JP3679246B2 - 交流電動機の速度制御装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は交流電動機の速度制御装置に係わり、特にＰＩ補償器を含んだ電流制御系および速度制御系においてその操作量飽和が飽和した場合でも、ＰＩ補償器のワインドアップ現象によるオーバーシュートや不安定減少を回避でき良好な応答を得られるものに関する。
【０００２】
【従来の技術】
交流電動機の速度制御装置において、電流制御系や速度制御系には定常偏差を零にするためにＰＩ補償器が採用されることが多い。一方、ＰＩ補償器は操作量が飽和するとワインドアップ現象を引き起こし、オーバーシュートや振動的な出力応答になる場合があることが知られている。
従来の技術ではリミッタをＰＩ補償器の出力だけでなく内部の積分要素の出力にも設けたり、あるいはＰＩ補償器の出力がリミッタにかかったら積分要素の動作を停止させるといった個々のＰＩ補償器に対して経験的な対策手法が用いられてきた。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
上述のように従来技術は理論的に導出された解決策でなく、しかも個々のＰＩ補償器の出力に着目した方法であるので、速度制御系と電流制御系の操作量飽和が相互に関係したワインドアップ現象を回避することが困難な場合がある。また、ベクトル制御のように電流を直交する２軸成分に分けてそれぞれを独立にＰＩ補償を行う場合、最終的に交流側で発生する操作量飽和をうまくｄｑ軸座標上に変換して取り扱うことが困難なのでワインドアップ現象を回避できない場合がある。
【０００４】
例えば、ベクトル制御では、交流電動機の電流を回転する直交２軸のｄｑ軸座標上の２つの電流成分すなわちｄ軸上の励磁分電流およびｑ軸上のトルク分電流とに分解し、それぞれ独立にＰＩ補償器での制御と電圧リミッタによる出力電圧の制限を行いｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令として出力する。そして、ｄ軸およびｑ軸電圧指令を交流電圧指令に変換してＰＷＭインバータに指令として与える。このようにｄ軸ｑ軸で独立に電圧リミッタをかける従来方式では、ｄ軸あるいはｑ軸の片方の電流ＰＩ補償器で操作量飽和が起きた場合、交流電圧指令がＰＷＭインバータの出力電圧範囲を超えてしまいワインドアップ現象が発生することがある。逆にｄ軸あるいはｑ軸で操作量飽和が起きていても交流電圧指令では操作量飽和を起こしておらずＰＷＭインバータの出力電圧範囲を有効に利用できない場合がある。
【０００５】
また、速度制御系の速度ＰＩ補償器の操作量はトルクに関与する電流指令であることが多いが、電動機を駆動するインバータの出力電流容量によって制限を受け電流指令にはリミッタがかけられる。そのため、速度指令が大幅に変化した場合は、速度制御系で操作量飽和いわゆる電流飽和が生じる。
また、電流制御系の電流ＰＩ補償器は操作量として電圧指令を出力するが、その場合もインバータの電源電圧によって制限を受け電圧指令にリミッタがかけられる。そのため、電流指令が大幅に変化する場合は、電流制御系で操作量飽和いわゆる電圧飽和が生じる。さらに、回転数が高いほど定常状態での電動機の端子電圧は高くなるので、高速回転領域ほど電流制御系は操作量飽和を起こしやすくなる。
したがって、大振幅の速度指令がステップ的に入力されるような場合、速度制御系と電流制御系で操作量飽和が生じ、制御系全体が制御が無制御状態に陥り、応答に大きなオーバーシュートを生じたり振動的になる場合がある。さらに、上述のように高速回転領域では速度制御系のＰＩ補償器の出力がリミッタにかかっていない場合でも、電流制御系が操作量飽和を起こし電流指令に電動機電流が追従しない場合があるため、実質的に速度制御系でも操作量飽和が発生しているような状態となり良好な応答が得られない。
【０００６】
以上のように、従来のベクトル制御による交流電動機の速度制御装置においては、個々のＰＩ補償器での操作量飽和によるワインドアップ現象の回避だけではなく、速度制御系と電流制御系の直列接続時の電流制御系の操作量飽和の速度制御系の操作量飽和への影響、電流制御を行うｄｑ座標上での操作量飽和の取り扱いといった問題を含めて対応する必要がある。したがって、上述の従来の対策手法では、ＰＩ補償器の操作量飽和によるワインドアップ現象による応答の劣化を十分に回避ができないといった問題点があった。
【０００７】
本発明では速度制御系あるいは電流制御系に含まれるデジタルＰＩ補償器の操作量飽和によるワインドアップ現象を回避でき良好な応答が得られる交流電動機のベクトル制御による速度制御装置を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
第１の発明に係わる交流電動機の速度制御装置は、交流電動機の電流を回転する直交２軸座標上の二つの成分に分けてそれぞれを制御するデジタル電流制御手段とを備えた交流電動機の速度制御装置において、前記デジタル電流制御手段は、電流偏差を入力しそれが零になるように電圧指令を出力するデジタルＰＩ電流補償器と、前記デジタルＰＩ電流補償器の出力を入力し所定の制限値以下になるように制限して電圧指令を出力する電圧リミッタと、前記デジタルＰＩ電流補償器の出力と前記電圧リミッタの出力との偏差および前記デジタルＰＩ電流補償器の制御定数に基づいて前記デジタルＰＩ電流補償器への入力量を修正する修正手段とを備えたものである。
【０００９】
第２の発明に係わる交流電動機の速度制御装置は、交流電動機の電流を回転する直交２軸座標上の二つの成分に分けてそれぞれを制御するデジタル電流制御手段とを備えた交流電動機の速度制御装置において、前記デジタル電流制御手段は、電流偏差を入力しそれが零になるように電圧を出力するデジタルＰＩ電流補償器と、前記デジタルＰＩ電流補償器の電圧出力を前記直交２軸座標上の成分から静止座標上の成分に変換する第１の座標変換器と、前記第１の座標変換器の出力を入力し所定の制限値以下になるように制限して出力する電圧リミッタと、前記第１の座標変換器の出力と前記電圧リミッタの出力との偏差を前記直交２軸座標上の電圧成分に変換する第２の座標変換器と、前記第２の座標変換器の出力および前記デジタルＰＩ電流補償器の制御定数に基づいて前記デジタルＰＩ電流補償器への入力量を修正する修正手段とを備えたものである。
【００１０】
第３の発明に係わる交流電動機の速度制御装置は、特許請求の範囲第１、２および３項記載の交流電動機の速度制御装置において、速度偏差を入力しそれが零になるように電流指令を出力するデジタルＰＩ速度補償器と、前記デジタルＰＩ速度補償器の出力を入力し所定の制限値以下になるように制限して電流指令を出力する電流リミッタと、前記デジタル速度補償器の出力と前記電流リミッタの出力との偏差および前記デジタルＰＩ速度補償器の制御定数に基づいて前記デジタルＰＩ速度補償器の入力量を修正する修正手段とを備えたものである。
【００１１】
第４の発明に係わる交流電動機の速度制御装置は、特許請求の範囲第１、２および３項記載の交流電動機の速度制御装置において、速度偏差を入力しそれが零になるように電流指令を出力するデジタルＰＩ速度補償器と、前記デジタルＰＩ速度補償器の出力を入力し所定の制限値以下になるように制限して電流指令を出力する電流リミッタと、前記デジタルＰＩ速度補償器の出力と前記電流リミッタの出力との偏差、前記ＰＩ速度補償器の後段に直列に接続された電流制御系における電流指令修正器の出力および前記デジタルＰＩ速度補償器の制御定数とに基づいて前記デジタルＰＩ速度補償器の入力量を修正する修正手段を備えたものである。
【００１２】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
第１および第３の発明に係わる一実施の形態を図１〜図５および（１）式〜（２０）式を用いて説明する。
図１は、誘導電動機の電流を回転する直交２軸のｄｑ軸座標上で制御するベクトル制御による速度制御装置の構成である。
