、（ｉ）参照）、電流指令値が電流制限値（上限値）で制限され難く、所望のトルクを得ることができる。ただし、電流制限値は、電流の許容最大値Ｉ_{ｓ_max}を元に、δ軸、γ軸の電流制限値が同じ値になるようにしている。

図４は、図１に示す構成のうち、目標モータトルクをＴ_１ ^＊およびＴ_２ ^＊の２つに分けず、トルク応答改善演算器１８を設けない従来のモータ制御装置の制御結果を示す図である。図４（ａ）〜（ｊ）は、γ軸電流ｉ_γｓ、δ軸電流ｉ_δｓ、電流ベクトルＩｓ、γ軸電圧Ｖ_γｓ、δ軸電圧Ｖ_δｓ、第１の目標モータトルクＴ_１ ^＊、第１の実モータトルクＴ_１、第２の目標モータトルクＴ_２ ^＊、第２の実モータトルクＴ_２、全体トルクをそれぞれ表している。

γ軸磁束応答遅れを考慮してδ軸電流を算出するため、γ軸電流が小さい場合や目標モータトルクが大きい場合、δ軸電流は電流制限値（上限値）で制限されやすい（図４（ｂ）参照）。δ軸電流が電流制限値で制限されることにより、第２の実モータトルクＴ_２が第２の目標モータトルクＴ_２ ^＊に追従できず（図４（ｉ）参照）、モータトルク応答は目標値に対して緩やかな動作となる（図４（ｊ）参照）。よって、本来、車両のねじれ振動など、速い応答が必要な第２の実モータトルクＴ２に対してγ軸磁束遅れが影響して振動を抑制することができない（図４（ｉ）参照）。なお、ドライバのアクセル操作で決まる第１の実モータトルクＴ１は応答が遅くてもよく、目標値に対して緩やかな応答となるが問題はない（図４（ｆ）、（ｇ）参照）。

＜第１の実施形態の変形例＞
図５は、モータ制御装置を、界磁電流を流すための界磁巻線がロータに巻かれている巻線界磁同期モータ１Ａに適用した場合の構成を示すブロック図である。図１に示す構成と同一の構成要素については、同一の符号を付して詳しい説明は省略する。

図５に示す構成が図１に示す構成と異なるのは、界磁電流制御器１９が追加されていること、および、すべり角周波数制御器１４が省かれていることである。図５に示すトルク応答改善演算器１８Ａは、図１に示すトルク応答改善演算器１８に対応し、ｄ軸電流制御器１５Ａおよびｑ軸電流制御器１６Ａはそれぞれ、図１に示す磁束電流制御器１５およびトルク電流制御器１６に対応している。また、３相／ｄ−ｑ交流座標変換器１１Ａおよびｄ−ｑ／３相交流座標変換器１２Ａはそれぞれ、図１に示す３相／γ−δ交流座標変換器１１およびγ−δ／３相交流座標変換器１２に対応している。

３相／ｄ−ｑ交流座標変換器１１Ａは、３相交流座標系（ＵＶＷ軸）から直交２軸直流座標系（ｄ−ｑ軸）への変換を行なう。ｄ−ｑ／３相交流座標変換器１２Ａは、直交２軸直流座標系（ｄ−ｑ軸）から３相交流座標系（ＵＶＷ軸）への変換を行う。

ｄ軸電流制御器１５Ａは、ｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊に、計測されたｄ軸電流ｉ_ｄを定常偏差なく所望の応答性で追従させる。ｑ軸電流制御器１６Ａは、ｑ軸電流指令値ｉ_ｑ ^＊に、計測されたｑ軸電流ｉ_ｑを定常偏差なく所望の応答性で追従させる。界磁電流制御器１９は、界磁電流指令値ｉ_ｆ ^＊に、計測された界磁電流ｉ_ｆを定常偏差なく所望の応答性で追従させる。

トルク応答改善演算器１８Ａが行う制御内容について、以下で説明する。

一般的な突極型の巻線界磁モータのトルク式は、次式（１０）で表される。ただし、Ｍは相互インダクタンス、Ｌ_ｄはｄ軸自己インダクタンス、Ｌ_ｑはｑ軸自己インダクタンス、ｐは極対数である。

