JP5839111B2 - 三相交流誘導モータの制御装置及び三相交流誘導モータの制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、誘導モータの制御に関する。

誘導モータの制御として、ステータに流す三相交流電流を、モータ電気角周波数とすべり周波数の和である電源角周波数に同期した直交２軸座標系に変換して励磁電流とトルク電流を生成し、これらを調整することでモータトルクを制御する誘導モータ用ベクトル制御が知られている。

すべり角周波数を、トルク電流とロータ磁束の比率に比例するように制御する場合、誘導モータトルクは、励磁電流に遅れを伴って発生するロータ磁束と、直交するトルク電流との積に比例する。さらに、各軸は互いに干渉し合っているので、それぞれ独立して制御できるように、干渉項を事前に相殺する非干渉制御器を設ける技術が知られている。

例えば、ＪＰ０９−０４７０９７Ａでは、電流指令値を入力とし、数式モデルを用いて干渉電圧を算出している。また、ＪＰ０１−０２０６８８Ａでは、実電流を入力し、数式モデルを用いて非干渉電圧を算出している。

ところで、例えば自己インダクタンスや相互インダクタンスといった上記制御に用いるパラメータは、トルクや回転速度等といった運転条件により変化する。このパラメータ変動は、非線形性を有する。しかしながら、ＪＰ０９−０４７０９７ＡやＪＰ０１−０２０６８８Ａでは、パラメータ変動による誤差を考慮していないので、トルクと電流の応答が乱れるおそれがある。

また、誘導モータ制御では、励磁電流によって発生するロータ磁束は必ず遅れを伴うが、ＪＰ０９−０４７０９７ＡやＪＰ０１−０２０６８８Ａでは、この遅れについて考慮されていない。つまり、ロータ磁束が発生するまでの過渡応答期間が無視された入力に基づいて制御するため、実際には、制御応答が不安定になる可能性がある。

本発明は、運転条件によるパラメータ誤差の影響を回避し、かつ、ロータ磁束の応答遅れによる影響も回避して、安定した制御を可能にすることを目的とする。

一実施形態における三相交流誘導モータの制御装置は、電源角周波数に同期した直交２軸座標系に基づいてトルク制御を行なう。この三相交流誘導モータの制御装置は、モータ回転速度、トルク指令値、及び電源電圧が入力され、非干渉制御器にて予め記憶しているマップを参照してトルク軸非干渉補償電圧及び磁束軸非干渉補償電圧を算出する非干渉制御器と、トルク軸非干渉補償電圧に、直達項と回転子磁束応答遅れを含むフィルタ処理を施す非干渉磁束応答フィルタとを備える。

本発明の実施形態、本発明の利点については、添付された図面とともに以下に詳細に説明される。

図１は、第１実施形態による三相交流誘導モータの制御システムのブロック図である。 図２Ａは、第１実施形態の効果を説明するための電流値及び電圧値のタイムチャートである。 図２Ｂは、第１実施形態の効果を説明するためのロータ磁束、電源角周波数、トルクのタイムチャートである。 図３は、第２実施形態による三相交流誘導モータの制御システムのブロック図である。 図４Ａは、第２実施形態の効果を説明するための電流値及び電圧値のタイムチャートである。 図４Ｂは、第２実施形態の効果を説明するためのロータ磁束、電源角周波数、トルクのタイムチャートである。 図５は、第３実施形態による三相交流誘導モータの制御システムのブロック図である。 図６Ａは、第３実施形態の効果を説明するための電流値及び電圧値のタイムチャートである。 図６Ｂは、第３実施形態の効果を説明するためのロータ磁束、電源角周波数、トルクのタイムチャートである。 図７は、第４実施形態による三相交流誘導モータの制御システムのブロック図である。 図８Ａは、第４実施形態の効果を説明するための電流値及び電圧値のタイムチャートである。 図８Ｂは、第４実施形態の効果を説明するためのロータ磁束、電源角周波数、トルクのタイムチャートである。

以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。

（第１実施形態）
図１は、第１実施形態における三相交流誘導モータの制御システムのブロック図である。本制御システムでは、直流電源２からインバータ３を介して三相交流誘電モータ（以下、単に誘導モータという）１に電力を供給し、電源角周波数に同期した直交２軸座標系に基づいてトルク制御を行なう。