１は誘導電動機、２は前記誘導電動機１の回転速度ωｒを検出する速度検出器、３は電圧指令Ｖｕ* 、Ｖｖ* 、Ｖｗ* に基づいて前記誘導電動機１に電力を供給するＰＷＭインバータ、４ａ、４ｂ、４ｃは前記誘導電動機の電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを検出する電流検出器、５ａは外部より与えられる速度指令ωｒ* と前記誘導電動機１の速度ωｒとの偏差ｅｗを出力する減算器、５ｂは前記減算器５ａの出力ｅｗと後述する速度偏差修正器の出力Δｅとの偏差ｅｗ′を出力する減算器、６は修正された速度偏差ｅｗ′を入力しそれが零になるようにトルク分電流信号ｉｑｓ′を出力するデジタル速度ＰＩ補償器、７はトルク分電流ｉｑｓ′を所定の範囲内に制限してトルク分電流指令ｉｑｓ* を出力する電流リミッタ、５ｃはデジタルＰＩ速度補償器６の出力ｉｑｓ′と電流リミッタ７の出力ｉｑｓ* との偏差Δｉｑを出力する減算器、８は減算器５ｃの出力Δｉｑを入力し速度偏差の修正信号Δｅｗを出力する速度偏差修正器、９は励磁分電流指令ｉｄｓ* を設定する励磁分電流指令設定器、１０は励磁分電流指令ｉｄｓ* とトルク分電流指令ｉｑｓ* とに基づいて滑り角周波数ωｓを演算する滑り周波数演算器、１１は滑り角周波数ωｓと電動機速度ωｒとを加算しｄｑ軸座標の回転角速度ωを出力する加算器、１２は前記座標回転角速度演算器１０の出力を積分してｄｑ軸座標の位相角θを出力する積分器、１３はｄｑ軸座標の位相角θに基づいて前記誘導電動機１の電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗをｄｑ軸座標の励磁分電流ｉｄｓとトルク分電流ｉｑｓに分解して出力する３相２相座標変換器、１４は励磁分電流ｉｄｓ、トルク分電流ｉｑｓおよびｄｑ軸座標の回転角速度ωとに基づいて、ｄｑ軸間の軸干渉電圧を排除するための補償電圧ｖｄｄｅｃ、ｖｑｄｅｃを出力する非干渉制御器、１５ａは電流リミッタ７の出力ｉｑｓ* から後述する電流指令修正器２４の修正量Δｅｉｄを減じて修正されたトルク分電流指令ｉｑｓｃｍｄを出力する減算器、１５ｂは修正されたトルク分電流指令ｉｑｓｃｍｄと電流検出値ｉｑｓとの偏差ｅｉｑを出力する減算器、１６は電流偏差ｅｉｑが零になるようにｑ軸電圧成分ｖｑｓ′を出力するデジタルＰＩ電流補償器、１７はｑ軸電圧成分ｖｑｓ′と非干渉制御器１４の出力電圧ｖｑｄｅｃとを加算する加算器、１８は加算器１７の出力を所定の範囲内に制限しｑ軸電圧指令ｖｑｓ* を出力する電圧リミッタ、１５ｃはデジタルＰＩ電流補償器１６の出力ｖｑｓ′と電圧リミッタ１８の出力との偏差Δｖｑを出力する減算器、１９は減算器１５ｃの出力Δｖｑを入力して電流指令の修正信号Δｅｉｑを出力する電流指令修正器、２０ａは励磁分電流指令ｉｄｓ* と後述する電流指令修正器２４の出力Δｅｉｄを減じて修正された励磁分電流指令ｉｄｓｃｍｄを出力する減算器、２０ｂは修正された励磁分電流指令ｉｄｓｃｍｄと電流検出値ｉｄｓとの偏差ｅｉｄを出力する減算器、２１は電流偏差ｅｉｄが零になるようにｄ軸電圧成分ｖｄｓ′を出力するデジタルＰＩ電流補償器、２２はｄ軸電圧成分ｖｄｓ′に非干渉制御器１４の出力電圧ｖｄｄｅｃを加算する加算器、２３は前記加算器２２の出力を所定の範囲内に制限しｄ軸電圧指令ｖｄｓ* を出力する電圧リミッタ、２０ｃはデジタルＰＩ電流補償器２１の出力ｖｄｓ′と電圧リミッタ２３の出力との偏差Δｖｄを出力する減算器、２４は減算器２０ｃの出力Δｖｄを入力して電流指令の修正信号Δｅｉｄを出力する電流指令修正器、２５はｄｑ軸座標の位相角θに基づいてｄ軸電圧指令ｖｄｓ* とｑ軸電圧指令ｖｑｓ* を３相交流座標上の電圧指令Ｖｕ* 、Ｖｖ* 、Ｖｗ* に変換して前記ＰＷＭインバータ３の電圧指令として出力する２相３相座標変換器である。
【００１３】
ここで、前記電流リミッタ７の出力制限値ｉｑｍａｘは前記ＰＷＭインバータ３の出力電流容量によって決まる。また、前記電圧リミッタ１８および２３の出力制限値ｖｑｍａｘ、ｖｄｍａｘは前記ＰＷＭインバータ３の直流母線電圧Ｖｄｃに応じて設定すればよい。滑り周波数演算器１０は、周知のように（１）式にしたがって滑り周波数ωを演算する。
【００１４】
【数１】
【００１５】
また、非干渉制御器１４の出力電圧ｖｄｄｅｃ、ｖｑｄｅｃは（２）式および（３）式によって計算される。
【００１６】
【数２】
【００１７】
【数３】
【００１８】
ただし、Ｒｒ、Ｌｓ、Ｌｒ、Ｍおよびσはそれぞれ誘導電動機１の２次抵抗、１次側自己インダクタンス、２次側自己インダクタンス、相互インダクタンス、および漏れ係数である。
【００１９】
次に図１〜図３および（４）式〜（９）式を用いてデジタル速度制御手段の動作を詳細に説明する。まず、デジタルＰＩ速度補償器６において、あるサンプリング時点での修正前の速度偏差入力をｅｗ（ｋ）、操作量すなわち出力をｉｑｓ′（ｋ）、積分器の状態量をｘｗ（ｋ）とすると、デジタルＰＩ速度補償器６の離散系の状態方程式および出力方程式はそれぞれ（４）式、（５）式で表され、そのブロック線図は図２となる。
【００２０】
【数４】
【００２１】
【数５】
【００２２】
ここでｄｗが比例ゲインに相当し、積分ゲインは係数行列ｃｗの中に含まれる。また、速度偏差入力ｅｗ（ｋ）は速度偏差修正器８の出力による修正前の値でありｅｗ（ｋ）＝ωｒ* （ｋ）−ωｒ（ｋ）である。
【００２３】
ここで、電流リミッタ７の制限値を±ｉｑｍａｘとすると、操作量飽和によるワインドアップ現象が生じるのは修正前の速度偏差入力ｅｗ（ｋ）に対して（４）式、（５）式で計算した操作量ｉｑｓ′（ｋ）がリミッタ値ｉｑｍａｘを越える場合である。ｉｑｓ′（ｋ）が制限値ｉｑｍａｘを越えないようにするには、（５）式のｅｗ（ｋ）の代わりに速度偏差修正器８の出力Δｅｗ（ｋ）によって修正された速度偏差入力ｅｗ′（ｋ）＝ｅｗ（ｋ）−Δｅｗ（ｋ）を代入して求めたｉｑｓ′（ｋ）が、電流リミッタ７の制限値ｉｑｍａｘに等しくなる必要がある。そこでｉｑｓ′（ｋ）＝ｉｑｍａｘとなるような修正量Δｅｗ（ｋ）を求める。
【００２４】
修正前の速度偏差入力ｅｗ（ｋ）を使って計算したデジタルＰＩ速度補償器６の出力ｉｑｓ′（ｋ）と電流リミッタ７の制限値ｉｑｍａｘとの偏差すなわちΔｉｑ（ｋ）＝ｉｑｓ′（ｋ）−ｉｑｍａｘを差し引いたものがｉｑｍａｘに等しいので、（６）式の関係が成り立つ。
【００２５】
【数６】
【００２６】
一方修正された速度偏差入力ｅｗ′（ｋ）を使って計算した出力ｉｑｓ′（ｋ）はｉｑｍａｘに等しいので、（７）式が成り立つ。
【００２７】
【数７】
【００２８】
ここで、（７）式と（６）式を比較すると速度偏差の修正量Δｅｗ（ｋ）は（８）式で求まる。
【００２９】
【数８】
【００３０】
図３に（８）式に基づいた速度偏差修正器７の一構成例を示す。同図において８０は電流偏差Δｉｑ（ｋ）にデジタルＰＩ速度補償器６の比例ゲインｄｗの逆数を乗じて速度偏差の修正量Δｅｗ（ｋ）を出力する係数器である。
【００３１】
なお、デジタルＰＩ速度補償器６の状態量と出力の整合性をとるために、修正されたｅｗ′（ｋ）を用いて状態量ｘｗ′（ｋ＋１）を（９）式で再度計算し、次回サンプリング時点で使用する。
【００３２】
【数９】
【００３３】
以上計算手順を整理すると次のようになる。
（ステップ１）修正前の速度偏差ｅｗ（ｋ）＝ωｒ* （ｋ）−ωｒ（ｋ）を求める。
（ステップ２）ｅｗ（ｋ）を（４）式、（５）式に代入して状態量ｘｗ（ｋ＋１）および出力ｉｑｓ′（ｋ）を求める。
（ステップ３）ｉｑｓ′（ｋ）を電流リミッタ７に入力して電流指令ｉｑｓ* （ｋ）を求める。
（ステップ４）速度偏差修正器８の今回出力値Δｅｗ（ｋ）を（８）式で求める。
（ステップ５）修正された速度偏差ｅｗ′（ｋ）＝ｅｗ（ｋ）−Δｅｗ（ｋ）を求める。
（ステップ６）ｅｗ′（ｋ）を（９）式に代入してＰＩ速度補償器６の出力ｉｑｓ′（ｋ）がｉｑｍａｘとなるような状態量ｘ′（ｋ＋１）を再度計算し次のサンプル点で使用する。
【００３４】
次にデジタル電流制御手段の動作を詳細に説明する。はじめに図１、図４と（１０）式〜（１７）式を用いてｑ軸電流（トルク分電流）制御系の動作について説明する。
まず、図１のトルク分電流を制御するデジタルＰＩ電流補償器１６において、あるサンプリング時点での入力をｅｉｑ（ｋ）、その操作量すなわち出力をｖｑｓ′（ｋ）、積分器の状態量をｘｉｑ（ｋ）とすると、デジタルＰＩ電流補償器１６の離散系の状態方程式および出力方程式はそれぞれ（１０）式、（１１）式で表される。
【００３５】
【数１０】
【００３６】
【数１１】
【００３７】
ここで、ｄｉｑが比例ゲインに相当し、積分ゲインは係数行列ｃｉｑの中に含まれる。また電流偏差入力ｅｉｑ（ｋ）はｉｑｓ* （ｋ）を電流指令修正器１９で修正する前の値であり、ｅｉｑ（ｋ）＝ｉｑｓ* （ｋ）−ｉｑｓ（ｋ）である。
（１０）式、（１１）式を表すブロック線図は、図２のデジタルＰＩ速度補償器６の場合と同様な構造となるので省略する。
【００３８】
電圧リミッタ１８の入力ｖｑｓ（ｋ）は、ｅｉｑ（ｋ）＝ｉｑｓ* （ｋ）−ｉｑｓ（ｋ）、ω（ｋ）＝ωｒ（ｋ）＋ωｓ（ｋ）、（１）式、（３）式および（１１）式の関係より（１２）式で表される。
【００３９】
【数１２】
【００４０】
ただし、
【００４１】
【数１３】
【００４２】
ここで、電圧リミッタ１８の制限値を±ｖｑｍａｘとすると、操作量飽和によるワインドアップ現象が生じるのは電流偏差入力ｅｉｑ（ｋ）に対して（１１）式〜（１２）式で計算したｖｑｓ（ｋ）が制限値ｖｑｍａｘを越える場合である。ｖｑｓ（ｋ）がｖｑｍａｘを越えないようにするには、（１２）式のｉｑｓ* （ｋ）の代わりに電流指令修正器１９の出力Δｅｉｑ（ｋ）によって修正された電流指令ｉｑｓｃｍｄ（ｋ）＝ｉｑｓ* （ｋ）−Δｅｉｑ（ｋ）を代入して求めたｖｑｓ（ｋ）が、制限値ｖｑｍａｘに等しくなる必要がある。そこで、ｖｑｓ（ｋ）＝ｖｑｍａｘとなるような修正量Δｅｉｑ（ｋ）を求める。
【００４３】
まず、修正前の指令ｉｑｓ* （ｋ）を使って計算したｖｑｓ（ｋ）と電圧リミッタ１８の制限値ｖｑｍａｘとの偏差すなわちΔｖｑ（ｋ）＝ｖｑｓ（ｋ）−ｖｑｍａｘをｖｑｓ（ｋ）から差し引いたものがｖｑｍａｘに等しいので、（１４）式の関係が成り立つ。
【００４４】
【数１４】
【００４５】
一方修正された指令ｉｑｓｃｍｄ（ｋ）＝ｉｑｓ* （ｋ）−Δｅｉｑ（ｋ）をを用いて計算したｖｑｓ（ｋ）はｖｑｍａｘに等しいので（１５）式が成り立つ。
