JP5322534B2 - 制御装置およびモータ制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、制御対象の位置・速度・加速度・加加速度（単位時間当たりの加速度の変化量を表し、「ｊｅｒｋ」とも呼ばれる。）・電流・電圧などの状態量を制御する制御装置および、当該制御装置をモータに適用したモータ制御装置に関する。

サーボモータの位置・速度などを制御する制御装置のように、振幅リミッタを有する制御器（以下単に「制御器」という）を複数段直列接続する制御装置では、制御器の出力である操作量の飽和時に応答が不安定になったり、リミットサイクルによる振動が続いたり、大きなオーバーシュートが発生したりするような所謂ワインドアップ現象を引き起こすことが多い。

一方、一般的によく知られているワインドアップ現象対策として、操作量の飽和時に制御器の積分器を停止するという従来手法がある。さらに、この従来手法に対して、操作量の飽和時に制御器の出力後段に具備される振幅リミッタ前後の差分値から飽和量を算出し、算出した飽和量をその制御器の入力側、あるいは積分要素にフィードバック（以下「Ｆ／Ｂ」と表記）するという手法が提案されている（例えば、下記特許文献１）。

特開平１１−３０８９００号公報

ところで、近年、励磁電流が不要であり、二次銅損が発生しないという特徴を有することで高効率なモータとして知られている永久磁石型モータが注目されている。この永久磁石型モータでは、小型化等による構造上の制限から極数を増やせない場合、「電流を多く流す」または「インダクタンスを増やすこと」で必要トルクを得ることが行われる。

一方、永久磁石型モータにおいて、「流す電流」または、「インダクタンス値」を増やす際に、制御応答帯域を上げると、それらの積の大きさによっては、「インダクタンス値」および「電流変化量」に起因する過渡電圧飽和が発生し、位置指令または速度・電流指令とＦ／Ｂ値とが大きく乖離し、前述したワインドアップ現象が発生することがある。

上記特許文献１によるワインドアップ現象対策では、ｑ軸電流指令を電流振幅リミッタのみで制限するようにしている。しかしながら、ｑ軸電流指令を電流振幅リミッタのみで制限するような処理では、ｑ軸電流指令の変化率を制限することができず、ｑ軸電流指令の変化率に起因するｑ軸電圧飽和を回避することができないため、ワインドアップ現象が発生する場合があった。

また、例えば、特許文献１のように速度制御器とｑ軸電流制御器とが２直列に接続された制御装置において、速度制御器の出力であるｑ軸電流指令を電流振幅リミッタのみで制限する処理、すなわちｑ軸電流指令の振幅のみを制限する手法では、上位の速度制御器からｑ軸電圧飽和を発生させるような変化率を伴うｑ軸電流指令が与えられた場合、ｑ軸電流変化率を含めたｑ軸電流飽和量のＦ／Ｂによるワインドアップ対策を行うことができないため、ｑ軸電流指令の変化率に起因するｑ軸電圧飽和によって、ワインドアップ現象が発生する場合があった。

また、特許文献１による電圧飽和量Ｆ／Ｂによるｑ軸電圧飽和対策は、下位のｑ軸電流制御器でｑ軸電圧飽和が発生した場合、ｑ軸電圧飽和量のＦ／Ｂを当該ｑ軸電流制御器に対してのみ行う手法である。このような手法を採用した場合、ｑ軸電圧飽和を回避することはできても、ｑ軸電流指令の振幅が抑制されることにより、上位の速度制御器と下位の電流制御器との間の線形性が失われることになる。その結果、上位の速度制御器の入力に対する制御対象からの速度応答が十分でなく、制御対象出力を増すために下位の電流制御器へのｑ軸電流指令入力が増大して下位のｑ軸電流制御器のｑ軸電圧飽和を加速させ、ワインドアップ現象を引き起こす場合があった。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、ｑ軸電圧飽和に起因するワインドアップ現象の効果的な抑制を可能とする制御装置および、当該制御装置をモータに適用したモータ制御装置を提供することを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するため、本発明にかかる制御装置は、１または複数の電流制御器および当該電流制御器のうちの少なくとも１つの電流制御器に対する電流指令の振幅成分を制限する電流振幅リミッタを備え、インダクタンス成分を含む制御対象を制御する制御装置において、「電流指令もしくはその換算値」の変化率を求め、前記制御対象のインダクタンス成分に相当する値を乗算し、「前記電流指令もしくはその換算値の変化率」および「前記インダクタンス成分による推定過渡電圧」を演算する第１の演算器と、前記第１の演算器の出力信号が「振幅制限前の推定電圧指令」として入力され、「当該振幅制限前の推定電圧指令」の振幅を所定幅に制限した信号を出力する電圧振幅リミッタと、前記電圧振幅リミッタの出力信号が「振幅制限後の推定電圧指令」として入力され、前記第１の演算器が「前記電流指令もしくはその換算値」に対して行った処理の逆変換処理を行った信号を前記電流制御器に対する「修正電流指令もしくはその換算値」として出力する第２の演算器と、を有する電流変化量制限部が構成されるとともに、前記電流変化量制限部は、前記電流制御器の入力側に設けられていることを特徴とする。

本発明にかかる制御装置によれば、電流制御器の入力側に設けられた電流変化量制限部は、「電流指令もしくはその換算値の変化量」に対して、制御対象のインダクタンス成分に相当する値を乗算し、かつ、所定のサンプル時間にて除算する演算処理を行った「電流指令もしくはその換算値の変化率とインダクタンスによる推定過度電圧」を表す信号を生成するとともに、この「電流指令もしくはその換算値の変化率」を表す信号を電圧振幅リミッタにて振幅制限した後に、「電流指令もしくはその換算値」を表す信号に対して行った演算処理とは逆の演算処理を行った信号を生成し、生成した信号を「修正電流指令もしくはその換算値」として電流制御器に出力するようにしているので、ｑ軸電圧飽和に起因するワインドアップ現象の効果的に抑制することができるという効果が得られる。

以下に添付図面を参照して、本発明にかかる制御装置（モータ制御装置）の実施の形態を詳細に説明する。なお、以下に示す実施の形態により本発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
（制御装置の構成）
図１は、本発明の実施の形態１における制御装置の構成を示す図であり、モータを制御対象として構成したモータ制御装置の汎用的な一構成例を示している。

実施の形態１の制御装置は、同図の破線部で示す、第１の制御系１０および第２の制御系１２を備えて構成される。制御装置の入力端である第１の制御系１０の入力端には、上位コントローラ１１４が接続され、制御装置の出力端である第２の制御系１２の出力端には、制御対象であるモータ１１２を駆動するインバータ装置（以下「ＩＮＶ」と表記）１１０が接続されている。モータ１１２には、モータ１１２の回転子（リニアモータであれば可動子）に関する位置情報を検出する位置検出器（以下「ＥＮＣ」と表記）１１３が接続されており、ＥＮＣ１１３が検出した位置情報は、第１の制御系１０に入力される構成となっている。また、ＩＮＶ１１０とモータ１１２との間には、電流検出器１１１ａ〜１１１ｃが設けられており、電流検出器１１１ａ〜１１１ｃが検出したモータ電流ｉ_u，ｉ_v，ｉ_wは、第２の制御系１２に入力される構成となっている。なお、図１では、ＩＮＶ１１０、電流検出器１１１ａ〜１１１ｃ、ＥＮＣ１１３を制御装置内に含まない構成としているが、これらの１つ以上を制御装置内に含む構成としても構わない。

（第１の制御系１０の構成および動作）
つぎに、第１の制御系１０の構成および動作について説明する。図１において、第１の制御系１０は、位置制御器１０１、速度制御器１０２、電流振幅リミッタ１０３、ｄｉ／ｄｔリミッタ部１０４、飽和量Ｆ／Ｂ部１０５、微分器１０６、および加減算器１１５〜１１７を備えて構成される。

位置制御器１０１は、加減算器１１６の出力である位置偏差ｅ_rrpを入力信号とし、速度指令Ｗ*を生成して出力する。なお、位置偏差ｅ_rrpは、加減算器１１５の出力である修正位置指令Ｐ**と、ＥＮＣ１１３の出力である位置Ｆ／Ｂ信号ｐ_fbとの減算出力として加減算器１１６によって生成される。また、修正位置指令Ｐ**は、上位コントローラ１１４の出力である位置指令Ｐ*と、飽和量Ｆ／Ｂ部１０５の出力である位置指令修正量ΔＰとの減算出力として加減算器１１５によって生成される。

速度制御器１０２は、加減算器１１７の出力である速度偏差ｅ_rrwを入力信号とし、電流指令ｉ_q*を生成して出力する。なお、速度偏差ｅ_rrwは、位置制御器１０１の出力である速度指令Ｗ*と、微分器１０６の出力である速度Ｆ／Ｂ信号Ｗ_fbとの減算出力として加減算器１１７によって生成される。また、速度Ｆ／Ｂ信号Ｗ_fbは、ＥＮＣ１３の出力である位置Ｆ／Ｂ信号ｐ_fbを入力として微分器１０６によって生成される。

