JP2015173546A - 電動機の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】狙い通りの電流応答を得ることにより、所望とするトルク応答を得ることができる電動機の制御装置を提供する。【解決手段】三相交流誘導モータ１の制御装置１０は、誘導モータ特性Ｐ（ｓ）の逆特性Ｐ（ｓ）−１の演算と、位相制御を行うフィルタ演算とを実施する補償部１３，１４を有している。この補償部１３，１４は、逆特性Ｐ−１（ｓ）の演算において電源角周波数ωの乗算を含み、制御系における補償部１３，１４と三相交流誘導モータ１との配置関係に基づいて、電源角周波数ωの乗算とフィルタ演算との演算順番を設定することとしている。【選択図】図１

Description

本発明は、ベクトル制御を用いた電動機の制御装置に関する。

従来より、ベクトル制御を用いた電動機の制御装置が知られている。ベクトル制御は、電動機の固定子に流す三相交流電流を電源角周波数に同期して回転する直交二軸座標系（磁束軸（γ軸）及びトルク軸（δ軸））に変換して調整することで電動機トルクを制御する方法である。このベクトル制御では、すべり角周波数を、比率（δ軸電流／γ軸成分の回転子磁束）に比例して制御することで、回転子磁束がγ軸方向と一致することとなる。すなわち、δ軸成分の回転子磁束がゼロの状態となり、ベクトル制御が成立する。

この電動機の制御装置は、これを機能的に捉えた場合に電動機の伝達特性の逆特性の演算を含む補償部を備えており、この補償部により電動機（電動機の伝達特性）との相殺制御を行い、安定性及び応答性の向上を図ることとしている。

例えば特許文献１には、補償部であるフィードフォワード制御器を電動機の前段に備え、電動機に印加する電圧指令値をフィードフォワード制御する構成が開示されている。この場合、単に逆特性の演算を組み込んだだけでは、補償部が微分動作になりノイズ等に極めて弱くなり、補償部を実現できないおそれがある。そこで、補償部は、電流の規範応答でもある応答遅れのフィルタ演算を組み合わせるのが通常である。

一方、特許文献２には、補償部である電圧歪み推定器（すなわち外乱推定部）を電動機の後段に備え、電動機に印加する電圧指令値をフィードバック制御する構成が開示されている。この場合、安定性を保つために、補償部には、ローパスフィルタをなすフィルタ演算が組み合わせられている。

特開平９−４７０６９号公報 特開２００９−１１０１７号公報

ところで、電動機の伝達特性の逆特性には、電源角周波数の乗算が含まれる。電源角周波数を変数として考える誘導モータでは、フィルタ演算の存在により逆特性と電動機の伝達特性との相殺がうまくできず、理想的な電流応答にならなくなることがある。このため、狙い通りの電流応答を得ることができず、所望とするトルク応答を得ることができないという問題がある。

本発明はかかる事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、狙い通りの電流応答を得ることにより、所望とするトルク応答を得ることができる電動機の制御装置を提供する。

かかる課題を解決するために、本発明に係る電動機の制御装置は、電動機の伝達特性の逆特性の演算と、位相制御を行うフィルタ演算とを実施する補償部を有している。この補償部は、逆特性の演算において電源角周波数の乗算を含み、制御系における補償部と電動
機との配置関係に基づいて、電源角周波数の乗算とフィルタ演算との演算順番を設定することとしている。

本発明によれば、電動機の伝達特性と、補償部が含む電動機の特性の逆特性との相殺を適切に実現することができる。これにより、狙い通りの電流応答を得ることができるので、所望とするトルク応答を得ることができる。

本実施形態に係る電動機の制御装置の構成を模式的に示す説明図 電流ＦＦ補償部及び外乱補償部の構成を模式的に示すブロック図 電流ＦＦ補償部における演算順番を模式的に示す説明図 応答波形の推移を示す説明図 外乱補償部における演算順番を模式的に示す説明図 応答波形の推移を示す説明図 電流ＦＦ補償部及び外乱補償部における演算順番を模式的に示す説明図 応答波形の推移を示す説明図

以下、図面を参照し、本実施形態に係る電動機の制御装置について説明する。本明細書において、各パラメータに付与される添え字において、「ｓ」は固定子側、「ｒ」は回転子側、「γ」はγ軸（磁束軸）成分、「δ」はδ軸（トルク軸）成分を示す。