直流電源２は、高電圧を供給可能な電源であり、例えば積層型リチウムイオンバッテリである。

ＰＷＭ変換器６は、後述する座標変換器１２で算出された三相電圧指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*、ｖ_w ^*が入力され、これらの指令値に基づいて、インバータ３のスイッチング素子（例えばＩＧＢＴ等）のＰＷＭ＿Ｄｕｔｙ駆動信号Ｄ_uu ^*、Ｄ_ul ^*、Ｄ_vu ^*、Ｄ_vl ^*、Ｄ_wu ^*、Ｄ_wl ^*を生成する。

インバータ３は、三相電圧型インバータであり、ＰＷＭ＿Ｄｕｔｙ駆動信号Ｄ_uu ^*、Ｄ_ul ^*、Ｄ_vu ^*、Ｄ_vl ^*、Ｄ_wu ^*、Ｄ_wl ^*に応じて、直流電源２の直流電圧を交流電圧に変換し、誘導モータ１に供給する。

電流センサ４は、インバータ３から誘導モータ１へ供給する三相のうち少なくとも二相の電流（例えば、Ｕ相とＶ相）ｉ_u、ｉ_vを検出し、Ａ／Ｄ変換器７に入力する。Ａ／Ｄ変換器７は、電流値ｉ_u、ｉ_vをデジタル信号に変換した電流値ｉ_us、ｉ_vsを座標変換器１１に入力する。なお、図１のように、電流センサ４をＵ相とＶ相の二相に取り付ける場合、電流センサ４を取付けないＷ相の電流値ｉ_wは、式（１）により算出する。もちろん、三相ともセンサにより検出してもよい。

磁極位置検出器５は、誘導モータ１の回転子角度に応じたＡ相、Ｂ相、Ｚ相のパルスをパルスカウンタ８に入力する。パルスカウンタ８は、入力されたパルスに基づいて回転子の機械角度θ_rmを算出し、角速度演算器９に出力する。

角速度演算器９は、入力された機械角度θ_rmの時間変化率に基づいて、回転子の機械角速度ω_rmと、モータ極対数ｐを乗じた回転子の電気角速度ω_reを算出する。

座標変換器１２は、後述する電源角速度ωで回転する直交２軸直流座標系（γ−δ軸）から三相交流座標系（ｕｖｗ軸）への変換を行なう。座標変換器１２は、γ軸電圧指令値（励磁電圧指令値）ｖγ_s ^*、δ軸電圧指令値（トルク電圧指令値）ｖδ_s ^*と、電源角速度ωを角度変換器１０で積分した電源角θが入力され、式（２）による座標変換処理によってＵＶＷ相の電圧指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*、ｖ_w ^*を算出し、ＰＷＭ変換器６へ出力する。

座標変換器１１は、三相交流座標系（ｕｖｗ軸）から前述した直交２軸直流座標系（γ−δ軸）への変換を行なう。座標変換器１１は、Ｕ相電流ｉ_us、Ｖ相電流ｉ_vs、及び式（１）で求めたＷ相電流ｉ_wsと、電源角速度ωを角度変換器１０で積分したθが入力され、式（３）によりγ軸電流（励磁電流）ｉγ_s、δ軸電流（トルク電流）ｉδ_sを算出する。

電流指令値演算部１３は、目標モータトルク、モータ回転速度（機械角速度ω_rm）、直流電源電圧Ｖ_dcが入力され、γ軸電流指令値（励磁電流指令値）ｉγ_s ^*、δ軸電流指令値（トルク電流指令値）ｉδ_s ^*を算出する。なお、直流電源電圧Ｖ_dcは、電圧センサで直接検出する。目標モータトルクは、図示しないトルク設定部にて設定する。例えば、本システムを電動車両に適用する場合には、運転者のアクセルペダル踏み込み量等に基づいて目標トルクを設定する。