電流振幅リミッタ１０３は、電流振幅制限器としての機能を有し、速度制御器１０２の出力であるｑ軸電流指令ｉ_q*の振幅を所定幅に抑えたｑ軸電流指令ｉ_q**を生成して出力する。なお、ｑ軸電流指令ｉ_q*およびｑ軸電流指令ｉ_q**については記号を付して区別するが、記号なしで区別する場合には、ｑ軸電流指令ｉ_q*を「振幅制限前のｑ軸電流指令」と呼称し、ｑ軸電流指令ｉ_q**を「振幅制限後のｑ軸電流指令」と呼称する。

ｄｉ／ｄｔリミッタ部１０４は、電流変化量制限部としての機能を有し、ｑ軸電流指令ｉ_q**を入力信号とし、修正ｑ軸電流指令ｉ_q***、および推定ｑ軸電圧飽和量ΔＶ^_qを生成して出力する。なお、修正ｑ軸電流指令ｉ_q***は、ｑ軸電流指令ｉ_q**の振幅変化率を制限した電流指令であり、第２の制御系１２に対する入力信号となる。また、推定ｑ軸電圧飽和量ΔＶ^_qは、飽和量Ｆ／Ｂ部１０５に対する入力信号となる。

飽和量Ｆ／Ｂ部１０５は、フィルタ機能やゲイン設定機能などを有し、ｄｉ／ｄｔリミッタ部１０４の出力である推定ｑ軸電圧飽和量ΔＶ^_qを入力信号とし、位置指令修正量ΔＰを生成して出力する。なお、位置指令修正量ΔＰは、加減算器１１５に対する一方の入力信号となり、位置指令Ｐ*に対する減算出力となる。

なお、図１では、位置指令修正量ΔＰを位置指令Ｐ*にＦ／Ｂする構成としたが、位置制御器１０１のゲインを位置指令修正量ΔＰに乗じるようにすれば、位置指令修正量ΔＰを速度修正量と見なすことができる。この場合、飽和量Ｆ／Ｂ部１０５の出力を速度制御器１０２の入力側にＦ／Ｂする構成、すなわち速度修正量を速度指令Ｗ*にＦ／Ｂする構成とすることも可能である。

（第２の制御系１２の構成および動作）
つぎに、第２の制御系１２の構成および動作について説明する。図１において、第２の制御系１２は、ｄ軸電流制御器１０７ａ、ｑ軸電流制御器１０７ｂ、ｄ軸電圧振幅リミッタ１０８ａ、ｑ軸電圧振幅リミッタ１０８ｂ、および座標変換器１０９ａ，１０９ｂを備えて構成される。

座標変換器１０９ｂは、ＵＶＷ三相静止座標系の出力値を、ＩＮＶ１１０の出力周波数と同期して回転する回転座標系（ｄｑ直交２軸回転座標系）の出力値に変換する処理を行う。具体的には、座標変換器１０９ｂは、電流検出器１１１ａ〜１１１ｃが検出したモータ電流ｉ_u，ｉ_v，ｉ_wを入力信号とし、ｄ軸電流制御器１０７ａおよびｑ軸電流制御器１０７ｂの各入力側にＦ／Ｂするための電流信号であるｄ軸Ｆ／Ｂ電流ｉ_dfbおよびｑ軸Ｆ／Ｂ電流ｉ_qfbを生成して出力する。

ｄ軸電流制御器１０７ａは、加減算器１１８ａの出力であるｄ軸電流偏差ｅ_rridを入力信号とし、ｄ軸電圧指令Ｖ_d*を生成して出力する。なお、ｄ軸電流偏差ｅ_rridは、所定の指令信号であるｄ軸電流指令ｉ_d*と、座標変換器１０９ｂの一方の出力であるｄ軸Ｆ／Ｂ電流ｉ_dfbとの減算出力として加減算器１１８ａによって生成される。

ｑ軸電流制御器１０７ｂは、加減算器１１８ｂの出力であるｑ軸電流偏差ｅ_rriqを入力信号とし、ｑ軸電圧指令Ｖ_q*を生成して出力する。なお、ｑ軸電流偏差ｅ_rriqは、第１の制御系１０の出力、より詳細には、ｄｉ／ｄｔリミッタ部１０４の出力信号である修正ｑ軸電流指令ｉ_q***と、座標変換器１０９ｂの他方の出力であるｑ軸Ｆ／Ｂ電流ｉ_qfbとの減算出力として加減算器１１８ｂによって生成される。

ｄ軸電圧振幅リミッタ１０８ａは、電圧振幅制限器としての機能を有し、ｄ軸電流制御器１０７ａの出力であるｄ軸電圧指令Ｖ_d*の振幅を所定幅に抑えたｄ軸電圧指令Ｖ_d**を生成して出力する。なお、ｄ軸電圧指令Ｖ_d*およびｄ軸電圧指令Ｖ_d**については記号を付して区別するが、記号なしで区別する場合には、ｄ軸電圧指令Ｖ_d*を「振幅制限前のｄ軸電圧指令」と呼称し、ｄ軸電圧指令Ｖ_d**を「振幅制限後のｄ軸電圧指令」と呼称する。

ｑ軸電圧振幅リミッタ１０８ｂは、電圧振幅制限器としての機能を有し、ｑ軸電流制御器１０７ｂの出力であるｑ軸電圧指令Ｖ_q*の振幅を所定幅に抑えたｑ軸電圧指令Ｖ_q**を生成して出力する。なお、ｑ軸電圧指令Ｖ_q*およびｑ軸電圧指令Ｖ_q**については記号を付して区別するが、記号なしで区別する場合には、ｑ軸電圧指令Ｖ_q*を「振幅制限前のｑ軸電圧指令」と呼称し、ｑ軸電圧指令Ｖ_q**を「振幅制限後のｑ軸電圧指令」と呼称する。

座標変換器１０９ａは、ｄｑ直交２軸回転座標系の出力値をＵＶＷ三相静止座標系の出力値に変換する処理を行う。具体的には、ｄ軸電圧振幅リミッタ１０８ａおよびｑ軸電圧振幅リミッタ１０８ｂの各出力であるｄ軸電圧指令Ｖ_d**およびｑ軸電圧指令Ｖ_q**を入力信号とし、ＩＮＶ１１０に対する電圧指令Ｖ_ｕ，Ｖ_ｖ，Ｖ_ｗを生成して出力する。なお、ＩＮＶ１１０は、入力された電圧指令Ｖ_ｕ，Ｖ_ｖ，Ｖ_ｗを用いてＰＷＭ電圧を生成し、モータ１１２を駆動する。

（ｄｉ／ｄｔリミッタ部１０４の構成および動作）
つぎに、ｄｉ／ｄｔリミッタ部１０４の構成および動作について図２を参照して説明する。図２は、図１に示すｄｉ／ｄｔリミッタ部１０４の細部構成を示す図である。図２において、ｄｉ／ｄｔリミッタ部１０４は、係数設定器１２０、電圧振幅リミッタ１２１、係数設定器１２２、前回値記憶部１２４ａ，１２４ｂおよび加減算器１１９，１２３，１２５を備えて構成される。なお、係数設定器１２０と係数設定器１２２とを区別する際に、係数設定器１２０を第１の演算器と呼称し、係数設定器１２２を第２の演算器と呼称する。

第１の演算器である係数設定器１２０は、加減算器１１９の出力であるｑ軸電流指令ｉ_q**と、前回値記憶部１２４ｂの出力であるｑ軸電流指令の前回値ｉ_q**_(k-1)との差分値を入力信号とし、この差分値に制御対象のインダクタンス値Ｌ_aを乗じ、かつ、サンプル時間Ｔ_ｓで除した値を推定ｑ軸電圧指令Ｖ^_q*として出力する。なお、この係数設定器１２０の処理により、制御対象のインダクタンス値Ｌ_aと、制御対象に流れる電流変化の影響が反映または考慮された推定ｑ軸電圧指令Ｖ^_q*が得られる。

電圧振幅リミッタ１２１は、電圧振幅制限器としての機能を有し、係数設定器１２０の出力である推定ｑ軸電圧指令Ｖ^_q*の振幅を所定幅に抑えた推定ｑ軸電圧指令Ｖ^_q**を生成して出力する。なお、推定ｑ軸電圧指令Ｖ^_q*および推定ｑ軸電圧指令Ｖ^_q**については記号を付して区別するが、記号なしで区別する場合には、推定ｑ軸電圧指令Ｖ^_q*を「振幅制限前の推定ｑ軸電圧指令」と呼称し、推定ｑ軸電圧指令Ｖ^_q**を「振幅制限後の推定ｑ軸電圧指令」と呼称する。