また、非突極型の巻線界磁モータのトルク式は、次式（１１）で表される。

トルク応答改善演算器１８Ａは、高応答化が必要な第２の目標モータトルクＴ_２ ^＊と、遅い応答の界磁電流指令値ｉ_ｆ ^＊を入力し、式（１１）を変形して得られる式（１２）によって、ｑ軸電流補正値i_{ｑ_T2}を算出し、算出したｑ軸電流補正値i_{ｑ_T2}を、速い応答のｑ軸電流指令値i_ｑ ^＊＊に加算することによって、補正後のｑ軸電流指令値i_ｑ ^＊を算出する。

図６は、トルク応答改善演算器１８Ａの詳細な構成を示すブロック図である。トルク応答改善演算器１８Ａは、電流補正値算出器１８１Ａと加算器１８２Ａとを備える。電流補正値算出器１８１Ａは、式（１２）より、ｑ軸電流補正値i_{ｑ_T2}を算出する。加算器１８２Ａは、ｑ軸電流指令値i_ｑ ^＊＊と、電流補正値算出器１８１Ａによって算出されたｑ軸電流補正値i_{ｑ_T2}とを加算することによって、補正後のｑ軸電流指令値i_ｑ ^＊を算出する。なお、ｑ軸電流補正値i_{ｑ_T2}を算出する際に用いる界磁電流ｉ_ｆは、実電流ではなく推定値を用いることもできる。

図７は、図５および図６に示す構成におけるモータ制御装置の制御結果を示す図である。図７（ａ）〜（ｊ）は、ｄ軸電流ｉ_ｄ、ｑ軸電流ｉ_ｑ、電流ベクトルＩａ、界磁電流Ｉ_ｆ、界磁電圧Ｖ_ｆ、第１の目標モータトルクＴ_１ ^＊、第１の実モータトルクＴ_１、第２の目標モータトルクＴ_２ ^＊、第２の実モータトルクＴ_２、全体トルクをそれぞれ表している。

上述したように、高速応答が必要なトルクに対してのみ高応答化処理を施すので（図７（ｈ）、（ｉ）参照）、電流指令値が電流制限値（上限値）で制限され難く、所望のトルクを得ることができる。

図８は、図５に示す構成のうち、目標モータトルクをＴ_１ ^＊およびＴ_２ ^＊の２つに分けず、トルク応答改善演算器１８Ａを設けない従来のモータ制御装置の制御結果を示す図である。図８（ａ）〜（ｊ）は、ｄ軸電流ｉ_ｄ、ｑ軸電流ｉ_ｑ、電流ベクトルＩａ、界磁電流Ｉ_ｆ、界磁電圧Ｖ_ｆ、第１の目標モータトルクＴ_１ ^＊、第１の実モータトルクＴ_１、第２の目標モータトルクＴ_２ ^＊、第２の実モータトルクＴ_２、全体トルクをそれぞれ表している。トルク応答改善演算器１８Ａを設けない構成では、トルク応答を高応答化させるために界磁電流の応答を高応答化させる必要があるが、これによって界磁電圧Ｖ_ｆの電圧ピークが大きくなり上限値で制限されてしまう。界磁電圧Ｖ_ｆが上限値で制限されている間、高応答化したい第２の実モータトルクＴ_２の応答が目標値に追従できていない。