非干渉制御器１７は、目標モータトルク、モータ回転速度（機械角速度ω_rm）、直流電源電圧Ｖ_dcが入力され、γ−δ直交座標軸間の干渉電圧を相殺するために必要な非干渉補償電圧（トルク軸非干渉補償電圧、磁束軸非干渉補償電圧）を、予めメモリに記憶したマップから読み取り、出力する。磁束軸については、マップ値がそのまま磁束軸非干渉補償電圧ｖγ_{s_dcpl} ^*として、トルク軸については、マップ値に非干渉磁束応答フィルタ１８によるフィルタ処理を施したものがトルク軸非干渉補償電圧ｖδ_{s_dcpl} ^*として、各電圧指令値ｖγ_s ^*、ｖδ_s ^*に加算される。非干渉制御器１７及び非干渉磁束応答フィルタ１８の詳細については後述する。

γ軸電流フィードバック制御器（励磁電流ＦＢ制御器）１５は、γ軸電流指令値（励磁電流指令値）ｉγ_s ^*に、計測されたγ軸電流値（励磁電流）ｉγ_sを定常偏差無く所望の応答性で追従させるための処理を行う。δ軸電流フィードバック制御器（トルク電流ＦＢ制御器）１６も同様に、δ軸電流指令値（トルク電流指令値）ｉδ_s ^*に、δ軸電流（トルク電流）ｉδ_sを追従させるための処理を行う。

通常、γーδ軸非干渉電圧補正が理想的に機能すれば、１入力１出力の単純な制御対象特性となるので、γ軸電流フィードバック制御器１５及びδ軸電流フィードバック制御器１６は簡単なＰＩフィードバック補償器で実現可能である。

γ軸電流フィードバック制御器１５の出力である電圧指令値を前述した非干渉電圧ｖγ_{s_dcpl} ^*で補正した値が、座標変換器１２に入力されるγ軸電圧指令値（励磁電圧指令値）ｖγ_s ^*である。同様に、δ軸電流フィードバック制御器１６の出力である電圧指令値を前述した非干渉電圧ｖδ_{s_dcpl} ^*で補正した値が、座標変換器１２に入力されるδ軸電圧指令値（トルク電圧指令値）ｖδ_s ^*である。

すべり周波数制御器１４は、γ軸電流（励磁電流）ｉγ_s、δ軸電流（トルク電流）ｉδ_sを入力として、式（４）により、すべり角速度ω_seを算出する。なお、式（４）では、定常分のみを記載してある。算出したすべり角速度ω_seを回転子電気角速度ω_reに加算した値を電源角速度ωとして出力する。このすべり周波数制御を実施することで、誘導モータトルクは、γ軸電流（励磁電流）ｉγ_s、δ軸電流（トルク電流）ｉδ_sの積に比例する。

ここで、非干渉制御器１７及び非干渉磁束応答フィルタ１８の詳細について説明する。

上述したように、非干渉制御器１７は、目標モータトルク、モータ回転速度（機械角速度ω_rm）、直流電源電圧Ｖ_dcを入力として、γーδ直交軸座標間の干渉電圧を相殺するために必要な非干渉補償電圧を引き出すマップを予めメモリに記憶している。このマップには、過渡を考慮した非干渉補償電圧を記憶させることは困難である。そこで、各入力値に適した定常状態の非干渉補償電圧を予め実験から求めて記憶させておく。

非干渉磁束応答フィルタ１８は、非干渉制御器１７から出力されたトルク軸非干渉補償電圧に、式（５）の伝達関数で表わされる直達項と回転子磁束応答遅れを含むフィルタ処理を施す。

なお、式（５）のσは漏れ係数σ＝１−Ｍ²／（Ｌ_s・Ｌ_r）である。τ_fは回転子磁束応答遅れ時定数で、一般的に、回転子側（二次側）のインダクタンスＬ_rと抵抗値Ｒ_rの比率Ｌ_r／Ｒ_rで定まる。ｓはラプラス演算子である。

上述したように、非干渉制御器１７にてマップ検索により非干渉補償電圧を算出することにより、トルク、回転数、電源電圧といった運転条件による定常的なパラメータ誤差の影響を回避するとともに、ロータ磁束の応答遅れによる影響を回避することで非干渉補償を正確に行うことができる。その結果、電流制御系の応答性を大幅に改善するこができる。さらに、乗算や加減算の回数が比較的少なく、演算周期も比較的長く設定可能なので、演算負荷の低減にもつながる。