図１は、本実施形態に係る電動機の制御装置の構成を模式的に示す説明図である。本実施形態では、電気自動車の駆動源として適用される電動機を制御する電動機の制御装置について説明を行う。電気自動車は、電動機１と、電源２と、制御装置１０と、インバータ１１とを備えている。

電動機１は、例えば、Ｕ相巻線、Ｖ相巻線、Ｗ相巻線からなる３つの相巻線を有する三相交流誘導モータ（以下「三相交流誘導モータ１」という）である。この三相交流誘導モータ１は、インバータ１１内で変換された３相の交流電圧が各相に印加されることにより生じる磁界と、回転子の永久磁石が作る磁界との相互作用により回転駆動する。

電源２は、高電圧を印加可能な直流電源であり、例えば積層型リチウムイオンバッテリである。

制御装置１０は、三相交流誘導モータ１を制御するものであり、例えばマイクロコンピュータにより実現することができる。制御装置１０は、インバータ１１に対して駆動信号Ｄ_ｕｕ ^＊，Ｄ_ｕｌ ^＊，Ｄ_ｖｕ ^＊，Ｄ_ｖｌ ^＊，Ｄ_ｗｕ ^＊，Ｄ_ｗｌ ^＊を出力し、このインバータ１１の制御を通じて三相交流誘導モータ１の制御を行う。

インバータ１１は、三相交流誘導モータ１の各相に対応する３つのスイッチング回路を主体に構成されている。インバータ１１は、電源２の正極に接続される正極母線と、電源２の負極に接続される負極母線との間に、Ｕ相用のスイッチング回路と、Ｖ相用のスイッチング回路と、Ｗ相用のスイッチング回路とを備える。このインバータ１１は、駆動信号Ｄ_ｕｕ ^＊，Ｄ_ｕｌ ^＊，Ｄ_ｖｕ ^＊，Ｄ_ｖｌ ^＊，Ｄ_ｗｕ ^＊，Ｄ_ｗｌ ^＊に応じて各相のスイッチング回路をオンオフ制御し、電源２の直流電圧を三相の交流電圧Ｖ_ｕ，Ｖ_ｖ，Ｖ_ｗにそれぞれ変換する。そして、インバータ１１は、当該変換した交流電圧Ｖ_ｕ，Ｖ_ｖ，Ｖ_ｗを三相交流誘導モータ１の各相にそれぞれ印加する。

制御装置１０は、これを機能的にとらえた場合、電流指令値演算部１２と、電流フィードフォワード補償部１３と、外乱補償部１４と、座標変換部１５と、ＰＷＭ変換部１６と、座標変換部１７と、すべり角周波数制御部１８とを主体に構成されている。

電流指令値演算部１２には、トルク指令値Ｔ^＊、三相交流誘導モータ１の回転数に相当する回転子機械角速度ω_ｒｍ及び電源２の電源電圧Ｖ_ｄｃが入力される。電流指令値演算部１２は、トルク指令値Ｔ^＊、回転子機械角速度ω_ｒｍ及び電源電圧Ｖ_ｄｃに基づいて、γ軸電流（γ軸成分の電流）の指令値に相当するγ軸電流指令値ｉ_γｓ ^＊と、δ軸電流（δ軸成分の電流）の指令値に相当するδ軸電流指令値ｉ_δｓ ^＊とを算出する。

電流指令値演算部１２において、トルク指令値Ｔ^＊は、例えば電気自動車を制御するコントローラ（図示せず）から入力され、回転子機械角速度ω_ｒｍは、後述する角速度演算部２３から入力される。また、電源電圧Ｖ_ｄｃは、例えば電源２を管理するバッテリーコントローラ（図示せず）から入力される。

電流フィードフォワード補償部（以下「電流ＦＦ補償部」という）１３には、電流指令値演算部１２において算出されたγ軸電流指令値ｉ_γｓ ^＊及びδ軸電流指令値ｉ_δｓ ^＊が入力される。電流ＦＦ補償部１３は、γ軸電流指令値ｉ_γｓ ^＊に応じてγ軸電圧指令値ｖ_γｓ ^＊を算出するとともに、δ軸電流指令値ｉ_δｓ ^＊に応じてδ軸電圧指令値ｖ_δｓ ^＊を算出する。

