JP5523414B2 - 交流電動機の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、制御対象の位置、速度、電流、電圧などの状態量を制御する制御装置に係り、特に交流電動機に用いて好適な制御装置に関する。

交流電動機（以下、特に区別する場合を除き、単に「電動機」と称する）を制御する際、急加減速運転等による電流急変時においては、インダクタンスと電流変化の積（Ｖ＝Ｌ・（ｄｉ／ｄｔ））に起因して過渡的に電圧指令の振幅が大きくなり、電圧制限器の制限値を越えてしまうことがある。これにより、過渡的な電圧飽和（以下「過渡電圧飽和」と称する）が生じる。なお、このような過渡電圧飽和が生じるとき、電動機が振動するなど動作が不安定となることが知られている。

一方、過渡電圧飽和に起因して生じる電動機の不安定現象に対し、下記特許文献１では、過渡電圧飽和量を抽出し、抽出した過渡電圧飽和量にゲインを付与し、さらにフィルタを介して位置指令にフィードバックし、過渡電圧飽和が発生しないように位置指令を修正することで電動機の不安定現象を抑制している。

特開２０１０−５７２２３号公報

しかしながら、上記特許文献１では、過渡電圧飽和量を位置指令にフィードバック（以下「Ｆ／Ｂ」と表記）する際のゲイン付与およびフィルタ処理は、制御対象である電動機と制御装置との組合せ毎に一意に示されていないため、電動機と制御装置の組合せごとにゲインとフィルタの設計を実験的に行う必要があった。

また、上記特許文献１では、理論的なゲイン設計が為されていないため、位置指令を修正するための位置指令修正量ΔＰが最適化されず、位置指令の修正に過不足が生じる場合があり、過渡電圧飽和による不安定現象を充分に抑制できない場合があった。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、過渡電圧飽和に起因して生じ得る電動機の不安定現象を充分に抑制することができる交流電動機の制御装置を提供することを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、速度指令と前記交流電動機の速度との偏差を用いて電流指令を生成する速度制御器と、前記電流指令と前記交流電動機に流れる電流との偏差を用いて電圧指令を生成する電流制御器と、前記電流指令の変化率と前記交流電動機におけるインダクタンス成分相当値とを用いて、ｑ軸電圧方程式の過渡電圧成分に相当する電圧飽和量を算出する電圧飽和量算出部と、前記電圧飽和量をローパスフィルタに通過させ、そのフィルタ出力の換算値を速度指令修正量として前記速度制御器の入力側にフィードバックする飽和量フィードバック部と、を備え、前記飽和量フィードバック部は、前記交流電動機の電気回路時定数の逆数相当値を前記ローパスフィルタの帯域を決定するフィルタ定数として設定する帯域設定器を有して構成されることを特徴とする。

本発明によれば、過渡電圧飽和に起因して生じ得る電動機の不安定現象を充分に抑制することができるという効果を奏する。

図１は、実施の形態１に係る制御装置の一構成例を示す図である。 図２は、実施の形態１に係る飽和量Ｆ／Ｂ部の構成を示す図である。 図３は、実施の形態１に係るフィルタ機能を具現する制御系の一構成例を示す図である。 図４は、フィルタ帯域を設定する帯域設定器の一構成例を示す図である。 図５は、過渡電圧飽和時の応答波形（従来および実施の形態１）を示す図である。 図６は、ＬＰＦの性質を利用して近似したＬＰＦ入力に対するＬＰＦ出力を表す模式図である。 図７は、ＬＰＦによる１次遅れ応答特性を改善するための実施の形態２に係る一手法を説明する図である。 図８は、実施の形態２に係る飽和量Ｆ／Ｂ部の細部構成を示す図である。 図９は、位置偏差に関する３パターン（従来、時定数固定、時定数可変）のシミュレーション結果を示す図である。

以下に添付図面を参照し、本発明の実施の形態にかかる交流電動機の制御装置について説明する。なお、以下に示す実施の形態により本発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
（制御装置の構成）
図１は、本発明の実施の形態１に係る制御装置の構成を示す図であり、交流電動機を制御対象として構成した制御装置の汎用的な一構成例を示している。

実施の形態１に係る制御装置は、図１にそれぞれ破線部で示す、第１の制御系１０および第２の制御系１２を備えて構成される。制御装置の入力端である第１の制御系１０の入力端には、上位コントローラ１１４が接続され、制御装置の出力端である第２の制御系１２の出力端には、制御対象である電動機１１２を駆動するインバータ装置（以下「ＩＮＶ」と表記）１１０が接続されている。電動機１１２には、電動機１１２の回転子（リニアモータであれば可動子）に関する位置情報を検出する位置検出器（以下「ＥＮＣ」と表記）１１３が接続されており、ＥＮＣ１１３が検出した位置情報は、第１の制御系１０に入力される構成となっている。また、ＩＮＶ１１０と電動機１１２との間には、電流検出器１１１ａ〜１１１ｃが設けられており、電流検出器１１１ａ〜１１１ｃが検出した電動機電流ｉ_u，ｉ_v，ｉ_wは、第２の制御系１２に入力される構成となっている。なお、図１では、ＩＮＶ１１０、電流検出器１１１ａ〜１１１ｃ、ＥＮＣ１１３を制御装置内に含まない構成としているが、これらの１つ以上を制御装置内に含む構成としても構わない。

