JP2016096688A - 誘導モータの制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】モータ入出力特性の逆系を用いたモデルマッチング補償器を誘導モータに適用して、誘導モータの共振特性を除去することができる技術を提供する。【解決手段】誘導モータの制御装置において、電圧指令値に基づいて、直交２軸回転座標系におけるγ軸電圧指令値とδ軸電圧指令値とを算出し、すべり角周波数に基づいて、誘導モータ１の印加電圧に対する出力電流の共振特性の逆系を用いて設計されたモデルマッチング補償器１５を用いて、γ軸電圧指令値から、γ軸電圧指令値に対するγ軸電流の共振特性を除去して最終γ軸電圧指令値を生成するとともに、δ軸電圧指令値から、δ軸電圧指令値に対するδ軸電流の共振特性を除去して最終δ軸電圧指令値を生成して、生成した最終γ軸電圧指令値と最終δ軸電圧指令値とに基づいて、誘導モータに交流電圧を印加する。【選択図】図６

Description

本発明は、誘導モータの制御装置に関する。

従来、磁石を有するロータとステータとを備えるモータのステータコイルに３相交流電流を流すことでトルクを発生させる磁石型同期モータにおいて、電圧位相制御によりトルク操作する際に、ロータ回転に同期した直交２軸回転座標系（ｄ軸、ｑ軸）における入力電圧Ｖｄ、Ｖｑの変化に対する出力電流Ｉｄ、Ｉｑの共振特性(トルクの共振特性も同様)を予め除去しておく必要がある。このため、共振特性の無い規範応答Ｒ（ｓ）に、モータの入出力特性の逆特性Ｇ^-1（ｓ）を乗じて設計されるモデルマッチング補償器を制御対象に対して前置きすることで、入力電圧Ｖｄ，Ｖｑに対する出力電流Ｉｄ、Ｉｑの振動特性を除去する技術が開示されている。

特開２０１３−１９２３９８号公報

ここで、モータ入出力特性の逆系Ｇ^-1（ｓ）をモデルマッチング補償器の設計に用いるためには、モータの入出力特性を電圧方程式で表した場合に、入力数と出力数が等しいことが必要条件である。同期モータの入出力特性は入力２次、出力２次、状態量２次の電圧方程式で表すことができるため、特許文献１に開示されているようにモデルマッチング補償器の設計にモータ入出力特性の逆系Ｇ^-1（ｓ）を用いることができた。しかしながら、誘導モータの入出力特性は入力２次、出力４次、状態量４次の電圧方程式となるため、前置きのモデルマッチング補償器の設計に、モータ入出力特性の逆系Ｇ^-1（ｓ）を用いることは困難である。

本発明は、モータ入出力特性の逆系Ｇ^-1（ｓ）を用いたモデルマッチング補償器を誘導モータに適用して、誘導モータの共振特性を除去することができる技術を提供することを目的とする。

本発明による誘導モータの制御装置は、所望の変調率に設定した電圧指令値に基づいて、すべり角周波数を操作して目標トルクを出力する誘導モータの制御装置において、電圧指令値に基づいて、直交２軸回転座標系におけるγ軸電圧指令値とδ軸電圧指令値とを算出し、すべり角周波数に基づいて、誘導モータの印加電圧に対する出力電流の共振特性の逆系を用いて設計されたモデルマッチング補償手段により、γ軸電圧指令値から、γ軸電圧指令値に対するγ軸電流の共振特性を除去して最終γ軸電圧指令値を生成するとともに、δ軸電圧指令値から、δ軸電圧指令値に対するδ軸電流の共振特性を除去して最終δ軸電圧指令値を生成して、生成した最終γ軸電圧指令値と最終δ軸電圧指令値とに基づいて、誘導モータに交流電圧を印加する。

本発明によれば、すべり角周波数に基づいて、誘導モータの印加電圧に対する出力電流の共振特性の逆系を用いて設計されたモデルマッチング補償器を誘導モータに適用することができるので、誘導モータの電圧入力から電流出力までの共振特性を除去することができる。

