JP6115250B2 - モータ制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、モータ制御装置に関する。

特許文献１には、永久磁石モータのベクトル制御装置において、ｑ軸電流及びｄ軸電流を操作する通常制御から電圧位相を操作する電圧位相型弱め界磁制御へ切り換える際に、第２のｄ軸電流指令フィルタ処理演算部への入力値を第２のｄ軸電流指令値からゼロに切り換えることが記載されている。これにより、特許文献１によれば、設定されたモータ定数（抵抗、インダクタンス、発電定数）と実値とのずれがある場合に、通常制御から電圧位相型弱め界磁制御へ切り換える際におけるモータ定数ずれによる位相のずれをなくし本来の位相に戻すので、切り換え時におけるショックが発生しないとされている。

特許文献２には、永久磁石形同期電動機の制御装置において、インバータへの入力直流電圧（直流電源の電圧）と回転子の検出位置から算出された回転数とに基づいて、弱め界磁制御を行うか最大トルク制御を行うかを判定し、判定結果に基づいて弱め界磁制御及び最大トルク制御のいずれか一方への切り換えを行うことが記載されている。これにより、特許文献２によれば、直流電源の電圧が大きく変動した場合でも、安定した切り換えを実現できるとされている。

特開２０１０−１４２０３０号公報 特開２００３−３３０９７号公報

ところで、モータのベクトル制御装置の複雑化を回避するには、ｄ軸電圧とｑ軸電圧を独立に制御できるようにする必要があるが、この制御を可能にするため、モータの電圧電流方程式の干渉化項を非干渉化する非干渉化制御器を用いることが知られている。
しかし、通常制御と弱め磁束制御の切り換え時には、非干渉化項の急峻な変動が起こり、安定した非干渉化を実現できず、切り換えショックが発生する可能性があることを本発明者は見出した。
特許文献１及び２には、いずれも、ｄ軸電圧指令とｑ軸電圧指令との非干渉化に関する記載が一切なく、ｄ軸電圧指令とｑ軸電圧指令との非干渉化を切り換え時にどのように行うのかについても一切記載がない。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、制御の切り換え時にもｄ軸電圧指令とｑ軸電圧指令との安定した非干渉化を実現できるモータ制御装置を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明の第１の側面にかかるモータ制御装置は、モータに流れるモータ電流をｑ軸電流とｄ軸電流とに分解して前記モータのベクトル制御を行うモータ制御装置であって、角速度指令と角速度との差分である速度差分に応じて、電流指令値を生成する速度制御器と、ｑ軸電流指令値とｑ軸電流検出値との差分であるｑ軸電流差分に応じて、ｑ軸電圧指令値を生成するｑ軸電流制御器と、ｄ軸電流指令値とｄ軸電流検出値との差分であるｄ軸電流差分に応じて、ｄ軸電圧指令値を生成するｄ軸電流制御器と、ｑ軸電流検出値に対してローパスフィルタ処理を施して出力する第１のローパスフィルタと、ｄ軸電流検出値に対してローパスフィルタ処理を施して出力する第２のローパスフィルタと、前記第１のローパスフィルタから出力されたｑ軸電流検出値と前記第２のローパスフィルタから出力されたｄ軸電流指令値とを用いて、前記ｑ軸電圧指令値と前記ｄ軸電圧指令値とを非干渉化させる非干渉化制御器と、通常制御モードと前記モータへの印加電圧の飽和に対応する弱め磁束制御モードとの切り換えを判定するモード制御部と、前記モード制御部の判定結果に応じて、前記通常制御モードにおいて前記速度制御器から前記ｑ軸電流制御器側へ前記電流指令値が前記ｑ軸電流指令値として出力され、前記弱め磁束制御モードにおいて前記速度制御器から前記ｄ軸電流制御器側へ前記電流指令値が前記ｄ軸電流指令値として出力されるように切り換える切り換え部とを備えたことを特徴とする。

また、本発明の第２の側面にかかるモータ制御装置は、本発明の第１の側面にかかるモータ制御装置において、ｑ軸電流指令値と、ローパスフィルタ処理が施されていないｑ軸電流検出値とを受けて、前記ｑ軸電流差分を求める第１の演算器と、ｄ軸電流指令値と、ローパスフィルタ処理が施されていないｄ軸電流検出値とを受けて、前記ｄ軸電流差分を求める第２の演算器とをさらに備えたことを特徴とする。

また、本発明の第３の側面にかかるモータ制御装置は、本発明の第１の側面又は第２の側面にかかるモータ制御装置において、前記モード制御部は、前記通常制御モードにおいて、前記第１のローパスフィルタから出力されたｑ軸電流検出値及び前記第２のローパスフィルタから出力されたｄ軸電流指令値に応じた誘起電圧に基づいて、前記弱め磁束制御モードへ切り換えるべきか否かを判定し、前記弱め磁束制御モードにおいて、前記第２のローパスフィルタから出力されたｄ軸電流指令値に基づいて、前記通常制御モードへ切り換えるべきか否かを判定することを特徴とする。

また、本発明の第４の側面にかかるモータ制御装置は、本発明の第１の側面から第３の側面のいずれか１つにかかるモータ制御装置において、前記第１のローパスフィルタは、前記通常制御モードおよび前記弱め磁束制御モードのうちの現在のモードに切り替えられてから現在に至るまでの間におけるｑ軸電流検出値の変動の平均をとるように、ｑ軸電流検出値に対してローパスフィルタ処理を施し、前記第２のローパスフィルタは、前記通常制御モードおよび前記弱め磁束制御モードのうちの現在のモードに切り替えられてから現在に至るまでの間におけるｄ軸電流検出値の変動の平均をとるように、ｄ軸電流検出値に対してローパスフィルタ処理を施すことを特徴とする。

本発明によれば、第１のローパスフィルタから出力されたｑ軸電流検出値と第２のローパスフィルタから出力されたｄ軸電流指令値とを用いて、ｑ軸電圧指令値とｄ軸電圧指令値とを非干渉化させるので、ｄ軸電流及びｑ軸電流の急峻な変動を緩和して非干渉化を行うことができ、非干渉化による制御値の急峻な変動を抑えることができる。これにより、モータ電流の波形を滑らかにでき高調波を減少できる。さらに、非干渉化による制御値の急峻な変動を抑えることができるので、例えば通常制御モードと弱め磁束制御モードの間で制御モードを切り換える場合に、通常制御モードと弱め磁束制御モードの間の切り換え前後におけるｑ軸電圧指令値及びｄ軸電圧指令値の安定した非干渉化を実現でき、切り換えショックを低減できる。

図１は、実施の形態にかかるモータ制御装置の構成を示す図である。 図２は、実施の形態にかかるモータ制御装置の構成（通常制御モード時）を示す図である。 図３は、実施の形態にかかるモータ制御装置の構成（弱め磁束制御モード時）を示す図である。 図４は、実施の形態における座標軸の定義を示す図である。 図５は、実施の形態における変数名の定義を示す図である。 図６は、実施の形態における通常制御モード及び弱め磁束制御モードの切り換え動作を示す図である。 図７は、実施の形態における通常制御モードから弱め磁束制御モードへの切り換え動作を示す図である。 図８は、実施の形態における通常制御モードから弱め磁束制御モードへの切り換え動作を示す図である。 図９は、実施の形態における弱め磁束制御モードから通常制御モードへの切り換え動作を示す図である。 図１０は、実施の形態における弱め磁束制御モードから通常制御モードへの切り換え動作を示す図である。 図１１は、実施の形態における通常制御モードのベクトル図である。 図１２は、実施の形態における電圧飽和点Ｂのベクトル図である。 図１３は、実施の形態における弱め磁束制御モードのベクトル図である。 図１４は、実施の形態における電圧指令生成部の構成（通常制御モード時）を示す図である。 図１５は、実施の形態における前置フィルタの構成を示す図である。 図１６は、実施の形態における電圧指令生成部の構成（弱め磁束制御モード時）を示す図である。

以下に、本発明にかかるモータ制御装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

実施の形態．
実施の形態にかかるモータ制御装置１について図１〜図５を用いて説明する。図１は、モータ制御装置１の構成を示す。図２は、通常制御モードに切り換えられた状態におけるモータ制御装置１の構成を示す。図３は、弱め磁束制御モードに切り換えられた状態におけるモータ制御装置１の構成を示す。図４は、座標軸の定義を示す図である。図５は、変数名の定義を示す図である。

以下の説明に使用する座標軸では、図４に示すように、ｄ軸がロータの磁束軸（Ｎ極側が＋方向）であり、ｑ軸がｄ軸と直交する軸であり、θｅが回転磁界の回転角度（固定座標α軸との位相差）であり、ωｅがｄ−ｑ軸の電気角速度であるものとする。また、以下の説明に使用する主な変数名を図５に示す。