（第１の制御系１０の構成および動作）
つぎに、第１の制御系１０の構成および動作について説明する。図１において、第１の制御系１０は、位置制御器１０１、速度制御器１０２、電流振幅リミッタ１０３、ｄｉ／ｄｔリミッタ部１０４、飽和量Ｆ／Ｂ部１０５、微分器１０６、および加減算器１１５〜１１７を備えて構成される。

位置制御器１０１は、加減算器１１６の出力である位置偏差ｅ_rrpを入力信号とし、速度指令Ｗ*を生成して出力する。なお、位置偏差ｅ_rrpは、加減算器１１５の出力である修正位置指令Ｐ**と、ＥＮＣ１１３の出力である位置Ｆ／Ｂ信号ｐ_fbとの減算出力として加減算器１１６によって生成される。また、修正位置指令Ｐ**は、上位コントローラ１１４の出力である位置指令Ｐ*と、飽和量Ｆ／Ｂ部１０５の出力である位置指令修正量ΔＰとの減算出力として加減算器１１５によって生成される。

速度制御器１０２は、加減算器１１７の出力である速度偏差ｅ_rrwを入力信号とし、電流指令ｉ_q*を生成して出力する。なお、速度偏差ｅ_rrwは、位置制御器１０１の出力である速度指令Ｗ*と、微分器１０６の出力である速度Ｆ／Ｂ信号Ｗ_fbとの減算出力として加減算器１１７によって生成される。また、速度Ｆ／Ｂ信号Ｗ_fbは、ＥＮＣ１１３の出力である位置Ｆ／Ｂ信号ｐ_fbを入力として微分器１０６によって生成される。

電流振幅リミッタ１０３は、電流振幅制限器としての機能を有し、速度制御器１０２の出力であるｑ軸電流指令ｉ_q*の振幅を所定幅に抑えたｑ軸電流指令ｉ_q**を生成して出力する。なお、ｑ軸電流指令ｉ_q*およびｑ軸電流指令ｉ_q**については記号を付して区別するが、記号なしで区別する場合には、ｑ軸電流指令ｉ_q*を「振幅制限前のｑ軸電流指令」と呼称し、ｑ軸電流指令ｉ_q**を「振幅制限後のｑ軸電流指令」と呼称する。

ｄｉ／ｄｔリミッタ部１０４は、電流指令の変化率と電動機１１２のインダクタンス成分に相当する値を用いて、後述するｑ軸電圧方程式の過渡電圧成分に相当する電圧の飽和量（過渡電圧飽和量）を求める電圧飽和量算出部および、ｑ軸電流指令の変化量を制限した電流変化量制限部としての機能を有する。図１の構成では、ｑ軸電流指令ｉ_q**を入力信号とし、修正ｑ軸電流指令ｉ_q***、および推定ｑ軸電圧飽和量ΔＶ^_qを生成して出力する。なお、修正ｑ軸電流指令ｉ_q***は、ｑ軸電流指令ｉ_q**の変化量（振幅変化率）を制限した電流指令であり、第２の制御系１２に対する入力信号となる。また、推定ｑ軸電圧飽和量ΔＶ^_qは、飽和量Ｆ／Ｂ部１０５に対する入力信号となる。

飽和量Ｆ／Ｂ部１０５は、フィルタ機能やゲイン設定機能などを有し、ｄｉ／ｄｔリミッタ部１０４の出力である推定ｑ軸電圧飽和量ΔＶ^_qを入力信号とし、位置指令修正量ΔＰを生成して出力する。なお、位置指令修正量ΔＰは、加減算器１１５に対する一方の入力信号となり、位置指令Ｐ*に対する減算出力となる。

なお、図１では、位置指令修正量ΔＰを位置指令Ｐ*にＦ／Ｂする構成としたが、位置制御器１０１のゲインを位置指令修正量ΔＰに乗じるようにすれば、位置指令修正量ΔＰを速度指令修正量と見なすことができる。この場合、飽和量Ｆ／Ｂ部１０５の出力を速度制御器１０２の入力側にＦ／Ｂする構成、すなわち速度指令修正量を速度指令Ｗ*にＦ／Ｂする構成とすることも可能である。