なお、電流補正値を算出する際に用いるモータパラメータは動作条件によって変動するので、この変動を補償するためのパラメータ変動補償器を設けるようにしてもよい。

以上、第１の実施形態におけるモータ制御装置によれば、交流モータ１に電圧を供給して駆動するインバータ３と、交流モータ１の目標モータトルクに基づいて、電流指令値を算出する電流指令値演算器１３（電流指令値算出手段）と、電流指令値演算器１３によって算出された電流指令値を補正するトルク応答改善演算器１８（電流補正手段）と、補正後の電流指令値に基づいて、インバータを制御するインバータ制御手段として機能する磁束電流制御器１５、トルク電流制御器１６、γ−δ／３相交流座標変換器１２、およびＰＷＭ変換器６とを備える。交流モータの目標モータトルクは、第１の目標モータトルクＴ_１ ^＊、および、少なくとも捻り振動を抑制するために第１の目標モータトルクＴ_１ ^＊よりも高速応答が要求される第２の目標モータトルクＴ_２ ^＊を含む。電流指令値演算器１３によって算出される電流指令値は、第１の目標モータトルクＴ_１ ^＊に基づいて演算される、入力に対して電流応答性が速い交流モータ１のトルク成分であるδ軸電流指令値ｉ_δｓ ^＊＊、およびδ軸電流指令値ｉ_δｓ ^＊＊よりも電流応答性が遅い交流モータ１の励磁成分であるγ軸電流指令値ｉ_γｓ ^＊＊である。トルク応答改善演算器１８は、γ軸電流指令値ｉ_γｓ ^＊＊および第２の目標モータトルクＴ_２ ^＊に基づいてδ軸電流補正値i_{δｓ_T2}を算出し、δ軸電流指令値ｉ_δｓ ^＊＊をδ軸電流補正値i_{δｓ_T2}で補正することによって、補正後のδ軸電流指令値ｉ_δｓ ^＊を算出する。目標モータトルクは、第１の目標モータトルクＴ_１ ^＊および第２の目標モータトルクＴ_２ ^＊を含み、第２の目標モータトルクＴ_２ ^＊によって車体振動を抑制することができるので、乗員の乗り心地性能を向上させることができる。また、高速応答が要求される第２の目標モータトルクＴ_２ ^＊、および電流応答性が遅いγ軸電流指令値ｉ_γｓ ^＊＊に基づいてδ軸電流補正値i_{δｓ_T2}を算出して、電流応答性が速いδ軸電流指令値ｉ_δｓ ^＊＊を補正するので、第２の目標モータトルクＴ_２ ^＊の応答性を向上させることができる。

また、第１の実施形態の変形例によれば、ロータに界磁巻線を備えた巻線界磁モータを制御するモータ制御装置において、高速応答が要求される第２の目標モータトルクＴ_２ ^＊、および電流応答性が遅い界磁電流指令値ｉ_ｆ ^＊に基づいてｑ軸電流補正値i_{ｑ_T2}を算出し、算出したｑ軸電流補正値i_{ｑ_T2}を、速い応答のｑ軸電流指令値i_ｑ ^＊＊に加算することによって、補正後のｑ軸電流指令値i_ｑ ^＊を算出するので、第２の目標モータトルクＴ_２ ^＊の応答性を向上させることができる。

＜第２の実施形態＞
図９は、第２の実施形態におけるモータ制御装置のトルク応答改善演算器１８Ｂの詳細な構成を示すブロック図である。図２に示す構成と同様に、モータ１は誘導モータとし、図２に示す構成と同様の構成については、同一の符号を付して詳しい説明は省略する。

第２の実施形態におけるトルク応答改善演算器１８Ｂは、電流補正値算出器１８１と加算器１８２とリミッタ１８３とを備える。

リミッタ１８３は、電流補正値算出器１８１および加算器１８２によって補正されたδ軸電流指令値を上限値ｉ_{δｓ_lim}で制限する処理を行う。上限値ｉ_{δｓ_lim}は、電流の最大値Ｉ_{ｓ_max}とγ軸電流指令値ｉ_γｓ ^＊に基づいて、次式（１３）で表される。

図１０は、図９に示す構成による制御結果を示す図である。図１０（ａ）〜（ｊ）は、γ軸電流ｉ_γｓ、δ軸電流ｉ_δｓ、電流ベクトルＩｓ、γ軸電圧Ｖ_γｓ、δ軸電圧Ｖ_δｓ、第１の目標モータトルクＴ_１ ^＊、第１の実モータトルクＴ_１、第２の目標モータトルクＴ_２ ^＊、第２の実モータトルクＴ_２、全体トルクをそれぞれ表している。