【００４６】
【数１５】
【００４７】
ここで、（１５）式と（１４）式を比較すると電流指令の修正量Δｅｉｑ（ｋ）が（１６）式のように求まる。
【００４８】
【数１６】
【００４９】
図４に（１６）式に基づいた電流指令修正器１９の一構成例を示す。同図において１９０は電圧偏差Δｖｑ（ｋ）にデジタルＰＩ電流補償器１６の比例ゲインｄｉｑの逆数を乗じて電流指令の修正量Δｅｉｑ（ｋ）を出力する係数器である。
【００５０】
なお、デジタルＰＩ電流補償器１６の状態量ｘｉｑ（ｋ）と出力ｖｑｓ′（ｋ）との整合性をとるために、修正された電流指令ｉｑｓｃｍｄ（ｋ）を用いてｖｑｓ′（ｋ）＝ｖｑｍａｘとなるような状態量ｘｉｑ′（ｋ＋１）を（１７）式で再度計算し、次のサンプリング点で使用する。
【００５１】
【数１７】
【００５２】
以上の計算手順を整理すると次のようになる。
（ステップ１）修正前の電流偏差ｅｉｑ（ｋ）＝ｉｑｓ* （ｋ）−ｉｑｓ（ｋ）を求める。
（ステップ２）ｅｉｑ（ｋ）を（１０）式、（１１）式に代入して状態量ｘｉｑ（ｋ＋１）および出力ｖｑｓ′（ｋ）を求める。
（ステップ３）非干渉制御器１４の補償電圧ｖｑｄｅｃ（ｋ）をｖｑｓ′（ｋ）に加算した電圧ｖｑｓ（ｋ）を（１２）式、（１３）式で求める。
（ステップ４）ｖｑｓ（ｋ）を電圧リミッタ１８に入力して電圧指令ｖｑｓ* （ｋ）を求める。
（ステップ５）電流指令の修正値Δｅｉｑ（ｋ）を（１３）式、（１６）式で求める。
（ステップ６）修正されたトルク分電流指令ｉｑｓｃｍｄ（ｋ）＝ｉｑｓ* （ｋ）−Δｅｉｑ（ｋ）を求める。
（ステップ７）ｉｑｓｃｍｄ（ｋ）を（１７）式に代入してｖｑｓ（ｋ）がｖｑｍａｘとなるような状態量ｘｉｑ（ｋ＋１）を再度計算し次のサンプル点で使用する。
【００５３】
次に励磁分電流ｉｄｓの制御系の動作について図１、図５と（１８）式〜（２０）式を用いて説明する。
図１のデジタルＰＩ電流補償器２１において、あるサンプリング時点での入力をｅｉｄ（ｋ）、その操作量すなわち出力をｖｄ′（ｋ）、積分器の状態量をｘｉｄ（ｋ）とすると、デジタルＰＩ電流補償器２１の離散系の状態方程式および出力方程式はそれぞれ（１８）式、（１９）式で表される。
【００５４】
【数１８】
【００５５】
【数１９】
【００５６】
ここで、ｄｉｄが比例ゲインに相当し、積分ゲインは係数行列ｃｉｄの中に含まれる。また電流偏差入力ｅｉｄ（ｋ）はｉｄｓ* （ｋ）を電流指令修正器２４で修正する前の値であり、ｅｉｄ（ｋ）＝ｉｄｓ* （ｋ）−ｉｄｓ（ｋ）である。
（１８）式、（１９）式を表すブロック線図は、図２のデジタルＰＩ速度補償器６の場合と同様な構造となるので省略する。
【００５７】
電圧リミッタ２３の入力ｖｄｓ（ｋ）は（２０）式で表される。
【００５８】
【数２０】
【００５９】
ここで、電圧リミッタ２３の制限値を±ｖｄｍａｘとすると、操作量飽和によるワインドアップ現象が生じるのは電流偏差入力ｅｉｄ（ｋ）に対して（１８）式〜（２０）式で計算したｖｄｓ（ｋ）が制限値ｖｄｍａｘを越える場合である。ｖｄｓ（ｋ）がｖｄｍａｘを越えないようにするには、（２０）式のｉｄｓ*（ｋ）の代わりに電流指令修正器２４の出力Δｅｉｄ（ｋ）によって修正された電流指令ｉｄｓｃｍｄ（ｋ）＝ｉｄｓ* （ｋ）−Δｅｉｄ（ｋ）を代入して求めたｖｑｓ（ｋ）が、制限値ｖｄｍａｘに等しくなる必要がある。そこで、ｖｄｓ（ｋ）＝ｖｄｍａｘとなるような修正量Δｅｉｄ（ｋ）を求める。
【００６０】
まず、修正前の指令ｉｄｓ* （ｋ）で計算したｖｄｓ（ｋ）と制限値ｖｄｍａｘとの差Δｖｄ（ｋ）＝ｖｄｓ（ｋ）−ｖｄｍａｘをｖｄｓ（ｋ）から差し引いたものがｖｄｍａｘに等しくなるので、（２１）式の関係が成り立つ。
【００６１】
【数２１】
【００６２】
一方修正された指令ｉｄｓｃｍｄ（ｋ）＝ｉｄｓ* （ｋ）−Δｅｉｄ（ｋ）を用いて計算したｖｄｓ（ｋ）はｖｄｍａｘに等しくなるので（２２）式が成り立つ。
【００６３】
【数２２】
【００６４】
ここで、（２１）式と（２２）式を比較すると電流指令の修正量Δｅｉｄ（ｋ）が（２３）式のように求まる。
【００６５】
【数２３】
【００６６】
（２３）式より電流指令修正器２４は図５のように構成すればよいことがわかる。同図において２４０はｖｄｓ（ｋ）と電圧リミッタ２３の出力ｖｄｓ* （ｋ）との偏差Δｖｑｓを出力する減算器、２４１はΔｖｄｓにデジタルＰＩ電流補償器２１の比例ゲインｄｉｄの逆数を乗じて電流指令の修正量Δｅｉｄ（ｋ）を出力する係数器である。
【００６７】
なお、デジタルＰＩ電流補償器２１の状態量ｘｉｄ（ｋ）と出力ｖｄｓ′（ｋ）との整合性をとるために、修正された電流指令ｉｄｓｃｍｄ（ｋ）を用いてｖｄｓ′（ｋ）＝ｖｄｍａｘとなるような状態量ｘｉｄ′（ｋ＋１）を（２４）式で再度計算し、次回サンプリング時点で使用する。
【００６８】
【数２４】
【００６９】
以上の計算手順を整理すると次のようになる。
（ステップ１）修正前の電流偏差ｅｉｄ（ｋ）＝ｉｄｓ* （ｋ）−ｉｄｓ（ｋ）を求める。
（ステップ２）ｅｉｄ（ｋ）を（１８）式、（１９）式に代入して状態量ｘｉｄ（ｋ＋１）および出力ｖｄｓ′（ｋ）を求める。
（ステップ３）非干渉制御器１４の補償電圧ｖｄｄｅｃ（ｋ）をｖｄｓ′（ｋ）に加算した電圧ｖｄｓ（ｋ）を（２０）式で求める。
（ステップ４）ｖｄｓ（ｋ）を電圧リミッタ２３に入力して電圧指令ｖｄｓ* （ｋ）を求める。
（ステップ５）電流指令の修正値のΔｅｉｄ（ｋ）を（２３）式で求める。
（ステップ６）修正された励磁分電流指令ｉｄｓｃｍｄ（ｋ）＝ｉｄｓ* （ｋ）−Δｅｉｄ（ｋ）を求める。
（ステップ７）ｉｄｓｃｍｄ（ｋ）を（２４）式に代入してｖｄｓ（ｋ）がｖｄｍａｘとなるような状態量ｘｉｄ（ｋ＋１）を再度計算し次のサンプル点で使用する。
【００７０】
実施の形態２．
第２および第３の発明に係わる一実施の形態を図６、図７を用いて説明する。図中、前述の第１および第４の発明に係わる実施の形態と同じ符号で示された物はそれと同一もしくは同等なものを示す。
図６において２６ａ〜２６ｃは、２相３相座標変換器２５の出力である３相交流電圧指令Ｖｕ′、Ｖｖ′、Ｖｗ′をそれぞれ所定の範囲内に制限してＶｕ* 、Ｖｖ* 、Ｖｗ* を出力する電圧リミッタ、３８ａ〜３８ｃは電圧リミッタ２６ａ〜２６ｃの入力Ｖｕ′、Ｖｖ′、Ｖｗ′とその出力Ｖｕ* 、Ｖｖ* 、Ｖｗ* との偏差ΔＶｕ、ΔＶｖ、ΔＶｗをそれぞれ出力する減算器、３９は３相交流座標上の電圧偏差ΔＶｕ、ΔＶｖ、ΔＶｗをｄｑ軸座標上の電圧偏差成分Δｖｄ、Δｖｑに変換する３相２相座標変換器、３３および３４は電圧偏差成分Δｖｑ、Δｖｄをそれぞれ入力して電流指令ｉｄｓ* 、ｉｑｓ* の修正信号Δｅｉｑ、Δｅｉｄをそれぞれ出力する電流指令修正器である。
【００７１】
図７は、角速度ωで回転するｄｑ座標軸上の電圧指令ｖｄｓ* （ｋ）、ｖｑｓ* （ｋ）を静止した３相交流座標上に変換したＶｕ′（ｋ）、Ｖｖ′（ｋ）、Ｖｗ′（ｋ）と電圧リミッタ２６ａ〜２６ｃの出力Ｖｕ* （ｋ）、Ｖｖ* （ｋ）、Ｖｗ* （ｋ）との関係を表したものである。ｖｄｓ* （ｋ）とｖｑｓ* （ｋ）の合成電圧ベクトルＶｄｑ（ｋ）を３相交流座標上へそれぞれ写像したものがＶｕ′（ｋ）、Ｖｖ′（ｋ）、Ｖｗ′（ｋ）となる。ここで、電圧リミッタ２６ａ〜２６ｃの制限値を±Ｖｐｍａｘとおくと、Ｖｕ′（ｋ）、Ｖｖ′（ｋ）、Ｖｗ′（ｋ）は電圧リミッタ２６ａ〜２６ｃによって制限を受けＶｕ* （ｋ）、Ｖｖ* （ｋ）、Ｖｗ* （ｋ）となる。同図では、Ｖｕ′（ｋ）、Ｖｖ′（ｋ）、Ｖｗ′（ｋ）がそれぞれΔＶｕ、ΔＶｖ、ΔＶｗだけ小さく修正されている。これらΔＶｕ、ΔＶｖ、ΔＶｗは電圧リミッタの入出力間の偏差であり減算器３８ａ〜３８ｃの出力となっている。３相交流電圧の修正量ΔＶｕ、ΔＶｖ、ΔＶｗを３相２相座標変換器３９でｄｑ軸座標上に変換するとΔｖｄ（ｋ）、Δｖｑ（ｋ）となる。
【００７２】
したがって、ｖｄｓ* （ｋ）、ｖｑｓ* （ｋ）をそれぞれΔｖｄ（ｋ）、Δｖｑ（ｋ）だけ小さくするような電流指令の修正量Δｅｉｄ（ｋ）、Δｅｉｑ（ｋ）およびデジタルＰＩ電流補償器の状態量を計算できればｖｄｓ* （ｋ）およびｖｑｓ* （ｋ）を３相交流座標上に変換した電圧指令Ｖｕ′（ｋ）、Ｖｖ′（ｋ）、Ｖｗ′（ｋ）はそれぞれΔＶｕ、ΔＶｖ、ΔＶｗだけ修正されちょうど電圧リミッタ２６ａ〜２６ｃの制限値に等しくなることがわかる。ところで、ｖｄｓ* （ｋ）、ｖｑｓ* （ｋ）をそれぞれΔｖｄ（ｋ）、Δｖｑ（ｋ）だけ小さくするような電流指令の修正量Δｅｉｄ（ｋ）、Δｅｉｑ（ｋ）とデジタルＰＩ電流補償器の状態量の具体的な計算方法であるが、それらは前述の第１および第４の発明の実施の形態の中で詳細に説明した方法と同一ものでよいことは明らかなのでここでは説明を省略する。
なお、電圧リミッタ２６ａ〜２６ｃの制限値はＰＷＭインバータ３の直流母線電圧Ｖｄｃの２分の１程度の値に設定するとよいが、任意の値に設定してもその設定値レベルでの操作量飽和によるワインドアップ現象を回避することが可能である。また、その設定レベルは母線電圧Ｖｄｃの検出値に応じて変化させてもよい。
【００７３】
実施の形態３．