（第２の制御系１２の構成および動作）
つぎに、第２の制御系１２の構成および動作について説明する。図１において、第２の制御系１２は、ｄ軸電流制御器１０７ａ、ｑ軸電流制御器１０７ｂ、ｄ軸電圧振幅リミッタ１０８ａ、ｑ軸電圧振幅リミッタ１０８ｂ、および座標変換器１０９ａ，１０９ｂを備えて構成される。

座標変換器１０９ｂは、ＵＶＷ三相静止座標系の出力値を、ＩＮＶ１１０の出力周波数と同期して回転する回転座標系（ｄｑ直交２軸回転座標系）の出力値に変換する処理を行う。具体的には、座標変換器１０９ｂは、電流検出器１１１ａ〜１１１ｃが検出した電動機電流ｉ_u，ｉ_v，ｉ_wを入力信号とし、ｄ軸電流制御器１０７ａおよびｑ軸電流制御器１０７ｂの各入力側にＦ／Ｂするための電流信号であるｄ軸Ｆ／Ｂ電流ｉ_dfbおよびｑ軸Ｆ／Ｂ電流ｉ_qfbを生成して出力する。

ｄ軸電流制御器１０７ａは、加減算器１１８ａの出力であるｄ軸電流偏差ｅ_rridを入力信号とし、ｄ軸電圧指令Ｖ_d*を生成して出力する。なお、ｄ軸電流偏差ｅ_rridは、所定の指令信号であるｄ軸電流指令ｉ_d*と、座標変換器１０９ｂの一方の出力であるｄ軸Ｆ／Ｂ電流ｉ_dfbとの減算出力として加減算器１１８ａによって生成される。

ｑ軸電流制御器１０７ｂは、加減算器１１８ｂの出力であるｑ軸電流偏差ｅ_rriqを入力信号とし、ｑ軸電圧指令Ｖ_q*を生成して出力する。なお、ｑ軸電流偏差ｅ_rriqは、第１の制御系１０の出力、より詳細には、ｄｉ／ｄｔリミッタ部１０４の出力信号である修正ｑ軸電流指令ｉ_q***と、座標変換器１０９ｂの他方の出力であるｑ軸Ｆ／Ｂ電流ｉ_qfbとの減算出力として加減算器１１８ｂによって生成される。

ｄ軸電圧振幅リミッタ１０８ａは、電圧振幅制限器としての機能を有し、ｄ軸電流制御器１０７ａの出力であるｄ軸電圧指令Ｖ_d*の振幅を所定幅に抑えたｄ軸電圧指令Ｖ_d**を生成して出力する。なお、ｄ軸電圧指令Ｖ_d*およびｄ軸電圧指令Ｖ_d**については記号を付して区別するが、記号なしで区別する場合には、ｄ軸電圧指令Ｖ_d*を「振幅制限前のｄ軸電圧指令」と呼称し、ｄ軸電圧指令Ｖ_d**を「振幅制限後のｄ軸電圧指令」と呼称する。

ｑ軸電圧振幅リミッタ１０８ｂは、電圧振幅制限器としての機能を有し、ｑ軸電流制御器１０７ｂの出力であるｑ軸電圧指令Ｖ_q*の振幅を所定幅に抑えたｑ軸電圧指令Ｖ_q**を生成して出力する。なお、ｑ軸電圧指令Ｖ_q*およびｑ軸電圧指令Ｖ_q**については記号を付して区別するが、記号なしで区別する場合には、ｑ軸電圧指令Ｖ_q*を「振幅制限前のｑ軸電圧指令」と呼称し、ｑ軸電圧指令Ｖ_q**を「振幅制限後のｑ軸電圧指令」と呼称する。

座標変換器１０９ａは、ｄｑ直交２軸回転座標系の出力値をＵＶＷ三相静止座標系の出力値に変換する処理を行う。具体的には、ｄ軸電圧振幅リミッタ１０８ａおよびｑ軸電圧振幅リミッタ１０８ｂの各出力であるｄ軸電圧指令Ｖ_d**およびｑ軸電圧指令Ｖ_q**を入力信号とし、ＩＮＶ１１０に対する電圧指令Ｖ_ｕ，Ｖ_ｖ，Ｖ_ｗを生成して出力する。なお、ＩＮＶ１１０は、入力された電圧指令Ｖ_ｕ，Ｖ_ｖ，Ｖ_ｗを用いてＰＷＭ電圧を生成し、電動機１１２を駆動する。

（飽和量Ｆ／Ｂ部１０５の構成および動作）
つぎに、飽和量Ｆ／Ｂ部１０５の構成および動作について図２を参照して説明する。図２は、図１に示す飽和量Ｆ／Ｂ部１０５の構成を示す図である。図２において、飽和量Ｆ／Ｂ部１０５は、ローパスフィルタ（以下「ＬＰＦ」と表記）１２１および帯域設定器１２２を備えて構成される。