外乱補償部１４には、γ軸電流ｉ_γｓ及びδ軸電流ｉ_δｓと、後述する座標変換部１５に入力されるγ軸電圧指令値ｖ_γｓ ^＊及びδ軸電圧指令値ｖ_δｓ ^＊とが入力される。外乱補償部１４は、三相交流誘導モータ１において検出されるγ軸電流ｉ_γｓ及びδ軸電流ｉ_δｓから電圧推定値を算出して、電圧指令値ｖ_γｓ ^＊，ｖ_δｓ ^＊との差異から外乱（電圧歪みなど）を推定するものである。具体的には、外乱補償部１４は、γ軸電流ｉ_γｓ及びδ軸電流ｉ_δｓと、γ軸電圧指令値ｖ_γｓ ^＊及びδ軸電圧指令値ｖ_δｓ ^＊とに基づいて、電圧歪みなどの外乱を相殺するための電圧補正値ΔＶ_γｓ，ΔＶ_δｓを算出する。

外乱補償部１４において、γ軸電流ｉ_γｓ及びδ軸電流ｉ_δｓは、後述する座標変換部１７から出力される。

電流ＦＦ補償部１３において算出されたγ軸電圧指令値ｖ_γｓ ^＊は、外乱補償部１４において算出された電圧補正値ΔＶ_γｓによりフィードバック補正され、これにより、外乱が相殺される。同様に、電流ＦＦ補償部１３において算出されたδ軸電圧指令値ｖ_δｓ ^＊は、外乱補償部１４において算出された電圧補正値ΔＶ_δｓによりフィードバック補正され、これにより、外乱が相殺される。

なお、電流ＦＦ補償部１３及び外乱補償部１４における演算手法の詳細については後述する。

座標変換部１５には、電源角θと、補正後のγ軸電圧指令値ｖ_γｓ ^＊及びδ軸電圧指令値ｖ_δｓ ^＊とが入力される。座標変換部１５は、後述する電源角周波数（電源角速度）ωで回転する直交二軸座標系（γδ軸）から、三相交流座標系（ｕｖｗ軸）への変換を行なう。具体的には、座標変換部１５は、電源角θと、γ軸電圧指令値ｖ_γｓ ^＊と、δ軸電圧指令値ｖ_δs ^*とに基づいて、数１に示す座標変換処理によりＵ相・Ｖ相・Ｗ相に係る三相の電圧指令値ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊、ｖ_ｗ ^＊を算出する。

座標変換部１５において、電源角θは、後述する変換用角度部２４から入力される。数１において、θ’は、制御系の入出力遅れを考慮して電源角θを補正したものである。

ＰＷＭ変換部１６には、座標変換部１５において算出された三相の電圧指令値ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊、ｖ_ｗ ^＊が入力される。ＰＷＭ変換部１６は、三相の電圧指令値ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊、ｖ_ｗ ^＊に応じて、インバータ１１のスイッチング回路（ｉＧＢＴなどのスイッチング素子を含む）を駆動するための駆動信号Ｄ_ｕｕ ^＊，Ｄ_ｕｌ ^＊，Ｄ_ｖｕ ^＊，Ｄ_ｖｌ ^＊，Ｄ_ｗｕ ^＊，Ｄ_ｗｌ ^＊を生成する。

座標変換部１７には、電源角θと、ｕ相電流ｉ_ｕｓ及びｖ相電流ｉ_ｖｓとが入力される。座標変換部１７は、三相交流座標系（ｕｖｗ軸）から、直交二軸座標系（γδ軸）への変換を行なう。具体的には、座標変換部１７は、電源角θと、ｕ相電流ｉ_ｕｓ、ｖ相電流ｉ_ｖｓ及びｗ相電流ｉ_ｗｓとに基づいて、数２に示す座標変換処理により、γ軸電流ｉ_γｓ及びδ軸電流ｉ_δｓを算出する。

座標変換部１７において、ｕ相電流ｉ_ｕｓ及びｖ相電流ｉ_ｖｓは、後述するＡＤ変換部２１から入力される。ここで、ＡＤ変換部２１から出力されない、残りのｗ相電流ｉ_ｗｓは、数３で求めることができる。