第４の発明に係わる一実施の形態を図８および図９を用いて説明する。図中、前述の第１、第２および第３の発明に係わる実施の形態と同じ符号で示された物はそれと同一もしくは同等なものを示す。まず、図８において、４４はデジタルＰＩ速度補償器６の出力ｉｑｓ′（ｋ）と電流リミッタ７の出力ｉｑｓ* （ｋ）との偏差Δｉｑ（ｋ）と電流指令ｉｑｓ* （ｋ）に対しする修正量Δｅｉｑ（ｋ）とを入力し速度偏差の修正量Δｅｗ（ｋ）を出力する速度偏差修正器である。前述の第３の発明による速度制御系の場合、デジタルＰＩ速度補償器６の後段に直列接続された電流制御系の操作量飽和に関しては何も情報を受け取っていないので、速度制御系は電流リミッタの制限値内の電流指令を出力しているにも係わらず、電流制御系で操作量飽和が生じる場合がある。図８に示す速度制御系の後段に直列接続されたトルク分電流制御系において電流指令値ｉｑｓ* （ｋ）がΔｅｉｑ（ｋ）だけ修正された場合、速度制御系は電流指令値ｉｑｓ* （ｋ）をさらにΔｅｉｑ（ｋ）だけ減少させて後段の電流制御系で操作量が生じないように速度偏差をさらに修正することが可能であることがわかる。そのためには、速度制御系だけで元々修正すべきであった電流偏差Δｉｑ（ｋ）＝ｉｑｓ′（ｋ）−ｉｑｓ* （ｋ）をさらにΔｅｉｑ（ｋ）だけ減少させればよく、その機能を実現する速度偏差修正器４４の構成の一例を図９に示す。同図において４４０は加算器、４４１は比例ゲインの逆数１／ｄｗを乗じる係数器である。
【００７４】
【発明の効果】
以上のように、第１の発明によれば、デジタルＰＩ電流補償器の電圧指令出力とその電圧指令を制限して出力する電圧リミッタの出力電圧との偏差によって操作量飽和を検知し、その偏差とデジタルＰＩ電流補償器の制御ゲインに基づいて電流指令を修正するようにしたので、デジタルＰＩ補償器の出力と内部の状態量はどのような入力に対しても操作量飽和を考慮されたものとなりワインドアップ現象を回避できるので良好な応答特性を有する速度制御装置が実現できる。
【００７５】
以上のように、第２の発明によれば、デジタルＰＩ電流補償器の電圧指令を交流相電圧に変換し、その交流相電圧指令とその電圧指令を制限して出力する電圧リミッタとの偏差によって操作量飽和を検知し、その偏差をｄｑ座標軸上に変換したものとデジタルＰＩ電流補償器の制御ゲインに基づいて電流指令を修正するようにしたので、デジタルＰＩ補償器の出力と内部の状態量はどのような入力に対しても操作量飽和を考慮されたものとなりワインドアップ現象を回避できるので、第１の発明に比べより一層良好な応答特性を有する速度制御装置が実現できる。
【００７６】
以上のように、第３の発明によれば、デジタルＰＩ速度補償器の電圧指令出力とその電流指令を制限して出力する電流リミッタの出力との偏差によって操作量飽和を検知し、その偏差とデジタルＰＩ速度補償器の制御ゲインに基づいて速度偏差を修正するようにしたので、デジタルＰＩ速度補償器の出力と内部の状態量はどのような入力に対しても操作量飽和を考慮されたものとなりワインドアップ現象を回避できるので良好な応答特性を有する速度制御装置が実現できる。
【００７７】
以上のように、第４の発明によれば、デジタルＰＩ速度補償器の後段に直列接続された電流制御系における電流指令修正量も含めて速度偏差を修正するようにしたので、第４の発明に比べてより一層良好な応答特性を有する速度制御装置が実現できる。
【００７８】
なお、実施の形態１および２では、本発明を誘導電動機の制御に適用した場合の構成を図１、図６に示したが、同期電動機の場合はブロック図中の滑り周波数演算器１０を取り除いてωｓ＝０とすればよく、その場合でも同様に操作量飽和によるワインドアップ現象の回避でき良好な応答が得られる速度制御装置が実現できることは言うまでもない。
また、実施の形態１および２では、電流制御系は非干渉制御を行う場合を示したが、非干渉制御を行わない場合は図１、図６において非干渉制御器１４を取り除いて（１３）式のＰ、ＱをＰ＝Ｑ＝０とすればよく、その場合でも同様に操作量飽和によるワインドアップ現象の回避でき良好な応答が得られる速度制御装置が実現できることは言うまでもない。
さらに、実施の形態１、２および３では速度偏差修正器に含まれる係数器の係数はデジタルＰＩ速度補償器の比例ゲインの逆数としたが、その係数はほぼ比例ゲインの逆数になっていれば同等の効果を示す。
また、実施の形態１および２では、電流指令修正器に含まれる係数器の係数はデジタルＰＩ速度補償器の比例ゲインの逆数としたが、その係数はほぼ比例ゲインの逆数になっていれば同等の効果を示す。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本願の第１および第３の発明の具体的な実施の形態を示すブロック図である。
【図２】 本願の第３の発明の動作を説明するためのデジタルＰＩ速度補償器のブロック図である。
【図３】 本願の第３の発明の実施の形態における速度偏差修正器の詳細な構成を示すブロック図である。
【図４】 本願の第１の発明の実施の形態における電流指令修正器の詳細な構成を示すブロック図である。
【図５】 本願の第１の発明の実施の形態における電流指令修正器の詳細な構成を示すブロック図である。
【図６】 本願の第２および第３の発明の具体的な実施の形態を示すブロック図である。
【図７】 本願の第２の発明の動作を説明するための電圧ベクトル図である。
【図８】 本願の第４の発明の具体的な実施の形態を示すブロック図である。
【図９】 本願の第４の発明の実施の形態における速度偏差修正器の詳細な構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
１ 誘導電動機、２ 速度検出器、３ ＰＷＭインバータ、４ａ〜４ｃ 電流検出器、５ａ〜５ｃ 減算器、６ デジタルＰＩ速度補償器、７ 電流リミッタ、８ 速度偏差修正器、９ 励磁分電流指令設定器、１０ 滑り周波数演算器、１１ 加算器、１２ 積分器、１３ ３相２相座標変換器、１４ 非干渉制御器、１５ａ〜１５ｃ 減算器、１６ デジタルＰＩ電流補償器、１７ 加算器、１８ 電圧リミッタ、１９ 電流指令修正器、２０ａ〜２０ｃ 減算器、２１ デジタルＰＩ電流補償器、２２ 加算器、２３ 電圧リミッタ、２５ ２相３相座標変換器、２６ａ〜２６ｃ 電圧リミッタ、３３，３４ 電流偏差修正器、３９３相２相座標変換器、４４ 速度偏差修正器、８０，１９０，２４０ 係数器、４４０ 加算器、４４１ 係数器。
【発明の属する技術分野】
本発明は交流電動機の速度制御装置に係わり、特にＰＩ補償器を含んだ電流制御系および速度制御系においてその操作量飽和が飽和した場合でも、ＰＩ補償器のワインドアップ現象によるオーバーシュートや不安定減少を回避でき良好な応答を得られるものに関する。
【０００２】
【従来の技術】
交流電動機の速度制御装置において、電流制御系や速度制御系には定常偏差を零にするためにＰＩ補償器が採用されることが多い。一方、ＰＩ補償器は操作量が飽和するとワインドアップ現象を引き起こし、オーバーシュートや振動的な出力応答になる場合があることが知られている。
従来の技術ではリミッタをＰＩ補償器の出力だけでなく内部の積分要素の出力にも設けたり、あるいはＰＩ補償器の出力がリミッタにかかったら積分要素の動作を停止させるといった個々のＰＩ補償器に対して経験的な対策手法が用いられてきた。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
上述のように従来技術は理論的に導出された解決策でなく、しかも個々のＰＩ補償器の出力に着目した方法であるので、速度制御系と電流制御系の操作量飽和が相互に関係したワインドアップ現象を回避することが困難な場合がある。また、ベクトル制御のように電流を直交する２軸成分に分けてそれぞれを独立にＰＩ補償を行う場合、最終的に交流側で発生する操作量飽和をうまくｄｑ軸座標上に変換して取り扱うことが困難なのでワインドアップ現象を回避できない場合がある。
【０００４】
例えば、ベクトル制御では、交流電動機の電流を回転する直交２軸のｄｑ軸座標上の２つの電流成分すなわちｄ軸上の励磁分電流およびｑ軸上のトルク分電流とに分解し、それぞれ独立にＰＩ補償器での制御と電圧リミッタによる出力電圧の制限を行いｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令として出力する。そして、ｄ軸およびｑ軸電圧指令を交流電圧指令に変換してＰＷＭインバータに指令として与える。このようにｄ軸ｑ軸で独立に電圧リミッタをかける従来方式では、ｄ軸あるいはｑ軸の片方の電流ＰＩ補償器で操作量飽和が起きた場合、交流電圧指令がＰＷＭインバータの出力電圧範囲を超えてしまいワインドアップ現象が発生することがある。逆にｄ軸あるいはｑ軸で操作量飽和が起きていても交流電圧指令では操作量飽和を起こしておらずＰＷＭインバータの出力電圧範囲を有効に利用できない場合がある。
【０００５】
また、速度制御系の速度ＰＩ補償器の操作量はトルクに関与する電流指令であることが多いが、電動機を駆動するインバータの出力電流容量によって制限を受け電流指令にはリミッタがかけられる。そのため、速度指令が大幅に変化した場合は、速度制御系で操作量飽和いわゆる電流飽和が生じる。