ＬＰＦ１２１は、ｄｉ／ｄｔリミッタ部１０４の出力である推定ｑ軸電圧飽和量ΔＶ^_qの高周波成分を低減させるフィルタリング処理を行う。なお、フィルタリング出力は、位置指令修正量ΔＰとして位置制御器１０１に対する入力信号（フィードバック信号）となる。帯域設定器１２２は、ＬＰＦ１２１のフィルタ帯域を決めるフィルタ定数ωを演算する。このフィルタ定数ωは、ＬＰＦ１２１に入力され、ＬＰＦ１２１のフィルタ特性が設定される。

つぎに、飽和量Ｆ／Ｂ部１０５のフィルタ機能およびゲイン設定機能を電動機定数から一意に決定するための理論的な説明を行う。

まず、交流電動機（例えば永久磁石型同期電動機）のｑ軸電圧方程式は、一般的に次式で表される。

ここで、上記（１）式に含まれる各記号の意味は、以下の通りである。
Ｖ_ｑ ^＊：ｑ軸電圧指令、Ｒ：電機子巻線抵抗、ｓ：ラプラス演算子、Ｌ：電機子巻線インダクタンス、ｉ_ｑ：ｑ軸電流、ω_ｒｅ：電機角速度、φ：磁束鎖交数、ｉ_ｄ：ｄ軸電流、Pm：電動機磁石の極対数

ｑ軸電流変化に起因する過渡電圧飽和は、電気角速度ω_ｒｅが低い場合でも生じるので、（１）式の電気角速度をω_ｒｅ＝０と仮定すると、（２）式のようになる。

ここで、過渡電圧飽和量を（３）式のように定義し、（２）式を（３）式に代入すると（４）式が得られる。

なお、上記（４）式中のＶ_ｌｉｍは、電圧リミット値である。

ｑ軸電圧飽和量ΔＶ_ｑを０にするために、ｑ軸電流ｉ_ｑを補正量Δｉ_ｑで補正すると（４）式は（５）式となる。

この（５）式をΔｉ_ｑの式に直すと（６）式が得られる。また、この（６）式に上記（２）式を代入すると（７）式が得られる。

さらに、この（７）式に（３）式を代入すると（８）式が得られる。

この（８）式は、ｑ軸電圧飽和量ΔＶ_ｑからｑ軸電流指令を補正するための補正量Δｉ_ｑを計算する際のフィルタ機能およびゲイン設定機能を表す式となる。なお、この（８）式は（９）式のように変形することができる。

この（９）式において、ｑ軸電圧飽和量ΔＶ_ｑに乗算される係数のうち、第１項にある電機子巻線抵抗Ｒの逆数相当値（１／Ｒ）がゲイン設定機能を表す係数であり、第２項にある電気回路時定数（Ｌ／Ｒ）の逆数相当値（Ｒ／Ｌ）がフィルタ機能を表す係数である。この（９）式を用いることにより、ｑ軸電圧飽和量からｑ軸電流指令を補正するためのフィルタ機能およびゲイン設定機能を電動機定数Ｒ，Ｌから一意に求めることが可能となる。

図３および図（４）は、上記（３）式を具現するＬＰＦ１２１および帯域設定器１２２の一構成例を示す図である。ＬＰＦ１２１は、図３に示すように、フィルタ部１３１、ゲイン設定器１３２、第１の換算値算出器１３３および第２の換算値算出器１３４を備えて構成され、帯域設定器１２２は、図４に示すように、乗除算器１３６を備えて構成される。

帯域設定器１２２には、電動機毎に一意に決まる電機子巻線抵抗Ｒおよび、電機子巻線インダクタンスＬが設定される。帯域設定器１２２に具備される乗除算器１３６は、電機子巻線抵抗Ｒおよび電機子巻線インダクタンスＬを用いてＲ／Ｌの演算を行い、その演算結果をフィルタ定数ωとしてＬＰＦ１２１に設定する。ＬＰＦ１２１のフィルタ部１３１は、ｑ軸電圧飽和量ΔＶ_ｑに対するフィルタ処理を行う。フィルタ部１３１の出力は、ゲイン設定器１３２にて上記（９）式に示す係数（電機子巻線抵抗Ｒの逆数）が乗算されてｑ軸電流指令に対する補正量Δｉ_ｑが演算される。

ここで、実施の形態１の制御系は、図１に示すように、ｑ軸電流指令に対する補正量Δｉ_ｑから位置指令を修正するための位置指令修正量ΔＰを演算して位置制御器１０１に入力する構成である。このため、図３に示すように、第１の換算値算出器１３３にて速度比例ゲインＫ_ＳＰの逆数を乗じて速度指令修正量ΔＷを演算し、さらに第２の換算値算出器１３４にて速度指令修正量ΔＷに位置制御ゲインＫ_ＰＰの逆数を乗じて位置指令修正量ΔＰを演算する。