加減算器１２５は、推定ｑ軸電圧指令Ｖ^_q**と、推定ｑ軸電圧指令Ｖ^_q*との差分値、すなわち、電圧振幅リミッタ１２１に対する入出力信号の差分値を推定ｑ軸電圧飽和量ΔＶ^_qとして飽和量Ｆ／Ｂ部１０５に出力する。

第２の演算器である係数設定器１２２は、電圧振幅リミッタ１２１の出力である推定ｑ軸電圧指令Ｖ^_q**を入力信号とし、この推定ｑ軸電圧指令Ｖ^_q**にサンプル時間Ｔ_ｓを乗じ、かつ、制御対象のインダクタンス値Ｌ_aで除した値を出力する。なお、係数設定器１２２の出力は加減算器１２３に入力されるとともに、加減算器１２３の前回出力値である前回値記憶部１２４ａの出力とが加減算器１２３にて加算され、この加算出力が修正ｑ軸電流指令ｉ_q***として出力される。すなわち、係数設定器１２２、加減算器１２３、および前回値記憶部１２４ａにより、係数設定器１２０の処理に対する逆変換処理と、修正ｑ軸電流指令の前回値積算処理とにより、制御対象のインダクタンス値、制御対象に流れる電流変化などに起因する過渡電圧飽和の発生を抑制可能とする修正ｑ軸電流指令ｉ_q***が生成される。

このように、図２に示したｄｉ／ｄｔリミッタ部１０４によれば、振幅制限後のｑ軸電流指令であるｑ軸電流指令ｉ_q**の変化に基づく推定ｑ軸電圧指令Ｖ^_q**を演算する一方で、ｑ軸電圧振幅制限後に逆変換を行って、ｑ軸修正電流指令ｉ_q***を生成するようにしているので、インダクタンス値と電流変化に起因するｑ軸電圧振幅飽和が発生する場合において、ｑ軸電流指令ｉ_q**の振幅のみを制限するのではなく、ｑ軸電流指令ｉ_q**の傾きをも制限することが可能となる。すなわち、インダクタンス値およびｑ軸電流変化に起因するｑ軸電圧振幅飽和が発生しないようなｑ軸修正電流指令ｉ_q***を生成することにより、インダクタンスとｑ軸電流変化に起因するｑ軸電流制御器でのｑ軸電圧振幅飽和の抑制が可能となる。

なお、図２では、電圧振幅リミッタ１２１への入力信号として、電流振幅リミッタ１０３の出力であるｑ軸電流指令ｉ_q**と、前回値記憶部１２４ｂの出力であるｑ軸電流指令の前回値ｉ_q**_(k-1)との差分値に、制御対象のインダクタンス値Ｌ_aを乗じ、かつ、サンプル時間Ｔ_ｓで除した値である推定ｑ軸電圧指令Ｖ^_q*を生成するようにしているが、これらの構成に代えて、電流振幅リミッタ１０３の出力であるｑ軸電流指令ｉ_q**の微分値を生成する微分器と係数設定器（値はインダクタンス値Ｌ_a）を電流振幅リミッタ１０３と電圧振幅リミッタ１２１との間に設けるように構成してもよい。

また、図２では、加減算器１１９の一方にｑ軸電流指令ｉ_q**の前回値ｉ_q**_(k-1)を入力するようにしているが、図３に示すように、前回値記憶部１２４ａの出力である修正ｑ軸電流指令ｉ_q***の前回値ｉ_q***_(k-1)を入力するように構成することも可能である。この構成によれば、ｑ軸電流指令ｉ_q**と修正ｑ軸電流指令ｉ_q***との乖離、すなわちｄｉ／ｄｔリミッタ部１０４における入力信号と出力信号との乖離を防ぐことができ、制御系の応答を安定化することが可能となる。

ところで、上記特許文献１を初めとする従来技術では、取得した飽和量を「飽和量を取得した制御器の入力または積分器」（マイナーループ）にＦ／Ｂしている。

一方、実施の形態１の制御装置によれば、上述のように、飽和量Ｆ／Ｂ部１０５は、位置制御時および速度制御時の過渡電圧飽和によるワインドアップ現象を回避するため、取得した推定ｑ軸電圧飽和量ΔＶ^_qにＦ／Ｂゲインを乗じて、速度指令Ｗ*と速度Ｆ／Ｂ信号Ｗ_fbとが追従できるようにするための位置指令修正量ΔＰを位置制御器１０１の入力側にＦ／Ｂするようにしている。すなわち、本実施の形態では、マイナーループの飽和量（推定ｑ軸電圧飽和量ΔＶ^_q）をアウターループの指令（この場合、位置指令Ｐ*）にＦ／Ｂするようにしており、このＦ／Ｂ処理が、従来技術と大きく異なる点である。マイナーループの飽和量をアウターループの指令にＦ／Ｂすることによって、ワインドアップ発生原因の元指令を修正できるので、ワインドアップの効果的な抑制が可能となる。

以上説明したように、実施の形態１の制御装置によれば、インダクタンス値とｑ軸電流変化に起因するｑ軸電圧振幅飽和が発生しないようなｑ軸修正電流指令を生成してｑ軸電流制御器に出力するようにしているので、インダクタンス値とｑ軸電流変化に起因するｑ軸電流制御器におけるｑ軸電圧振幅飽和を回避することができ、ｑ軸電圧飽和に起因するワインドアップ現象の効果的な抑制が可能となる。

また、実施の形態１の制御装置によれば、インダクタンス値とｑ軸電流変化に起因するｑ軸電圧振幅の飽和量の推定値である推定ｑ軸電圧飽和量を算出するようにしているので、アンチワインドアップ制御や過渡電圧飽和に基づく飽和状態の監視が可能となる。

また、実施の形態１の制御装置によれば、算出した推定ｑ軸電圧飽和量に基づいて算出した位置指令修正量または速度指令修正量を、位置制御器の入力側または速度制御器の入力側にＦ／Ｂするようにしているので、速度指令・電流指令に対するＦ／Ｂの追従性を向上させることができ、ｑ軸電圧飽和によるワインドアップ現象の効果的な抑制が可能となる。また、従来に比して、位置・速度制御器のゲインを比較的高く設定することができるので、ワインドアップ現象を抑制しつつ、制御の安定性と応答性とを高めることが可能となる。

実施の形態２．
図４は、本発明の実施の形態２における制御装置の構成を示す図であり、図１に示す実施の形態１の構成と比較すると、第１の制御系１０の構成が相違している。具体的に、実施の形態１では、電流振幅リミッタ１０３とｄｉ／ｄｔリミッタ部１０４とをそれぞれ独立して構成していたが、実施の形態２では、電流振幅リミッタ１０３を、ｄｉ／ｄｔリミッタ部１０４の内部に配置するように構成している。なお、その他の構成については、図１と同一または同等であり、同一の符号を付して示すとともに、その説明を省略する。

図５は、図４に示すｄｉ／ｄｔリミッタ部１０４の細部構成を示す図であり、図１に示した電流振幅リミッタ１０３に相当する構成部である電流振幅リミッタ１２７を、加減算器１２３の後段に配置するように構成している。電流振幅リミッタ１２７をｄｉ／ｄｔリミッタ部１０４内に含ませるように構成した場合、ｄｉ／ｄｔリミッタ部１０４から出力される修正電流指令ｉ_q***は、ｑ軸電流指令ｉ_q*の電流変化率と電流振幅の両者を制限したものとなる。

ｄｉ／ｄｔリミッタ部１０４内で電流振幅も制限することにより、ｄｉ／ｄｔリミッタ部１０４内において、電圧振幅リミッタ１２１を通過した後の推定ｑ軸電圧指令Ｖ^_q**と電圧振幅リミッタ１２１を通過する前の推定ｑ軸電圧指令Ｖ^_q*との偏差からｑ軸電流指令の傾き（変化率）の飽和量を電圧換算した推定量である推定ｑ軸電圧飽和量ΔＶ^_qを得ることができる。この場合、推定ｑ軸電圧飽和量ΔＶ^_qに電流振幅飽和量を含ませることができるので、電流振幅飽和量のＦ／Ｂも可能となり、制御系の安定性を向上させることができる。

実施の形態３．
図６は、本発明の実施の形態３における制御装置の構成を示す図であり、図１に示す実施の形態１の構成と比較すると、第１の制御系１０の構成が相違している。具体的に、実施の形態２では、電流振幅リミッタ１０３を、ｄｉ／ｄｔリミッタ部１０４の内部に配置するように構成し、推定ｑ軸電圧飽和量ΔＶ^_qに電流振幅飽和量を含ませるようにしていたが、実施の形態３では、図１に示す第１の制御系１０の構成において、電流振幅リミッタ１０３の前後の差分値を演算する加減算器１１８が設けられており、加減算器１１８の出力であるｑ軸電流振幅飽和量ΔＩ_qが飽和量Ｆ／Ｂ部１０５に入力されるように構成されている。すなわち、実施の形態３では、推定ｑ軸電圧飽和量ΔＶ^_qとは独立にｑ軸電流振幅飽和量ΔＩ_qが生成される構成となっている。なお、その他の構成については、図１と同一または同等であり、同一の符号を付して示すとともに、その説明を省略する。