すべり角周波数制御部１８には、回転子電気角周波数（回転子電気角速度）ω_ｒｅと、γ軸電流ｉ_γｓ及びδ軸電流ｉ_δｓとが入力される。ここで、回転子電気角周波数ω_ｒｅは、角速度演算部２３から入力される。また、γ軸電流ｉ_γｓ及びδ軸電流ｉ_δｓは、座標変換部１７から入力される。

一般に、直交二軸座標系（γδ軸）における誘導モータの伝達特性（誘導モータ特性）は、数４の状態方程式で示される（モータモデル）。また、モータトルクＴ_ｅは、数５で示される。同数式において、Ｒは抵抗値、Ｌ，Ｍは自己インダクタンス及び相互インダクタンス、φは磁束、σは数６に示す漏れ係数、ｓはラプラス演算子である。

すべり角周波数ω_ｓｅ、数７に示すように、比率（δ軸電流ｉ_δｓ／γ軸成分の回転子磁束φ_γｒ）に比例して制御することで、回転子磁束φ_γrが、δ軸（トルク軸）と直交
するγ軸（磁束軸）方向と一致する。すなわち、軸ズレゼロ、つまりδ軸成分の回転子磁束がゼロの状態となり（φ_δｒ＝０）、ベクトル制御が成立する。

この場合、誘導モータ特性は、数８のように、簡素化された３次の状態方程式で扱うことができる。また、モータトルクＴ_ｅも簡素化されて、数９に示す通りとなる。

すべり角周波数制御部１８は、γ軸電流ｉ_γｓ及びδ軸電流ｉ_δｓに基づいて、数７からすべり角周波数ω_ｓｅを算出する。ここで、数７に示す回転子磁束φ_γｒは、数８の第３行から、γ軸電流ｉ_γsに一次遅れを施すことで求めることができる。

すべり角周波数制御部１８は、回転子電気角周波数ω_ｒｅにすべり角周波数ω_seを加算した値を電源角周波数（電源角速度）ωとして算出する。すべり角周波数制御を実施することで、モータトルクＴ_ｅは、γ軸成分の回転子磁束φ_γｒ（φ_γｒ∝ｉ_γｓ）と、δ軸電流ｉ_δｓとの積に比例する。

電流センサ１９は、ｕ相、ｖ相及びｗ相の三相のうち少なくとも二相の電流(例えばｕ
相電流ｉ_ｕ、ｖ相電流ｉ_ｖ)を検出する。座標変換部１７には、ＡＤ変換部２１を通して
サンプリングしたｕ相電流ｉ_ｕｓ及びｖ相電流ｉ_ｖｓが入力される。

磁極位置検出部２０は、回転子位置（角度）に応じたＡ相Ｂ相Ｚ相のパルスを出力し、出力されたパルスは、パルスカウンタ２２に入力される。このパルスカウンタ２２を通じて、回転子機械角度θ_ｒｍが出力される。

角速度演算部２３は、パルスカウンタ２２から入力された回転子機械角度θ_ｒｍに基づいて、その時間変化率より回転子機械角速度ω_ｒｍと、モータ極対数ｐを乗じた回転子電気角周波数ω_ｒｅとを算出する。

以下、本実施形態に係る電流ＦＦ補償部１３及び外乱補償部１４について説明する。図２は、電流ＦＦ補償部１３及び外乱補償部１４の構成を模式的に示すブロック図である。まず、数８に示した誘導モータ特性を示す状態方程式は、数１０のように整理することができる。

数１０に係る数式は、数１１へと変形可能である。

ここで、数１１に係る数式の右辺第２項は、δ軸電流指令値ｉ_γs ^*を使ってフィードフォワード補正で相殺することとする。この第２項を省略すると、誘導モータ特性を示す状態方程式は数１２で示される。

数１３は、誘導モータ特性である伝達関数行列Ｐ（Ｓ）の逆伝達関数行列Ｐ^−１（ｓ）である。

この誘導モータ特性の逆特性（以下「モータ逆特性」という）Ｐ^−１（ｓ）を使って、電流ＦＦ補償部１３と、外乱補償部１４とを導出する。

具体的には、電流ＦＦ補償部１３については、モータ逆特性Ｐ^−１（ｓ）をモータモデルＰ（ｓ）の前段に配置する構成とし、外乱補償部１４については、モータ逆特性Ｐ^−１
（ｓ）をモータモデルＰ（ｓ）の後段に配置する構成とする。また、電流の規範応答に相当するフィルタを下式（数１４）で示す一次遅れとし、外乱補償部１４の安定性を保つためのフィルタを下式（数１５）で示す一次遅れとする。