なお、制御系の構成が、ｑ軸電流指令に対する補正量Δｉ_ｑから速度指令を修正するための速度指令修正量ΔＷを演算して速度制御器１０２に入力する構成であれば、第２の換算値算出器１３４の処理は不要であり、第１の換算値算出器１３３の出力をＬＰＦ１２１の出力、即ち、飽和量Ｆ／Ｂ部１０５の出力として速度制御器１０２に入力すればよい。

以上説明したように、実施の形態１の制御装置によれば、制御対象の電動機と制御装置との組合せによって一意に決まるフィルタ定数およびゲインを制御装置内にて設定可能な構成としたので、電動機と制御装置との組合せ毎に好適な位置指令に対する補正量を求めることができ、過渡電圧飽和に起因して生じ得る電動機の不安定現象を充分に抑制することが可能となる。

また、実施の形態１の制御装置によれば、制御対象の電動機と制御装置との組合せによって一意に決まるフィルタ定数およびゲインを帯域設定器およびゲイン設定器によって簡易に設定可能な構成としたので、電動機または制御装置の故障等により、電動機、制御装置もしくは、電動機と制御装置の組合せが変更されても制御装置のパラメータ変更等を行う必要がなく、迅速な対応が可能になる。

実施の形態２．
実施の形態１で導出したフィルタ機能は、フィルタ帯域を決めるフィルタ定数を電動機の電気回路時定数の逆数相当値（固定値）としたＬＰＦであった。一方、このＬＰＦは、ステップ入力に対するＬＰＦ出力の傾きが時間の経過と共に徐々に緩やかになるため、目標値に対する追従性能が悪化する。そこで、実施の形態２では、追従性能の悪化を抑制することができる飽和量Ｆ／Ｂ部の構成および動作について説明する。

ここではまず、追従性能の悪化の原因と、その改善策について説明する。図５は、過渡電圧飽和時の応答波形を示す図であり、（ａ）はワインドアップ対策のない従来方式の制御系を用いた場合の応答波形の一例であり、（ｂ）はワインドアップ対策を有する例えば上記実施の形態１の制御系を用いた場合の応答波形の一例を示す図である。

つぎに、図５の各応答波形をより詳細に説明する。（ａ）および（ｂ）の双方において、まず、上段部のグラフに示す波形は速度応答波形であり、実線部の波形は位置指令を作るための速度指令、破線部の波形は電動機の速度、一点鎖線部の波形は位置制御器が生成する速度指令である。また、中段部のグラフに示す波形は電流応答波形であり、実線部の波形は電流指令、破線部の波形は電動機に流れる電流（電動機電流）である。また、下段部のグラフに示す波形は位置偏差特性であり、実線部の波形は位置偏差量、破線部の波形はフラグ（位置決め完了を示す信号）である。

ワインドアップ対策のない従来方式の制御系を用いた場合、図５（ａ）の上段部および中段部のグラフに示すように、速度応答および電流応答のハンチングが生じてしまうが、実施の形態１の制御系を用いた場合には、図５（ｂ）の上段部および中段部のグラフに示すように、速度応答および電流応答のハンチングを抑制することができている。ところが、実施の形態１の場合、同図（ａ）および（ｂ）の下段部における位置整定付近（０．５〜０．６秒付近）の波形を見ると緩やかな応答特性となっており、位置整定時間が遅延し、位置整定付近の位置偏差が大きくなっている。

つぎに、位置整定付近の位置偏差が大きくなる原因を解明するため、ＬＰＦの一時遅れ特性について、ステップ入力を用いて検討する。

まず、振幅をａとしたステップ入力に対するＬＰＦ出力は、下記（１０）式で表される。

また、この（１０）式の傾きは、下記（１１）式で表される。

ここで、ｔ→∞の極限において、ｅ^-ｔ→０である。このため、上記（１１）式に示されるＬＰＦ出力ｙ(t)の傾きは、時間の経過と共に徐々に緩やかとなる。したがって、ＬＰＦ出力ｙ(t)は、目標値に追従するまでの時間が長くなることが分かる。

つぎに、台形波入力に対するＬＰＦ出力についても上記ステップ入力と同様に考える。振幅をａとした台形波入力において、加速中はランプ入力となるので、このランプ入力に対応するＬＰＦ出力は、下記（１２）式で表わされる。

一方、台形波入力では、ランプ入力の後は定値入力に移行する。したがって、台形波入力が一定値となった時点以降におけるＬＰＦ入出力間の振幅差（ＬＰＦ入力に対するＬＰＦ出力の振幅差）Δｙは、下記（１３）式で表わされる。