図６に示す第１の制御系１０によれば、飽和量Ｆ／Ｂ部１０５において、推定ｑ軸電圧飽和量ΔＶ^_qおよびｑ軸電流振幅飽和量ΔＩ_qのそれぞれに付与するゲイン値、ならびに推定ｑ軸電圧飽和量ΔＶ^_qおよびｑ軸電流振幅飽和量ΔＩ_qを通過させるフィルタ特性の調整を独立に行うことができるので、位置応答における目標値への収束を速めることが可能となる。

実施の形態４．
図７は、本発明の実施の形態４におけるｄｉ／ｄｔリミッタ部１０４の構成を示す図である。図３に示す実施の形態１の構成と比較すると、実施の形態４では、係数設定器１２０と電圧振幅リミッタ１２１との間に加減算器１２６が設けられるとともに、推定ｑ軸電圧指令Ｖ^_q*に変動を与える要素（詳細は後述）が加減算器１２６に入力されるように構成されている。なお、その他の構成については、図３と同一または同等であり、同一の符号を付して示すとともに、その説明を省略する。

まず、ｑ軸電圧Ｖ_qを表す一般式は、次式で与えられる。
Ｖ_q＝Ｒ_aｉ_q＋ｓＬ_qｉ_q＋ω_reφ＋ω_reＬ_dｉ_d …（１）

上式において、Ｒ_aｉ_qは電機子抵抗とｑ軸電流による電圧成分、ｓＬ_qｉ_qはインダクタンスとｑ軸電流の変化率による過渡電圧成分、ω_reφはモータの誘起電圧成分、ωＬ_dｉ_dはｄ軸干渉項成分をそれぞれ表している。なお、記号ｓはラプラス演算子（微分演算子）である。

また、上記（１）式を、推定ｑ軸電圧指令Ｖ^_q*に適用すると、次式で表される。
Ｖ^_q*＝Ｒ_aｉ_q＋ｓＬ_qｉ_q＋ω_reφ＋ω_reＬ_dｉ_d …（２）

実施の形態１〜３では、上記（２）式の第２項のみを考慮した制御系を構成している。一方、ｑ軸電圧飽和の影響に比して、電機子抵抗端子電圧（Ｒ_aｉ_q）、誘起電圧（ω_reφ）、ｄ軸干渉項（ωＬ_dｉ_d）の各成分による影響が比較的大きい場合には、図７に示すように、加減算器１２６を用いて、電機子抵抗端子電圧、誘起電圧、ｄ軸干渉成分を含む制御系に置き換えることが好ましい。この制御系により、電機子抵抗端子電圧、誘起電圧、ｄ軸干渉成分を考慮した推定ｑ軸電圧指令Ｖ^_q*を得ることができる。

なお、上記（２）式には含めていないが、電流のリプルが大きく、鉄損分によるｑ軸電圧飽和への影響が大きい場合には、加減算器１２６に入力する成分として鉄損分を含めるようにすれば、鉄損分を考慮した推定ｑ軸電圧指令Ｖ^_q*を得ることができる。

また、図７に示す実施の形態４におけるｄｉ／ｄｔリミッタは、電機子抵抗端子電圧、誘起電圧、ｄ軸干渉項などの影響を考慮した制御系を図３に示す実施の形態１のｄｉ／ｄｔリミッタに適用した場合の一構成例を示すものであるが、この構成に限定されるものではない。例えば、図８に示すように、電機子抵抗端子電圧、誘起電圧、ｄ軸干渉項などの影響を考慮した制御系を図５に示す実施の形態２のｄｉ／ｄｔリミッタに適用して構成してもよい。この構成によれば、ｄｉ／ｄｔリミッタ部１０４内で電流振幅をも制限し、電圧振幅リミッタ１２１を通過した後の推定ｑ軸電圧指令Ｖ^_q**と、電圧振幅リミッタ１２１を通過する前の推定ｑ軸電圧指令Ｖ^_q*との偏差から、電機子抵抗端子電圧、干渉項を考慮したｑ軸電流振幅飽和量と、ｑ軸電流指令の傾き（変化率）の飽和量を電圧換算した精度のよい推定ｑ軸電圧飽和量ΔＶ^_qを得ることができるので、さらなる制御系の安定化が図れる。

ところで上記実施の形態４では、ｄｉ／ｄｔリミッタ部１０４において、インダクタンス、ｑ軸電流、ｑ軸電圧および電流振幅リミッタ（ｑ軸電流リミッタ）、電圧振幅リミッタ（ｑ軸電圧リミッタ）を用いて修正ｑ軸電流指令および推定ｑ軸電圧飽和量を算出するようにしているが、ｑ軸電流リミッタおよびｑ軸電圧リミッタに代えて、ｑ軸電流リミッタの換算値およびｑ軸電圧リミッタの換算値を用いて修正ｑ軸電流指令および推定ｑ軸電圧飽和量を算出するようにしてもよく、ｑ軸電流変化に起因するｑ軸電圧飽和を抑制できることは言うまでもない。

また、実施の形態１〜４に示すｄｉ／ｄｔリミッタ部１０４は、推定ｑ軸電圧、ｑ軸修正電流指令および推定ｑ軸電圧飽和量を算出するようにしたが、ｄ軸方向に関する同様な成分、すなわち、推定ｄ軸電圧、修正ｄ軸電流指令および推定ｄ軸電圧飽和量を算出する制御系を構成してもよい。なお、この場合の推定ｄ軸電圧は次式で表される。

Ｖ^_d*＝ｓＬ_dｉ_d …（３）

また、電機子抵抗とｄ軸電流による電圧成分、ｑ軸干渉項を含む場合、上記（３）式は次式のように表せる。

Ｖ^_d*＝Ｒ_aｉ_d＋ｓＬ_dｉ_d−ω_reＬ_qｉ_q …（４）

上式において、Ｒ_aｉ_dは電機子抵抗とｄ軸電流による電圧成分、ｓＬ_dｉ_dはインダクタンスとｄ軸電流の変化率による過渡電圧成分、ω_reＬ_qｉ_qはｑ軸干渉項成分をそれぞれ表している。

実施の形態５．
図９は、本発明の実施の形態５における制御装置の構成を示す図である。実施の形態１では、図１に示すように、第１の制御系１０の出力段にｄｉ／ｄｔリミッタ部１０４を配置していたが、実施の形態５では、ｄｉ／ｄｔリミッタ部１０４に代えて、ｑ軸電流制御系モデル部２０１を配置するように構成している。なお、その他の構成については、図１と同一または同等であり、同一の符号を付して示すとともに、その説明を省略する。

図１０は、図９に示すｑ軸電流制御系モデル部２０１の細部構成を示す図である。図１０において、ｑ軸電流制御系モデル部２０１は、ゲイン設定器２０２、電圧振幅リミッタ２０３、モータ電気回路モデル部２０４および加減算器２０５，２０６を備えて構成される。

電圧振幅リミッタ２０３は、電圧振幅制限器としての機能を有し、ゲイン設定器２０２の出力である推定ｑ軸電圧指令Ｖ^_q*の振幅を所定幅に抑えた推定ｑ軸電圧指令Ｖ^_q**を生成して出力する。モータ電気回路モデル部２０４は、電圧振幅リミッタ２０３が生成した推定ｑ軸電圧指令Ｖ^_q**を入力信号とし、修正電流指令ｉ_q***を生成して出力する。なお、修正電流指令ｉ_q***は、モータ電気回路モデル部Ｆ／Ｂ電流ｉ^_qfbとしてｑ軸電流制御系モデル部２０１の入力側にＦ／Ｂされる。また、電流振幅リミッタ１０３の出力であるｑ軸電流指令ｉ_q**と、モータ電気回路モデル部Ｆ／Ｂ電流ｉ^_qfbとの偏差が加減算器２０５にて生成され、ゲイン設定器２０２にてゲインＫ_CPが付与されて電圧振幅リミッタ２０３への入力信号（推定ｑ軸電圧指令Ｖ^_q*）となる。なお、電圧振幅リミッタ２０３に対する入力信号の差分値が推定ｑ軸電圧飽和量ΔＶ^_qとして生成され、飽和量Ｆ／Ｂ部１０５の入力信号となることは、ｄｉ／ｄｔリミッタ部１０４と同様である。