また、電流制御系の電流ＰＩ補償器は操作量として電圧指令を出力するが、その場合もインバータの電源電圧によって制限を受け電圧指令にリミッタがかけられる。そのため、電流指令が大幅に変化する場合は、電流制御系で操作量飽和いわゆる電圧飽和が生じる。さらに、回転数が高いほど定常状態での電動機の端子電圧は高くなるので、高速回転領域ほど電流制御系は操作量飽和を起こしやすくなる。
したがって、大振幅の速度指令がステップ的に入力されるような場合、速度制御系と電流制御系で操作量飽和が生じ、制御系全体が制御が無制御状態に陥り、応答に大きなオーバーシュートを生じたり振動的になる場合がある。さらに、上述のように高速回転領域では速度制御系のＰＩ補償器の出力がリミッタにかかっていない場合でも、電流制御系が操作量飽和を起こし電流指令に電動機電流が追従しない場合があるため、実質的に速度制御系でも操作量飽和が発生しているような状態となり良好な応答が得られない。
【０００６】
以上のように、従来のベクトル制御による交流電動機の速度制御装置においては、個々のＰＩ補償器での操作量飽和によるワインドアップ現象の回避だけではなく、速度制御系と電流制御系の直列接続時の電流制御系の操作量飽和の速度制御系の操作量飽和への影響、電流制御を行うｄｑ座標上での操作量飽和の取り扱いといった問題を含めて対応する必要がある。したがって、上述の従来の対策手法では、ＰＩ補償器の操作量飽和によるワインドアップ現象による応答の劣化を十分に回避ができないといった問題点があった。
【０００７】
本発明では速度制御系あるいは電流制御系に含まれるデジタルＰＩ補償器の操作量飽和によるワインドアップ現象を回避でき良好な応答が得られる交流電動機のベクトル制御による速度制御装置を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
第１の発明に係わる交流電動機の速度制御装置は、交流電動機の電流を回転する直交２軸座標上の二つの成分に分けてそれぞれを制御するデジタル電流制御手段とを備えた交流電動機の速度制御装置において、前記デジタル電流制御手段は、電流偏差を入力しそれが零になるように電圧指令を出力するデジタルＰＩ電流補償器と、前記デジタルＰＩ電流補償器の出力を入力し所定の制限値以下になるように制限して電圧指令を出力する電圧リミッタと、前記デジタルＰＩ電流補償器の出力と前記電圧リミッタの出力との偏差および前記デジタルＰＩ電流補償器の制御定数に基づいて前記デジタルＰＩ電流補償器への入力量を修正する修正手段とを備えたものである。
【０００９】
第２の発明に係わる交流電動機の速度制御装置は、交流電動機の電流を回転する直交２軸座標上の二つの成分に分けてそれぞれを制御するデジタル電流制御手段とを備えた交流電動機の速度制御装置において、前記デジタル電流制御手段は、電流偏差を入力しそれが零になるように電圧を出力するデジタルＰＩ電流補償器と、前記デジタルＰＩ電流補償器の電圧出力を前記直交２軸座標上の成分から静止座標上の成分に変換する第１の座標変換器と、前記第１の座標変換器の出力を入力し所定の制限値以下になるように制限して出力する電圧リミッタと、前記第１の座標変換器の出力と前記電圧リミッタの出力との偏差を前記直交２軸座標上の電圧成分に変換する第２の座標変換器と、前記第２の座標変換器の出力および前記デジタルＰＩ電流補償器の制御定数に基づいて前記デジタルＰＩ電流補償器への入力量を修正する修正手段とを備えたものである。
【００１０】
第３の発明に係わる交流電動機の速度制御装置は、特許請求の範囲第１、２および３項記載の交流電動機の速度制御装置において、速度偏差を入力しそれが零になるように電流指令を出力するデジタルＰＩ速度補償器と、前記デジタルＰＩ速度補償器の出力を入力し所定の制限値以下になるように制限して電流指令を出力する電流リミッタと、前記デジタル速度補償器の出力と前記電流リミッタの出力との偏差および前記デジタルＰＩ速度補償器の制御定数に基づいて前記デジタルＰＩ速度補償器の入力量を修正する修正手段とを備えたものである。
【００１１】
第４の発明に係わる交流電動機の速度制御装置は、特許請求の範囲第１、２および３項記載の交流電動機の速度制御装置において、速度偏差を入力しそれが零になるように電流指令を出力するデジタルＰＩ速度補償器と、前記デジタルＰＩ速度補償器の出力を入力し所定の制限値以下になるように制限して電流指令を出力する電流リミッタと、前記デジタルＰＩ速度補償器の出力と前記電流リミッタの出力との偏差、前記ＰＩ速度補償器の後段に直列に接続された電流制御系における電流指令修正器の出力および前記デジタルＰＩ速度補償器の制御定数とに基づいて前記デジタルＰＩ速度補償器の入力量を修正する修正手段を備えたものである。
【００１２】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
第１および第３の発明に係わる一実施の形態を図１〜図５および（１）式〜（２０）式を用いて説明する。
図１は、誘導電動機の電流を回転する直交２軸のｄｑ軸座標上で制御するベクトル制御による速度制御装置の構成である。
１は誘導電動機、２は前記誘導電動機１の回転速度ωｒを検出する速度検出器、３は電圧指令Ｖｕ* 、Ｖｖ* 、Ｖｗ* に基づいて前記誘導電動機１に電力を供給するＰＷＭインバータ、４ａ、４ｂ、４ｃは前記誘導電動機の電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを検出する電流検出器、５ａは外部より与えられる速度指令ωｒ* と前記誘導電動機１の速度ωｒとの偏差ｅｗを出力する減算器、５ｂは前記減算器５ａの出力ｅｗと後述する速度偏差修正器の出力Δｅとの偏差ｅｗ′を出力する減算器、６は修正された速度偏差ｅｗ′を入力しそれが零になるようにトルク分電流信号ｉｑｓ′を出力するデジタル速度ＰＩ補償器、７はトルク分電流ｉｑｓ′を所定の範囲内に制限してトルク分電流指令ｉｑｓ* を出力する電流リミッタ、５ｃはデジタルＰＩ速度補償器６の出力ｉｑｓ′と電流リミッタ７の出力ｉｑｓ* との偏差Δｉｑを出力する減算器、８は減算器５ｃの出力Δｉｑを入力し速度偏差の修正信号Δｅｗを出力する速度偏差修正器、９は励磁分電流指令ｉｄｓ* を設定する励磁分電流指令設定器、１０は励磁分電流指令ｉｄｓ* とトルク分電流指令ｉｑｓ* とに基づいて滑り角周波数ωｓを演算する滑り周波数演算器、１１は滑り角周波数ωｓと電動機速度ωｒとを加算しｄｑ軸座標の回転角速度ωを出力する加算器、１２は前記座標回転角速度演算器１０の出力を積分してｄｑ軸座標の位相角θを出力する積分器、１３はｄｑ軸座標の位相角θに基づいて前記誘導電動機１の電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗをｄｑ軸座標の励磁分電流ｉｄｓとトルク分電流ｉｑｓに分解して出力する３相２相座標変換器、１４は励磁分電流ｉｄｓ、トルク分電流ｉｑｓおよびｄｑ軸座標の回転角速度ωとに基づいて、ｄｑ軸間の軸干渉電圧を排除するための補償電圧ｖｄｄｅｃ、ｖｑｄｅｃを出力する非干渉制御器、１５ａは電流リミッタ７の出力ｉｑｓ* から後述する電流指令修正器２４の修正量Δｅｉｄを減じて修正されたトルク分電流指令ｉｑｓｃｍｄを出力する減算器、１５ｂは修正されたトルク分電流指令ｉｑｓｃｍｄと電流検出値ｉｑｓとの偏差ｅｉｑを出力する減算器、１６は電流偏差ｅｉｑが零になるようにｑ軸電圧成分ｖｑｓ′を出力するデジタルＰＩ電流補償器、１７はｑ軸電圧成分ｖｑｓ′と非干渉制御器１４の出力電圧ｖｑｄｅｃとを加算する加算器、１８は加算器１７の出力を所定の範囲内に制限しｑ軸電圧指令ｖｑｓ* を出力する電圧リミッタ、１５ｃはデジタルＰＩ電流補償器１６の出力ｖｑｓ′と電圧リミッタ１８の出力との偏差Δｖｑを出力する減算器、１９は減算器１５ｃの出力Δｖｑを入力して電流指令の修正信号Δｅｉｑを出力する電流指令修正器、２０ａは励磁分電流指令ｉｄｓ* と後述する電流指令修正器２４の出力Δｅｉｄを減じて修正された励磁分電流指令ｉｄｓｃｍｄを出力する減算器、２０ｂは修正された励磁分電流指令ｉｄｓｃｍｄと電流検出値ｉｄｓとの偏差ｅｉｄを出力する減算器、２１は電流偏差ｅｉｄが零になるようにｄ軸電圧成分ｖｄｓ′を出力するデジタルＰＩ電流補償器、２２はｄ軸電圧成分ｖｄｓ′に非干渉制御器１４の出力電圧ｖｄｄｅｃを加算する加算器、２３は前記加算器２２の出力を所定の範囲内に制限しｄ軸電圧指令ｖｄｓ* を出力する電圧リミッタ、２０ｃはデジタルＰＩ電流補償器２１の出力ｖｄｓ′と電圧リミッタ２３の出力との偏差Δｖｄを出力する減算器、２４は減算器２０ｃの出力Δｖｄを入力して電流指令の修正信号Δｅｉｄを出力する電流指令修正器、２５はｄｑ軸座標の位相角θに基づいてｄ軸電圧指令ｖｄｓ* とｑ軸電圧指令ｖｑｓ* を３相交流座標上の電圧指令Ｖｕ* 、Ｖｖ* 、Ｖｗ* に変換して前記ＰＷＭインバータ３の電圧指令として出力する２相３相座標変換器である。
【００１３】
ここで、前記電流リミッタ７の出力制限値ｉｑｍａｘは前記ＰＷＭインバータ３の出力電流容量によって決まる。また、前記電圧リミッタ１８および２３の出力制限値ｖｑｍａｘ、ｖｄｍａｘは前記ＰＷＭインバータ３の直流母線電圧Ｖｄｃに応じて設定すればよい。滑り周波数演算器１０は、周知のように（１）式にしたがって滑り周波数ωを演算する。