ここで、上記（１３）式のΔｙは、ｔ→∞の極限において、Δｙ＝ａＴとなる。このため、台形波入力に対するＬＰＦ出力は、図６に示すように、ＬＰＦ入出力間の振幅差がａＴになった以降、振幅ａＴのステップ入力に対応するＬＰＦ出力となる。即ち、台形波入力に対するＬＰＦ出力は、目標値応答に対する遅延が生じることになる。

図６は、ステップ入力された目標値との偏差に対し、時定数毎に約６３％ずつ到達するというＬＰＦの性質を利用して近似したＬＰＦ入力に対するＬＰＦ出力を表す模式図である。図６（ａ），（ｂ）において、太実線で示す波形は、ＬＰＦ入力波形であり、太破線で示す波形は、ＬＰＦ出力波形（ＬＰＦ入力に対する応答波形）である。

図６（ａ）に示すＬＰＦ出力波形では、図示のＡ部に示す応答遅延が生じた後にランプ入力に合わせて上昇し、定値入力に移行するｔ＝ｔ０にて振幅差（偏差）ａＴが生じ、その後、時定数毎に偏差の６３％ずつ上昇するように近似されている。ＬＰＦ出力波形（ｂ）でも同様であり、図示のＢ部に示す応答遅延が生じた後にランプ入力に合わせて下降し、入力が零になるｔ＝ｔ１にて振幅差（偏差）ａＴが生じ、その後、時定数毎に偏差の６３％ずつ下降するように近似されている。

ここで、ＬＰＦ出力の傾きが、図６に示すような徐々に緩やかになる波形となるのは、ＬＰＦの時定数が一定であることに原因がある。このため、ＬＰＦの出力波形を制御できれば、ＬＰＦの応答特性を改善することが可能になると考えられる。

一方、過渡電圧飽和量は、過渡電圧指令とリミッタ出力との差である。このため、過渡電圧飽和量（ＬＰＦ入力）の絶対値の最大値を、初めから設定することはできない。しかしながら、過渡電圧飽和量の絶対値が最大値に達した後、必ず零に戻り、零で一定になることは明らかである。そこで、実施の形態２では、過渡電圧飽和量の絶対値が零となったときから、ＬＰＦの時定数を可変に制御し、ＬＰＦ出力波形の傾きを制御することを考える。

図７は、ＬＰＦによる１次遅れ応答特性を改善するための実施の形態２に係る一手法を説明する図である。なお、図６では、実線部の波形として、ＬＰＦ入力の時間変化を示しているが、この図７では、実線部の波形として、ＬＰＦ入力とは相似形の関係と考えられる過渡電圧飽和量の時間変化（過渡電圧飽和量の最大値以降の時間変化）を示している。

図６のところでも説明したが、過渡電圧飽和量ΔＶ(t)の絶対値｜ΔＶ(t)｜は、制御毎に値が変動する変動値である。このため、図７（ａ）のＣ部に示す区間、即ち、過渡電圧飽和量の絶対値がＬＰＦ入力の振幅ａとＬＰＦの時定数Ｔとの積ａＴに略一致する時間ｔ１以降の区間を整定遅延の原因となる区間として定義する。図７（ｂ）は、図７（ａ）Ｃ部の拡大図である。

図７（ｂ）において、破線部の波形はＬＰＦ時定数が固定であるときのＬＰＦ出力の近似波形であるのに対し、一点鎖線部の波形はＬＰＦ時定数を可変としたときのＬＰＦ出力の近似波形である。

ここで、図７（ｂ）に示す時定数可変制御について説明する。具体的には、以下に示す手順にて、ＬＰＦの時定数を徐々に小さく設定して行く。

（１）まず、過渡電圧飽和量（ＬＰＦ入力）の絶対値｜ΔＶ_ｑｔ(k)｜が零になった時点（ｔ＝ｔ１、Ａ１点）のＬＰＦ出力値Ｂ１を保持する（Ｂ１＝ａＴ）。｜ΔＶ_ｑｔ(k)｜が零になったか否かの判定は、例えば、判定時の一時刻前の絶対値｜ΔＶ_ｑｔ(k-1)｜がしきい値εよりも大きく（｜ΔＶ_ｑｔ(k-1)｜＞ε）、かつ、判定時の絶対値｜ΔＶ_ｑｔ(k)｜がしきい値εよりも小さい（｜ΔＶ_ｑｔ(k-1)｜＜ε）ときに零になったと判定すればよい。なお、図７（ｂ）の例では、｜ΔＶ_ｑｔ(k)｜が零になった時点でＬＰＦの時定数を１／２に変更する処理を行っている。
（２）つぎに、Ａ１点よりも６３％下降した点、即ち、Ｂ２＝Ｂ１−Ｂ１＊０．６３＝Ｂ１＊（１−０．６３）＝Ｂ１＊０．３７となる点（Ａ２点）を第１の比較ポイントとして設定し、その値Ｂ２を第１の比較値として保持する。
（３）つぎに、Ａ２点よりも６３％下降した点、即ち、Ｂ３＝Ｂ２−Ｂ２＊０．６３＝Ｂ２＊（１−０．６３）＝Ｂ２＊０．３７となる点（Ａ３点）を第２の比較ポイントとして設定し、その値を第２の比較値として保持する。
（４）以下同様な計算により、第３〜第ｎの比較ポイントを設定し、それぞれの値を第３〜第ｎの比較値として保持する。
（５）上記第１〜第ｎの比較ポイントの設定後、ＬＰＦ出力値と第１〜第ｎの比較値とを順次比較し、ＬＰＦ出力値が第１〜第ｎの比較値よりも小さくなる毎にＬＰＦの時定数を順次１／３（Ｔ／３），１／４（Ｔ／４），・・・１／ｎ（Ｔ／ｎ）というように設定し、ＬＰＦ出力値が所望の目標値以下になるまで時定数の可変処理を継続する。