図１は、誘導モータ用のモデルマッチング補償器の構成を説明するための図である。 図２は、誘導モータに、モデルマッチング補償器を前置きした場合と、しない場合とのモータの性能比較結果を示した図である。 図３は、誘導モータに、すべり用モデルマッチング補償器を前置きした場合と、しない場合とのモータの性能比較結果を示した図である。 図４は、図３で示す点線丸枠内を拡大した図である。 図５は、誘導モータに、フィルタｋ１１およびｋ２２を省略することで簡略化したモデルマッチング補償器を前置きした場合と、フィルタｋ１１およびｋ２２を省略しないモデルマッチング補償器を前置きした場合とのモータの性能比較結果を示した図である。 図６は、第１の実施形態の誘導モータの制御装置の構成を示すブロック図である。 図７は、誘導モータに、Ｖδ_s ^*に繋がるフィルタを全て省略したモデルマッチング補償器を前置きした場合と、フィルタを省略しないモデルマッチング補償器を前置きした場合とのモータの性能比較結果を示した図である。 図８は、誘導モータに、Ｖγ_s ^*に繋がるフィルタを全て省略したモデルマッチング補償器を前置きした場合と、フィルタを省略しないモデルマッチング補償器を前置きした場合とのモータの性能比較結果を示した図である。

本発明に係る実施形態の説明の前に、誘導モータの入出力特性を、入力次数と出力次数が等しい電圧方程式で表すための算出方法について説明する。

まず前提として、ロータに永久磁石を備える同期モータでは、誘起電圧が高まる中高回転域において、安定して効率よくモータ制御するために、電圧指令値Ｖａを所望の変調率になるように設定したうえで、電圧位相操作によりトルクを制御する方法が知られている。

この際、ロータ回転に同期した直交２軸回転座標系（ｄ軸、ｑ軸）で考えた場合、入力電圧Ｖｄ、Ｖｑの変化に対する出力電流Ｉｄ、Ｉｑの共振特性（トルクの共振特性も同様）を予め除去しておく必要がある。特許文献１に記載の技術は、そのための振動解消方策である。特許文献１に開示された同期モータの入出力特性の電圧方程式は、次式（１）のとおり、入力２次、出力２次、状態量２次の電圧方程式で表すことができる。

ただし、式中のτ_mは規範応答１次遅れ時定数、Ｒａは巻線抵抗、Ｌｄ、Ｌｑはロータ回転に同期した直交２軸回転座標系におけるｄｑ軸の静的インダクタンス値、Ｌｄ’、Ｌｑ’は、同じくｄｑ軸の動的インダクタンス値、ω_reは電気角周波数、φａはロータ磁石磁束、ｓはラプラス演算子（もしくは微分演算子と見なしてもよい）である。

そして、式（１）から、入力電圧と出力電流の過渡特性だけ抜き出すと、次式（２）となる。

なお、電圧位相を操作することでモータのトルクを制御する場合に、入力電圧から出力電流の方向におけるモータの伝達特性Ｇ（ｓ）を順特性と定義すると、式（２）中のＧ^-1（ｓ）は、伝達特性Ｇ（ｓ）の逆特性である。したがって、式（２）では、入力電圧Ｖ_ds、Ｖ_qsを左辺に、モータ逆特性Ｇ^-1（ｓ）と出力電流ｉ_ds、ｉ_qsとの積を右辺に示している。

この式（２）に基づいて、共振特性の無い規範応答Ｒ（ｓ）に、モータ逆特性Ｇ^-1（ｓ）を乗じて設計されるモデルマッチング補償器（特許文献１参照）を制御対象に前置きすることで、振動根を相殺して、モータの入出力特性を振動のない規範応答の特性に略一致させることができるので、入力電圧に対する出力電流の振動特性が除去される。

以上が、モータ逆特性Ｇ^-1（ｓ）を乗じて設計されるモデルマッチング補償器（特許文献１参照。なお、特許文献１では安定化フィルタと呼ぶ）を用いた同期モータの共振特性除去の概要である。これを前提として、モータ入出力の逆特性Ｇ^-1（ｓ）を乗じて設計されるモデルマッチング補償器を用いた、誘導モータの共振特性を除去する手法を以下に説明する。

本発明における誘導モータの制御装置では、誘起電圧が高まる中高回転域やロータ温度が上昇して電圧が高まった際に、安定して効率よくモータ制御するために、電圧指令値Ｖｓを所望の変調率になるように設定したうえで、すべり角周波数ω_seの操作で速やかにトルクを制御する構成を提供する。なお、ここでの変調率とは、直流電源の電源電圧の大きさに対する誘導モータに印加する三相交流電圧の大きさの比率である。

誘導モータの場合は、ステータに流す交流電流の電源角周波数ω（＝電気角周波数ω_re＋すべり角周波数ω_se）に同期した直交２軸回転座標系（γ軸、δ軸）で考えると、誘導モータの入出力特性を表す電圧方程式は、次（３）式に示すとおり、入力２次、出力４次、状態量４次の電圧方程式となる。