モータ制御装置１は、モータＭに流れるモータ電流をｑ軸電流とｄ軸電流とに分解してモータＭのベクトル制御を行う。モータＭは、例えば、突極比が１より大きなモータである。モータＭでは、回転数が高くなると、その発電作用による逆起電力が大きくなり、それ以上回転数を上昇させることが困難になる（すなわち、電圧飽和状態になる）ことがある。

それに対して、モータＭにおける磁束を弱める弱め磁束制御を行うことができれば、逆起電力を抑制でき、回転数をさらに上昇させることができる。そのため、モータ制御装置１は、制御モードとして、例えば、通常制御モード及び弱め磁束制御モードを有し、電圧飽和状態に近くなったことなどに応じて、通常制御モードから弱め磁束制御モードへ切り換え、電圧飽和状態から遠くなったことなどに応じて、弱め磁束制御モードから通常制御モードへ切り換えるように構成されている。

すなわち、弱め磁束制御モードは、モータＭへの印加電圧の飽和に対応するモードである。例えば、通常制御モードから弱め磁束制御モードへの切り換えは、モータＭへの印加電圧が飽和した際に行われてもよいし、モータＭへの印加電圧が飽和する直前（電圧飽和状態に近くなったことが検出された際）に行われてもよい。

弱め磁束による高回転域制御方法では、電圧ベクトルの位相を進角させることで、モータＭにおける磁束を弱めることが一般的である。この方法では、通常制御モードから弱め磁束制御モードに切り換える際に、モータ定数のミスマッチによる切換点の不連続性に起因して切り換えショック（切り換え時における電圧・電流の急激な変動）が発生する可能性がある。

また、本発明者が検討したところ、通常制御と弱め磁束制御との間の切り換えにおいて、モータ定数のミスマッチ以上に、各制御器の内部状態の違い（複数の制御器の間における内部状態の違い、及び各制御器における時系列的な内部状態の違い）による切り換えショックが大きくなる可能性があることを見出した。

仮に、モータ制御装置１において、電圧ベクトルの位相を進角させる弱め磁束制御方法を採用する場合、通常制御モードでは、ｑ軸電流及びｄ軸電流を操作してベクトル制御を行い、弱め磁束制御モードでは、電圧ベクトルの位相を操作してベクトル制御を行うことになる。そのため、通常制御モードと弱め磁束制御モードとのそれぞれ専用の制御器を用意しておき、通常制御モード及び弱め磁束制御モードの間で切り換える際に、動作させる制御器も切り換える必要がある。

例えば、通常制御モード専用の制御器として、ｑ軸電流指令を演算するためのｑ軸電流指令演算部と、ｄ軸電流指令を演算するためのｄ軸電流指令演算部とを用意し、弱め磁束制御モード専用の制御器として、位相誤差指令を演算するための位相誤差指令演算部を用意しておく場合を考える。この場合、ｑ軸電流指令演算部及びｄ軸電流指令演算部を動作させてｑ軸電流及びｄ軸電流を操作する通常制御モードにおいて、弱め磁束制御で動作させるべき位相誤差指令演算部の内部状態が不定である。また、逆に、位相誤差指令演算部を動作させて電圧位相を操作する弱め磁束制御モードにおいて、通常制御で動作させるべきｑ軸電流指令演算部及びｄ軸電流指令演算部のそれぞれの内部状態が不定である。そのため、通常制御モードと弱め磁束制御モードとの間の切り換えを行った際に、ｑ軸電流指令演算部及びｄ軸電流指令演算部と位相誤差指令演算部との間の内部状態の違いにより、大きな切り換えショックが発生する可能性がある。

一方、電圧ベクトルの位相を進角させるのではなく、ｄ軸電流を操作することで、モータＭにおける磁束を弱めることも考えられる。

仮に、モータ制御装置１において、操作すべきｄ軸電流の値、すなわちｄ軸電流指令値をトルク指令値及び回転数の組み合わせごとに所定の値として予め実験的に求めておき、求められた所定の値とトルク指令値及び回転数との組み合わせをテーブルとしてモータ制御装置１に予め設定しておく場合を考える。この場合、テーブルにおける複数の所定の値のそれぞれは、ゼロと異なる値になると考えられる。モータ制御装置１において、通常制御モードでは、ゼロに固定されたｄ軸電流指令値をｄ軸電流ＰＩ演算部に入力し、弱め磁束制御モードでは、トルク指令値及び回転数に応じてテーブルから求められたｄ軸電流指令値をｄ軸電流ＰＩ演算部に入力することになる。そのため、通常制御モードから弱め磁束制御モードへ切り換える際に、ｄ軸電流指令値をゼロから所定の値へ急激に切り換え、ｄ軸電流ＰＩ演算部を実質的に停止させた状態から動作させる状態へ急激に切り換えることになる。これにより、通常制御モードから弱め磁束制御モードへ切り換える際に、ｄ軸電流指令値が入力されるｄ軸電流ＰＩ演算部の内部状態が急激に変動するので、ｄ軸電流ＰＩ演算部における時系列的な内部状態の違いにより、大きな切り換えショックが発生する可能性がある。

また、通常時における制御電流は制御器の修正量を内包しており、回転座標系といえども直流値とは限らない。仮に、これらの定数や制御器のミスマッチを切換時に補正する処理を施すと、切換に修正時間を要するなどの時間ロスが発生するので、制御の追従性が悪化する可能性がある。

そこで、本実施の形態では、電流制御器は通常時と同じ構成とし、速度制御器を通常制御モードではｑ軸側、弱め磁束制御モードではｄ軸側（ゲインは負値とする）に切り換えることにより、制御器の構成を切換の前後で極力変化させない様にして簡潔な制御で弱め磁束制御を実現することを目指す。

具体的には、図１に示すように、モータ制御装置１は、駆動部１０、検出部５０、演算部２０、電圧指令生成部３０、及び積分部６０を備える。

駆動部１０は、３相の交流信号Ｕ、Ｖ、ＷをモータＭへ供給することにより、モータＭを駆動する。駆動部１０の内部構成は、後述する。

検出部５０は、少なくとも２相の電流の振幅を検出（ピックアップ）する。具体的には、検出部５０は、電流センサ５１、及び電流センサ５２を含む。電流センサ５１は、Ｕ相の電流ｉ_Ｕの振幅を検出し演算部２０へ供給する。電流センサ５２は、Ｗ相の電流ｉ_Ｗの振幅を検出し演算部２０へ供給する。電流センサ５１、及び電流センサ５２は、それぞれ、電流値をＡＤ変換してデジタルコンピュータで制御可能な信号として演算部２０へ供給しても良い。

演算部２０は、検出された電流ベクトル（ｉ_Ｕ，ｉ_Ｗ）を検出部５０から受け、推定回転角度θｅ’を積分部６０から受ける。演算部２０は、電流ベクトル（ｉ_Ｕ，ｉ_Ｗ）及び推定回転角度θｅ’に応じて、推定角速度ωｅ’及び推定角速度ωｍ’を求める。

具体的には、演算部２０は、３相−２相変換器（ＵＶＷ／ｄ−ｑ）２１、軸誤差演算処理部２２、ＰＬＬ制御器２３、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）２４、及び変換器２５を含む。

３相−２相変換器２１は、Ｕ相の電流ｉ_Ｕの振幅の検出値を電流センサ５１から受け、Ｗ相の電流ｉ_Ｗの振幅の検出値を電流センサ５２から受ける。また、３相−２相変換器２１は、回転座標系の推定回転角度θｅ’を積分部６０から受ける。３相−２相変換器２１は、例えば、固定座標系（ＵＶＷ座標系）における電流ベクトル（ｉ_Ｕ，ｉ_Ｗ）を回転座標系（ｄ−ｑ座標系）における電流ベクトル（Ｉｄ，Ｉｑ）へ変換する。回転座標系（ｄ−ｑ座標系）は、互いに交差するｄ軸とｑ軸とを有する。あるいは、例えば、固定座標系（ＵＶＷ座標系）における電流ベクトル（ｉ_Ｕ，ｉ_Ｗ）から電流ベクトル（ｉ_Ｕ，ｉ_Ｖ，ｉ_Ｗ）を推定し、推定された電流ベクトル（ｉ_Ｕ，ｉ_Ｖ，ｉ_Ｗ）を回転座標系（ｄ−ｑ座標系）における電流ベクトル（Ｉｄ，Ｉｑ）へ変換してもよい。

なお、電流ベクトル（Ｉｄ，Ｉｑ）における各成分は、検出された電流ベクトル（ｉ_Ｕ，ｉ_Ｗ）から変換されたものなので、以下では、ｄ軸電流検出値Ｉｄ、ｑ軸電流検出値Ｉｑと呼ぶことにする。