モータ電気回路モデル部２０４は、モータｑ軸インダクタンスＬ_aとｑ軸電機子抵抗Ｒ_aによる直列接続回路でモデル化することができるので、モータ電気回路モデル部２０４への入力信号（推定ｑ軸電圧指令Ｖ^_q**）と、モータ電気回路モデル部２０４の出力信号（修正電流指令ｉ_q***）との関係は、次式で表すことができる。
ｉ_q***＝Ｖ^_q**／(Ｒ_a＋ｓＬ_a） …（５）
なお、ｓは微分演算子である。

上記（５）式をモデル化した制御系の一例を示すものが図１１であり、図１０に示すモータ電気回路モデル部２０４を後退積分器を用いて離散化したブロック図である。図１１において、モータ電気回路モデル部２０４は、係数設定器２０７，２０８，２０９、前回値記憶部２１０、および加減算器２１１，２１２を備えて構成されている。なお、ここでは後退積分器を用いて離散化しているが、これに限定されるものではなく、例えば、フォワードオイラー法、バックワードオイラー法、ルンゲクッタ法等の離散化手法を用いても構わない。

ｑ軸電流制御系モデルを用いた場合、モータモデルと制御器を考慮した状態で、推定ｑ軸電圧飽和量ΔＶ^_qおよび修正電流指令ｉ_q***を得ることができる。また、ｑ軸電流制御系モデルは、実施の形態１と同様に、電圧飽和時には電流振幅のみならず電流変化率（電流の傾き）の制限をも行うことが可能である。その結果、実施の形態５によるｑ軸電流制御系モデルによれば、電流制御器での過渡電圧飽和が発生しないような修正電流指令ｉ_q***を生成することが可能となり、過渡電圧飽和に起因するワインドアップ減少の発生を抑制することができる。

実施の形態６．
図１２は、本発明の実施の形態６における制御装置の構成を示す図である。図９に示す実施の形態５の構成と比較すると、第１の制御系１０の構成が相違している。具体的に、実施の形態５では、電流振幅リミッタ１０３とｑ軸電流制御系モデル部２０１とをそれぞれ独立して構成していたが、実施の形態６では、電流振幅リミッタ１０３をｑ軸電流制御系モデル部２０１（より詳細にはモータ電気回路モデル部２０４）の内部に配置するように構成している。なお、その他の構成については、図９と同一または同等であり、同一の符号を付して示すとともに、その説明を省略する。

図１３は、図１０に示したｑ軸電流制御系モデル部２０１の一構成要素であるモータ電気回路モデル部２０４の細部構成を示す図であり、図９に示した電流振幅リミッタ１０３に相当する構成部である電流振幅リミッタ２１３を、加減算器２１２の後段に配置するように構成している。

電流振幅リミッタ２１３をモータ電気回路モデル部２０４内に含ませるように構成した場合、ｄモータ電気回路モデル部２０４から出力される修正電流指令ｉ_q***は、ｑ軸電流指令ｉ_q*の電流変化率と電流振幅の両者を制限したものとなる。

モータ電気回路モデル部２０４内で電流振幅も制限することにより、モータ電気回路モデル部２０４では、電圧振幅リミッタ２０３を通過した後の推定ｑ軸電圧指令Ｖ^_q**と電圧振幅リミッタ２０３を通過する前の推定ｑ軸電圧指令Ｖ^_q*との偏差からｑ軸電流指令の傾き（変化率）の飽和量を電圧換算した推定量である推定ｑ軸電圧飽和量ΔＶ^_qを得ることができる。この場合、推定ｑ軸電圧飽和量ΔＶ^_qに電流振幅飽和量を含ませることができるので、電流振幅飽和量のＦ／Ｂも可能となり、制御系の安定性を向上させることができる。

実施の形態７．
図１４は、本発明の実施の形態７における制御装置の構成を示す図であり、図９に示す実施の形態５の構成と比較すると、第１の制御系１０の構成が相違している。具体的に、実施の形態７では、図９に示す第１の制御系１０の構成において、電流振幅リミッタ１０３の前後の差分値を演算する加減算器１１８が設けられており、加減算器１１８の出力であるｑ軸電流振幅飽和量ΔＩ_qが飽和量Ｆ／Ｂ部１０５に入力されるように構成されている。すなわち、実施の形態７では、推定ｑ軸電圧飽和量ΔＶ^_qとは独立にｑ軸電流振幅飽和量ΔＩ_qが生成される構成となっている。なお、その他の構成については、図９と同一または同等であり、同一の符号を付して示すとともに、その説明を省略する。

図１４に示す第１の制御系１０によれば、飽和量Ｆ／Ｂ部１０５において、推定ｑ軸電圧飽和量ΔＶ^_qおよびｑ軸電流振幅飽和量ΔＩ_qのそれぞれに付与するゲイン値、ならびに推定ｑ軸電圧飽和量ΔＶ^_qおよびｑ軸電流振幅飽和量ΔＩ_qを通過させるフィルタ特性の調整を独立に行うことができるので、位置応答における目標値への収束を速めることが可能となる。

なお、実施の形態５〜７におけるｑ軸電流制御系モデル部２０１におけるモータ電気回路モデル部２０４は、誘起電圧成分、干渉成分（干渉電圧成分）などを含まないモデルとして示しているが、干渉電圧成分は次式で表すことができるので、図１５に示すような干渉電圧成分を含めた詳細モータモデルに置き換えることも可能である。
Ｖ_interaction＝ωＬ_dｉ_d＋ωφ …（６）
このような詳細モータモデルを設けることにより、誘起電圧成分や干渉電圧成分に起因するワインドアップを抑制することができ、さらなる制御系の安定化が図れる。なお、図１５では、モータ電気回路モデル部２０４の入力側に上記（６）式による制御系を設ける構成について示したが、モータ電気回路モデル部２０４の内部に、この種の制御系を設けるようにしてもよいことは無論である。

実施の形態８．
図１６は、本発明の実施の形態８における制御装置の構成を示す図である。実施の形態５〜７では、ｑ軸電流制御系モデル部２０１としてｑ軸座標上のモータ電気回路モデルを構成したが、実施の形態８では、第１の制御系１０と第２の制御系１２との間で、第１の制御系１０の後段部に、ｄｑ座標系のモータモデルとして電流制御系モデル部３０７を設けるようにしている。なお、図１４では、第２の制御系１２に対するｄ軸電流指令ｉ_d*として、外部からの指令信号が入力されるように構成されているが、図１６では、電流制御系モデル部３０７が生成した指令信号であるｄ軸電流指令ｉ_d***が入力されるように構成されている。その他の構成については、図１４と同一または同等であり、同一の符号を付して示すとともに、その説明を省略する。

図１７は、図１６に示す電流制御系モデル部３０７の細部構成を示す図である。図１７において、電流制御系モデル部３０７は、ゲイン設定器３０８、座標変換器３０９ａ〜３０９ｃ、三相リミッタ部３１０、三相モータモデル部３１１および加減算器３１４，３１５を備えて構成される。

座標変換器３０９ａは、ゲイン設定器３０８の出力である推定ｄ軸電圧指令Ｖ^_d*および推定ｑ軸電圧指令Ｖ^_q*をＵＶＷ三相静止座標系の推定三相電圧指令Ｖ^_ｕ*，Ｖ^_ｖ*，Ｖ^_ｗ*に変換して出力する。三相リミッタ部３１０は、推定三相電圧指令Ｖ^_ｕ*，Ｖ^_ｖ*，Ｖ^_ｗ*を入力信号とし、電圧振幅を所定幅に抑えた推定三相電圧指令Ｖ^_ｕ**，Ｖ^_ｖ**，Ｖ^_ｗ**を生成して三相モータモデル部３１１に出力するとともに、ＵＶＷ三相静止座標系の推定電圧飽和量である推定三相電圧飽和量ΔＶ^_ｕ，ΔＶ^_ｖ，ΔＶ^_ｗを生成して座標変換器３０９ｃに出力する。座標変換器３０９ｃは、ＵＶＷ三相静止座標系の推定三相電圧飽和量ΔＶ^_ｕ，ΔＶ^_ｖ，ΔＶ^_ｗをｄｑ直交２軸回転座標系の推定ｄｑ軸電圧飽和量ΔＶ^_q，ΔＶ^_dに変換して出力する。三相モータモデル部３１１は、推定三相電圧指令Ｖ^_ｕ**，Ｖ^_ｖ**，Ｖ^_ｗ**を入力信号とし、ＵＶＷ三相静止座標系の三相電流指令ｉ_u***，ｉ_v***，ｉ_w***を生成して出力する。座標変換器３０９ｂは、ＵＶＷ三相静止座標系の三相電流指令ｉ_u***，ｉ_v***，ｉ_w***をｄｑ直交２軸回転座標系のｄｑ軸電流指令ｉ_q***，ｉ_d***に変換して出力する。ｄｑ軸電流指令ｉ_q***，ｉ_d***は、電流制御系モデル部３０７の出力であるとともに、入力側へのＦ／Ｂ信号（ｉ^_qfb，ｉ^_dfb）として、それぞれ加減算器３１５，３１４に対する入力信号となる。