ただし、式中のσは漏れ係数、Ｌｓはステータインダクタンス、Ｌｒはロータインダクタンス、Ｍは相互インダクタンス、φγ_rはγ軸方向の磁束、φδ_rはδ軸方向の磁束である。

また、誘導モータのトルク方程式は次（４）式で表される。

しかしながら、上述したとおり、モータ入出力特性の逆系Ｇ^-1（ｓ）をモデルマッチング補償器の設計に用いるためには、モータの入出力伝達関数（行列）の逆系（逆行列）を構成できること、すなわち、モータの入出力特性を電圧方程式で表した場合に、入力次数と出力次数が等しいことが必要条件である。式（３）で示した誘導モータの入力電圧から出力電流までの応答特性の電圧方程式は入力２次、出力４次、状態量４次であるため、モータ入出力特性の逆系Ｇ^-1（ｓ）をモデルマッチング補償器の設計に用いるために、電圧方程式の出力次数および状態量次数の低次元化を試みる。

ここで、ステータに流す交流電流の電源角周波数ω（＝電気角周波数ω_re＋すべり角周波数ω_se）に同期した直交２軸回転座標系（γδ軸）のγ軸が、ロータ磁束に合致している状態、すなわち軸ずれがない状態を仮定することで、式（３）を、次式（５）で示すとおりの、出力３次、状態量３次の電圧方程式へ低次元化することができる。

更に、式（５）を等価変形すると、次式（６）のとおり、入力２次、出力２次、状態量２次の電圧方程式で表すことができる。

この、式（６）の右辺第１項で決まる電流電圧特性は、電源角周波数ωでの共振特性を表している。したがって、式（６）の右辺第１項部分（過渡特性）だけを抜き出すと、次式（７）の通り、入力電圧Ｖγ_s、Ｖδ_sを左辺に、モータ逆特性Ｇ^-1（ｓ）と出力電流ｉγ_s、ｉδ_sとの積を右辺に示す誘導モータの電圧方程式を表すことが可能となる。

そして、式（７）に基づいて、誘導モータの共振特性を除去するモデルマッチング前置き補償器を設計する。

図１は、誘導モータ用のモデルマッチング前置き補償器の構成を表した図である。τｍはγδ軸電圧指令値Ｖγ_s ^*、Ｖδ_s ^*に対するγδ軸電流ｉγ、ｉδの所望の応答時定数である。誘導モータ用のモデルマッチング前置き補償器は、この時定数をもつローパスフィルタＬＰＦ１、ＬＰＦ２と、ハイパスフィルタＨＰＦ１、ＨＰＦ２、および、ｋ１１、ｋ１２、ｋ２１、ｋ２２からなるフィルタとで構成される。

ｋ１１、ｋ１２、ｋ２１、ｋ２２の各フィルタのゲインは、次式（８）から（１１）により決定される。

式（８）から（１１）に示したとおり、誘導モータ用のモデルマッチング前置き補償器の各フィルタのゲインを決定する式内の定数は、特許文献１に開示された同期モータ用の定数と異なり、電気角周波数ω_reだけではなく、すべり角周波数ω_seを加えた電源角周波数ω（＝電気角周波数ω_re＋すべり角周波数ω_se）を含む。

図２は、誘導モータに、図１で示したモデルマッチング補償器を前置きした場合と、しない場合との性能比較結果を表した図である。図左側にモデルマッチング補償器を前置きしない場合、図右側にモデルマッチング補償器を前置きした場合を示している。双方とも、横軸は時間[ｓ]を表している。また、上から順に、電圧ベクトルノルム指令値Ｖｓ[Ｖ]、すべり角周波数ω_se[ｒａｄ／ｓ]、誘導モータの印加電圧に対する出力電流Ｉｓ[Ａ]、および、出力されるトルク[Ｎｍ]を表している。

図２において、モータ回転数は６０００ｒｐｍで一定のまま、０．１ｓ時に電圧指令値Ｖｓをステップ変化させ、０．３ｓ時に電圧指令値Ｖｓとすべり角周波数ω_seを同時にステップ変化させている。図左側のモデルマッチング補償器を前置きしない場合の挙動において各ステップ変化時に現れる共振特性が、図右側のモデルマッチング補償器を前置きした場合の挙動において完全に除去できていることが分かる。ただし、本モデルマッチング補償器の設計から除外した式（６）の右辺第２項に示すロータ磁束遅れに伴う挙動はそのまま残る（数十ｍｓ程度の遅れ）。