本実施形態では、δ軸電流指令値を上限値ｉ_{δｓ_lim}で制限することにより、過電流を防止し（図１０（ｂ）、（ｃ）参照）、γ軸電流、δ軸電流の両方に等しい量の上限値で制限をかける第１の実施形態の場合と比べて、最大限の電流でトルク応答を実現することができる。

δ軸電流指令値ではなく、γ軸電流指令値を制限するようにしてもよい。この場合、γ軸電流指令値を制限するための上限値ｉ_{γｓ_lim}は、次式（１４）で表される。

さらに、δ軸電流指令値およびγ軸電流指令値の両方に対して適切な上限値をそれぞれ算出して上限を制限するようにしてもよい。図１１は、第２の実施形態の第１変形例であり、δ軸電流指令値およびγ軸電流指令値の両方に適切な上限値を設定して上限を制限する場合のトルク応答改善演算器１８Ｃの詳細な構成を示すブロック図である。トルク応答改善演算器１８Ｃは、電流補正値算出器１８１と加算器１８２とリミッタ１８３Ａ、１８３Ｂを備える。

最大電流Ｉ_{ｓ_max}と補正後の電流指令値であるγ軸電流指令値ｉ_γｓ ^＊、δ軸電流指令値ｉ_δｓ ^＊に基づいて、次式（１５）より、電流余剰分ΔＩ_ｓ ^２が求まる。

式（１５）により求まる電流余剰分ΔＩ_ｓを用いて、リミッタ１８３Ｂのγ軸電流上限値ｉ_{γｓ_lim}およびリミッタ１８３Ａのδ軸電流上限値ｉ_{δｓ_lim}は、次式（１６）にて表される。

また、任意のγδ軸電流比率Ｋを用いて、γ軸電流上限値ｉ_{γｓ_lim}およびδ軸電流上限値ｉ_{δｓ_lim}を算出することもできる。この場合、補正後のγ軸電流指令値ｉ_γｓ ^＊とδ軸電流指令値ｉ_δｓ ^＊との関係は、次式（１７）で表され、γ軸電流上限値ｉ_{γｓ_lim}およびδ軸電流上限値ｉ_{δｓ_lim}は、次式（１８）にて表される。

以上、第２の実施形態及びその第１変形例におけるモータ制御装置によれば、第１の電流指令値としてのδ軸電流指令値ｉ_δｓ ^＊＊および第２の電流指令値としてのγ軸電流指令値ｉ_γｓ ^＊＊のうちの少なくとも一方と最大指令値Ｉ_{s_max}とに基づいて、リミッタ値を算出し、算出したリミッタ値に基づいて、δ軸およびγ軸の少なくとも一方の電流指令値を制限するので、過電流を防止するとともに、両軸の指令値を、等しい量の制限値で制限する場合に比べて、最大限の電流でトルク応答を実現することができる。

＜第２の実施形態の第２変形例＞
図６に示す構成のモータ制御装置では、トルク応答改善演算器１８Ａが高応答化が必要な第２の目標モータトルクＴ_２ ^＊と、遅い応答の界磁電流指令値ｉ_ｆ ^＊とに基づいてｑ軸電流補正値i_{ｑ_T2}を算出して、速い応答のｑ軸電流指令値i_ｑ ^＊＊を補正した。第２の実施形態の第２変形例におけるモータ制御装置では、トルク応答改善演算器１８Ｄが高応答化が必要な第２の目標モータトルクＴ_２ ^＊と、遅い応答の界磁電流指令値ｉ_ｆ ^＊と、速い応答のｄ軸電流指令値i_ｄ ^＊＊およびｑ軸電流指令値i_ｑ ^＊＊とに基づいて、ｑ軸電流補正値i_{ｑ_T2}及びｄ軸電流補正値i_{ｄ_T2}を算出して、速い応答のｑ軸電流指令値i_ｑ ^＊＊及びｄ軸電流指令値i_ｄ ^＊＊を補正する。なお、本変形例におけるモータ制御装置は、界磁電流を流すための界磁巻線がロータに巻かれている巻線界磁同期モータに適用される。