以上より、図２に示すように、電流ＦＦ補償部１３と、外乱補償部１４とが構成される。図２における図中の各線はベクトル表示であり、電流ＦＦ補償部１３と外乱補償部１４とは、２入力２出力系としてそれぞれ設計される。また、Ｌ_σ≡σＬ_ｓである。

モータ逆特性である逆伝達関数行列Ｐ^−１（ｓ）のγδ軸間の干渉項（要素12（−ωＬ_σ）、要素21（ωＬ_σ））には、電源角周波数ωが含まれている。そこで、電流ＦＦ補償部１３及び外乱補償部１４においては、その演算において、フィルタＲ（ｓ），Ｈ（ｓ）との演算順番に留意する。

具体的には、電流ＦＦ補償部１３では、干渉項（要素12、要素21）について、フィルタ演算を先行して行い、その後に電源角周波数ωの乗算を実施する。一方、γδ軸の直接項（要素11、要素22）については、微分器とフィルタとを合体した近似微分器として演算をまとめて行う。

これに対して、外乱補償部１４では、干渉項（要素12、要素21）について、電源角周波数ωの乗算を先行して行い、その後にフィルタ演算を実施する。一方、γδ軸の直接項（要素１１、要素２２）については、微分器とフィルタとを合体した近似微分器として演算をまとめて行う。

外乱補償部１４では、モータ逆特性Ｐ^−１（ｓ）で推定した電圧推定値と、所定の演算値との差分から外乱推定値である電圧補正値ΔＶ_γｓ、ΔＶ_δｓを算出する。そして、電圧補正値ΔＶ_γｓ、ΔＶ_δｓで電圧指令値ｖ_γｓ ^＊、ｖ_δｓ ^＊をフィードバック補正することで外乱（電圧歪みなど）を相殺する。ここで、上記の所定の演算値は、補正後の電圧指令値ｖ_γｓ ^＊、ｖ_δｓ ^＊にフィルタＨ（ｓ）と、むだ時間ｅ^{−τｄ・ｓ}（デジタル制御遅れを模擬）とを施した値となる。

このように本実施形態において、三相交流誘導モータ１の制御装置１０は、三相交流誘導モータ１の固定子に流す交流電流を電源角周波数に同期した直交二軸回転座標系に変換して調整することで電動機トルクを制御するベクトル制御を用いるものである。この制御装置１０は、誘導モータ特性の逆特性の演算と、位相制御を行うフィルタ演算とを実施する補償部を有している。この補償部は、逆特性の演算において電源角周波数ωの乗算を含み、制御系における補償部と三相交流誘導モータ１との配置関係に基づいて、電源角周波数ωの乗算とフィルタ演算との演算順番を設定することとしている。

誘導モータのベクトル制御では、回転子磁束に同期した直交γδ軸座標系にて制御系を設計する（数４）。さらに、数７に示すすべり制御則を用いて、回転子磁束φ_γrをγ軸
に一致させることで、低次元化された誘導モータ特性で制御系を設計することができる（数８）。

しかし、数７から解るように、すべり角周波数ω_ｓｅは、δ軸電流ｉ_δｓと回転子磁束φ_γｒ（γ軸電流ｉ_γｓに比例）の比で決まるところ、応答変化が電流並みに速い。したがって、制御系を設計する際には、定数ではなく変数として扱う必要がある。一方、回転子電気角周波数ω_ｒｅは、機械系なので電気系より応答が数十倍以上に遅いので、一般には定数扱いとして制御系を設計するこが可能である。