図２Ａ、図２Ｂは、本実施形態を実施した場合と、比較例として単純に非干渉補償電圧をマップ検索で算出しただけで非干渉磁束応答フィルタ１８を用いない場合とを、トルクステップ応答で比較した結果を示すタイムチャートである。図２Ａは、上から順に、励磁電流ｉγ_s、トルク電流ｉδ_s、磁束軸成分の電圧ｖγ_s、トルク軸成分の電圧ｖδ_sを示し、図２Ｂは、上から順に、ロータ磁束Φγ_r、電源角周波数ω、モータトルクを示す。図中の破線は指令値を示す。なお、ここではパラメータ誤差がないものとする。

両者を比較すると、非干渉磁束応答フィルタ１８を備えることによって、γ軸電流（励磁電流）ｉγ_s、δ軸電流（トルク電流）ｉδ_sや、トルクの過渡応答性が改善されていることが分かる。

以上のように本実施形態によれば、非干渉制御器１７が運転条件に基づいてマップ参照により非干渉補償電圧を出力するので、演算負荷を低減しつつ運転条件によるパラメータ変動の影響を回避することができる。また、非干渉磁束応答１８が非干渉制御器１７の出力値の一つであるトルク軸干渉補償電圧に、直達項と回転子磁束応答遅れを含むフィルタ処理を施すことにより、ロータ磁束の応答遅れによる影響を回避して、非干渉補償を正確に実施することができる。これにより、電流制御系の応答性を大幅に改善することができる。

（第２実施形態）
図３は、第２実施形態における三相交流誘導モータの制御システムのブロック図である。

第１実施形態と異なるのは、γ軸とδ軸の非干渉補償電圧にフィルタ処理を施す電流遅れフィルタ２０、２１を備える点である。以下、この相違点について説明する。

電流遅れフィルタ２０、２１として、式（６）の伝達特性Ｇ₂（ｓ）をタスティン近似等で離散化して得られるデジタルフィルタを利用する。時定数τ_cは、電流フィードバック制御系の応答遅れに応じて定める。

上記のような電流制御の遅れを模擬した遅れ処理を施す電流遅れフィルタ２０、２１を設けることにより、非干渉補償を高い周波数でも正確に実施することが可能となり、トルク応答性を高い周波数域まで改善することができる。

図４Ａ、図４Ｂは、第２実施形態を実施した場合と、第１実施形態を実施した場合を、トルクステップ応答で比較した結果を示す図である。なお、図４Ａおよび図４Ｂでは、図２Ａおよび図２Ｂのステップ付近を拡大しており、縦軸及び横軸のスケールは、図２Ａおよび図２Ｂと異なる。また、ここではパラメータ誤差がないものとする。

γ軸電流（励磁電流）ｉγ_s、δ軸電流（トルク電流）ｉδ_sや、トルクの過渡応答性は第１実施形態でも改善されているが、図４Ａ、図４Ｂに示すように、ステップ直後の部分を拡大すると、ステップ直後の電流波形及びトルク波形が振動していることがわかる。これに対して第２実施形態によれば、ステップ直後の電流波形やトルク波形の振動が抑制されている。

以上、第２実施形態によれば、第１実施形態と同様の効果に加え、電流制御遅れを模擬した電流遅れフィルタ２０、２１を設けることにより、γ軸電流（励磁電流）ｉγ_s、δ軸電流（トルク電流）ｉδ_sやトルクの過渡応答性をさらに改善することができる。

（第３実施形態）
図５は、第３実施形態による三相交流誘導モータの制御システムのブロック図である。

第１実施形態と異なるのは、非干渉磁束応答フィルタ１８で用いるパラメータが、ロータ特性の推定値または計測値を入力とする可変値であること、すなわち、非干渉磁束応答フィルタ１８の特性がロータ特性に応じて可変であることである。ロータ特性は、例えば、ロータの温度、抵抗値、インダクタンスである。また、非干渉磁束応答フィルタの特性とは、例えば、時定数、直達項と過渡項の配分比等である。以下、この相違点について説明する。