なお、上記（５）項に示した時定数の設定値は一例であり、この例に限定されるものではなく、ＬＰＦの時定数が直前の値よりも小さくなっていればよい。例えば、ＬＰＦ出力値が比較ポイントの値よりも小さくなる毎に、直前の値の１／２になるようにＬＰＦの時定数を設定（更新）することでもよい。この場合、ＬＰＦの時定数は、Ｔ／２，Ｔ／４，Ｔ／８，Ｔ／１６のように設定（更新）されて行く。

また、上記では、ＬＰＦの応答特性が、ステップ入力された目標値との偏差に対し、時定数毎に約６３％ずつ到達するという性質を利用し、この６３％という数値を用いて第１〜第ｎの比較値を算出したが、必ずしも６３％という数値に限定されるものではない。ＬＰＦとしては、種々のフィルタ特性を有するバリエーションがあるため、使用するフィルタ特性に好適な数値を用いて第１〜第ｎの比較値を算出することが好ましいことは勿論である。

図８は、実施の形態２に係る飽和量Ｆ／Ｂ部１０５Ａの細部構成を示す図であり、上述した手法を具現する一構成例を示している。図２に示す実施の形態１の構成と比較すると、図８では、絶対値演算部（以下「ＡＢＳ」と表記）１４１、比較器１４２、比較値設定器１４３および帯域可変設定器１４４をさらに備えている点で図２の構成と相違している。なお、図２と同一または同等の構成部には、同一の符号を付している。

つぎに、実施の形態２に係る飽和量Ｆ／Ｂ部１０５Ａの動作について説明する。図８において、ＬＰＦ１２１には、ｑ軸電圧飽和量ΔＶ_ｑの時系列データΔＶ_ｑｔが入力される。ＡＢＳ１４１は、ΔＶ_ｑｔの絶対値を演算する。なお、ΔＶ_ｑｔの絶対値を演算する理由は、比較値設定器１４３、比較器１４２での処理を簡易に行うためであり、本質的なものではない。比較値設定器１４３には、ＡＢＳ１４１の出力値｜ΔＶ_ｑｔ｜とＬＰＦ１２１の出力値ΔＩ_ｑｔとが入力される。比較値設定器１４３は、上述した第１〜第ｎの比較値を演算して保持する。比較器１４２は、ＬＰＦ１２１の出力値を取り込み、取り込んだ値と比較値設定器１４３に保持されている第１〜第ｎの比較値とを順次比較し、取り込んだ値が第１〜第ｎの比較値よりも小さくなった場合にＬＰＦ１２１のフィルタ帯域を決定する時定数の変更を指示する信号（以下「時定数変更信号」という）を生成して帯域可変設定器１４４に出力する。例えば、ＬＰＦ１２１の出力が第１の比較ポイントであるＡ１点に向かうとき、ＬＰＦ１２１の出力が第１の比較ポイントの値（Ｂ２）よりも小さくなったときに、時定数変更信号が出力される。帯域可変設定器１４４には、比較値設定器１４３が演算した第１〜第ｎの比較値と、これら第１〜第ｎの比較値に対応して決定されている時定数が、例えば降順に設定されている。帯域可変設定器１４４は、時定数変更信号を受領し、受領の都度、第１〜第ｎの比較値に対応して設定されている時定数を順次選択してＬＰＦ１２１の帯域を変更する。例えば、現在の時定数がＴ／２である場合、図７（ｂ）の例では、時定数をＴ／２からＴ／３に変更してＬＰＦ１２１の帯域を変更する。なお、他の比較ポイントのときも同様な動作となる。

図９は、位置偏差に関する３パターン（従来、実施の形態１、実施の形態２）のシミュレーション結果を示す図であり、（ａ）はワインドアップ対策のない従来方式の制御系を用いた場合のシミュレーション結果、（ｂ）は実施の形態１による制御系を用いた場合のシミュレーション結果、（ｃ）は実施の形態２による制御系を用いた場合のシミュレーション結果である。