【００１４】
【数１】
また、非干渉制御器１４の出力電圧ｖｄｄｅｃ、ｖｑｄｅｃは（２）式および（３）式によって計算される。
【００１６】
【数２】
【数３】
ただし、Ｒｒ、Ｌｓ、Ｌｒ、Ｍおよびσはそれぞれ誘導電動機１の２次抵抗、１次側自己インダクタンス、２次側自己インダクタンス、相互インダクタンス、および漏れ係数である。
【００１９】
次に図１〜図３および（４）式〜（９）式を用いてデジタル速度制御手段の動作を詳細に説明する。まず、デジタルＰＩ速度補償器６において、あるサンプリング時点での修正前の速度偏差入力をｅｗ（ｋ）、操作量すなわち出力をｉｑｓ′（ｋ）、積分器の状態量をｘｗ（ｋ）とすると、デジタルＰＩ速度補償器６の離散系の状態方程式および出力方程式はそれぞれ（４）式、（５）式で表され、そのブロック線図は図２となる。
【００２０】
【数４】
【数５】
ここでｄｗが比例ゲインに相当し、積分ゲインは係数行列ｃｗの中に含まれる。また、速度偏差入力ｅｗ（ｋ）は速度偏差修正器８の出力による修正前の値でありｅｗ（ｋ）＝ωｒ* （ｋ）−ωｒ（ｋ）である。
【００２３】
ここで、電流リミッタ７の制限値を±ｉｑｍａｘとすると、操作量飽和によるワインドアップ現象が生じるのは修正前の速度偏差入力ｅｗ（ｋ）に対して（４）式、（５）式で計算した操作量ｉｑｓ′（ｋ）がリミッタ値ｉｑｍａｘを越える場合である。ｉｑｓ′（ｋ）が制限値ｉｑｍａｘを越えないようにするには、（５）式のｅｗ（ｋ）の代わりに速度偏差修正器８の出力Δｅｗ（ｋ）によって修正された速度偏差入力ｅｗ′（ｋ）＝ｅｗ（ｋ）−Δｅｗ（ｋ）を代入して求めたｉｑｓ′（ｋ）が、電流リミッタ７の制限値ｉｑｍａｘに等しくなる必要がある。そこでｉｑｓ′（ｋ）＝ｉｑｍａｘとなるような修正量Δｅｗ（ｋ）を求める。
【００２４】
修正前の速度偏差入力ｅｗ（ｋ）を使って計算したデジタルＰＩ速度補償器６の出力ｉｑｓ′（ｋ）と電流リミッタ７の制限値ｉｑｍａｘとの偏差すなわちΔｉｑ（ｋ）＝ｉｑｓ′（ｋ）−ｉｑｍａｘを差し引いたものがｉｑｍａｘに等しいので、（６）式の関係が成り立つ。
【００２５】
【数６】
一方修正された速度偏差入力ｅｗ′（ｋ）を使って計算した出力ｉｑｓ′（ｋ）はｉｑｍａｘに等しいので、（７）式が成り立つ。
【００２７】
【数７】
ここで、（７）式と（６）式を比較すると速度偏差の修正量Δｅｗ（ｋ）は（８）式で求まる。
【００２９】
【数８】
図３に（８）式に基づいた速度偏差修正器７の一構成例を示す。同図において８０は電流偏差Δｉｑ（ｋ）にデジタルＰＩ速度補償器６の比例ゲインｄｗの逆数を乗じて速度偏差の修正量Δｅｗ（ｋ）を出力する係数器である。
【００３１】
なお、デジタルＰＩ速度補償器６の状態量と出力の整合性をとるために、修正されたｅｗ′（ｋ）を用いて状態量ｘｗ′（ｋ＋１）を（９）式で再度計算し、次回サンプリング時点で使用する。
【００３２】
【数９】
以上計算手順を整理すると次のようになる。
（ステップ１）修正前の速度偏差ｅｗ（ｋ）＝ωｒ* （ｋ）−ωｒ（ｋ）を求める。
（ステップ２）ｅｗ（ｋ）を（４）式、（５）式に代入して状態量ｘｗ（ｋ＋１）および出力ｉｑｓ′（ｋ）を求める。
（ステップ３）ｉｑｓ′（ｋ）を電流リミッタ７に入力して電流指令ｉｑｓ* （ｋ）を求める。
（ステップ４）速度偏差修正器８の今回出力値Δｅｗ（ｋ）を（８）式で求める。
（ステップ５）修正された速度偏差ｅｗ′（ｋ）＝ｅｗ（ｋ）−Δｅｗ（ｋ）を求める。
（ステップ６）ｅｗ′（ｋ）を（９）式に代入してＰＩ速度補償器６の出力ｉｑｓ′（ｋ）がｉｑｍａｘとなるような状態量ｘ′（ｋ＋１）を再度計算し次のサンプル点で使用する。
【００３４】
次にデジタル電流制御手段の動作を詳細に説明する。はじめに図１、図４と（１０）式〜（１７）式を用いてｑ軸電流（トルク分電流）制御系の動作について説明する。
まず、図１のトルク分電流を制御するデジタルＰＩ電流補償器１６において、あるサンプリング時点での入力をｅｉｑ（ｋ）、その操作量すなわち出力をｖｑｓ′（ｋ）、積分器の状態量をｘｉｑ（ｋ）とすると、デジタルＰＩ電流補償器１６の離散系の状態方程式および出力方程式はそれぞれ（１０）式、（１１）式で表される。
【００３５】
【数１０】
【数１１】
ここで、ｄｉｑが比例ゲインに相当し、積分ゲインは係数行列ｃｉｑの中に含まれる。また電流偏差入力ｅｉｑ（ｋ）はｉｑｓ* （ｋ）を電流指令修正器１９で修正する前の値であり、ｅｉｑ（ｋ）＝ｉｑｓ* （ｋ）−ｉｑｓ（ｋ）である。
（１０）式、（１１）式を表すブロック線図は、図２のデジタルＰＩ速度補償器６の場合と同様な構造となるので省略する。
【００３８】
電圧リミッタ１８の入力ｖｑｓ（ｋ）は、ｅｉｑ（ｋ）＝ｉｑｓ* （ｋ）−ｉｑｓ（ｋ）、ω（ｋ）＝ωｒ（ｋ）＋ωｓ（ｋ）、（１）式、（３）式および（１１）式の関係より（１２）式で表される。
【００３９】
【数１２】
ただし、
【００４１】
【数１３】
ここで、電圧リミッタ１８の制限値を±ｖｑｍａｘとすると、操作量飽和によるワインドアップ現象が生じるのは電流偏差入力ｅｉｑ（ｋ）に対して（１１）式〜（１２）式で計算したｖｑｓ（ｋ）が制限値ｖｑｍａｘを越える場合である。ｖｑｓ（ｋ）がｖｑｍａｘを越えないようにするには、（１２）式のｉｑｓ* （ｋ）の代わりに電流指令修正器１９の出力Δｅｉｑ（ｋ）によって修正された電流指令ｉｑｓｃｍｄ（ｋ）＝ｉｑｓ* （ｋ）−Δｅｉｑ（ｋ）を代入して求めたｖｑｓ（ｋ）が、制限値ｖｑｍａｘに等しくなる必要がある。そこで、ｖｑｓ（ｋ）＝ｖｑｍａｘとなるような修正量Δｅｉｑ（ｋ）を求める。
【００４３】
まず、修正前の指令ｉｑｓ* （ｋ）を使って計算したｖｑｓ（ｋ）と電圧リミッタ１８の制限値ｖｑｍａｘとの偏差すなわちΔｖｑ（ｋ）＝ｖｑｓ（ｋ）−ｖｑｍａｘをｖｑｓ（ｋ）から差し引いたものがｖｑｍａｘに等しいので、（１４）式の関係が成り立つ。
【００４４】
【数１４】
一方修正された指令ｉｑｓｃｍｄ（ｋ）＝ｉｑｓ* （ｋ）−Δｅｉｑ（ｋ）をを用いて計算したｖｑｓ（ｋ）はｖｑｍａｘに等しいので（１５）式が成り立つ。
【００４６】
【数１５】
ここで、（１５）式と（１４）式を比較すると電流指令の修正量Δｅｉｑ（ｋ）が（１６）式のように求まる。
【００４８】
【数１６】
図４に（１６）式に基づいた電流指令修正器１９の一構成例を示す。同図において１９０は電圧偏差Δｖｑ（ｋ）にデジタルＰＩ電流補償器１６の比例ゲインｄｉｑの逆数を乗じて電流指令の修正量Δｅｉｑ（ｋ）を出力する係数器である。
【００５０】
なお、デジタルＰＩ電流補償器１６の状態量ｘｉｑ（ｋ）と出力ｖｑｓ′（ｋ）との整合性をとるために、修正された電流指令ｉｑｓｃｍｄ（ｋ）を用いてｖｑｓ′（ｋ）＝ｖｑｍａｘとなるような状態量ｘｉｑ′（ｋ＋１）を（１７）式で再度計算し、次のサンプリング点で使用する。
【００５１】
【数１７】
以上の計算手順を整理すると次のようになる。
（ステップ１）修正前の電流偏差ｅｉｑ（ｋ）＝ｉｑｓ* （ｋ）−ｉｑｓ（ｋ）を求める。
（ステップ２）ｅｉｑ（ｋ）を（１０）式、（１１）式に代入して状態量ｘｉｑ（ｋ＋１）および出力ｖｑｓ′（ｋ）を求める。
（ステップ３）非干渉制御器１４の補償電圧ｖｑｄｅｃ（ｋ）をｖｑｓ′（ｋ）に加算した電圧ｖｑｓ（ｋ）を（１２）式、（１３）式で求める。
（ステップ４）ｖｑｓ（ｋ）を電圧リミッタ１８に入力して電圧指令ｖｑｓ* （ｋ）を求める。
（ステップ５）電流指令の修正値Δｅｉｑ（ｋ）を（１３）式、（１６）式で求める。
（ステップ６）修正されたトルク分電流指令ｉｑｓｃｍｄ（ｋ）＝ｉｑｓ* （ｋ）−Δｅｉｑ（ｋ）を求める。
（ステップ７）ｉｑｓｃｍｄ（ｋ）を（１７）式に代入してｖｑｓ（ｋ）がｖｑｍａｘとなるような状態量ｘｉｑ（ｋ＋１）を再度計算し次のサンプル点で使用する。
【００５３】
次に励磁分電流ｉｄｓの制御系の動作について図１、図５と（１８）式〜（２０）式を用いて説明する。
図１のデジタルＰＩ電流補償器２１において、あるサンプリング時点での入力をｅｉｄ（ｋ）、その操作量すなわち出力をｖｄ′（ｋ）、積分器の状態量をｘｉｄ（ｋ）とすると、デジタルＰＩ電流補償器２１の離散系の状態方程式および出力方程式はそれぞれ（１８）式、（１９）式で表される。
【００５４】
【数１８】
【数１９】
ここで、ｄｉｄが比例ゲインに相当し、積分ゲインは係数行列ｃｉｄの中に含まれる。また電流偏差入力ｅｉｄ（ｋ）はｉｄｓ* （ｋ）を電流指令修正器２４で修正する前の値であり、ｅｉｄ（ｋ）＝ｉｄｓ* （ｋ）−ｉｄｓ（ｋ）である。
（１８）式、（１９）式を表すブロック線図は、図２のデジタルＰＩ速度補償器６の場合と同様な構造となるので省略する。
【００５７】
電圧リミッタ２３の入力ｖｄｓ（ｋ）は（２０）式で表される。
【００５８】
【数２０】
ここで、電圧リミッタ２３の制限値を±ｖｄｍａｘとすると、操作量飽和によるワインドアップ現象が生じるのは電流偏差入力ｅｉｄ（ｋ）に対して（１８）式〜（２０）式で計算したｖｄｓ（ｋ）が制限値ｖｄｍａｘを越える場合である。ｖｄｓ（ｋ）がｖｄｍａｘを越えないようにするには、（２０）式のｉｄｓ*（ｋ）の代わりに電流指令修正器２４の出力Δｅｉｄ（ｋ）によって修正された電流指令ｉｄｓｃｍｄ（ｋ）＝ｉｄｓ* （ｋ）−Δｅｉｄ（ｋ）を代入して求めたｖｑｓ（ｋ）が、制限値ｖｄｍａｘに等しくなる必要がある。そこで、ｖｄｓ（ｋ）＝ｖｄｍａｘとなるような修正量Δｅｉｄ（ｋ）を求める。