３相−２相変換器２１は、ｄ軸電流検出値Ｉｄ及びｑ軸電流検出値Ｉｑを電圧指令生成部３０及び軸誤差演算処理部２２へ出力する。

軸誤差演算処理部２２は、ｄ軸電流検出値Ｉｄ及びｑ軸電流検出値Ｉｑを３相−２相変換器２１から受け、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を電圧指令生成部３０から受ける。軸誤差演算処理部２２は、ｄ軸電流検出値Ｉｄ、ｑ軸電流検出値Ｉｑ、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊、及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊に応じて、推定回転角度θｅ’における推定誤差を軸誤差Δθとして求める。軸誤差演算処理部２２は、求められた軸誤差ΔθをＰＬＬ制御器２３へ出力する。

なお、軸誤差演算処理部２２において、ロータの回転位置は、何らかの方法で既知であるとする。例えば、ロータの回転位置は、公知のセンサレス方式で推定してもよいし、又はセンサ（エンコーダ）による検出値を受けて認識するものであっても構わない。なお、以下では、センサレス方式で推定する場合について例示的に説明しているが、センサ（エンコーダ）による検出値を受けて認識する場合については、「推定角速度」を「実角速度」と読み替えれば、以下の説明をそのまま適用できる。

ＰＬＬ制御器２３は、軸誤差Δθに応じて、直前に推定した推定角速度ωｅ’を修正する。ＰＬＬ制御器２３は、修正された推定角速度ωｅ’を積分部６０及びローパスフィルタ２４へ出力する。

ローパスフィルタ２４は、ＰＬＬ制御器２３による修正で発生するノイズ（修正ノイズ）が多い場合にその修正ノイズを除去するため、推定角速度ωｅ’に対してローパスフィルタ処理を施す。ローパスフィルタ２４は、処理後の推定角速度ωｅ”を変換器２５へ出力する。

変換器２５は、推定角速度ωｅ”をロータの機械的な推定角速度ωｍ’に変換する。すなわち、変換器２５は、固定座標系（ＵＶＷ座標系）における回転磁界の推定角速度ωｅ”を極対数Ｐ_ｎ（Ｐ_ｎをモータの極対数とする）で割る（極対数の逆数１／Ｐ_ｎをかける）ことにより、モータＭにおけるロータの機械的な推定角速度ωｍ’を求める。変換器２５は、求めた推定角速度ωｍ’を電圧指令生成部３０へ出力する。

電圧指令生成部３０は、ｄ軸電流検出値Ｉｄ、ｑ軸電流検出値Ｉｑ、及び推定角速度ωｍ’を演算部２０から受け、角速度指令ωｍ＊を外部（例えば、図示しない上位のコントローラ）から受ける。電圧指令生成部３０は、ｄ軸電流検出値Ｉｄ、ｑ軸電流検出値Ｉｑ、推定角速度ωｍ’、及び角速度指令ωｍ＊に応じて、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を生成して駆動部１０及び演算部２０へ出力する。なお、電圧指令生成部３０の詳細は、後述する。

積分部６０は、推定角速度ωｅ’を積分して推定回転角度θｅ’を求める。

具体的には、積分部６０は、積分器６１を有する。積分器６１は、回転磁界の推定角速度ωｅ’を積分することにより、固定座標系（ＵＶＷ座標系）における回転磁界の位相角θｅ（図４参照）の推定値である推定回転角度θｅ’を算出する。積分器６１は、算出された推定回転角度θｅ’を駆動部１０及び演算部２０へそれぞれ出力する。

駆動部１０は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊、及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を電圧指令生成部３０から受け、推定回転角度θｅ’を積分部６０から受け、制御信号Ｖ_ＤＣを外部（例えば、図示しない上位のコントローラ）から受ける。駆動部１０は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊、及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊、推定回転角度θｅ’、及び制御信号Ｖ_ＤＣに応じて、３相の交流信号Ｕ、Ｖ、ＷをモータＭへ供給することにより、モータＭを駆動する。

具体的には、駆動部１０は、２相−３相変換器（ｄ−ｑ／ＵＶＷ）１１、ＰＷＭ変調器１２及びインテリジェントパワーモジュール（ＩＰＭ）１３を有する。

２相−３相変換器（ｄ−ｑ／ＵＶＷ）１１は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令Ｖｑ＊、すなわち回転座標系（ｄ−ｑ座標系）における電圧指令ベクトル（Ｖｄ＊，Ｖｑ＊）を電圧指令生成部３０から受ける。２相−３相変換器１１は、推定回転角度θｅ’を積分部６０から受ける。２相−３相変換器１１は、例えば、推定回転角度θｅ’に応じて、回転座標系（ｄ−ｑ座標系）における電圧指令ベクトル（Ｖｄ＊，Ｖｑ＊）を固定座標系（ＵＶＷ座標系）における電圧指令ベクトル（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊）へ変換する。

ＰＷＭ変調器１２は、固定座標系（ＵＶＷ座標系）における電圧指令ベクトル（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊）、すなわちＵ相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令Ｖｖ＊、Ｗ相電圧指令Ｖｗ＊を２相−３相変換器１１から受ける。ＰＷＭ変調器１２は、制御信号Ｖ_ＤＣに応じて、Ｕ相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令Ｖｖ＊、Ｗ相電圧指令Ｖｗ＊をＰＷＭ信号に変換してインテリジェントパワーモジュール１３へ供給する。これにより、ＰＷＭ変調器１２は、インテリジェントパワーモジュール１３を介してモータＭを駆動する。

インテリジェントパワーモジュール１３は、ＰＷＭ信号をＰＷＭ変調器１２から受ける。インテリジェントパワーモジュール１３は、例えば図示しない複数のスイッチング素子を有し、ＰＷＭ信号に従って複数のスイッチング素子を所定のタイミングでスイッチング動作させることで電力変換動作を行い、生成された３相の交流信号Ｕ、Ｖ、ＷをモータＭへ供給することにより、モータＭを駆動する。

次に、電圧指令生成部３０の構成について図１〜図３を用いて説明する。なお、以下では、

の代わりにＩｄ￣と表し、

の代わりにＩｑ￣と表し、

の代わりにωｍ^〜と表すことにする。

電圧指令生成部３０は、切り換え部３９、モード制御部７１、前置フィルタ３１、減算器３２、乗算器３８、速度制御器３３、ｄ軸電流計算処理部３４、ｑ軸電流計算処理部４４、第２の演算器３５、第１の演算器４５、ｄ軸電流制御器３６、ｑ軸電流制御器４６、第１の初期値付与部４８、第２の初期値付与部４９、非干渉化制御器４１、減算器３７、加算器４７、ローパスフィルタ（第１のローパスフィルタ）４２、ローパスフィルタ（第２のローパスフィルタ）４３を備える。

切り換え部３９は、ｑ軸電流制御器４６及びｄ軸電流制御器３６が動作している状態を維持しながら、通常制御モード時の構成（図２参照）と弱め磁束制御モード時の構成（図３参照）とを切り換える。

具体的には、切り換え部３９は、複数のスイッチＳＷ１〜ＳＷ３を有する。

スイッチＳＷ１は、第２の演算器３５をｄ軸電流計算処理部３４及び速度制御器３３の一方に接続する。すなわち、スイッチＳＷ１は、第２の演算器３５に接続された端子Ｔ１３、ｄ軸電流計算処理部３４に接続された端子Ｔ１１、及び速度制御器３３に接続された端子Ｔ１２を有する。スイッチＳＷ１は、端子Ｔ１３を端子Ｔ１１及び端子Ｔ１２の一方に接続する。

スイッチＳＷ２は、第１の演算器４５を速度制御器３３及びｑ軸電流計算処理部４４の一方に接続する。すなわち、スイッチＳＷ２は、第１の演算器４５に接続された端子Ｔ２３、ｑ軸電流計算処理部４４に接続された端子Ｔ２２、及び速度制御器３３に接続された端子Ｔ２１を有する。スイッチＳＷ２は、端子Ｔ２３を端子Ｔ２１及び端子Ｔ２２の一方に接続する。

スイッチＳＷ３は、減算器３２を速度制御器３３及び乗算器３８の一方に接続する。すなわち、スイッチＳＷ３は、減算器３２に接続された端子Ｔ３３、速度制御器３３に接続された端子Ｔ３１、及び乗算器３８に接続された端子Ｔ３２を有する。スイッチＳＷ３は、端子Ｔ３３を端子Ｔ３１及び端子Ｔ３２の一方に接続する。

例えば、通常制御モードにおいて、図２に示すように、スイッチＳＷ１が端子Ｔ１３を端子Ｔ１１に接続し、スイッチＳＷ２が端子Ｔ２３を端子Ｔ２１に接続し、スイッチＳＷ３が端子Ｔ３３を端子Ｔ３１に接続するように切り換えている。

あるいは、例えば、弱め磁束制御モードにおいて、図３に示すように、スイッチＳＷ１が端子Ｔ１３を端子Ｔ１２に接続し、スイッチＳＷ２が端子Ｔ２３を端子Ｔ２２に接続し、スイッチＳＷ３が端子Ｔ３３を端子Ｔ３２に接続するように切り換えている。