次に、すべり角周波数ω_seに対する電流の共振特性（入力１次、出力１次、状態量２次）の逆系を用いて設計されたモデルマッチング補償器を、すべり角周波数ω_seに施す構成について説明する。なお、本モデルマッチング補償器は、誘導モータのすべり角周波数ω_seを入力とする１入力１出力の伝達関数（スカラ）を逆系計算に用いるので、すべり角周波数ω_seから出力電流までの伝達関数の逆系を設計することが可能である。以下、具体的に説明する。

式（７）で示した誘導モータの電圧方程式を等価変換すると、次式（１２）が得られる。

電圧Ｖγ、Ｖδの変化がすべり角周波数ω_seに比べて遅いと仮定し、また、本制御を利用するのは、中高回転数域、すなわち、電気角周波数ω_re＞＞すべり角周波数ω_seが成立する領域であることから、すべり角周波数ω_seから出力電流までの共振特性は、式（１２）の状態量２次を特性多項式で表した式Ｐ（ｓ）＝０の根（極）で決まる。特性多項式Ｐ（ｓ）は次式（１３）で表される。

すべり角周波数ω_seから出力電流の共振特性は、式Ｐ（ｓ）＝０の根（極）で決まるので、式（１３）を分子に配置し、減衰係数＝１、すなわち振動のない特性になるようにした規範となる特性多項式を分母に配置することで、次式（１４）に示すようなモデルマッチング前置き補償器Ｍ（ｓ）（以下、すべり用モデルマッチング補償器という）を設計することができる。

図３および図４は、誘導モータに、すべり用モデルマッチング補償器を前置きした場合と、しない場合との性能比較結果を表した図である。図左側にすべり用モデルマッチング補償器を制御対象に前置きしない場合、図右側にすべり用モデルマッチング補償器を前置きした場合を示している。図の横軸、縦軸の各パラメータは図２と同様である。また、図４は、図３において点線丸で囲った箇所を拡大した図である。

図３および図４において、モータ回転数は２０００ｒｐｍで一定のまま、０．５ｓ時にすべり角周波数ω_seのみをステップ変化させている。特に図４から分かるように、図左側のすべり用モデルマッチング補償器を前置きしない場合の挙動において０．５ｓ時のすべり角周波数ω_seのステップ変化時に現れる共振特性が、図右側のすべり用モデルマッチング補償器を前置きした場合の挙動においては完全に除去できていることが分かる。ただし、図２を参照して説明した挙動と同様に、モデルマッチング補償器の設計過程で省略した式（３）で示すオリジナル４次モデルとのリダクション誤差（ゼロ点）、すなわち式（６）の右辺第２項に示すロータ磁束遅れに伴う挙動の影響で、多少のオーバーシュートが残る。

続いて、図２を参照して説明したモデルマッチング前置き補償器の簡略化について説明する。図２において示したフィルタのゲインをｋ１１＝ｋ２２＝０とすることで、モデルマッチング前置き補償器を簡略化することができる。本制御を利用する中高回転域では、ｋ１１＜＜ｋ１２、ｋ２２＜＜ｋ２１が成立するので、ｋ１１、ｋ２２を省略しても性能差はほとんどない。

図５は、誘導モータに、ｋ１１およびｋ２２を省略することで簡略化したモデルマッチング補償器を前置きした場合と、ｋ１１およびｋ２２を省略しないモデルマッチング補償器を前置きした場合との性能比較結果を表した図である。図左側に簡略化しないモデルマッチング補償器を前起きした場合、図右側に簡略化したモデルマッチング補償器を前置きした場合を示している。なお、図の横軸、縦軸の各パラメータは図２から図４と同様である。

図５から分かるように、モデルマッチング補償器からｋ１１およびｋ２２を省略しても挙動の差異はほぼなく、性能差は殆どない。すなわち、図２で示した誘導モータ用モデルマッチング補償器からｋ１１およびｋ２２を省略することで、共振除去（振動抑制）の効果を維持しつつ、制御演算の負荷を低減することが可能である。

以上、本発明に特徴的な、誘導モータ用モデルマッチング補償器の設計方法と、設計した誘導モータ用モデルマッチング補償器を誘導モータに前置きした場合の誘導モータの性能について説明した。これを前提として、誘導モータ用モデルマッチング補償器を電気自動車に適用した場合の実施形態について、以下、図面等を参照しながら説明する。

＜第１の実施形態＞
図６は、第１の実施形態における誘導モータの制御装置の構成を示すブロック図である。本実施形態の誘導モータの制御装置は、例えば、電気自動車に適用される。ただし、適用先が電気自動車に限定されることはなく、例えば、ハイブリッド自動車や、自動車以外のシステムに適用することも可能である。