【００６０】
まず、修正前の指令ｉｄｓ* （ｋ）で計算したｖｄｓ（ｋ）と制限値ｖｄｍａｘとの差Δｖｄ（ｋ）＝ｖｄｓ（ｋ）−ｖｄｍａｘをｖｄｓ（ｋ）から差し引いたものがｖｄｍａｘに等しくなるので、（２１）式の関係が成り立つ。
【００６１】
【数２１】
一方修正された指令ｉｄｓｃｍｄ（ｋ）＝ｉｄｓ* （ｋ）−Δｅｉｄ（ｋ）を用いて計算したｖｄｓ（ｋ）はｖｄｍａｘに等しくなるので（２２）式が成り立つ。
【００６３】
【数２２】
ここで、（２１）式と（２２）式を比較すると電流指令の修正量Δｅｉｄ（ｋ）が（２３）式のように求まる。
【００６５】
【数２３】
（２３）式より電流指令修正器２４は図５のように構成すればよいことがわかる。同図において２４０はｖｄｓ（ｋ）と電圧リミッタ２３の出力ｖｄｓ* （ｋ）との偏差Δｖｑｓを出力する減算器、２４１はΔｖｄｓにデジタルＰＩ電流補償器２１の比例ゲインｄｉｄの逆数を乗じて電流指令の修正量Δｅｉｄ（ｋ）を出力する係数器である。
【００６７】
なお、デジタルＰＩ電流補償器２１の状態量ｘｉｄ（ｋ）と出力ｖｄｓ′（ｋ）との整合性をとるために、修正された電流指令ｉｄｓｃｍｄ（ｋ）を用いてｖｄｓ′（ｋ）＝ｖｄｍａｘとなるような状態量ｘｉｄ′（ｋ＋１）を（２４）式で再度計算し、次回サンプリング時点で使用する。
【００６８】
【数２４】
以上の計算手順を整理すると次のようになる。
（ステップ１）修正前の電流偏差ｅｉｄ（ｋ）＝ｉｄｓ* （ｋ）−ｉｄｓ（ｋ）を求める。
（ステップ２）ｅｉｄ（ｋ）を（１８）式、（１９）式に代入して状態量ｘｉｄ（ｋ＋１）および出力ｖｄｓ′（ｋ）を求める。
（ステップ３）非干渉制御器１４の補償電圧ｖｄｄｅｃ（ｋ）をｖｄｓ′（ｋ）に加算した電圧ｖｄｓ（ｋ）を（２０）式で求める。
（ステップ４）ｖｄｓ（ｋ）を電圧リミッタ２３に入力して電圧指令ｖｄｓ* （ｋ）を求める。
（ステップ５）電流指令の修正値のΔｅｉｄ（ｋ）を（２３）式で求める。
（ステップ６）修正された励磁分電流指令ｉｄｓｃｍｄ（ｋ）＝ｉｄｓ* （ｋ）−Δｅｉｄ（ｋ）を求める。
（ステップ７）ｉｄｓｃｍｄ（ｋ）を（２４）式に代入してｖｄｓ（ｋ）がｖｄｍａｘとなるような状態量ｘｉｄ（ｋ＋１）を再度計算し次のサンプル点で使用する。
【００７０】
実施の形態２．
第２および第３の発明に係わる一実施の形態を図６、図７を用いて説明する。図中、前述の第１および第４の発明に係わる実施の形態と同じ符号で示された物はそれと同一もしくは同等なものを示す。
図６において２６ａ〜２６ｃは、２相３相座標変換器２５の出力である３相交流電圧指令Ｖｕ′、Ｖｖ′、Ｖｗ′をそれぞれ所定の範囲内に制限してＶｕ* 、Ｖｖ* 、Ｖｗ* を出力する電圧リミッタ、３８ａ〜３８ｃは電圧リミッタ２６ａ〜２６ｃの入力Ｖｕ′、Ｖｖ′、Ｖｗ′とその出力Ｖｕ* 、Ｖｖ* 、Ｖｗ* との偏差ΔＶｕ、ΔＶｖ、ΔＶｗをそれぞれ出力する減算器、３９は３相交流座標上の電圧偏差ΔＶｕ、ΔＶｖ、ΔＶｗをｄｑ軸座標上の電圧偏差成分Δｖｄ、Δｖｑに変換する３相２相座標変換器、３３および３４は電圧偏差成分Δｖｑ、Δｖｄをそれぞれ入力して電流指令ｉｄｓ* 、ｉｑｓ* の修正信号Δｅｉｑ、Δｅｉｄをそれぞれ出力する電流指令修正器である。
【００７１】
図７は、角速度ωで回転するｄｑ座標軸上の電圧指令ｖｄｓ* （ｋ）、ｖｑｓ* （ｋ）を静止した３相交流座標上に変換したＶｕ′（ｋ）、Ｖｖ′（ｋ）、Ｖｗ′（ｋ）と電圧リミッタ２６ａ〜２６ｃの出力Ｖｕ* （ｋ）、Ｖｖ* （ｋ）、Ｖｗ* （ｋ）との関係を表したものである。ｖｄｓ* （ｋ）とｖｑｓ* （ｋ）の合成電圧ベクトルＶｄｑ（ｋ）を３相交流座標上へそれぞれ写像したものがＶｕ′（ｋ）、Ｖｖ′（ｋ）、Ｖｗ′（ｋ）となる。ここで、電圧リミッタ２６ａ〜２６ｃの制限値を±Ｖｐｍａｘとおくと、Ｖｕ′（ｋ）、Ｖｖ′（ｋ）、Ｖｗ′（ｋ）は電圧リミッタ２６ａ〜２６ｃによって制限を受けＶｕ* （ｋ）、Ｖｖ* （ｋ）、Ｖｗ* （ｋ）となる。同図では、Ｖｕ′（ｋ）、Ｖｖ′（ｋ）、Ｖｗ′（ｋ）がそれぞれΔＶｕ、ΔＶｖ、ΔＶｗだけ小さく修正されている。これらΔＶｕ、ΔＶｖ、ΔＶｗは電圧リミッタの入出力間の偏差であり減算器３８ａ〜３８ｃの出力となっている。３相交流電圧の修正量ΔＶｕ、ΔＶｖ、ΔＶｗを３相２相座標変換器３９でｄｑ軸座標上に変換するとΔｖｄ（ｋ）、Δｖｑ（ｋ）となる。
【００７２】
したがって、ｖｄｓ* （ｋ）、ｖｑｓ* （ｋ）をそれぞれΔｖｄ（ｋ）、Δｖｑ（ｋ）だけ小さくするような電流指令の修正量Δｅｉｄ（ｋ）、Δｅｉｑ（ｋ）およびデジタルＰＩ電流補償器の状態量を計算できればｖｄｓ* （ｋ）およびｖｑｓ* （ｋ）を３相交流座標上に変換した電圧指令Ｖｕ′（ｋ）、Ｖｖ′（ｋ）、Ｖｗ′（ｋ）はそれぞれΔＶｕ、ΔＶｖ、ΔＶｗだけ修正されちょうど電圧リミッタ２６ａ〜２６ｃの制限値に等しくなることがわかる。ところで、ｖｄｓ* （ｋ）、ｖｑｓ* （ｋ）をそれぞれΔｖｄ（ｋ）、Δｖｑ（ｋ）だけ小さくするような電流指令の修正量Δｅｉｄ（ｋ）、Δｅｉｑ（ｋ）とデジタルＰＩ電流補償器の状態量の具体的な計算方法であるが、それらは前述の第１および第４の発明の実施の形態の中で詳細に説明した方法と同一ものでよいことは明らかなのでここでは説明を省略する。
なお、電圧リミッタ２６ａ〜２６ｃの制限値はＰＷＭインバータ３の直流母線電圧Ｖｄｃの２分の１程度の値に設定するとよいが、任意の値に設定してもその設定値レベルでの操作量飽和によるワインドアップ現象を回避することが可能である。また、その設定レベルは母線電圧Ｖｄｃの検出値に応じて変化させてもよい。
【００７３】
実施の形態３．
第４の発明に係わる一実施の形態を図８および図９を用いて説明する。図中、前述の第１、第２および第３の発明に係わる実施の形態と同じ符号で示された物はそれと同一もしくは同等なものを示す。まず、図８において、４４はデジタルＰＩ速度補償器６の出力ｉｑｓ′（ｋ）と電流リミッタ７の出力ｉｑｓ* （ｋ）との偏差Δｉｑ（ｋ）と電流指令ｉｑｓ* （ｋ）に対しする修正量Δｅｉｑ（ｋ）とを入力し速度偏差の修正量Δｅｗ（ｋ）を出力する速度偏差修正器である。前述の第３の発明による速度制御系の場合、デジタルＰＩ速度補償器６の後段に直列接続された電流制御系の操作量飽和に関しては何も情報を受け取っていないので、速度制御系は電流リミッタの制限値内の電流指令を出力しているにも係わらず、電流制御系で操作量飽和が生じる場合がある。図８に示す速度制御系の後段に直列接続されたトルク分電流制御系において電流指令値ｉｑｓ* （ｋ）がΔｅｉｑ（ｋ）だけ修正された場合、速度制御系は電流指令値ｉｑｓ* （ｋ）をさらにΔｅｉｑ（ｋ）だけ減少させて後段の電流制御系で操作量が生じないように速度偏差をさらに修正することが可能であることがわかる。そのためには、速度制御系だけで元々修正すべきであった電流偏差Δｉｑ（ｋ）＝ｉｑｓ′（ｋ）−ｉｑｓ* （ｋ）をさらにΔｅｉｑ（ｋ）だけ減少させればよく、その機能を実現する速度偏差修正器４４の構成の一例を図９に示す。同図において４４０は加算器、４４１は比例ゲインの逆数１／ｄｗを乗じる係数器である。
【００７４】
【発明の効果】
以上のように、第１の発明によれば、デジタルＰＩ電流補償器の電圧指令出力とその電圧指令を制限して出力する電圧リミッタの出力電圧との偏差によって操作量飽和を検知し、その偏差とデジタルＰＩ電流補償器の制御ゲインに基づいて電流指令を修正するようにしたので、デジタルＰＩ補償器の出力と内部の状態量はどのような入力に対しても操作量飽和を考慮されたものとなりワインドアップ現象を回避できるので良好な応答特性を有する速度制御装置が実現できる。
【００７５】
以上のように、第２の発明によれば、デジタルＰＩ電流補償器の電圧指令を交流相電圧に変換し、その交流相電圧指令とその電圧指令を制限して出力する電圧リミッタとの偏差によって操作量飽和を検知し、その偏差をｄｑ座標軸上に変換したものとデジタルＰＩ電流補償器の制御ゲインに基づいて電流指令を修正するようにしたので、デジタルＰＩ補償器の出力と内部の状態量はどのような入力に対しても操作量飽和を考慮されたものとなりワインドアップ現象を回避できるので、第１の発明に比べより一層良好な応答特性を有する速度制御装置が実現できる。
【００７６】
以上のように、第３の発明によれば、デジタルＰＩ速度補償器の電圧指令出力とその電流指令を制限して出力する電流リミッタの出力との偏差によって操作量飽和を検知し、その偏差とデジタルＰＩ速度補償器の制御ゲインに基づいて速度偏差を修正するようにしたので、デジタルＰＩ速度補償器の出力と内部の状態量はどのような入力に対しても操作量飽和を考慮されたものとなりワインドアップ現象を回避できるので良好な応答特性を有する速度制御装置が実現できる。
【００７７】
以上のように、第４の発明によれば、デジタルＰＩ速度補償器の後段に直列接続された電流制御系における電流指令修正量も含めて速度偏差を修正するようにしたので、第４の発明に比べてより一層良好な応答特性を有する速度制御装置が実現できる。
【００７８】