第１の初期値付与部４８は、通常制御モードから弱め磁束制御モードに切り換えられる際に、ｄ軸電流検出値Ｉｄに応じた値、すなわちローパスフィルタ４３に通したｄ軸電流検出値Ｉｄ￣を弱め磁束制御モードにおける積分制御の初期値として速度制御器３３に入力させる。なお、速度制御器３３は、後述のように、例えば、積分器を有している。

具体的には、第１の初期値付与部４８は、スイッチＳＷ５を有する。スイッチＳＷ５は、ローパスフィルタ４３を速度制御器３３に接続する。すなわち、スイッチＳＷ５は、ローパスフィルタ４３に接続された端子Ｔ５２、及び速度制御器３３に接続された端子Ｔ５１を有する。スイッチＳＷ５は、端子Ｔ５２及び端子Ｔ５１の接続を導通させたり遮断させたりする。

例えば、通常制御モードにおいて、図２に実線で示すように、スイッチＳＷ５が端子Ｔ５２及び端子Ｔ５１の接続を遮断させているが、通常制御モード中の通常制御モードから弱め磁束制御モードに切り換えられる直前のタイミングになると、図２に破線で示すように、スイッチＳＷ５が端子Ｔ５２及び端子Ｔ５１の接続を導通させる。これにより、ローパスフィルタ４３に通したｄ軸電流検出値Ｉｄ￣が積分制御の初期値として速度制御器３３に入力される。そして、初期値の入力が完了すると、再び、図２に実線で示すように、スイッチＳＷ５が端子Ｔ５２及び端子Ｔ５１の接続を遮断させている状態に戻る。

なお、弱め磁束制御モードにおいて、図３に示すように、スイッチＳＷ５は、端子Ｔ５２及び端子Ｔ５１の接続を遮断させている。

第２の初期値付与部４９は、弱め磁束制御モードから通常制御モードに切り換えられる際に、ｑ軸電流検出値Ｉｑに応じた値、すなわちローパスフィルタ４２に通したｑ軸電流検出値Ｉｑ￣を通常制御モードにおける積分制御の初期値として速度制御器３３に入力させる。

具体的には、第２の初期値付与部４９は、スイッチＳＷ６を有する。スイッチＳＷ６は、ローパスフィルタ４２を速度制御器３３に接続する。すなわち、スイッチＳＷ６は、ローパスフィルタ４２に接続された端子Ｔ６２、及び速度制御器３３に接続された端子Ｔ６１を有する。スイッチＳＷ６は、端子Ｔ６２及び端子Ｔ６１の接続を導通させたり遮断させたりする。

例えば、弱め磁束制御モードにおいて、図３に実線で示すように、スイッチＳＷ６が端子Ｔ６２及び端子Ｔ６１の接続を遮断させているが、弱め磁束制御モード中の弱め磁束制御モードから通常制御モードに切り換えられる直前のタイミングになると、図３に破線で示すように、スイッチＳＷ６が端子Ｔ６２及び端子Ｔ６１の接続を導通させる。これにより、ローパスフィルタ４２に通したｑ軸電流検出値Ｉｑ￣が積分制御の初期値として速度制御器３３に入力される。そして、初期値の入力が完了すると、再び、図３に実線で示すように、スイッチＳＷ６が端子Ｔ６２及び端子Ｔ６１の接続を遮断させている状態に戻る。

なお、通常制御モードにおいて、図２に示すように、スイッチＳＷ６は、端子Ｔ６２及び端子Ｔ６１の接続を遮断させている。

モード制御部７１は、ローパスフィルタ４３を通したｄ軸電流検出値Ｉｄ￣を受け、ローパスフィルタ４２を通したｑ軸電流検出値Ｉｑ￣を受ける。モード制御部７１は、ｄ軸電流検出値Ｉｄ￣及びｑ軸電流検出値Ｉｑ￣に応じて、例えば、制御モードを通常制御モードに切り換え（移行）すべきか否かを判定したり、弱め磁束制御モードに切り換え（移行）すべきか否かを判定したりする。モード制御部７１は、判定結果に応じて複数のスイッチＳＷ１〜ＳＷ３を制御する。

例えば、モード制御部７１は、弱め磁束制御モードにおいて、ｄ軸電流検出値Ｉｄ￣に基づいて、通常制御モードへ切り換えるべきか否かを判定する。モード制御部７１は、例えば、最大トルク／電流曲線ＴＩＣ（図６参照）におけるｑ軸電流検出値Ｉｑ￣に対応したｄ軸電流の値をｄ軸電流基準値Ｉｄｊとして求める。

このとき、モード制御部７１は、弱め磁束制御モードにおいて、負の領域にあるｄ軸電流検出値Ｉｄ￣がｄ軸電流基準値Ｉｄｊ未満であること（図９参照）に応じて、ｄ軸電流検出値Ｉｄ￣及びｑ軸電流検出値Ｉｑ￣が通常制御モードに対応した制御領域（例えば、図６に示す最大トルク／電流曲線ＴＩＣ上における点Ａ〜点Ｂの曲線上）に達していないと判断し、通常制御モードへ切り換えるべきでないと判定する。

また、モード制御部７１は、弱め磁束制御モードにおいて、負の領域にあるｄ軸電流検出値Ｉｄ￣がｄ軸電流基準値Ｉｄｊ以上であること（図１０参照）に応じて、ｄ軸電流検出値Ｉｄ￣及びｑ軸電流検出値Ｉｑ￣が通常制御モードに対応した制御領域（例えば、図６に示す最大トルク／電流曲線ＴＩＣ上における点Ａ〜点Ｂの曲線上）に達したものと判断し、通常制御モードへ切り換えるべきであると判定する。

そして、モード制御部７１は、通常制御モードへ切り換えるべきであるとの判定結果に応じて、スイッチＳＷ６を一時的にオンさせた（図３に示す実線の状態→破線の状態→実線の状態と変化させた）後、複数のスイッチＳＷ１〜ＳＷ３を図３に示す状態から図２に示す状態に切り換える。すなわち、モード制御部７１は、弱め磁束制御モードから通常制御モードに切り換える際に、ｑ軸電流検出値Ｉｑ￣を通常制御モードにおける積分制御の初期値として速度制御器３３に入力させるように第２の初期値付与部４９を制御し、その後、弱め磁束制御モード時の構成（図３参照）から通常制御モード時の構成（図２参照）に切り換えるように切り換え部３９を制御する。

あるいは、例えば、モード制御部７１は、通常制御モードにおいて、ｑ軸電流検出値Ｉｑ￣及びｄ軸電流検出値Ｉｄ￣に応じた誘起電圧Ｖｏに基づいて、弱め磁束制御モードへ切り換えるべきか否かを判定する。モード制御部７１は、例えば、ｑ軸電流検出値Ｉｑ￣及びｄ軸電流検出値Ｉｄ￣に応じて、誘起電圧Ｖｏを求める（後述の式３，４参照）。また、モード制御部７１は、例えば、最大誘起電圧値Ｖｏｍを保持している。最大誘起電圧値Ｖｏｍは、例えば、電圧飽和状態に対応した電圧値として予め実験的に取得されたものでも良いし、後述する式１２により求めてもよい。

このとき、モード制御部７１は、通常制御モードにおいて、求められた誘起電圧Ｖｏ（定誘起電圧楕円Ｆ０１）が最大誘起電圧値Ｖｏｍ（定誘起電圧楕円Ｆ０）未満であること（図７参照）に応じて、ｄ軸電流検出値Ｉｄ￣及びｑ軸電流検出値Ｉｑ￣が弱め磁束制御モードに対応した制御領域（例えば、図６に示す斜線ハッチングの領域）に達していないと判断し、弱め磁束制御モードへ切り換えるべきでないと判定する。

また、モード制御部７１は、通常制御モードにおいて、求められた誘起電圧Ｖｏ（定誘起電圧楕円Ｆ０２）が最大誘起電圧値Ｖｏｍ（定誘起電圧楕円Ｆ０）以上であること（図８参照）に応じて、ｄ軸電流検出値Ｉｄ￣及びｑ軸電流検出値Ｉｑ￣が弱め磁束制御モードに対応した制御領域（例えば、図６に示す斜線ハッチングの領域）に達したものと判断し、弱め磁束制御モードへ切り換えるべきであると判定する。

そして、モード制御部７１は、弱め磁束制御モードへ切り換えるべきであるとの判定結果に応じて、複数のスイッチＳＷ１〜ＳＷ３を図３に示す状態に切り換える。すなわち、モード制御部７１は、通常制御モードから弱め磁束制御モードに切り換える際に、ｄ軸電流検出値Ｉｄ￣を弱め磁束制御モードにおける積分制御の初期値として速度制御器３３に入力させるように第１の初期値付与部４８を制御し、その後、通常制御モード時の構成（図２参照）から弱め磁束制御モード時の構成（図３参照）に切り換えるように切り換え部３９を制御する。