時定数を固定した場合、図９（ｂ）のＥ部に示すように、位置整定時間の遅延が見られるが、時定数を可変にした場合、図９（ｃ）のＦ部に示すように、位置整定時間の遅延が改善され、図９（ａ）のＤ部に示される応答特性と同等の応答特性が得られていることが理解できる。

以上説明したように、実施の形態２の制御装置によれば、電動機の電気回路時定数の逆数を帯域に持つフィルタ機能を設定する際、当該電気回路時定数が時間の経過と共に徐々に小さくなるように設定して行くので、実施の形態１の効果に加え、位置整定時間の遅延が改善され、位置整定付近の位置偏差が小さくなるという効果が得られる。

なお、以上の実施の形態１，２に示した構成は、本発明の構成の一例であり、上記特許文献１の技術や、その他の公知の技術と組み合わせることも可能であることは言うまでもない。また、実施の形態１，２に示した構成は、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、一部を省略する等、変更して構成することも可能であることは言うまでもない。

以上のように、本発明にかかる交流電動機の制御装置は、過渡電圧飽和に起因して生じ得る電動機の不安定現象を抑制することができる発明として有用である。

１０ 第１の制御系
１２ 第２の制御系
１０１ 位置制御器
１０２ 速度制御器
１０３ 電流振幅リミッタ
１０４ ｄｉ／ｄｔリミッタ部
１０５，１０５Ａ 飽和量Ｆ／Ｂ部
１０６ 微分器
１０７ａ ｄ軸電流制御器
１０７ｂ ｑ軸電流制御器
１０８ａ ｄ軸電圧振幅リミッタ
１０８ｂ ｑ軸電圧振幅リミッタ
１０９ａ，１０９ｂ 座標変換器
１１０ インバータ（ＩＮＶ）
１１１ａ〜１１１ｃ 電流検出器
１１２ 電動機
１１３ 位置検出器（ＥＮＣ）
１１４ 上位コントローラ
１１５〜１１７，１１８ａ，１１８ｂ 加減算器
１２２ 帯域設定器
１３１ フィルタ部
１３２ ゲイン設定器
１３３ 第１の換算値算出器
１３４ 第２の換算値算出器
１３６ 乗除算器
１４２ 比較器
１４３ 比較値設定器
１４４ 帯域可変設定器

Claims (3)

1. 速度指令と、制御対象である交流電動機の速度との偏差を用いて電流指令を生成する速度制御器と、
   前記電流指令と前記交流電動機に流れる電流との偏差を用いて電圧指令を生成する電流制御器と、
   前記電流指令の変化率と前記交流電動機におけるインダクタンス成分相当値とを用いて、ｑ軸電圧方程式の過渡電圧成分に相当する電圧飽和量を算出する電圧飽和量算出部と、
   前記電圧飽和量をローパスフィルタに通過させ、そのフィルタ出力の換算値を速度指令修正量として前記速度制御器の入力側にフィードバックする飽和量フィードバック部と、
   を備え、
   前記飽和量フィードバック部は、
   前記交流電動機の電気回路時定数の逆数相当値を前記ローパスフィルタの帯域を決定するフィルタ定数として設定する帯域設定器と、
   前記ローパスフィルタへの入力値と前記ローパスフィルタからの出力値との偏差に基づいて、当該出力値の大小を判定するときの基準となる比較値を設定する比較値設定器と、
   前記出力値と前記比較値設定器に保持されている比較値とを比較し、前記出力値が前記比較値よりも小さくなった場合に前記ローパスフィルタの時定数の変更を指示する信号を生成する比較器と、
   前記比較器からの信号に基づいて前記ローパスフィルタの時定数を変更する帯域可変設定器と、
   を有して構成されることを特徴とする交流電動機の制御装置。
2. 位置指令と前記交流電動機の位置情報との偏差を用いて前記速度制御器への入力信号となる前記速度指令を生成する位置制御器をさらに備え、
   前記飽和量フィードバック部は、前記電圧飽和量をローパスフィルタに通過させ、そのフィルタ出力の換算値を位置指令修正量として前記位置制御器の入力側にフィードバックすることを特徴とする請求項１に記載の交流電動機の制御装置。
3. 前記比較値設定器には、値が順次小さくなる複数の比較値が設定され、
   前記帯域可変設定器には、前記複数の比較値と、これらの比較値に対応して決定されている前記時定数とが降順に設定されており、
   前記帯域可変設定器は、前記比較器からの信号を受領する都度、前記各比較値に対応して設定されている時定数を順次選択して前記ローパスフィルタの帯域を変更することを特徴とする請求項１または２に記載の交流電動機の制御装置。

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