なお、この実施の形態では、電流制御系モデル部３０７において、三相リミッタ部３１０および三相モータモデル部３１１を用いて修正ｄｑ軸電流指令および推定ｄｑ軸電圧飽和量を算出するようにしているが、三相リミッタ部３１０や三相モータモデル部３１１を構成することなく、それらの換算値を用いて修正ｄｑ軸電流指令および推定ｄｑ軸電圧飽和量を得るような制御系を構成してもよく、各軸の電流変化（特にｑ軸電流変化）に起因する電圧飽和（特にｑ軸電圧飽和）を抑制できることは言うまでもない。

実施の形態９．
図１８は、本発明の実施の形態９における制御装置の構成を示す図である。実施の形態１〜８では、ｄｉ／ｄｔリミッタ部１０４、ｑ軸電流制御系モデル部２０１、または電流制御系モデル部３０７が、ｑ軸電流制御器１０７ｂ（実施の形態８では、ｄ軸電流制御器１０７ａも含む）に直列接続される制御系について示した。一方、電圧飽和量のみを得るのであれば、これらの電流変化量制限部として機能する構成部は、必ずしも電流制御器に直列接続する必要はない。すなわち、図１８に示すように、電流振幅リミッタ１０３の出力がｑ軸電流制御器１０７ｂの入力信号となるように構成するとともに、電流振幅リミッタ１０３の分岐出力を電流変化量制限部４０１を介して飽和量Ｆ／Ｂ部１０５に入力するように構成している。その他の構成については、図１６と同一または同等であり、同一の符号を付して示すとともに、その説明を省略する。

図１８の場合、ｑ軸電流制御器１０７ｂでの電圧飽和は発生するが、推定ｑ軸電圧飽和量およびｑ軸電流振幅飽和量ΔＩ_qのＦ／Ｂを行っているため、ワインドアップ現象の抑制が可能となる。また、電流変化量制限部４０１を具現するｄｉ／ｄｔリミッタ部１０４およびｑ軸電流制御系モデル部２０１は、その構造的な特性により、等価的にローパスフィルタ（ＬＰＦ）の働きをするため、電圧飽和を起こさない場合でも位相遅れを起こすことがある。しかしながら、図１８のように、電流変化量制限部４０１を並列接続するように構成すれば、当該位相遅れを回避することができ、制御系の応答を安定化することが可能となる。

なお、上記実施の形態１〜９では、本発明をサーボシステムの制御装置に利用する場合について説明したが、位置・速度・加速度・加加速度・電流・磁束・電圧など、電流または電圧に換算可能な状態量のいずれか１つ以上を制御する制御装置において、電流・電圧の単位を換算変換することで同一または同等となる制御系を構成して利用してもよいことは言うまでもない。

また、上記実施の形態１〜９では、電圧飽和量のＦ／Ｂを位置指令に対して行っているが、電圧飽和量のＦ／Ｂを速度指令に対して行うようにしてもよい。位置指令と速度指令の関係が線形であるとすれば、位置飽和量に位置制御器ゲインを乗じたものを速度指令にＦ／Ｂすることと、位置指令にＦ／Ｂすることとが等価となる。

また、上記実施の形態１〜９では、電圧リミット値を固定値としたときの電圧飽和量を用いたが、例えば母線電圧を監視し、その値またはその換算値を電圧リミッタ値として反映させて電圧飽和量を求めるようにしてもよい。このような制御を行う場合、より精度のよい電圧飽和量を得ることができる。

実施の形態１０．
上記実施の形態１〜９では、ｄｉ／ｄｔリミッタ部１０４およびｑ軸電流制御系モデル部２０１を電流変化量制限部としてＦ／Ｂループに用いたが、以下に詳述するように、より高速高精度な位置決め応答を行う為に用いることがあるフィードフォワード部（以下「Ｆ／Ｆ部」という）にもｄｉ／ｄｔリミッタ部１０４およびｑ軸電流制御系モデル部２０１を応用して加速度変化量制限部として用いることが可能であり、これによりＦ／Ｆ部の安定化も図ることができる。

図１９は、本発明の実施の形態１０における制御装置の構成を示す図であり、図６、図１４に示す実施の形態３および実施の形態７の構成と比較すると、第３の制御系１３が追加されていると共に、第３の制御系１３と第１の制御系１０とが接続されている。

また、第１の制御系に接続されていた上位コントローラ１１４が第３の制御系１３に接続されている。具体的に、実施の形態３および実施の形態７では、上位コントローラ１１４は第１の制御系１０の加減算器１１５に接続されていたが、実施の形態１０では、第３の制御系１３の加減算器１１５’に接続されている。

（第３の制御系１３の構成および動作）
つぎに第３の制御系の構成および動作について説明する。図１９において、第３の制御系１３は、モデル位置制御器１０１’、モデル速度制御器１０２’、モデル加速度振幅リミッタ１０３’、モデル加速度変化量制限部４０１’、モデル飽和量Ｆ／Ｂ部１０５’、モデル加速度制御器１０７’、加加速度振幅リミッタ１０８’、積分器５０１ａ〜５０１ｃ、および加減算器１１５’〜１１８’、１１８ｂ’を備えて構成される。なお、ここでモデルと冠するのはＦ／Ｂループと区別するためである。

モデル位置制御器１０１’は、加減算器１１６’の出力であるモデル位置偏差ｅ_rrpaを入力信号とし、モデル速度指令Ｗ_a*を生成して出力する。なお、モデル位置偏差ｅ_rrpaは、加減算器１１５’の出力である修正モデル位置指令Ｐ_a**と積分器５０１ａの出力であるモデル位置信号Ｐ_aとの減算出力として加減算器１１６’によって生成される。また、修正モデル位置指令Ｐ_a**は、上位コントローラ１１４の出力である位置指令Ｐ*とモデル飽和量Ｆ／Ｂ部１０５’の出力であるモデル位置指令修正量ΔＰ_aとの減算出力として加減算器１１５’によって生成される。

モデル速度制御器１０２’は、加減算器１１７’の出力であるモデル速度偏差ｅ_rrwaを入力信号とし、モデル加速度指令ａ_a*を生成して出力する。なおモデル速度偏差ｅ_rrwaは、モデル位置制御器１０１’の出力であるモデル速度指令Ｗ_a*と積分器５０１ｂの出力であるモデル速度信号Ｗ_aとの減算出力として加減算器１１７’によって生成される。また、モデル速度信号Ｗ_aは、積分器５０１ａの入力信号となる。

モデル加速度振幅リミッタ１０３’は、加速度振幅制御器としての機能を有し、モデル速度制御器１０２’の出力であるモデル加速度指令ａ_a*の振幅を所定幅に抑えたモデル加速度指令ａ_a**を生成して出力する。なお、モデル加速度指令ａ_a*および加速度指令ａ_a**については記号を付して区別するが、記号なしで区別する場合には、モデル加速度指令ａ_a＊を「振幅制限前のモデル加速度指令」と呼称し、モデル加速度指令ａ_a**を「振幅制限後のモデル加速度指令」と呼称する。また、振幅制限前のモデル加速度指令ａ_a*と振幅制限後のモデル加速度指令ａ_a**を入力とする加減算器１１８’からモデル加速度飽和量Δａ^_ａが得られ、このモデル加速度飽和量Δａ^_aは、モデル飽和量Ｆ／Ｂ部１０５’への入力信号となる。

モデル加速度変化量制限部４０１’は、モデル加速度指令ａ_a**を入力信号とし、修正モデル加速度指令ａ_a***および推定モデル加加速度飽和量ΔＪ^_aを生成して出力する。なお、修正モデル加速度指令ａ_a***は、モデル加速度指令ａ_a**の振幅変化率を制限した加速度指令であり、加減算器１１８ｂ’への入力信号となる。また、推定モデル加加速度飽和量ΔＪ^_aは、モデル飽和量Ｆ／Ｂ部１０５’への入力信号となる。

モデル飽和量Ｆ／Ｂ部１０５’は、フィルタ機能やゲイン設定機能などを有し、モデル加速度変化量制限部４０１’の出力である推定モデル加加速度飽和量ΔＪ^_aと加減算器１１８’の出力であるモデル加速度飽和量Δａ_aを入力信号とし、モデル位置修正量ΔＰ_aを生成して出力する。なお、モデル位置修正量ΔＰ_aは、加減算器１１５’に対する一方の入力信号となり、位置指令Ｐ*に対する減算出力となる。