なお、実施の形態１および２では、本発明を誘導電動機の制御に適用した場合の構成を図１、図６に示したが、同期電動機の場合はブロック図中の滑り周波数演算器１０を取り除いてωｓ＝０とすればよく、その場合でも同様に操作量飽和によるワインドアップ現象の回避でき良好な応答が得られる速度制御装置が実現できることは言うまでもない。
また、実施の形態１および２では、電流制御系は非干渉制御を行う場合を示したが、非干渉制御を行わない場合は図１、図６において非干渉制御器１４を取り除いて（１３）式のＰ、ＱをＰ＝Ｑ＝０とすればよく、その場合でも同様に操作量飽和によるワインドアップ現象の回避でき良好な応答が得られる速度制御装置が実現できることは言うまでもない。
さらに、実施の形態１、２および３では速度偏差修正器に含まれる係数器の係数はデジタルＰＩ速度補償器の比例ゲインの逆数としたが、その係数はほぼ比例ゲインの逆数になっていれば同等の効果を示す。
また、実施の形態１および２では、電流指令修正器に含まれる係数器の係数はデジタルＰＩ速度補償器の比例ゲインの逆数としたが、その係数はほぼ比例ゲインの逆数になっていれば同等の効果を示す。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本願の第１および第３の発明の具体的な実施の形態を示すブロック図である。
【図２】 本願の第３の発明の動作を説明するためのデジタルＰＩ速度補償器のブロック図である。
【図３】 本願の第３の発明の実施の形態における速度偏差修正器の詳細な構成を示すブロック図である。
【図４】 本願の第１の発明の実施の形態における電流指令修正器の詳細な構成を示すブロック図である。
【図５】 本願の第１の発明の実施の形態における電流指令修正器の詳細な構成を示すブロック図である。
【図６】 本願の第２および第３の発明の具体的な実施の形態を示すブロック図である。
【図７】 本願の第２の発明の動作を説明するための電圧ベクトル図である。
【図８】 本願の第４の発明の具体的な実施の形態を示すブロック図である。
【図９】 本願の第４の発明の実施の形態における速度偏差修正器の詳細な構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
１ 誘導電動機、２ 速度検出器、３ ＰＷＭインバータ、４ａ〜４ｃ 電流検出器、５ａ〜５ｃ 減算器、６ デジタルＰＩ速度補償器、７ 電流リミッタ、８ 速度偏差修正器、９ 励磁分電流指令設定器、１０ 滑り周波数演算器、１１ 加算器、１２ 積分器、１３ ３相２相座標変換器、１４ 非干渉制御器、１５ａ〜１５ｃ 減算器、１６ デジタルＰＩ電流補償器、１７ 加算器、１８ 電圧リミッタ、１９ 電流指令修正器、２０ａ〜２０ｃ 減算器、２１ デジタルＰＩ電流補償器、２２ 加算器、２３ 電圧リミッタ、２５ ２相３相座標変換器、２６ａ〜２６ｃ 電圧リミッタ、３３，３４ 電流偏差修正器、３９３相２相座標変換器、４４ 速度偏差修正器、８０，１９０，２４０ 係数器、４４０ 加算器、４４１ 係数器。
Claims (4)
- 交流電動機の電流を回転する直交２軸座標上の二つの成分に分けてそれぞれを制御するデジタル電流制御手段とを備えた交流電動機の速度制御装置において、前記デジタル電流制御手段は、電流偏差を入力しそれが零になるように電圧指令を出力するデジタルＰＩ電流補償器と、前記デジタルＰＩ電流補償器の出力を入力し所定の制限値以下になるように制限して電圧指令を出力する電圧リミッタと、前記デジタルＰＩ電流補償器の出力とその同軸座標成分の前記電圧リミッタの出力との偏差および前記デジタルＰＩ電流補償器の制御定数に基づいて前記同軸座標成分のデジタルＰＩ電流補償器への入力量を修正する修正手段とを備えたことを特徴とする交流電動機の速度制御装置。
- 交流電動機の電流を回転する直交２軸座標上の二つの成分に分けてそれぞれを制御するデジタル電流制御手段を備えた交流電動機の速度制御装置において、前記デジタル電流制御手段は、電流偏差を入力しそれが零になるように電圧を出力するデジタルＰＩ電流補償器と、前記デジタルＰＩ電流補償器の電圧出力を前記直交２軸座標上の成分から静止座標上の成分に変換する第１の座標変換器と、前記第１の座標変換器の出力を入力し所定の制限値以下になるように制限して出力する電圧リミッタと、前記第１の座標変換器の出力と前記電圧リミッタの出力との偏差を前記直交２軸座標上の電圧成分に変換する第２の座標変換器と、前記第２の座標変換器の出力および前記デジタルＰＩ電流補償器の制御定数に基づいて直交２軸座標上の同軸成分の前記デジタルＰＩ電流補償器への入力量を修正する修正手段とを備えたことを特徴とする交流電動機の速度制御装置。
- 特許請求の範囲第１および２項記載の交流電動機の速度制御装置において、速度偏差を入力しそれが零になるように電流指令を出力するデジタルＰＩ速度補償器と、前記デジタルＰＩ速度補償器の出力を入力し所定の制限値以下になるように制限して電流指令を出力する電流リミッタと、前記デジタルＰＩ速度補償器の出力と前記電流リミッタの出力との偏差および前記デジタルＰＩ速度補償器の制御定数に基づいて前記デジタルＰＩ速度補償器の入力量を修正する修正手段とを備えたことを特徴とする交流電動機の速度制御装置。
- 特許請求の範囲第１および２項記載の交流電動機の速度制御装置において、速度偏差を入力しそれが零になるように電流指令を出力するデジタルＰＩ速度補償器と、前記デジタルＰＩ速度補償器の出力を入力し所定の制限値以下になるように制限して電流指令を出力する電流リミッタと、前記デジタルＰＩ速度補償器の出力と前記電流リミッタの出力との偏差、前記ＰＩ速度補償器の後段に直列に接続された電流制御系における電流指令修正器の出力および前記デジタルＰＩ速度補償器の制御定数とに基づいて前記デジタルＰＩ速度補償器の入力量を修正する修正手段を備えたことを特徴とする交流電動機の速度制御装置。
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Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP2963807A4 (en) * | 2013-02-26 | 2016-04-13 | Nissan Motor | MOTOR CONTROL DEVICE AND MOTOR CONTROL METHOD |
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Families Citing this family (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2003009463A1 (fr) * | 2001-07-13 | 2003-01-30 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Dispositif de regulation de la vitesse pour moteur electrique cc |
| JP2003061213A (ja) * | 2001-08-17 | 2003-02-28 | Hitachi Car Eng Co Ltd | 電動車制御装置 |
| JP4613475B2 (ja) * | 2003-03-12 | 2011-01-19 | 株式会社安川電機 | 交流電動機のセンサレスベクトル制御方法及び制御装置 |
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| JP5143217B2 (ja) * | 2010-12-03 | 2013-02-13 | 三菱電機株式会社 | 制御装置 |
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| JP5652977B1 (ja) * | 2014-01-31 | 2015-01-14 | 山洋電気株式会社 | モータ制御装置 |
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| CN114123925A (zh) * | 2020-08-26 | 2022-03-01 | 美的威灵电机技术（上海）有限公司 | 电机的电流控制方法、控制装置、电机系统和存储介质 |
-
1998
- 1998-04-24 JP JP11556898A patent/JP3679246B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP2963807A4 (en) * | 2013-02-26 | 2016-04-13 | Nissan Motor | MOTOR CONTROL DEVICE AND MOTOR CONTROL METHOD |
| US9431946B2 (en) | 2013-02-26 | 2016-08-30 | Nissan Motor Co., Ltd. | Motor control device and motor control method |
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