前置フィルタ３１は、角速度指令ωｍ＊を外部から受ける。前置フィルタ３１は、角速度指令ωｍ＊に対して、角速度指令値の急激な変動を緩和する処理を施す。前置フィルタ３１は、処理後の角速度指令ωｍ^〜を減算器３２へ出力する。

減算器３２は、角速度指令ωｍ^〜と推定角速度ωｍ’との差分である速度差分Δωｍを求める。すなわち、減算器３２は、角速度指令ωｍ^〜を前置フィルタ３１から受け、推定角速度ωｍ’を演算部２０から受ける。減算器３２は、角速度指令ωｍ^〜から推定角速度ωｍ’を減算する。減算器３２は、減算結果を速度差分Δωｍとして速度制御器３３側へ出力する。

例えば、通常制御モードにおいて、切り換え部３９によりスイッチＳＷ３が図２に示す状態に切り換えられている場合、減算器３２は、速度差分ΔωｍをスイッチＳＷ３経由で速度制御器３３へ出力する。

あるいは、例えば、弱め磁束制御モードにおいて、切り換え部３９によりスイッチＳＷ３が図３に示す状態に切り換えられている場合、減算器３２は、速度差分ΔωｍをスイッチＳＷ３経由で乗算器３８へ出力する。

乗算器３８は、速度差分Δωｍを受けた場合、速度差分Δωｍに負のゲイン「−Ｇ」（例えば、−１）をかける。乗算器３８は、速度差分に負のゲインをかけた値（−Ｇ×Δωｍ）を速度制御器３３へ出力する。

速度制御器３３は、速度差分Δωｍに応じて、電流指令値を生成する。速度制御器３３は、例えば、積分器及び比例器を有し、速度差分Δωｍに応じて、積分器及び比例器を用いて電流指令値を生成する。

例えば、通常制御モードにおいて、切り換え部３９によりスイッチＳＷ２，ＳＷ３が図２に示す状態に切り換えられている場合、速度制御器３３は、速度差分Δωｍを減算器３２から受け、速度差分Δωｍから電流指令値を生成し、生成された電流指令値をｑ軸電流指令値Ｉｑ＊としてｄ軸電流計算処理部３４及び第１の演算器４５へ出力する。

あるいは、例えば、弱め磁束制御モードにおいて、切り換え部３９によりスイッチＳＷ１，ＳＷ３が図３に示す状態に切り換えられている場合、速度制御器３３は、速度差分に負のゲインをかけた値（−Ｇ×Δωｍ）を乗算器３８から受け、速度差分に負のゲインをかけた値（−Ｇ×Δωｍ）から電流指令値を生成し、生成された電流指令値をｄ軸電流指令値Ｉｄ＊として第２の演算器３５へ出力する。

ｄ軸電流計算処理部３４は、例えば通常制御モードにおいて、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を速度制御器３３から受ける。ｄ軸電流計算処理部３４は、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊に対して所定の計算処理を行い、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊をｄ軸電流指令値Ｉｄ＊に変換（Ｉｄ＊を計算）する。ｄ軸電流計算処理部３４は、例えば通常制御モードにおいて、切り換え部３９によりスイッチＳＷ１が図２に示す状態に切り換えられている場合、変換されたｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を第２の演算器３５へ出力する。

ｑ軸電流計算処理部４４は、例えば弱め磁束制御モードにおいて、ｄ軸電流検出値に応じた値Ｉｄ、すなわちローパスフィルタ処理が施されたｄ軸電流検出値Ｉｄ￣をローパスフィルタ４３から受ける。ｑ軸電流計算処理部４４は、ｄ軸電流検出値Ｉｄ￣に対して所定の計算処理を行い、ｄ軸電流検出値Ｉｄ￣をｑ軸電流指令値Ｉｑ＊に変換（Ｉｑ＊を計算）する。ｑ軸電流計算処理部４４は、例えば弱め磁束制御モードにおいて、切り換え部３９によりスイッチＳＷ２が図３に示す状態に切り換えられている場合、変換されたｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を第１の演算器４５へ出力する。

第２の演算器３５は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊と、ローパスフィルタ処理が施されていないｄ軸電流検出値Ｉｄとを受けて、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊とｄ軸電流検出値Ｉｄとの差分であるｄ軸電流差分ΔＩｄを求める。

例えば、通常制御モードにおいて、切り換え部３９によりスイッチＳＷ１が図２に示す状態に切り換えられている場合、第２の演算器３５は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊をｄ軸電流計算処理部３４から受け、ｄ軸電流検出値Ｉｄを演算部２０から受ける。第２の演算器３５は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊からｄ軸電流検出値Ｉｄを減算する。第２の演算器３５は、減算結果をｄ軸電流差分ΔＩｄとしてｄ軸電流制御器３６へ出力する。

あるいは、例えば、弱め磁束制御モードにおいて、切り換え部３９によりスイッチＳＷ１が図３に示す状態に切り換えられている場合、第２の演算器３５は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を速度制御器３３から受け、ｄ軸電流検出値Ｉｄを演算部２０から受ける。第２の演算器３５は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊からｄ軸電流検出値Ｉｄを減算する。第２の演算器３５は、減算結果をｄ軸電流差分ΔＩｄとしてｄ軸電流制御器３６へ出力する。

第１の演算器４５は、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊と、ローパスフィルタ処理が施されていないｑ軸電流検出値Ｉｑとを受けて、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊とｑ軸電流検出値Ｉｑとの差分であるｑ軸電流差分ΔＩｑを求める。

例えば、通常制御モードにおいて、切り換え部３９によりスイッチＳＷ２が図２に示す状態に切り換えられている場合、第１の演算器４５は、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を速度制御器３３から受け、ｑ軸電流検出値Ｉｑを演算部２０から受ける。第１の演算器４５は、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊からｑ軸電流検出値Ｉｑを減算する。第１の演算器４５は、減算結果をｑ軸電流差分ΔＩｑとしてｑ軸電流制御器４６へ出力する。

あるいは、例えば、弱め磁束制御モードにおいて、切り換え部３９によりスイッチＳＷ２が図３に示す状態に切り換えられている場合、第１の演算器４５は、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊をｑ軸電流計算処理部４４から受け、ｑ軸電流検出値Ｉｑを演算部２０から受ける。第１の演算器４５は、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊からｑ軸電流検出値Ｉｑを減算する。第１の演算器４５は、減算結果をｑ軸電流差分ΔＩｑとしてｑ軸電流制御器４６へ出力する。

ｄ軸電流制御器３６は、ｄ軸電流差分ΔＩｄに応じて、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊＊を生成する。ｄ軸電流制御器３６は、例えば、積分器及び比例器を有し、ｄ軸電流差分ΔＩｄに応じて、積分器及び比例器を用いてｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊＊を生成する。

すなわち、ｄ軸電流制御器３６は、通常制御モードから弱め磁束制御モードに切り換えられる際に、ｄ軸電流差分ΔＩｄを継続的に受けており、動作している状態が維持されている。また、ｄ軸電流制御器３６は、弱め磁束制御モードから通常制御モードに切り換えられる際に、ｄ軸電流差分ΔＩｄを継続的に受けており、動作している状態が維持されている。これにより、通常制御モード及び弱め磁束制御モードの間の切り換え前後におけるｄ軸電流制御器３６の内部状態を互いに近いものとすることができる。

また、ｄ軸電流制御器３６は、通常制御モード用の制御器及び弱め磁束制御モード用の制御器として共通化されている。すなわち、ｄ軸電流制御器３６は、通常制御モード及び弱め磁束制御モードのそれぞれにおいて、ｄ軸電流差分ΔＩｄを継続的に受けており、ｄ軸電流差分ΔＩｄに応じて、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊＊を継続的に生成する。これにより、通常制御モードにおけるｄ軸電流制御器３６の内部状態と、弱め磁束制御モードにおけるｄ軸電流制御器３６の内部状態とを、互いに近いものとすることができる。

ｑ軸電流制御器４６は、ｑ軸電流差分ΔＩｑに応じて、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊＊を生成する。ｑ軸電流制御器４６は、例えば、積分器及び比例器を有し、ｑ軸電流差分ΔＩｑに応じて、積分器及び比例器を用いてｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊＊を生成する。

すなわち、ｑ軸電流制御器４６は、通常制御モードから弱め磁束制御モードに切り換えられる際に、ｑ軸電流差分ΔＩｑを継続的に受けており、動作している状態が維持されている。また、ｑ軸電流制御器４６は、弱め磁束制御モードから通常制御モードに切り換えられる際に、ｑ軸電流差分ΔＩｑを継続的に受けており、動作している状態が維持されている。これにより、通常制御モード及び弱め磁束制御モードの間の切り換え前後におけるｑ軸電流制御器４６の内部状態を互いに近いものとすることができる。