誘導モータ（誘導モータ特性Ｐ（ｓ））に対して前置き構成となる電流ＦＦ補償部１３と、誘導モータに対して後置き構成となる外乱補償部１４とには、モータ逆特性Ｐ^−１（ｓ）が内蔵されており、このモータ逆特性Ｐ^−１（ｓ）には、電源角周波数ωの乗算が含まれている。モータ逆特性Ｐ^−１（ｓ）を、制御対象であるモータの前、または、後ろに配置することで、モータ特性Ｐ（ｓ）との相殺を行う。しかし、ノイズに弱い微分動作の回避、過大な電圧操作量の回避、安定性の維持などを目的に、どちらのケースでも遅れフィルタを直列に挿入配置する必要がある。

本実施形態では、電源角周波数ωの乗算、フィルタ演算、制御対象であるモータ（モータ特性Ｐ（ｓ））の順番に着目する。電源角周波数ωを変数として考える誘導モータでは、この３者の順番を間違えると、モータ逆特性Ｐ^−１（ｓ）と誘導モータ特性Ｐ（ｓ）との相殺がうまくできず、理想的な電流応答にならなくなる。制御系設計で狙った理想の電流応答に一致できないことは、狙ったトルク応答に出来ないことを意味する。

この点、本実施形態によれば、電源角周波数ωの乗算、遅れフィルタ、制御対象である誘導モータ（モータ特性Ｐ（ｓ））の順番を考慮して、電源角周波数ωの乗算とフィルタ演算との演算順番が決定されている。そのため、誘導モータ特性Ｐ（ｓ）とモータ逆特性Ｐ^−１（ｓ）との相殺を適切に実現することができる。これにより、狙い通りの電流応答を得ることができるので、所望とするトルク応答を得ることができる。

なお、すべり角周波数ω_ｓｅがゼロである同期モータではモータモデルＰ（ｓ）は、機械系で応答が遅い電気角周波数ω_ｒｅしか含まないので、このような変数乗算（非線形特性）の演算順番の問題は生じない。

また、本実施形態において、補償部は、三相交流誘導モータ１の前段に位置付けられて、フィードフォワード演算により電流指令値ｉ_γｓ ^＊，ｉ_δｓ ^＊に基づいて電圧指令値ｖ_γｓ ^＊，ｖ_δｓ ^＊を算出し、当該算出した電圧指令値ｖ_γｓ ^＊，ｖ_δｓ ^＊を三相交流誘導モータ１に出力する電流ＦＦ補償部（電流補償部）１３を含む。この場合、電流ＦＦ補償部１３は、フィルタ演算を先行して実施し、その後に電源角周波数ωの乗算を実施する。

図３は、電流ＦＦ補償部１３における演算順番を模式的に示す説明図である。同図において、（ａ）は、比較例に係る演算順番を模式的に示す説明図であり、（ｂ）は、本実施形態に係る演算順番を模式的に示す説明図である。上述したように、誘導モータ特性Ｐ（ｓ）と、モータ逆特性Ｐ^−１（ｓ）とは、電源角周波数ωの乗算を含み、また、前置き構成となる補償部としての電流ＦＦ補償部１３は、モータ逆特性Ｐ^−１（ｓ）を含んでいる。電源角周波数ωは電流並みの応答で変化する変数であり、この変数ωと他の変数（電流等）との乗算は非線形演算である。従って、同図（ａ）に示すように、誘導モータ（誘導モータ特性Ｐ（ｓ））と、これに対して前置きの補償部である電流ＦＦ補償部１３’内のモータ逆特性Ｐ^−１（ｓ）との間に位相ズレを生じるフィルタ部が配置されると、誘導モータ特性Ｐ（ｓ）とモータ逆特性Ｐ^−１（ｓ）との相殺ができない。従って、狙い通りの電流応答が得られないので、所望とするトルク応答を得ることができない。

この点、本実施形態の電流ＦＦ補償部１３では、同図（ｂ）に示すように、フィルタ演算を先行して行い、その後に電源角周波数ωの乗算を行うこととしている。そのため、誘
導モータ特性Ｐ（ｓ）とモータ逆特性Ｐ^−１（ｓ）との相殺を適切に実現することができる。これにより、狙い通りの電流応答を得ることができるので、所望とするトルク応答を得ることができる。