誘導モータ１は、三相交流誘導モータである。誘導モータの制御装置が電気自動車に適用される場合、誘導モータ１は車両の駆動源となる。

ＰＷＭ変換器６は、三相電圧指令値Ｖ_u ^*、Ｖ_v ^*、Ｖ_w ^*に基づいて、三相電圧型インバータ３（以下、単にインバータ３と呼ぶ）のスイッチング素子（ＩＧＢＴなど）のＰＷＭ＿Ｄｕｔｙ駆動信号Ｄ_uu ^*、Ｄ_ul ^*、Ｄ_vu ^*、Ｄ_vl ^*、Ｄ_wu ^*、Ｄ_wl ^*を生成する。

インバータ３は、ＰＷＭ変換器６によって生成される駆動信号に基づいて、直流電源２の直流電圧を交流電圧Ｖ_u、Ｖ_v、Ｖ_wに変換し、誘導モータ１に供給する。直流電源２は、例えば積層型リチウムイオンバッテリである。

磁極位置検出器５は、誘導モータ１の回転子位置（角度）に応じたＡ相Ｂ相Ｚ相のパルスを出力する。出力されたパルスから、パルスカウンタ４を通して回転子機械角度θ_rmが得られる。角速度演算器９は、回転子機械角度θ_rmを入力して、その時間変化率より、回転子機械角速度ω_rm、および回転子機械角速度ω_rmにモータ極対数ｐを乗じた回転子電気角速度ω_reを演算する。

γ−δ／３相交流座標変換器１２は、後述する電源角速度ωで回転する直交２軸直流座標系（γ−δ軸座標系）から３相交流座標系（ＵＶＷ軸）への変換を行う。具体的には、γ−δ／３相交流座標変換器１２は、γ軸電圧指令値（磁束電圧指令値）Ｖγ_s ^**、δ軸電圧指令値（トルク電圧指令値）Ｖδ_s ^**と、電気角周波数ω_reとすべり用モデルマッチング補償器から出力される最終すべり角周波数指令値ω_se ^**とを加算した値である電源角速度ωを積分器７により積分して得た電源角θとを入力し、次式（１５）による座標変換処理によって、ＵＶＷ各相の電圧指令値Ｖ_u ^*、Ｖ_v ^*、Ｖ_w ^*を算出する。なお、前述の電源角θには、コントローラの入出力遅れを考慮した補正を施している。

トルク指令値演算器８は、ドライバーのアクセル開度、車速等とトルクとの関係を予め記憶したマップを格納しており、角速度演算器９から出力される電気角周波数ω_reから、該マップを参照して、トルク指令値を決定する。

すべり角周波数演算器１０は、電圧指令値Ｖ_s ^*と、モータ回転数Ｎ毎に記憶されたすべり角周波数ω_seとトルクとの関係を記憶したマップを格納しており、後述する電圧Ｖｓ演算器１３から出力される電圧指令値Ｖ_s ^*、角速度演算器９から出力される電気角周波数ω_re、およびトルク指令値演算器８から出力されるトルク指令値から、該マップを参照することで、すべり角周波数指令値ω_se ^*を決定する。

すべり用モデルマッチング補償器１１は、すべり角周波数指令値ω_se ^*に、式（１４）で表したモデルマッチング補償器（２次／２次）を施して、最終すべり角周波数ω_se ^**を算出する。また、式（１４）で表すすべり用モデルマッチング補償器は、連続系で記述しているので、デジタル処理ができるように予め離散化しておく。

電圧Ｖｓ演算器１３は、直流電源電圧Ｖｄｃに応じて、電圧指令値Ｖｓ^*を所望の変調率になるように決定する。

γδ軸配分器１４は、電圧指令値Ｖｓ^*と、電圧位相設定器１６において設定された電圧位相α（任意）から、γ軸電圧指令値Ｖγｓ^*、δ軸電圧指令値Ｖδｓ^*を決定する。

電圧用モデルマッチング補償器１５は、γδ軸配分器１４から出力されるγ軸電圧指令値Ｖγｓ^*、δ軸電圧指令値Ｖδｓ^*に、図１で示したモデルマッチング補償器（２入力／２出力）での処理を施して、最終γ軸電圧指令値Ｖγｓ^**および最終δ軸電圧指令値Ｖδｓ^**を算出する。モデルマッチング補償器が有するフィルタｋ１１、ｋ１２、ｋ２１、ｋ２２の各ゲインは、電源角速度ω（＝電気角周波数ω_re＋最終すべり角周波数指令値ω_se ^**）に基づいて決定される。また、上述した通り、ｋ１１＝ｋ２２＝０として簡略化したモデルマッチング補償器を用いてもよい。