また、ｑ軸電流制御器４６は、通常制御モード用の制御器及び弱め磁束制御モード用の制御器として共通化されている。すなわち、ｑ軸電流制御器４６は、通常制御モード及び弱め磁束制御モードのそれぞれにおいて、ｑ軸電流差分ΔＩｑを継続的に受けており、ｑ軸電流差分ΔＩｑに応じて、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊＊を継続的に生成する。これにより、通常制御モードにおけるｑ軸電流制御器４６の内部状態と、弱め磁束制御モードにおけるｑ軸電流制御器４６の内部状態とを、互いに近いものとすることができる。

非干渉化制御器４１は、ローパスフィルタ４２から出力されたｑ軸電流検出値Ｉｑ￣とローパスフィルタ４３から出力されたｄ軸電流指令値Ｉｄ￣とを用いて、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊＊とｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊＊とを非干渉化させる。具体的には、非干渉化制御器４１は、ｑ軸側非干渉化器４１ｑ及びｄ軸側非干渉化器４１ｄを有する。

ｑ軸側非干渉化器４１ｑは、ｄ軸電流検出値Ｉｄ￣をローパスフィルタ４３から受け、ｄ軸電流検出値Ｉｄ￣に応じて、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊＊を非干渉化するための非干渉化補正値Ｖｑａを求める。ｑ軸側非干渉化器４１ｑは、非干渉化補正値Ｖｑａを加算器４７へ出力する。

ｄ軸側非干渉化器４１ｄは、ｑ軸電流検出値Ｉｑ￣をローパスフィルタ４２から受け、ｑ軸電流検出値Ｉｑ￣に応じて、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊＊を非干渉化するための非干渉化補正値Ｖｄａを求める。ｄ軸側非干渉化器４１ｄは、非干渉化補正値Ｖｄａを減算器３７へ出力する。

減算器３７は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊＊を非干渉化補正値Ｖｄａで補正する。すなわち、減算器３７は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊＊をｄ軸電流制御器３６から受け、非干渉化補正値Ｖｄａをｄ軸側非干渉化器４１ｄから受ける。減算器３７は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊＊から非干渉化補正値Ｖｄａを減算する。減算器３７は、減算結果を非干渉化後のｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊として駆動部１０及び演算部２０へ出力する。

加算器４７は、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊＊を非干渉化補正値Ｖｑａで補正する。すなわち、加算器４７は、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊＊をｑ軸電流制御器４６から受け、非干渉化補正値Ｖｑａをｑ軸側非干渉化器４１ｑから受ける。加算器４７は、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊＊と非干渉化補正値Ｖｑａとを加算する。加算器４７は、加算結果を非干渉化後のｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊として駆動部１０及び演算部２０へ出力する。

ローパスフィルタ４２は、ｑ軸電流検出値Ｉｑを演算部２０から受ける。ローパスフィルタ４２は、ｑ軸電流検出値Ｉｑに対してローパスフィルタ処理を施す。ローパスフィルタ４２は、処理後のｑ軸電流検出値Ｉｑ￣を、モード制御部７１、非干渉化制御器４１、及び第２の初期値付与部４９へ出力する。

ローパスフィルタ４３は、ｄ軸電流検出値Ｉｄを演算部２０から受ける。ローパスフィルタ４３は、ｄ軸電流検出値Ｉｄに対してローパスフィルタ処理を施す。ローパスフィルタ４３は、処理後のｄ軸電流検出値Ｉｄ￣を、モード制御部７１、ｑ軸電流計算処理部４４、非干渉化制御器４１、及び第１の初期値付与部４８へ出力する。

仮に、ローパスフィルタ４２及びローパスフィルタ４３がない場合、弱め磁束制御モード時では、出力電圧が飽和すると、電流制御器の急峻な変化に対して電圧が出力できない（ＰＷＭフルデューティなど）などの理由から、制御器が過補正してモータＭが脱調停止する可能性がある。

それに対して、本実施の形態では、ｄ軸電流検出値Ｉｄ及びｑ軸電流検出値Ｉｑをそれぞれローパスフィルタ４２，４３に通して、急峻な変化を除去した値を制御に使用することで安定性を確保できる。

具体的には、通常時から弱め磁束制御への移行判定、あるいはその逆の復帰判定に使用し、切換時に速度ＰＩ制御器の積分メモリをその平均値で初期化することにより、切換ショックの無いモード移行を実現できる。

また弱め磁束制御モード時のｑ軸電流計算処理部４４におけるｑ軸電流の生成処理で、ローパスフィルタ４２を通過させたｄ軸電流検出値Ｉｄ￣をｑ軸電流制御器４６の参照電流値の計算要素として使用することにより、電圧飽和に伴う電流波形の歪みを極力減少させることができる。

次に、モータ制御装置１の動作について図６を用いて説明する。図６は、通常制御モード及び弱め磁束制御モードの切り換え動作を示す図である。

モータ制御装置１により制御されるモータＭは、上述のように、例えば、突極比が１より大きなモータである。

モータＭは、ｄ軸のインダクタンスＬｄに対するｑ軸のインダクタンスＬｑの比である突極比Ｌｑ／Ｌｄが１より大きなモータであり、例えば、ＩＰＭ（Ｉｎｔｅｒｉｏｒ Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔｉｃ）モータである。

ＩＰＭモータは、例えば、回転子の内部に永久磁石を埋め込んだ埋込磁石構造を有している。ｄ軸は、回転子の磁極がつくる磁束の方向（永久磁石の中心軸）を表し、磁束軸とも呼ばれる。ｑ軸は、ｄ軸と電気的、磁気的に直交する軸（永久磁石間の軸）を表し、トルク軸とも呼ばれる。図示しないが、ｄ軸電流Ｉｄによる鎖交磁束は、透磁率の低い磁石が途中にあるために制限されるのに対して、ｑ軸電流Ｉｑによる鎖交磁束は、磁石より透磁率の高い材質（例えばケイ素鋼）中を通るので大きくなる。ＩＰＭモータは、その定常運転時において、ｄ軸の磁気抵抗がｑ軸の磁気抵抗より大きくなり、ｄ軸のインダクタンスＬｄがｑ軸のインダクタンス(inductance)Ｌｑより小さくなる。すなわち、ｄ軸のインダクタンスＬｄに対するｑ軸のインダクタンスＬｑの比である突極比Ｌｑ／Ｌｄが１より大きな値になっている。

このような突極比が１より大きなモータＭでは、後述の式８に示されるように、インダクタンスの突極性を利用したリラクタンストルクにより、モータＭへの印加電圧、すなわちＰＷＭ電圧が飽和した後も回転数を上昇させることができる。ＰＷＭ電圧の飽和後は、負値のｄ軸電流を増加させてリラクタンストルクの増加を図ることができる。

図６に示すモータＭの運転特性では、最大トルク／電流曲線ＴＩＣ、定誘起電圧楕円Ｆ０〜Ｆ２、定トルク曲線Ｔ１，Ｔ２、最大トルク／誘起電圧曲線ＴＶＣが示されている。

モータ制御装置１は、通常制御モードにおいて、図６に示す最大トルク／電流曲線ＴＩＣにおける点Ａ〜点Ｂに沿ってｄ軸電流及びｑ軸電流を制御する。モータＭは定常状態（任意の回転数で定速運転）で運転しているとして、電流の時間変化に伴う誘起電圧項を無視すると、モータＭ（同期電動機）の電圧電流方程式は下記の式１となる。

図６に示すモータＭの運転特性では、定トルク曲線Ｔ１と最大トルク／電流曲線ＴＩＣとの交点である点Ｂは、ＰＷＭがフルデューティになり電圧が飽和した状態（電圧飽和点）でのモータＭの出力トルクと負荷トルクとが一致する点を示す。なお、点Ｂの位置は、負荷の状態により異なる。

よって、点Ｂまでは任意の回転数で効率よくモータＭ（同期電動機）を制御できることになる。点Ａ〜点Ｂの区間に於いては、最大トルク／電流曲線ＴＩＣ上で運転するのが最も効率が良く、マグネットトルクとリラクタンストルクとの相乗効果が最適に働くように負側にｄ軸電流を制御する。

速度制御のためｑ軸側の電流を制御器でフィードバックして制御した場合、その時に最大トルク／電流曲線ＴＩＣ上をトレースするためのｄ軸電流値は、以下の式２で与えられる。この式２に則って制御する方式を、通常制御モード（最大トルク／電流制御モード）と呼ぶことにする。

点Ｂにおいて更に交差している定誘起電圧楕円Ｆ０は、点Ｂでの電圧飽和時の誘起電圧を示す曲線である。誘起電圧は、モータＭ（同期電動機）の駆動電圧から、巻線抵抗による電圧降下分を差し引いた電圧であり、上記の式１から、下記の式３で表される値となる。