第１実施形態及び第２実施形態により、運転条件の違いによるパラメータ誤差に対して、制御系のロバスト性を高めることができる。しかし、非干渉磁束応答フィルタ１８で用いるパラメータには、運転条件以外の外部要因、例えば温度変化に対して感度が高いものがあるため、外部要因によってパラメータ誤差が発生することがある。そこで、非干渉磁束応答フィルタ１８で用いているパラメータを、温度変化に対応させるべくロータ特性に応じて可変に設定する。例えば、ロータの温度を入力とする場合、回転子側（二次側）の抵抗値Ｒ_rを、ロータの材質によって異なる温度係数αを用いて、式（７）のように補正することができる。これにより、式（５）の回転子磁束応答遅れ時定数τ_fが変化する。

なお、式（７）におけるＲ_tはｔ[℃]における抵抗値であり、α₂₀は基準となる２０[℃]における温度係数、Ｒ₂₀は基準となる２０[℃]における抵抗値である。

これにより、ロータ特性の変化によるパラメータ誤差が発生した場合にも、非干渉補償を正確に実施することが可能となる。その結果、電流制御系の応答性を大幅に改善することができる。

なお、回転子側（二次側）の抵抗値Ｒ_rを推定する手段を設け、推定した抵抗値Ｒ_rを入力として非干渉磁束応答フィルタ１８で用いているパラメータを補正する手法もある。また、非干渉磁束応答フィルタ１８で使用しているパラメータのインダクタンスは電流に依存するので、入力を電流、出力をインダクタンスとしたマップを予め作成しておき、これを用いてインダクタンスを補正する手法もある。

図６Ａ、図６Ｂは、温度変化によるパラメータ誤差がある場合に、第３実施形態を実施した場合と第１実施形態を実施した場合をトルクステップ応答で比較した結果を示す図である。なお、図６Ａと図２Ａを比較すると、横軸は同一スケールであるが、縦軸のフルスケールは、図６Ａの方が図２Ａに比べて小さい。

上述したように、温度変化を考慮して、非干渉磁束応答フィルタ１８で用いるパラメータを可変にすることにより、電流応答やトルク応答が第１実施形態よりさらに改善されていることがわかる。

以上、第３実施形態によれば、第１実施形態と同様の効果に加え、さらに、ロータ特性を用いて非干渉磁束応答フィルタ１８の特性を可変にするので、パラメータ誤差が有る場合の電流応答やトルク応答を改善することができる。

（第４実施形態）
図７は、第４実施形態における三相交流誘導モータの制御システムのブロック図である。第１実施形態との違いは、非干渉制御器１７の入力がモータ回転速度（機械角速度ω_rm）、γ軸電流指令値(励磁電流指令値）ｉγ_s ^*、δ軸電流指令値（トルク電流指令値）ｉδ_s ^*であり、各軸の電流指令値入力に電流遅れを模擬したフィルタ処理を施す電流遅れフィルタ４０、４１を備える点である。

電流遅れフィルタ４０、４１として、上述した式（６）で表される伝達特性Ｇ₂（ｓ）をタスティン近似等で離散化して得られるデジタルフィルタを利用する。時定数τ_cは、電流フィードバック制御系の応答遅れに基づいて定める。

上述した第２実施形態では、非干渉制御器１７においてマップに基づいて算出された非干渉補償電圧に対して、電流制御遅れを模擬した電流遅れフィルタ２０、２１によるフィルタ処理を施している。これによって、トルク応答性等を十分に改善することができるが、電流制御遅れを考慮しない電流指令値を用いてマップ検索するため、数式モデルに基づく理想的な非干渉補償に比べると、過渡応答性に電流制御遅れの影響が若干残る。

これに対して本実施形態では、電流指令値演算部１３で算出した電流指令値ｉγ_s ^*、ｉδ_s ^*に対して、電流制御遅れを模擬したフィルタ処理を施したものを、非干渉制御器１７の入力とする。したがって、より適切な位置で電流制御遅れが反映されることになり、運転条件の違いによるパラメータ誤差が発生した場合にも、非干渉補償を正確に実施することが可能となる。結果として、電流制御系の応答性を大幅に改善することができる。