なお、図１で示したローパスフィルタ（一次遅れフィルタ）ＬＰＦ１、ＬＰＦ２、ハイパスフィルタ（近似微分フィルタ）ＨＰＦ１、ＨＰＦ２は、連続系で記述しているが、予め離散化してデジタル処理できるようにしておく。

以上、第１の実施形態の誘導モータの制御装置によれば、所望の変調率に設定した電圧指令値に基づいて、すべり角周波数を操作して目標トルクを出力する誘導モータの制御装置において、電圧指令値に基づいて、直交２軸回転座標系におけるγ軸電圧指令値Ｖγｓ^*とδ軸電圧指令値Ｖδｓ^*とを算出し、すべり角周波数ω_se ^**に基づいて、誘導モータ２の印加電圧に対する出力電流の共振特性の逆系を用いて設計されたモデルマッチング補償器１５を用いて、γ軸電圧指令値Ｖγｓ^*から、γ軸電圧指令値に対するγ軸電流の共振特性を除去して最終γ軸電圧指令値Ｖγｓ^**を生成するとともに、δ軸電圧指令値Ｖδｓ^*から、δ軸電圧指令値に対するδ軸電流の共振特性を除去して最終δ軸電圧指令値Ｖδｓ^**を生成して、生成した最終γ軸電圧指令値Ｖγｓ^**と最終δ軸電圧指令値Ｖδｓ^**とに基づいて、誘導モータに交流電圧Ｖ_u、Ｖ_v、Ｖ_wを印加する。これにより、誘導モータ２の印加電圧に対する出力電流の共振特性の逆系を用いて設計されたモデルマッチング補償器１５によって、誘導モータ２の電圧入力から電流出力までの共振特性を予め除去し、誘導モータの安定性を向上することができる。

また、第１の実施形態の誘導モータの制御装置によれば、誘導モータ２の印加電圧に対する出力電流の共振特性は、入力２次、出力２次、状態量２次の電圧方程式で表される。これにより、モデルマッチング補償器１５の設計に誘導モータ２の印加電圧に対する出力電流の共振特性の逆系Ｇ^-1（ｓ）を用いることができる。

また、第１の実施形態の誘導モータの制御装置によれば、すべり角周波数ω_seに対する出力電流の共振特性の逆系を用いて設計されたすべり角用モデルマッチング補償器１１をさらに備え、すべり角用モデルマッチング補償器１１をすべり角周波数ω_seに施して、すべり角周波数ω_seから出力電流の共振特性を除去する。これにより、すべり角周波数ω_seの変化に対する出力電流、および出力トルクの共振特性を除去することができる。

また、第１の実施形態の誘導モータの制御装置によれば、モデルマッチング補償器１５は、誘導モータ２の印加電圧から出力電流までの共振特性の逆系Ｇ^-1（ｓ）と、誘導モータ２の印加電圧から出力電流までの所望の伝達特性とに基づいて決定されたｋ１１、ｋ１２、ｋ２１、ｋ２２なるフィルタを備え、γ軸電圧指令値にｋ１１を、δ軸電圧指令値にｋ１２をそれぞれ施した結果に基づいて最終γ軸電圧指令値Ｖγｓ^**を生成するとともに、γ軸電圧指令値にｋ２１を、δ軸電圧指令値にｋ２２をそれぞれ施した結果に基づいて最終δ軸電圧指令値Ｖδｓ^**を生成する。これにより、誘導モータの印加電圧から出力電流までの共振特性を除去する最適なモデルマッチング補償器１５を設計することができる。

さらに、第１の実施形態の誘導モータの制御装置によれば、モデルマッチング補償器が備えるフィルタｋ１１およびｋ２２を省略してもよい（ゲインをゼロとする）。これにより、誘導モータの印加電圧から出力電流までの共振特性を除去するとともに、制御演算の負荷を低減することができる。

＜第２の実施形態＞
第２の実施形態における誘導モータの制御装置は、図１で示したモデルマッチング補償器をさらに簡略化したうえで、第１の実施形態と同様に、例えば電気自動車に適用される。以下、特に、第１の実施形態との違いについて説明する。