なお、図１９では、モデル位置修正量ΔＰ_aを位置指令Ｐ*にＦ／Ｂする構成としたが、モデル位置制御器１０１’のゲインをモデル位置修正量ΔＰ_aに乗じるようにすれば、位置指令修正量ΔＰ_aを速度修正量と見なすことができる。この場合、飽和量Ｆ／Ｂ部１０５’の出力をモデル速度制御器１０２’の入力側にＦ／Ｂする構成とすることも可能である。

モデル加速度制御器１０７’は、加減算器１１８ｂ’の出力であるモデル加速度偏差ｅ_rraaを入力信号とし、モデル加加速度指令Ｊ_a*を生成して出力する。なおモデル加速度偏差ｅ_rraaは、モデル加速度変化量制限部４０１’の出力である振幅制限後のモデル加速度指令ａ_a*と積分器５０１ｃの出力であるモデル加速度信号ａ_aとの減算出力として加減算器１１８’によって生成される。また、モデル加速度信号ａ_aは、積分器５０１ｂの入力信号となる。

モデル加加速度振幅制限部１０８’は、加加速度振幅制御器としての機能を有し、モデル加速度制御器１０７’の出力であるモデル加加速度指令Ｊ_a*の振幅を所定幅に抑えたモデル加加速度指令Ｊ_a**を生成して出力する。なお、モデル加加速度指令Ｊ_a*およびモデル加加速度指令Ｊ_a**については記号を付して区別するが、記号なしで区別する場合には、モデル加加速度指令Ｊ_a*を「振幅制限前のモデル加加速度指令」と呼称し、モデル加加速度指令Ｊ_a**を「振幅制限後のモデル加加速度指令」と呼称する。また、モデル加加速度指令Ｊ_a**は、モデル加加速度Ｊ_aとして積分器５０１ｃの入力信号となる。

第３の制御系１３から第１の制御系１０へは、モデル位置Ｐ_aが加減算器１１５に加算され、モデル速度Ｗ_aが加減算器１１７に加算される。また、モデル加速度ａ_aは、単位換算ゲインを乗じて加減算器１１９へ加算されている。

また、振幅制限前のモデル加加速度指令Ｊ_a*と振幅制限後のモデル加加速度指令Ｊ_a**を入力とする加減算器１１８’からモデル加速度飽和量Δａ_aが得られ、モデル加速度飽和量Δａ_aは、モデル飽和量Ｆ／Ｂ部１０５’への入力信号となる。

モデル加速度変化量制限部４０１’は、例えば、図２０のｄａ／ｄｔリミッタ部１０４’または、図２１に示す加速度制御系モデル部２０１’で構成される。

ｄａ／ｄｔリミッタ部１０４’は、ｄｉ／ｄｔリミッタ部１０４と相似な関係にある。すなわち、ｄｉ／ｄｔリミッタ部１０４では、電流変化量とインダクタンスとから微分関係を用いて過渡電圧指令を求めたが、ｄａ／ｄｔリミッタ部１０４’では、加速度変化量から微分関係を用いて加加速度を求める。離散化した一例として図２０にｄａ／ｄｔリミッタ部１０４’の一構成を示す。この構成は、図３と相似であるが、図２、図４、図５と相似な形に変形できることは言うまでもない。

図２０の加速度変化量制限部としてのｄａ／ｄｔリミッタ部１０４’は、図３のｄｉ／ｄｔリミッタと相似であり、その違いを見ると係数設定器１２０’は、係数設定器１２０に換算ゲインであるインダクタンス値の逆数１／Ｌ_aを乗じたものであり、係数設定器１２２’は、係数設定器１２２にインダクタンス値Ｌ_aを換算ゲインとして乗じたものとなっている。そして、電圧振幅リミッタ１２１がモデル加加速度振幅リミッタ１２１’となっている。モデル加加速度振幅リミッタ値は、電圧振幅リミッタ値に換算ゲインを乗じることで求められる。その他の構成は、ｄｉ／ｄｔリミッタ部１０４と同様のため省略する。

図２０のｄａ／ｄｔリミッタ部１０４’へは、振幅制限後のモデル加速度指令ａ_a**が入力され、ｄａ／ｄｔリミッタ部１０４’から修正モデル加速度指令ａ_a***と加加速度振幅リミッタ前後の差分から得られる推定モデル加加速度飽和量ΔＪ^_aが出力される。

このようにして得られた修正モデル加速度指令ａ_a***と推定モデル加加速度飽和量ΔＪ^_aを用いれば、第３の制御系（Ｆ／Ｆ部）の安定化を図ることができる。

図２１は、図９、図１２、図１４などに示したｑ軸電流制御系モデル部２０１と相似な関係にある加速度制御系モデル部２０１’の一構成例を示す図である。具体的に、例えば図１０に示すｑ軸電流制御系モデル部２０１では、電流制御系モデルを構成し、修正ｑ軸電流指令ｉ_q***と推定ｑ軸電圧飽和量ΔＶ^_ｑを生成したが、図２１に示す加速度制御系モデル部２０１’では、加速度制御系モデルを構成し、修正モデル加速度指令ａ_a***と推定モデル加加速度飽和量ΔＪ^_ａを生成する。

さらに、図１０に示すｑ軸電流制御系モデル部２０１と、図２１に示す加速度制御系モデル部２０１’との構成の相違点を比較すると、ｑ軸電流制御ゲインを設定するゲイン設定器２０２が加速度制御ゲインを設定するゲイン設定器２０２’となっており、モータ電気回路モデル部２０４が積分器２０４’となっている（第３の制御系（Ｆ／Ｆ部）の加速度制御器の制御対象が積分器５０１ｃの積分器のためであるが、制御対象によっては変更され得る）。加速度制御ゲイン２０２’は、ｑ軸電流制御ゲイン２０２に換算ゲインを乗じることで求められる。また、ｑ軸電圧振幅リミッタ２０３は、加加速度振幅リミッタ２０３’となっている。加加速度振幅リミッタ値は、ｄａ／ｄｔリミッタ部と同様に、電圧振幅リミッタ値に換算ゲインを乗じることで求められる。

図２１の加速度制御系モデル部２０１’へは、振幅制限後のモデル加速度指令ａ_a**が入力され、加速度制御系モデル部２０１’から修正モデル加速度指令ａ_a***と加加速度振幅リミッタ前後の差分から得られる推定モデル加加速度飽和量ΔＪ^_aが出力される。

このようにして得られた修正モデル加速度指令ａ_a***と推定モデル加加速度飽和量ΔＪ^_aを用いれば、ｄａ／ｄｔリミッタ部と同様に第３の制御系（Ｆ／Ｆ部）の安定化を図ることができるとともに、第３の制御系を考慮した推定モデル加加速度飽和量を得ることができる。

実施の形態１１．
実施の形態１〜９において、ｄｉ／ｄｔリミッタ部とｑ軸電流制御系モデル部は、上位の概念として同一であり、電流変化量制限部とすることができると述べたが、ｄａ／ｄｔリミッタ部１０４’と加速度制御系モデル部２０１’においても、上位の概念として同一であり、モデル加速度変化量制限部４０１’とすることができる。

図２２は、実施の形態１１における制御装置の構成を示す図であり、図１９の実施の形態１０の構成と比較すると、モデル加速度変化量制限部４０１’が無く、代わりに加加速度振幅リミッタ１０８’の入力である振幅制限前のモデル加加速度指令Ｊ_a*と加加速度振幅リミッタ１０８’から出力される振幅制限後のモデル加加速度Ｊ_a**と加減算器１１８''とからモデル加加速度飽和量ΔＪ_aを得る構成が設けられている。モデル加加速度飽和量ΔＪ_aはモデル飽和量Ｆ／Ｂ部１０５’へ入力される。

加速度制御系モデル部は、その構成上、加減算器１１８ｂ’、モデル加速度制御器１０７’、加加速度振幅リミッタ１０８’、積分器５０１ｃで作られるモデル加速度制御系と等価であるため、加速度制御系モデル部を省略して加加速度振幅リミッタから直接、モデル加加速度飽和量得、飽和量Ｆ／Ｂ部へ入力することで、推定加加速度飽和量ΔＪ^_ａとモデル加加速度飽和量ΔＪ_aの置き換えが可能となる。

これにより推定モデル加加速度飽和量ΔＪ^_aを推定せずにモデル加加速度飽和量ΔＪ_aを得ることが可能となり、制御系の簡単化が図れ、演算時間の短縮が可能となる。

以上のように、本発明にかかる制御装置は、制御対象の位置・速度・加速度・加加速度・電流・電圧などの状態量を制御する制御装置において、ｑ軸電圧飽和に起因するワインドアップ現象を効果的に抑制することができる発明として有用である。