ｄ軸電流指令値i_ｄ ^＊＊とｑ軸電流指令値i_ｑ ^＊＊との関係を電流比率Ｋを用いて式（１９）で表せる場合、トルク式は式（２０）で表せることから、ｑ軸電流補正値i_{ｑ_T2}は、次式（２１）で表せる。ただし、式（２０）において、Ｒｌｃｔ＝Ｌ_ｄ−Ｌ_ｑ、i_{ｄ_T2}＝Ｋ・i_{ｑ_T2}である。なお、電流比率Ｋは、モータ効率やトルクの影響度等を考慮して決定する。

図１２は、本変形例におけるモータ制御装置のトルク応答改善演算器１８Ｄの詳細な構成を示すブロック図である。トルク応答改善演算器１８Ｄは、電流補正値算出器１８１Ｄと加算器１８２Ｄと加算器１８３Ｄとを備える。

電流補正値算出器１８１Ｄは、式（２１）より、ｑ軸電流補正値i_{ｑ_T2}、および、ｑ軸電流補正値i_{ｑ_T2}をＫ倍して得られるｄ軸電流補正値i_{ｄ_T2}を算出する。加算器１８２Ｄは、ｑ軸電流指令値i_ｑ ^＊＊と、電流補正値算出器１８１Ｄによって算出されたｑ軸電流補正値i_{ｑ_T2}とを加算することによって、補正後のｑ軸電流指令値i_ｑ ^＊を算出する。加算器１８３Ｄは、ｄ軸電流指令値i_ｄ ^＊＊と、電流補正値算出器１８１Ｄによって算出されたｄ軸電流補正値i_{ｄ_T2}とを加算することによって、補正後のｄ軸電流指令値i_ｄ ^＊を算出する。

図１３は、図１２に示す構成におけるモータ制御装置の制御結果を示す図である。図１３（ａ）〜（ｊ）は、ｄ軸電流ｉ_ｄ、ｑ軸電流ｉ_ｑ、電流ベクトルＩａ、界磁電流Ｉ_ｆ、界磁電圧Ｖ_ｆ、第１の目標モータトルクＴ_１ ^＊、第１の実モータトルクＴ_１、第２の目標モータトルクＴ_２ ^＊、第２の実モータトルクＴ_２、全体トルクをそれぞれ表している。

上述したように、本実施形態では、遅い応答の界磁電流指令値だけでなく、速い応答のｄ軸電流指令値とｑ軸電流指令値も用いて、速い応答のｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値の補正値を算出して、ｄ軸電流指令値とｑ軸電流指令値の両方に対して補正を行うので、界磁電圧Ｖｆが電圧リミッタにかかっている場合でも、高速応答が必要な第２の実モータトルクＴ_２の高応答化を実現することができる（図１３（ｉ）参照）。また、電流ベクトルＩａのピークを抑えた状態でトルク高応答化を実現することができる（図１３（ｃ）参照）。

電流補正値算出器１８１Ｄは、図１２に示すように、ｄ軸電流指令値i_ｄ ^＊＊およびｑ軸電流指令値i_ｑ ^＊＊を入力するものとして説明した。しかし、式（１９）より、ｄ軸電流指令値i_ｄ ^＊＊およびｑ軸電流指令値i_ｑ ^＊＊のうちの一方の値が分かれば、他方の値は演算により求めることができるので、いずれか一方の電流指令値を入力する構成とすることもできる。図１４は、第２の実施形態の第３変形例であり、ｄ軸電流指令値i_ｄ ^＊＊およびｑ軸電流指令値i_ｑ ^＊＊のうち、ｄ軸電流指令値i_ｄ ^＊＊のみを入力する場合の構成図であり、図１５は、第２の実施形態の第４変形例であり、ｑ軸電流指令値i_ｑ ^＊＊のみを入力する場合の構成図である。