図８Ａ、図８Ｂは、第４実施形態を実施した場合と第１実施形態を実施した場合をトルクステップ応答で比較した結果を示す図である。なお、図８Ａおよび図８Ｂは、図２Ａおよび図２Ｂのステップ付近を、図４Ａおよび図４Ｂよりもさらに拡大したものであり、縦軸及び横軸のスケールは、図２Ａおよび図２Ｂと異なる。また、ここではパラメータ誤差がないものとする。

上記のように、適切な位置で電流制御遅れが反映されることで、図８Ａの楕円で囲んだ部分に示すように、トルクステップ時におけるγ軸電流(励磁電流）ｉγ_s、δ軸電流（トルク電流）ｉδ_sの応答性が第１実施形態よりもさらに向上する。

以上、第４実施形態によれば、第１実施形態と同様の効果に加え、さらに、電流指令値ｉγ_s、ｉδ_sに電流制御遅れを模擬したフィルタ処理を施すことにより、電流制御系の応答性をさらに向上させることができる。

なお、本発明は上記の実施形態に限定されるわけではなく、特許請求の範囲に記載の技術的思想の範囲内で様々な変更を成し得ることは言うまでもない。

本願は、２０１２年３月２２日に日本国特許庁に出願された特願２０１２−０６５８８７に基づく優先権を主張し、この出願の全ての内容は参照により本明細書に組み込まれる。

Claims (5)

1. 電源角周波数に同期した直交２軸座標系に基づいてトルク制御を行なう三相交流誘導モータの制御装置において、
   モータ回転速度、トルク指令値、及び電源電圧が入力され、予め記憶しているマップを参照して、トルク軸非干渉補償電圧及び磁束軸非干渉補償電圧を算出する非干渉制御器と、
   前記トルク軸非干渉補償電圧に、回転子磁束応答遅れに応じたフィルタ処理を施す非干渉磁束応答フィルタと、
   を備える三相交流誘導モータの制御装置。
2. 請求項１に記載の三相交流誘導モータの制御装置において、
   該三相交流誘導モータの制御装置は、電流フィードバック制御を行うものであって、
   前記磁束軸非干渉補償電圧に前記電流フィードバック制御の電流制御遅れを模擬した遅れ処理を施す第１フィルタと、
   前記トルク軸非干渉補償電圧に前記電流フィードバック制御の電流制御遅れを模擬した遅れ処理を施す第２フィルタと、
   をさらに備える。
3. 請求項１に記載の三相交流誘導モータの制御装置において、
   前記非干渉磁束応答フィルタは、フィルタ処理後のトルク軸非干渉補償電圧として、回転子の運転状態に応じた値が得られるように、回転子の運転状態に応じて変化するロータ特性値に応じたフィルタ処理を行う。
4. 請求項１に記載の三相交流誘導モータの制御装置において、
   該三相交流誘導モータの制御装置は、電流フィードバック制御を行うものであって、
   トルク指令値、モータ回転速度、及び電源電圧が入力され、予め記憶しているマップを参照して、励磁電流指令値及びトルク電流指令値を生成する電流指令値演算部と、
   前記トルク電流指令値に前記電流フィードバック制御の電流制御遅れを模擬したフィルタ処理を施す第３フィルタと、
   前記励磁電流指令値に前記電流フィードバック制御の電流制御遅れを模擬したフィルタ処理を施す第４フィルタと、
   をさらに備え、
   前記非干渉制御器は、前記モータ回転速度、前記トルク指令値及び前記電源電圧に代えて前記モータ回転速度、前記第３フィルタ通過後のトルク電流指令値、及び前記第４フィルタ通過後の励磁電流指令値が入力され、予め記憶しているマップを参照して、トルク軸非干渉補償電圧及び磁束軸非干渉補償電圧を算出する。
5. 電源角周波数に同期した直交２軸座標系に基づいてトルク制御を行なう三相交流誘導モータの制御方法において、
   トルク指令値、電動機回転速度、及び電源電圧に基づいて、予め記憶しているマップを参照して、トルク軸非干渉補償電圧及び磁束軸非干渉補償電圧を算出するステップと、
   前記トルク軸非干渉補償電圧に、回転子磁束応答遅れに応じたフィルタ処理を施すステップと、
   を備える三相交流誘導モータの制御方法。

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