本発明の実施の形態１における制御装置の構成を示す図である。 図１に示すｄｉ／ｄｔリミッタ部の細部構成を示す図である。 図１に示すｄｉ／ｄｔリミッタ部の図２とは異なる細部構成を示す図である。 実施の形態２における制御装置の構成を示す図である。 図４に示すｄｉ／ｄｔリミッタ部の細部構成を示す図である。 実施の形態３における制御装置の構成を示す図である。 実施の形態４におけるｄｉ／ｄｔリミッタ部の構成を示す図である。 実施の形態４における図７とは異なるｄｉ／ｄｔリミッタ部の構成を示す図である。 実施の形態５における制御装置の構成を示す図である。 図９に示すｑ軸電流制御系モデル部の細部構成を示す図である。 図１０に示すモータ電気回路モデルの構成例を示す図である。 実施の形態６における制御装置の構成を示す図である。 図１０に示したｑ軸電流制御系モデル部の一構成要素であるモータ電気回路モデル部の細部構成を示す図である。 実施の形態７における制御装置の構成を示す図である。 干渉電圧成分を含む詳細モータモデルを示す図である。 実施の形態８における制御装置の構成を示す図である。 図１６に示す電流制御系モデル部の細部構成を示す図である。 実施の形態９における制御装置の構成を示す図である。 実施の形態１０における制御装置の構成を示す図である。 実施の形態１０におけるｄａ／ｄｔリミッタ部の構成を示す図である。 実施の形態１０における加速度制御系モデル部の構成を示す図である。 実施の形態１１における制御装置の構成を示す図である。

符号の説明

１０ 第１の制御系
１２ 第２の制御系
１３ 第３の制御系
１０１ 位置制御器
１０２ 速度制御器
１０２’ モデル速度制御器
１０３，１２７，２１３ 電流振幅リミッタ
１０３’ モデル加速度振幅リミッタ
１０４ ｄｉ／ｄｔリミッタ部
１０５ 飽和量Ｆ／Ｂ部
１０６ 微分器
１０７ａ ｄ軸電流制御器
１０７ｂ ｑ軸電流制御器
１０７’ モデル加速度制御器
１０８ａ ｄ軸電圧振幅リミッタ
１０８ｂ ｑ軸電圧振幅リミッタ
１０８’ モデル加加速度振幅制限部
１０９ａ，１０９ｂ，３０９ａ〜３０９ｃ 座標変換器
１１１ａ〜１１１ｃ 電流検出器
１１２ モータ
１１４ 上位コントローラ
１１５，１１５’，１１６，１１６’，１１７，１１７’，１１８，１１８’，１１８”，１１８ａ，１１８ｂ，１１８ｂ，１１９，１１９’，１２３，１２３’，１２５，１２５’，１２６，２０５，２０５’，２０６，２１１，２１２，３１４，３１５ 加減算器
１２０，１２０’，１２２，１２２’ 係数設定器
１２１ 電圧振幅リミッタ
１２１’ モデル加加速度振幅リミッタ
１２４ａ，１２４ｂ，２１０ 前回値記憶部
２０１ ｑ軸電流制御系モデル部
２０２，２０２’ ゲイン設定器
２０３ 電圧振幅リミッタ
２０３’ 加加速度振幅リミッタ
２０４ モータ電気回路モデル部
２０４’，５０１ａ〜５０１ｃ 積分器
２０７，２０８，２０９ 係数設定器
３０７ 電流制御系モデル部
３０８ ゲイン設定器
３１０ 三相リミッタ部
３１１ 三相モータモデル部
４０１ 電流変化量制限部

Claims (9)

1. １または複数の電流制御器および当該電流制御器のうちの少なくとも１つの電流制御器に対する電流指令の振幅成分を制限する電流振幅リミッタを備え、インダクタンス成分を含む制御対象を制御する制御装置において、
   「電流指令もしくはその換算値」の変化率を求め、前記制御対象のインダクタンス成分に相当する値を乗算し、前記「電流指令もしくはその換算値の変化率」および「前記インダクタンス成分による推定過渡電圧」を演算する第１の演算器と、
   前記第１の演算器の出力信号が「振幅制限前の推定電圧指令」として入力され、「当該振幅制限前の推定電圧指令」の振幅を所定幅に制限した信号を出力する電圧振幅リミッタと、
   前記電圧振幅リミッタの出力信号が「振幅制限後の推定電圧指令」として入力され、前記第１の演算器が前記「電流指令もしくはその換算値」に対して行った処理の逆変換処理を行った信号を前記電流制御器に対する「修正電流指令もしくはその換算値」として出力する第２の演算器と、
   を有する電流変化量制限部が前記電流制御器の入力側に設けられ、
   前記電流変化量制限部は、前記電圧振幅リミッタに対する入力信号と、前記電圧振幅リミッタの出力信号との差分値を「推定電圧飽和量もしくはその換算値」として生成し、生成した「推定電圧飽和量もしくはその換算値」を位置制御器または速度制御器を含む上位の制御器に対する「入力指令もしくはそれらの換算値」にフィードバックすることを特徴とする制御装置。
2. 前記電流変化量制限部は、入力された「電流指令もしくはその換算値」と、前記「修正電流指令もしくはその換算値」とを用いて、前記「電流指令もしくはその換算値の変化率」を生成することを特徴とする請求項１に記載の制御装置。
3. 前記電流変化量制限部の入力側には、前記上位の制御器からの出力振幅を所定幅に抑えた電流指令を生成して当該電流変化量制限部に出力する電流振幅リミッタが設けられており、
   前記電流変化量制限部は、前記電流振幅リミッタに対する入力信号と、前記電流振幅リミッタの出力信号との差分値を「電流振幅飽和量もしくはその換算値」として生成し、前記「推定電圧飽和量もしくはその換算値」に加え、前記「電流振幅飽和量もしくはその換算値」を前記上位の制御器に対する「入力指令もしくはそれらの換算値」にフィードバックすることを特徴とする請求項２に記載の制御装置。
4. さらに「加速度またはその換算値を制御する制御器」が設けられる場合に、
   前記「加速度またはその換算値を制御する制御器」への入力である「加速度またはその換算値」の変化率を求めることにより前記「加速度またはその換算値を制御する制御器」が出力するであろう「加加速度またはその換算値」の値を推定し、
   前記「加速度またはその換算値の変化率」を加加速度振幅リミッタを用いて所定幅に制限し、
   前記「加速度またはその換算値の変化率」を求めた際に行った処理の逆変換処理を行ったものを前記「加速度またはその換算値を制御する制御器」への修正入力とすることを特徴とする請求項１乃至３の何れか１項に記載の制御装置。
5. 前記加加速度振幅リミッタ前後の差分値を推定加加速度飽和量とすることを特徴とする請求項４に記載の制御装置。
6. 位置制御器または速度制御器を含む上位の制御器が構成されている場合に、
   「前記推定加加速度飽和量もしくはその換算値」を当該上位の制御器に対する「入力指令もしくはそれらの換算値」にフィードバックすることを特徴とする請求項５に記載の制御装置。
7. 前記加加速度振幅リミッタ前後の差分値から得た加加速度飽和量を「位置指令またはその換算値」にフィードバックすることを特徴とする請求項４に記載の制御装置。
8. 電流制御器と、この電流制御器に対する電流指令の振幅成分を制限する電流振幅リミッタを備え、制御対象であるモータを制御するモータ制御装置において、
   前記モータの電気回路を模擬し、「振幅制限後の推定電圧指令」に基づいて前記電流制御器に対する「修正電流指令もしくはその換算値」を生成して出力するモータ電気回路モデル部と、
   入力すべき「電流指令もしくはその換算値と前記モータ電気回路モデル部の出力との偏差」に所定のゲインを付与するゲイン設定器と、
   前記ゲイン設定器の出力信号が「振幅制限前の推定電圧指令」として入力され、「当該振幅制限前の推定電圧指令」の振幅を所定幅に制限した信号を出力する電圧振幅リミッタと、
   を有する電流制御系モデル部が前記電流制御器の入力側に設けられ、
   前記電流制御系モデル部は、前記電圧振幅リミッタに対する入力信号と、前記電圧振幅リミッタの出力信号との差分値を「推定電圧飽和量もしくはその換算値」として生成し、生成した「推定電圧飽和量もしくはその換算値」を位置制御器または速度制御器を含む上位の制御器に対する「入力指令もしくはそれらの換算値」にフィードバックすることを特徴とするモータ制御装置。
9. 前記電流制御系モデル部の入力側には、前記上位の制御器からの出力振幅を所定幅に抑えた電流指令を生成して当該電流制御系モデル部に出力する電流振幅リミッタ（１０３）が設けられており、
   前記電流制御系モデル部は、前記電流振幅リミッタに対する入力信号（ｉ _q *）と、前記電流振幅リミッタの出力信号との差分値を「電流振幅飽和量もしくはその換算値」として生成し、前記「推定電圧飽和量もしくはその換算値」に加え、前記「電流振幅飽和量もしくはその換算値」を前記上位の制御器に対する「入力指令もしくはそれらの換算値」にフィードバックすることを特徴とする請求項８に記載のモータ制御装置。

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