また、速い応答のｄ軸電流指令値とｑ軸電流指令値のうち、いずれか一方の電流指令値を補正する構成とすることもできる。ｑ軸電流指令値を補正する場合、トルク式、および、目標モータトルクＴ_１ ^＊、Ｔ_２ ^＊は、次式（２２）で表されるので、ｑ軸電流補正値i_{ｑ_T2}は式（２３）で表される。

図１６は、第２の実施形態の第５変形例であって、ｄ軸電流指令値を補正せずに、ｑ軸電流指令値を補正する場合のトルク応答改善演算器１８Ｇの詳細な構成を示すブロック図である。トルク応答改善演算器１８Ｇは、電流補正値算出器１８１Ｇと加算器１８２Ｇとを備える。電流補正値算出器１８１Ｇは、式（２３）より、ｑ軸電流補正値i_{ｑ_T2}を算出する。加算器１８２Ｇは、ｑ軸電流指令値i_ｑ ^＊＊と、電流補正値算出器１８１Ｇによって算出されたｑ軸電流補正値i_{ｑ_T2}とを加算することによって、補正後のｑ軸電流指令値i_ｑ ^＊を算出する。

以上、第２の実施形態の第２〜第５変形例におけるモータ制御装置によれば、交流モータは、界磁電流を流すための界磁巻線がロータに巻かれている巻線界磁同期モータであって、第１の電流指令値であるｄ軸電流指令値i_ｄ ^＊＊、ｑ軸電流指令値i_ｑ ^＊＊、第２の電流指令値である界磁電流指令値ｉ_ｆ ^＊、および第２の目標モータトルクＴ_２ ^＊に基づいてｄ軸電流補正値、ｑ軸電流補正値を算出し、第１の電流指令値であるｄ軸電流指令値i_ｄ ^＊＊、ｑ軸電流指令値i_ｑ ^＊＊をｄ軸電流補正値、ｑ軸電流補正値でそれぞれ補正することによって、補正後のｄ軸電流指令値、ｑ軸電流指令値を算出する。これにより、界磁電圧Ｖｆが電圧リミッタにかかっている場合でも、高速応答が必要な第２の目標モータトルクＴ_２ ^＊の高応答化を実現することができる。また、電流ベクトルＩａのピークを抑えた状態でトルク高応答化を実現することができる。

＜第３の実施形態＞
第３の実施形態におけるモータ制御装置では、高速応答が必要ではない第１の目標モータトルクＴ_１ ^＊がゼロまたはゼロ近傍（所定トルク以下）の場合でも、ロータ側の磁束を生成する電流を０より大きい所定量出力する。

図１７は、第３の実施形態におけるモータ制御装置を誘導モータに適用した場合の電流指令値演算器１３Ａおよびトルク応答改善演算器１８Ｂの詳細な構成を示す図である。図９に示す構成と同じ構成要素には、同一の符号を付して詳しい説明は省略する。

電流指令値演算器１３Ａは、第１の目標モータトルクＴ_１ ^＊、モータ回転数（機械角速度ω_rm）、ＤＣ電圧Ｖｄｃを入力し、γ軸電流指令値ｉ_γｓ ^＊、δ軸電流指令値ｉ_δｓ ^＊＊を算出して出力する。ただし、第１の目標モータトルクＴ_１ ^＊がゼロ、または、ゼロ近傍であっても、遅い応答のγ軸電流指令値ｉ_γｓ ^＊を所定量出力するようにする。

図１８は、誘導モータにおいて、第１の目標モータトルクＴ_１ ^＊がゼロまたはゼロ近傍であっても、遅い応答のγ軸電流指令値ｉ_γｓ ^＊を所定量出力するようにした場合の制御結果を示す図である。図１８（ａ）〜（ｊ）は、γ軸電流ｉ_γｓ、δ軸電流ｉ_δｓ、電流ベクトルＩｓ、γ軸電圧Ｖ_γｓ、δ軸電圧Ｖ_δｓ、第１の目標モータトルクＴ_１ ^＊、第１の実モータトルクＴ_１、第２の目標モータトルクＴ_２ ^＊、第２の実モータトルクＴ_２、全体トルクをそれぞれ表している。上述したように、第１の目標モータトルクＴ_１ ^＊がゼロ、または、ゼロ近傍であっても、遅い応答のγ軸電流指令値ｉ_γｓ ^＊を所定量出力するので（図１８（ａ）参照）、磁束ゼロ近傍でのδ軸電流指令値の過大を防ぐとともに、磁束遅れを緩和して、所望のトルク応答を実現することができる（図１８（ｉ）参照）。