まず、本実施形態におけるモデルマッチング補償器の更なる簡略化について説明する。本発明に係る誘導モータ制御は、電圧指令値Ｖｓを一定とし、すべり角周波数ω_seを可変とするスカラー制御であるため、電圧位相αはモータトルクへ影響を与えない。従って、γδ軸配分器１４において、電圧指令値Ｖｓからγ軸電圧指令値Ｖγｓ^*、δ軸電圧指令値Ｖδｓ^*を決定する際に用いる電圧位相αは任意に設定可能である。本実施形態では、図１で示したモデルマッチング補償器の入力である電圧指令値Ｖγｓ^*、Ｖδｓ^*のいずれか一方が常時ゼロとなるように電圧位相αを設定し、さらに、常時ゼロとなる電圧指令値Ｖγｓ^*、Ｖδｓ^*のいずれか一方の電圧入力端に繋がるモデルマッチング補償器（２入力２出力）のフィルタ処理をすべて省略する。

具体的には、γδ軸配分器１４は、所望の変調率となるように設定した電圧指令値Ｖｓ^*と、電圧ベクトルをγ軸と一致する値に設定した電圧位相αとから、γ軸電圧指令値Ｖγｓ^*、δ軸電圧指令値Ｖδｓ^*を決定する。すなわち、本実施形態においてはδ軸電圧指令値Ｖδｓ^*はゼロに設定される。この場合、電圧用モデルマッチング補償器１５は、γ軸電圧指令値Ｖγｓ^*に繋がったフィルタ処理のみを実行して、最終γ軸電圧指令値Ｖγｓ^**、最終δ軸電圧指令値Ｖδｓ^**を算出する。

図７は、δ軸電圧指令値Ｖδｓ^*をゼロに設定し、電圧用モデルマッチング補償器１５のＶδｓ^*に繋がったフィルタを全て省略した場合（図右側）と、省略しない場合（図左側）との誘導モータの性能差を表す図である（モータ回転数は６０００ｒｐｍで一定とする）。図から、Ｖδｓ^*に繋がったフィルタを全て省略した場合（図右側）と、省略しない場合（図左側）とで、誘導モータの出力電流Ｉｓ[Ａ]、出力トルク[Ｎｍ]ともに、性能差がないことが分かる。

別のケースとして、γδ軸配分器１４は、所望の変調率となるように設定した電圧指令値Ｖｓ^*と、電圧ベクトルをδ軸と一致する値に設定した電圧位相αとから、γ軸電圧指令値Ｖγｓ^**、δ軸電圧指令値Ｖδｓ^**を決定してもよい。すなわち、本ケースでは、γ軸電圧指令値Ｖγｓ^*がゼロに設定される。この場合、電圧用モデルマッチング補償器１５は、δ軸電圧指令値Ｖδｓ^*に繋がったフィルタ処理のみを実行して、最終γ軸電圧指令値Ｖγｓ^**、最終δ軸電圧指令値Ｖδｓ^**を算出する。

図８は、電圧指令値Ｖγｓ＊をゼロに設定し、電圧用モデルマッチング補償器１５のＶγｓ^*に繋がったフィルタを全て省略した場合（図右側）と、省略しない場合（図左側）との誘導モータの性能差を表す図である（モータ回転数は６０００ｒｐｍで一定とする）。図から、Ｖγｓに繋がったフィルタを全て省略した場合（図右側）と、省略しない場合（図左側）とで、誘導モータの出力電流Ｉｓ[Ａ]、トルク[Ｎｍ]ともに、性能差がないことが分かる。

このように、電圧指令値Ｖｓを所望の変調率となるように設定したうえで、トルク指令値に応じてすべり角周波数ω_seを操作する本誘導モータ制御では、電圧指令値Ｖγｓ^*、Ｖδｓ^*のどちらかがゼロとなるように電圧位相αを選択しても、モータの性能に影響を及ぼさないことが分かる。

以上、第２の実施形態の誘導モータの制御装置によれば、γ軸電圧指令値がゼロとなるように電圧位相αを設定するとともに、モデルマッチング補償器１５は、フィルタｋ１１およびｋ２１のゲインをゼロとする。これにより、フィルタｋ１１およびｋ２１に係るフィルタ演算を省略することができるので、誘導モータの印加電圧から出力電流までの共振特性を除去するための制御演算の負荷を低減することができる。

もしくは、第２の実施形態の誘導モータの制御装置によれば、δ軸電圧指令値がゼロとなるように電圧位相αを設定するとともに、モデルマッチング補償器１５は、フィルタｋ１２およびｋ２２のゲインをゼロとする。これにより、フィルタｋ１２およびｋ２２に係るフィルタ演算を省略することができるので、誘導モータの印加電圧から出力電流までの共振特性を除去するための制御演算の負荷を低減することができる。