図４は、応答波形の推移を示す説明図であり、（ａ）は、図３（ａ）に係る波形を示し、（ｂ）は、図３（ｂ）に係る波形を示す。同図において、細い実線は指令値波形、太い実線は規範応答波形、破線は実際の応答波形を示す（図６，８においても同様）。同図に示すように、正しい演算順番とすることで、ステップ的な指令値の変化について、主にγ軸電流ｉγsの応答が改善されることができる。同図（ａ）に示すように、図３（ａ）の
演算順番の場合、規範応答（フィルタ特性）から大きく乖離して、オーバーシュートやアンダーシュートが生じる。一方、同図（ｂ）に示すように、図３（ｂ）の演算順番の場合には、規範応答に沿った良好な電流応答を得ることができている。

また、本実施形態において、補償部は、三相交流誘導モータ１の後段に位置付けられて、フィードバック演算により三相交流誘導モータ１の電流ｉ_γｓ，ｉ_δｓに基づいて三相交流誘導モータ１に印加される電圧を推定する電圧推定値を算出し、当該算出した電圧推定値を利用して外乱を推定する外乱補償部１４を含む。この場合、外乱補償部１４は、電源角周波数ωの乗算を先行して実施し、その後にフィルタ演算を実施する。

図５は、外乱補償部１４における演算順番を模式的に示す説明図である。同図において、（ａ）は、比較例に係る演算順番を模式的に示す説明図であり、（ｂ）は、本実施形態に係る演算順番を模式的に示す説明図である。上述したように、誘導モータ特性Ｐ（ｓ）と、モータ逆特性Ｐ^−１（ｓ）とは、電源角周波数ωの乗算を含み、外乱補償部１４は、後置き構成となる補償部としての電圧推定手段を含み、この電圧推定手段は、モータ逆特性Ｐ^−１（ｓ）を含んでいる。電源角周波数ωは電流並みの応答で変化する変数であり、この変数ωと他の変数（電流等）との乗算は非線形演算である。従って、同図（ａ）に示すように、誘導モータ（誘導モータ特性Ｐ（ｓ））と、これに対して後置きの補償部である外乱補償部１４’内のモータ逆特性Ｐ^−１（ｓ）との間に位相ズレを生じるフィルタ部が配置されると、誘導モータ特性Ｐ（ｓ）とモータ逆特性Ｐ^−１（ｓ）との相殺ができない。従って、狙い通りの電流応答が得られないので、所望とするトルク応答を得ることができない。

この点、本実施形態の外乱補償部１４では、同図（ｂ）に示すように、電源角周波数ωの乗算を先行して行い、その後にフィルタ演算を後に行うこととしている。そのため、誘導モータ特性Ｐ（ｓ）とモータ逆特性Ｐ^−１（ｓ）との相殺を適切に実現することができる。これにより、狙い通りの電流応答を得ることができるので、所望とするトルク応答を得ることができる。

図６は、応答波形の推移を示す説明図であり、（ａ）は、図５（ａ）に係る波形を示し、（ｂ）は、図５（ｂ）に係る波形を示す。同図に示すように、正しい演算順番とすることで、ステップ的な指令値の変化について、主にγ軸電流ｉγsの応答が改善されること
ができる。同図（ａ）に示すように、図５（ａ）の演算順番の場合、規範応答（フィルタ特性）から大きく乖離して、オーバーシュートやアンダーシュートが生じる。一方、同図（ｂ）に示すように、図５（ｂ）の演算順番の場合には、規範応答に沿った良好な電流応答を得ることができている。

特に本実施形態においては、補償部は、上記の電流ＦＦ補償部（電流補償部）１３と、外乱補償部１４とを含んでいる。この場合、電流ＦＦ補償部１３は、フィルタ演算を先行して実施し、その後に電源角周波数ωの乗算を実施する。一方、外乱補償部１４は、電源角周波数ωの乗算を先行して実施し、その後にフィルタ演算を実施する。

図７は、電流ＦＦ補償部１３及び外乱補償部１４における演算順番を模式的に示す説明図である。同図において、（ａ）は、比較例に係る演算順番を模式的に示す説明図であり、（ｂ）は、本実施形態に係る演算順番を模式的に示す説明図である。本実施形態によれば、前置きの補償部である電流ＦＦ補償部１３と、後置きの補償部である外乱補償部１４とのそれぞれにおいて、演算順番が最適化されている。そのため、誘導モータ特性Ｐ（ｓ）とモータ逆特性Ｐ^−１（ｓ）との相殺を適切に実現することができる。これにより、狙い通りの電流応答を得ることができるので、所望とするトルク応答を得ることができる。