以上、第３の実施形態におけるモータ制御装置によれば、第１の目標モータトルクＴ_１ ^＊が所定トルク以下の場合でも、第２の電流指令値であるγ軸電流指令値ｉ_γｓ ^＊を０より大きい所定値以上とするので、磁束ゼロ近傍でのδ軸電流指令値の過大を防ぐとともに、磁束遅れを緩和して、所望のトルク応答を実現することができる。

＜第３の実施形態の変形例＞
図１９は、巻線界磁モータに適用した場合の電流指令値演算器１３Ｂおよびトルク応答改善演算器１８Ｄの詳細な構成を示す図である。図１２に示す構成と同じ構成要素には、同一の符号を付して詳しい説明は省略する。

電流指令値演算器１３Ｂは、第１の目標モータトルクＴ_１ ^＊、モータ回転数（機械角速度ω_rm）、ＤＣ電圧Ｖｄｃを入力し、界磁電流指令値ｉ_ｆ ^＊、ｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊＊、ｑ軸電流指令値ｉ_ｑ ^＊＊を算出して出力する。ただし、第１の目標モータトルクＴ_１ ^＊がゼロ、または、ゼロ近傍であっても、遅い応答の界磁電流指令値ｉ_ｆ ^＊を所定量出力するようにする。

図２０は、巻線界磁モータにおいて、第１の目標モータトルクＴ_１ ^＊がゼロまたはゼロ近傍であっても、遅い応答の界磁電流指令値ｉ_ｆ ^＊を所定量出力するようにした場合の制御結果を示す図である。図２０（ａ）〜（ｊ）は、ｄ軸電流ｉ_ｄ、ｑ軸電流ｉ_ｑ、電流ベクトルＩａ、界磁電流Ｉ_ｆ、界磁電圧Ｖ_ｆ、第１の目標モータトルクＴ_１ ^＊、第１の実モータトルクＴ_１、第２の目標モータトルクＴ_２ ^＊、第２の実モータトルクＴ_２、全体トルクをそれぞれ表している。上述したように、第１の目標モータトルクＴ_１ ^＊がゼロ、または、ゼロ近傍であっても、遅い応答の界磁電流指令値ｉ_ｆ ^＊を所定量出力するので（図２０（ｄ）参照）、磁束ゼロ近傍でのｄ軸電流指令値、ｑ軸電流指令値の過大を防ぐとともに、磁束遅れを緩和して、所望のトルク応答を実現することができる（図２０（ｉ）参照）。

以上、第３の実施形態の変形例におけるモータ制御装置によれば、第１の目標モータトルクＴ_１ ^＊が所定トルク以下の場合でも、界磁電流指令値ｉ_ｆ ^＊を０より大きい所定値以上とするので、磁束ゼロ近傍でのｄ軸電流指令値、ｑ軸電流指令値の過大を防ぐとともに、磁束遅れを緩和して、所望のトルク応答を実現することができる。

本発明は、上述した実施形態に限定されることはなく、例えば、各実施形態の特徴を適宜組み合わせた構成とすることができる。

本願は、２０１２年１２月２８日に日本国特許庁に出願された特願２０１２−２８７７４４に基づく優先権を主張し、この出願の全ての内容は参照により本明細書に組み込まれる。

Claims (6)