誘起電圧のスカラ値Ｖｏは、下記の式４に示すようになる。

因みに、モータＭ（同期電動機）に与えられる駆動電圧のスカラ値は、下記の式５に示すようになる。

ところで、定誘起電圧楕円Ｆ０〜Ｆ２は、それぞれ、式４に示す誘起電圧のスカラ値Ｖｏが一定となるｄ軸電流とｑ軸電流との軌跡である。誘起電圧のスカラ値Ｖｏは、点Ｂにおいては、飽和電圧から抵抗による電圧降下分を引いた値が最大値となる。また、誘起電圧は、上記の式３に示されるように、角速度ωｅの関数でもあり、各定誘起電圧楕円Ｆ０〜Ｆ２の軌跡は、モータＭ（同期電動機）が定速度で運転する軌跡でもある。

もし、図６の点Ｂで負荷が上昇したとして、定誘起電圧楕円Ｆ０をトレースするｄ軸電流、ｑ軸電流にて制御すれば、点Ｂでの速度を維持し続けることができる。負荷がＴ２であれば定トルク曲線Ｔ２と定誘起電圧楕円Ｆ０との交点（点Ｃ）で示されるｄ軸電流、ｑ軸電流に合せることにより速度維持が可能である。なお、定トルク曲線は、上にいくほどトルクが大きくなる（例えば、Ｔ２＞Ｔ１）。

定誘起電圧楕円Ｆ０〜Ｆ２は、モータＭ（同期電動機）の回転数上昇とともに、その径が小さくなる。図６では、定誘起電圧楕円が回転数の上昇とともにＦ０→Ｆ１→Ｆ２の方向に径が縮小する。

図６に示す点Ａ〜点Ｂの区間におけるベクトル図（モータＭ（同期電動機）の特性により異なる）の例を、図１１に示す。なお、図１１のベクトル図は説明のため拡大してある。よって、以降のベクトル図（図１２、図１３）とは縮尺が異なることに注意されたい。

図１１に示すφ０は磁束の大きさを示し、磁束の大きさφ０は次の式６に示すように求められる。

次に、電圧飽和点Ｂにおけるベクトル図を図１２に示す。ベクトル線分の意味は、図１１中に示した値と同様である。電圧飽和点Ｂでは、駆動電圧が最大値となっているので、この時の誘起電圧Ｖｏを最大誘起電圧値Ｖｏｍとする。ただし、誘起電圧は前述の通りモータＭの駆動電圧から抵抗による電圧降下分を差し引いた値なので、駆動電流値により最大値は多少変化する。よって、定数値として与える場合は、全運転領域で抵抗による電圧降下分を考慮した値としなくてはならない。

電圧飽和点Ｂでは、ＰＷＭ電圧が飽和しており、通常制御モードではそれ以上回転数を上昇させることが困難であるので、モータ制御装置１は、通常制御モードから弱め磁束制御モードに切り換える。弱め磁束制御モードでは、誘起電圧Ｖｏを最大誘起電圧値Ｖｏｍに維持したままモータＭ（同期電動機）の回転速度を上昇させる制御を行う。

もし、負荷が回転数によらず一定であれば、図６の定トルク曲線Ｔ１の線上を左方向に推移することになる。定トルク曲線Ｔ１と交差する定誘起電圧楕円の径は縮小方向となるので、モータＭ（同期電動機）の速度を上昇させることが出来る。

しかし、コンプレッサ負荷の場合、回転数の上昇とともに負荷が増加するので、定トルク曲線は上方向に推移する。例えば、ある状態のコンプレッサ負荷がトルクＴ２（定トルク曲線Ｔ２）まで上昇したとすれば、定誘起電圧楕円はＦ０〜Ｆ１まで推移可能であり、モータＭ（同期電動機）は定誘起電圧楕円Ｆ１上まで速度を上昇させることが出来る。

よって、弱め磁束制御モードでは、回転数の上昇指令に対して、図６の点Ｂ、点Ｃ、点Ｄ、点Ｅが囲む領域（斜線ハッチングの領域）内で適切なｄ軸電流、ｑ軸電流を選択する制御を行うことになる。

誘起電圧の上限値を最大誘起電圧値Ｖｏｍとした時の、定誘起電圧楕円を示す式は、上記の式４のＶｏをＶｏｍに書き換えて、次の式７となる。等号の場合が、ＰＷＭの出力限界の場合である。

図６より、定誘起電圧条件下で回転速度を上昇させるには、負のｄ軸電流を増加させれば良いことが分る。ベクトル図では図１３の様になる。図１３からｄ軸電流の絶対値が増加してｄ軸側磁束とｑ軸側誘起電圧が減少し、電流角がリラクタンストルク寄りに進角したことが分る。

突極比のあるモータＭ（同期電動機）では、出力トルクＴは、次の式８で計算される。

式８において、Ｐｎ×φａ×Ｉｑの項がマグネットトルクを示し、Ｐｎ×（Ｌｄ−Ｌｑ）×Ｉｄ×Ｉｑの項がリラクタンストルクを示している。弱め磁束制御モード（図１３参照）では、ｑ軸電流Ｉｑが通常制御モード（図１１参照）より減少することがあるので、マグネットトルクは減少するケースもある。

しかし、突極比Ｌｑ／Ｌｄが１より大きな値であると、（Ｌｄ−Ｌｑ）が負の値になっているので、負側にｄ軸電流を増加させれば、マグネットトルクの減少分を補うように、リラクタンストルクを増加させることができ、切り換え前のトルクを維持することができる。

式８のトルク式からＴが一定になる様に描いた曲線が、図６の定トルク曲線Ｔ１，Ｔ２である。

次に、通常制御モードにおけるベクトル制御アルゴリズムについて図１４及び図１５を用いて説明する。図１４は、通常制御モードにおける電圧指令生成部３０の一部の構成を示す図である。図１５は、前置フィルタ３１の内部構成を示す図である。

前置フィルタ３１は、角速度指令ωｍ＊の急激な変動を緩和して制御器群の過剰な反応を抑える働きをする。前置フィルタ３１は、例えば、図１５に示すような単純な一次遅れ構成とすることができる。前置フィルタ３１は、加算器３１ａ及び積分器３１ｂを有する。加算器３１ａは、角速度指令ωｍ＊と、積分器３１ｂにより演算された角速度指令ωｍ^〜とを加算して、加算結果を積分器３１ｂに入力する。積分器３１ｂは、入力された加算結果に対して、係数Ｋ_ＰＲをかけるとともに積分を行う。積分器３１ｂの係数Ｋ_ＰＲは下記の式９の様にする。式９におけるＫ_Ｉ，Ｋ_Ｐは次段の速度制御器３３の積分および比例係数である。なお、速度制御器３３は、例えば、積分器及び比例器に加えて、微分器を有してもよい。

また、ｄ軸電流計算処理部３４は、次の式１０に示す計算処理を行って、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊をｄ軸電流指令値Ｉｄ＊に変換する。

次に、弱め磁束制御モードにおけるベクトル制御アルゴリズムについて図１６を用いて説明する。図１６は、弱め磁束制御モードにおける電圧指令生成部３０の一部の構成を示す図である。

図６に示す点Ｂを境に更にモータＭ（同期電動機）の速度上昇を図る場合、ｄ軸電流によるリラクタンストルクを積極的に使用することになる。

図６において、例えば負荷トルクがＴ１のままであったとすれば、増速に伴いｄ軸電流、ｑ軸電流は、定トルク曲線Ｔ１上を左方向に移動する。このとき、ｄ軸電流は増加するが、逆にｑ軸電流は減少することになる。

コンプレッサ負荷の場合、増速につれて負荷も上昇するので、ｄ軸電流、ｑ軸電流とも電流制限がかかるまで増加の傾向となる状態が一般的とは思われるが、本発明者による検討の結果、ｑ軸電流（ｑ軸電圧）が常に増加方向とは限らないということが分かったので、制御アルゴリズムにこれを反映させなくてはならない。

そこで、弱め磁束制御モード時はリラクタンストルクを主制御として、速度制御をｄ軸側に移すように電圧指令生成部３０の構成を切り換える。弱め磁束制御モードに移行すると、電圧指令生成部３０の構成が図１４に示す構成から図１６に示す構成に切り換わる。

図１６中のローパスフィルタ（ＬＰＦ）４３はｄ軸電流の急峻な変動を抑える為に挿入している。基本的に弱め磁束制御モード時はＰＷＭの電圧出力が飽和しているので、変動値に瞬時に対応するだけの電圧を出力できないケースが多い。特に弱め磁束制御モードでは、速度追従をｄ軸側で行うのでｑ軸側の逐次修正と競合して、発散による制御不能な状態に陥らない様にするため、ｑ軸電流指令値を作るｄ軸電流にローパスフィルタ４３を挿入している。

ローパスフィルタ４３は、例えば一次遅れフィルタとし、そのカットオフ周波数を例えば数十（Ｈｚ）とする。

また、ｑ軸電流計算処理部４４は、上記の式７の定誘起電圧式から導かれる次の式１１に示す計算処理を行って、ローパスフィルタ４３に通したｄ軸電流検出値Ｉｄ￣をｑ軸電流指令値Ｉｑ＊に変換する。