図８は、応答波形の推移を示す説明図であり、（ａ）は、図７（ａ）に係る波形を示し、（ｂ）は、図７（ｂ）に係る波形を示す。同図に示すように、正しい演算順番とすることで、ステップ的な指令値の変化について、主にγ軸電流ｉγsの応答が改善されること
ができる。同図（ａ）に示すように、図７（ａ）の演算順番の場合、規範応答（フィルタ特性）から大きく乖離して、オーバーシュートやアンダーシュートが生じる。一方、同図（ｂ）に示すように、図７（ｂ）の演算順番の場合には、それぞれを単独で使用する場合（図３又は図５）と比較しても、規範応答に沿った良好な電流応答を得ることができている。

以上、本発明の実施形態にかかる電動機の制御装置について説明したが、本発明は上述した実施形態に限定されることなく、その発明の範囲内において種々の変形が可能であることはいうまでもない。電動機の適用は、電気自動車のみならず電動機を搭載する各種の車両や、それ以外であってもよい。また、同期電動機においてはこのような演算順序の問題は生じないものの、本制御装置を同期電動機の制御装置として適用してもよい。

１ 三相交流誘導モータ
２ 電源
１０ 制御装置
１１ インバータ
１２ 電流指令値演算部
１３ 電流ＦＦ補償部
１４ 外乱補償部
１５ 座標変換部
１６ ＰＷＭ変換部
１７ 座標変換部
１８ すべり角制御部
１９ 電流センサ
２０ 磁極位置検出部
２１ ＡＤ変換部
２２ パルスカウンタ
２３ 角速度演算部
２４ 変換用角度部

Claims (4)

1. 電動機の固定子に流す交流電流を電源角周波数に同期した直交二軸回転座標系に変換して調整することで電動機トルクを制御するベクトル制御を用いる電動機の制御装置において、
   前記電動機の伝達特性の逆特性の演算と、位相制御を行うフィルタ演算とを実施する補償部を有し、
   前記補償部は、前記逆特性の演算において前記電源角周波数の乗算を含み、制御系における前記補償部と前記電動機との配置関係に基づいて、前記電源角周波数の乗算と前記フィルタ演算との演算順番を設定することを特徴とする電動機の制御装置。
2. トルク指令値に基づいて電流指令値を算出する電流指令値演算部をさらに有し、
   前記補償部は、前記電動機の前段に位置付けられて、フィードフォワード演算により前記電流指令値に基づいて前記電動機に印加する電圧指令値を算出し、当該算出した電圧指令値を前記電動機に出力する電流補償部を含み、
   前記電流補償部は、前記フィルタ演算を先行して実施し、その後に前記電源角周波数の乗算を実施することを特徴とする請求項１に記載された電動機の制御装置。
3. 前記電動機の電流を検出する電流検出部をさらに有し、
   前記補償部は、前記電動機の後段に位置付けられて、フィードバック演算により前記電動機の電流に基づいて前記電動機に印加される電圧を推定する電圧推定値を算出し、当該算出した電圧推定値を利用して外乱を推定する外乱補償部を含み、
   前記外乱補償部は、前記電源角周波数の乗算を先行して実施し、その後に前記フィルタ演算を実施することを特徴とする請求項１に記載された電動機の制御装置。
4. トルク指令値に基づいて電流指令値を算出する電流指令値演算部と、
   前記電動機の電流を検出する電流検出部と、をさらに有し、
   前記補償部は、
   前記電動機の前段に位置付けられて、フィードフォワード演算により前記電流指令値に基づいて前記電動機に印加する電圧指令値を算出し、当該算出した電圧指令値を前記電動機に出力する電流補償部と、
   前記電動機の後段に位置付けられて、フィードバック演算により前記電動機の電流に基づいて前記電動機に印加される電圧を推定する電圧推定値を算出し、当該算出した電圧推定値を利用して外乱を推定する外乱補償部と、を含み、
   前記電流補償部は、前記フィルタ演算を先行して実施し、その後に前記電源角周波数の乗算を実施するとともに、
   前記外乱補償部は、前記電源角周波数の乗算を先行して実施し、その後に前記フィルタ演算を実施することを特徴とする請求項１に記載された電動機の制御装置。