1. 交流誘導モータに電圧を供給して駆動するインバータと、
   前記交流誘導モータの目標モータトルクに基づいて、電流指令値を算出する電流指令値算出手段と、
   前記電流指令値算出手段によって算出された電流指令値を補正する電流補正手段と、
   前記電流補正手段によって補正された補正後の電流指令値に基づいて、前記インバータを制御するインバータ制御手段と、
   を備え、
   前記交流誘導モータの目標モータトルクは、第１の目標モータトルク、および、少なくとも捻り振動を抑制するために前記第１の目標モータトルクよりも高速応答が要求される第２の目標モータトルクを含み、
   前記電流指令値算出手段によって算出される電流指令値は、前記第１の目標モータトルクに基づいて演算される、入力に対して電流応答性が速い前記交流誘導モータのトルク成分である第１の電流指令値、および前記第１の電流指令値よりも電流応答性が遅い前記交流誘導モータの励磁成分である第２の電流指令値であり、
   前記電流補正手段は、前記第２の電流指令値および前記第２の目標モータトルクに基づいて第１の電流補正値を算出し、前記第１の電流指令値を前記第１の電流補正値で補正することによって、補正後の第１の電流指令値を算出する、
   モータ制御装置。
2. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
   前記第１の電流指令値および前記第２の電流指令値のうちの少なくとも一方の電流指令値と、電流指令値の最大値とに基づいて、リミッタ値を算出するリミッタ値算出手段と、
   前記リミッタ値に基づいて、前記補正後の第１の電流指令値を制限する電流指令値制限手段と、
   をさらに備えるモータ制御装置。
3. 請求項１または請求項２に記載のモータ制御装置において、
   前記電流指令値算出手段は、前記第１の目標モータトルクが所定トルク以下の場合でも、前記第２の電流指令値を０より大きい所定値以上とする、
   モータ制御装置。
4. 請求項１から請求項３のいずれか一項に記載のモータ制御装置において、
   前記第１の電流指令値はδ軸電流指令値、前記第２の電流指令値はγ軸電流指令値である、
   モータ制御装置。
5. 交流誘導モータの目標モータトルクに基づいて、電流指令値を算出するステップと、
   前記算出した電流指令値を補正するステップと、
   前記補正した補正後の電流指令値に基づいて、インバータを制御するステップと、
   を備え、
   前記交流誘導モータの目標モータトルクは、第１の目標モータトルク、および、少なくとも捻り振動を抑制するために前記第１の目標モータトルクよりも高速応答が要求される第２の目標モータトルクを含み、
   前記電流指令値を算出するステップでは、前記第１の目標モータトルクに基づいて、入力に対して電流応答性が速い前記交流誘導モータのトルク成分である第１の電流指令値、および前記第１の電流指令値よりも電流応答性が遅い前記交流誘導モータの励磁成分である第２の電流指令値を算出し、
   前記電流指令値を補正するステップでは、前記第２の電流指令値および前記第２の目標モータトルクに基づいて第１の電流補正値を算出し、前記第１の電流指令値を前記第１の電流補正値で補正することによって、補正後の第１の電流指令値を算出する、
   モータ制御方法。
6. ロータに界磁巻線を備えた巻線界磁モータに電圧を供給して駆動するインバータと、
   前記巻線界磁モータの目標モータトルクに基づいて、電流指令値を算出する電流指令値算出手段と、
   前記電流指令値算出手段によって算出された電流指令値を補正する電流補正手段と、
   前記電流補正手段によって補正された補正後の電流指令値に基づいて、前記インバータを制御するインバータ制御手段と、
   を備え、
   前記巻線界磁モータの目標モータトルクは、第１の目標モータトルク、および、少なくとも捻り振動を抑制するために前記第１の目標モータトルクよりも高速応答が要求される第２の目標モータトルクを含み、
   前記電流指令値算出手段によって算出される電流指令値は、前記第１の目標モータトルクに基づいて演算される、入力に対して電流応答性が速い前記巻線界磁モータのトルク成分である第１の電流指令値、および前記第１の電流指令値よりも電流応答性が遅い前記巻線界磁モータの励磁成分である第２の電流指令値であり、
   前記電流補正手段は、前記第２の電流指令値および前記第２の目標モータトルクに基づいて第１の電流補正値を算出し、前記第１の電流指令値を前記第１の電流補正値で補正することによって、補正後の第１の電流指令値を算出する、
   モータ制御装置。

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