また、第１の実施形態の誘導モータの制御装置の説明において述べたとおり、モデルマッチング補償器が備えるフィルタｋ１１およびｋ２２を省略する（ゲインをゼロとする）とともに、第２の実施形態で説明したように、γ軸電圧指令値がゼロとなるように電圧位相を設定した場合はさらにフィルタｋ２１を、δ軸電圧指令値がゼロとなるように電圧位相を設定した場合はさらにフィルタｋ１２を省略してもよい。これにより、誘導モータの印加電圧から出力電流までの共振特性を除去するための制御演算の負荷をさらに低減することができる。

本発明は、上述した実施形態に限定されることはない。

１…誘導モータ
３…インバータ（電圧印加手段）
１１…すべり用モデルマッチング補償器（すべり角用モデルマッチング補償手段）
１４…γδ軸配分器（γδ軸電圧生成手段）
１５…モデルマッチング補償器（モデルマッチング補償手段）
１６…電圧位相設定器（電圧位相設定手段）
ｋ１１…フィルタ（第１のフィルタ）
ｋ１２…フィルタ（第２のフィルタ）
ｋ２１…フィルタ（第３のフィルタ）
ｋ２２…フィルタ（第４のフィルタ）

Claims (7)

1. 所望の変調率に設定した電圧指令値に基づいて、すべり角周波数を操作して目標トルクを出力する誘導モータの制御装置において、
   前記電圧指令値に基づいて、直交２軸回転座標系におけるγ軸電圧指令値とδ軸電圧指令値とを算出するγδ軸電圧生成手段と、
   前記すべり角周波数に基づいて、前記誘導モータの印加電圧に対する出力電流の共振特性の逆系を用いて設計され、前記γ軸電圧指令値から、前記γ軸電圧指令値に対するγ軸電流の共振特性を除去して最終γ軸電圧指令値を生成するとともに、前記δ軸電圧指令値から、前記δ軸電圧指令値に対するδ軸電流の共振特性を除去して最終δ軸電圧指令値を生成するモデルマッチング補償手段と、
   前記モデルマッチング補償手段により生成された前記最終γ軸電圧指令値と前記最終δ軸電圧指令値とに基づいて、前記誘導モータに交流電圧を印加する電圧印加手段と、を備える、
   ことを特徴とする誘導モータの制御装置。
2. 前記誘導モータの印加電圧に対する出力電流の前記共振特性は、入力次数と出力次数が等しい電圧方程式で表される、
   ことを特徴とする請求項１に記載の誘導モータの制御装置。
3. すべり角周波数に対する出力電流の共振特性の逆系を用いて設計されたすべり角用モデルマッチング補償手段をさらに備え、
   前記すべり角用モデルマッチング補償手段を前記すべり角周波数に施して、前記すべり角周波数から出力電流の共振特性を除去する、
   ことを特徴とする請求項１または２に記載の誘導モータの制御装置。
4. 前記モデルマッチング補償手段は、前記誘導モータの印加電圧から出力電流までの共振特性の逆系と、前記誘導モータの印加電圧から出力電流までの所望の伝達特性とに基づいて決定された第１のフィルタ、第２のフィルタ、第３のフィルタ、および第４のフィルタを備え、
   前記モデルマッチング補償手段は、前記γ軸電圧指令値に前記第１のフィルタを、前記δ軸電圧指令値に前記第２のフィルタをそれぞれ施した結果に基づいて前記最終γ軸電圧指令値を生成するとともに、前記γ軸電圧指令値に前記第３のフィルタを、前記δ軸電圧指令値に前記第４のフィルタをそれぞれ施した結果に基づいて前記最終δ軸電圧指令値を生成する、
   ことを特徴とする請求項１から３のいずれか一項に記載の誘導モータの制御装置。
5. 前記モデルマッチング補償手段が備える前記第１のフィルタおよび前記第４のフィルタのゲインをゼロとする、
   ことを特徴とする請求項４に記載の誘導モータの制御装置。
6. 目標トルクに応じて電圧位相を設定する電圧位相設定手段をさらに備え、
   前記電圧位相設定手段は、前記γ軸電圧指令値がゼロとなるように電圧位相を設定するとともに、前記モデルマッチング補償器は、前記第１のフィルタおよび前記第３のフィルタのゲインをゼロとする、
   ことを特徴とする請求項４または５に記載の誘導モータの制御装置。
7. 目標トルクに応じて電圧位相を設定する電圧位相設定手段をさらに備え、
   前記電圧位相設定手段は、前記δ軸電圧指令値がゼロとなるように電圧位相を設定するとともに、前記モデルマッチング補償器は、前記第２のフィルタおよび前記第４のフィルタのゲインをゼロとする、
   ことを特徴とする請求項４または５に記載の誘導モータの制御装置。

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