式１１で使用する最大誘起電圧値Ｖｏｍは、線間２相変調の場合、ｄ軸電流及びｑ軸電流の平均電流値と巻線抵抗値を用いて、次の式１２により求められる。ここで、Ｖ_ＤＣは直流母線電圧である。

なお、最大誘起電圧値Ｖｏｍを求める際に直流母線電圧Ｖ_ＤＣにかける係数は、変調の方式により異なる。例えば、線間２相変調の場合、式１２に示すように、１／√（２）である。あるいは、例えば、３相変調の場合、√（３）／（２×√（２））である。すなわち、３相変調の場合、式１２における１／√（２）を√（３）／（２×√（２））に置き換えた式により、最大誘起電圧値Ｖｏｍを求めることができる。

本アルゴリズムは、ｄ軸側に速度制御を移したという以外、特に制御器のパラメタは通常制御モード時と同一としてある。ただし、ｄ軸電流は増速に対して負側に増加するので、図１６に示す通り負のゲイン「−Ｇ」（例えば、−１）を付加している。

また、非干渉化制御器４１の計算値も、前述の理由から、ローパスフィルタ４３に通したｄ軸電流検出値Ｉｄ￣、及びローパスフィルタ４２に通したｑ軸電流検出値Ｉｑ￣を適用した以下の式１３，１４としている。これらの式１３，１４を使用すると、制御による変動値を抑えることができ、電流波形を滑らかにでき高調波を減少できる。

なお、過渡的な修正分を電流ＰＩ制御器（ｄ軸電流制御器３６、ｑ軸電流制御器４６）が受け持つとすれば、非干渉化項はモータＭ（同期電動機）の電圧電流方程式で定速運転時の定常項（式１）を与えるものであるから、あまり急峻に反応しなくても良いと思われる。そこで、通常制御モード時も非干渉化項に式１３，１４を適用している。

すなわち、通常制御モード時と弱め磁束制御モード時とで、式１３，１４を共通に適用できれば、モード切換に伴うローパスフィルタ４２，４３の動作の不連続性を回避できる。

次に、モード制御部７１における制御モードの切り換え（移行）の判定について図７〜図１０を用いて説明する。図７及び図８は、通常制御モードから弱め磁束制御モードへの切り換え動作を示す図である。図９及び図１０は、弱め磁束制御モードから通常制御モードへの切り換え動作を示す図である。

通常制御モードから弱め磁束制御モードへの切り換え（移行）の判定を行うための判定式、及びその逆の切り換え（移行）の判定を行うための判定式を以下に示す。

通常制御モードから弱め磁束制御モードへの切り換え（移行）の判定を行うための判定式は、例えば、式７を磁束式の形で適用すると、式１２がＰＷＭの飽和電圧であるので、その上限電圧を指令回転数ωｅ^〜（＝ωｍ^〜×Ｐｎ）で除した磁束が、通常制御モードの上限磁束となる。この磁束値と、インダクタンスから計算した平均磁束との差分を、下記の判定式（式１５）とする。

式１５が満たされる時（すなわち、ｆ_{Ｖｊ（ＩＮ）}が負の時）、通常制御モードから弱め磁束制御モードへ切り換える。式１５を計算する為に、ｄ軸電流とｑ軸電流は、それぞれ、ローパスフィルタ４３，４２に通過させた値Ｉｄ￣，Ｉｑ￣を採用している。

仮に、判定式に瞬時値を適用するとモード切換点の直近で頻繁に判定式が反応して、その結果、大きな速度脈動が発生する可能性があり、モード移行点が不連続点となりやすい。

そこで、式１５では、平滑した電流値Ｉｄ￣，Ｉｑ￣を採用することで、モータ制御装置がヒステリシスを持つような構成にしなくても、モード移行点が不連続となりにくいために、切り換えによるハンチングを抑制できる。

なお、式１５は磁束の形としたが、誘起電圧Ｖｏの形として式１５における右辺第二項の磁束に指令回転数を掛けて、上限電圧すなわち最大誘起電圧値Ｖｏｍと比較しても良い。

例えば、図１に示すモータ制御装置１では、モード制御部７１は、通常制御モードにおいて、求められた誘起電圧Ｖｏが最大誘起電圧値Ｖｏｍ未満であること（図７参照）に応じて、ｄ軸電流検出値Ｉｄ￣及びｑ軸電流検出値Ｉｑ￣が弱め磁束制御モードに対応した制御領域（例えば、図６に示す斜線ハッチングの領域）に達していないと判断する。例えば、現在の制御点が図７に示す制御点ＣＰ１である場合、定誘起電圧楕円Ｆ０が最大誘起電圧値Ｖｏｍに対応しているので、制御点ＣＰ１を通る定誘起電圧楕円Ｆ０１の誘起電圧値Ｖｏ１は、最大誘起電圧値Ｖｏｍ未満の値となる。この制御点ＣＰ１は、最大トルク／電流曲線ＴＩＣ上における点Ａから点Ｂに至る制御領域（通常制御モードの制御領域）の途中の点であり、斜線の制御領域（弱め磁束制御モードの制御領域）に接続される点Ｂまで達していない。このとき、モード制御部７１は、弱め磁束制御モードへ切り換えるべきでないと判定する。

例えば、図１に示すモータ制御装置１では、モード制御部７１は、通常制御モードにおいて、求められた誘起電圧Ｖｏが最大誘起電圧値Ｖｏｍ以上であること（図８参照）に応じて、ｄ軸電流検出値Ｉｄ￣及びｑ軸電流検出値Ｉｑ￣が弱め磁束制御モードに対応した制御領域（例えば、図６に示す斜線ハッチングの領域）に達したものと判断する。例えば、現在の制御点が図８に示す制御点ＣＰ２である場合、定誘起電圧楕円Ｆ０が最大誘起電圧値Ｖｏｍに対応しているので、制御点ＣＰ２を通る定誘起電圧楕円Ｆ０２の誘起電圧値Ｖｏ２は、最大誘起電圧値Ｖｏｍ以上の値となる。この制御点ＣＰ２は、最大トルク／電流曲線ＴＩＣ上における点Ａから点Ｂに至る制御領域（通常制御モードの制御領域）を通過した点であり、斜線の制御領域（弱め磁束制御モードの制御領域）に接続される点Ｂまで達している。このとき、モード制御部７１は、弱め磁束制御モードへ切り換えるべきであると判定する。

また、弱め磁束制御モードから通常制御モードへの移行の判定を行うための判定式は、上記の式２を使用する。すなわち、ローパスフィルタ４３，４２に通過させた値Ｉｄ￣，Ｉｑ￣と角速度指令ωｍ＊とで式２を計算して、ｄ軸電流値の大小により移行判定を行うため、判定式は、下記の式１６としている。

式１６が満たされる時（すなわち、ｆ_{Ｖｊ（ＯＵＴ）}が０以上の時）、弱め磁束制御モードから通常制御モードへ切り換える。

例えば、図１に示すモータ制御装置１では、モード制御部７１は、弱め磁束制御モードにおいて、ｄ軸電流検出値Ｉｄ￣がｄ軸電流基準値Ｉｄｊ未満であること（図９参照）に応じて、ｄ軸電流検出値Ｉｄ￣及びｑ軸電流検出値Ｉｑ￣が通常制御モードに対応した制御領域（例えば、図６に示す最大トルク／電流曲線ＴＩＣ上における点Ａ〜点Ｂの領域）に達していないと判断する。例えば、現在の制御点が図９に示す制御点ＣＰ３である場合、制御点ＣＰ３のｄ軸電流値Ｉｄ３は、最大トルク／電流曲線ＴＩＣにおける制御点ＣＰ３のｑ軸電流値Ｉｑ３に対応したｄ軸電流基準値Ｉｄｊ３未満の値となる。この制御点ＣＰ３は、斜線の制御領域（弱め磁束制御モードの制御領域）の途中の点であり、最大トルク／電流曲線ＴＩＣ上における点Ａから点Ｂに至る制御領域（通常制御モードの制御領域）に接続される点Ｂまで達していない。このとき、モード制御部７１は、通常制御モードへ切り換えるべきでないと判定する。

例えば、図１に示すモータ制御装置１では、モード制御部７１は、弱め磁束制御モードにおいて、ｄ軸電流検出値Ｉｄ￣がｄ軸電流基準値Ｉｄｊ以上であること（図１０参照）に応じて、ｄ軸電流検出値Ｉｄ￣及びｑ軸電流検出値Ｉｑ￣が通常制御モードに対応した制御領域（例えば、図６に示す最大トルク／電流曲線ＴＩＣ上における点Ａ〜点Ｂの領域）に達したものと判断する。例えば、現在の制御点が図１０に示す制御点ＣＰ４である場合、制御点ＣＰ４のｄ軸電流値Ｉｄ４は、最大トルク／電流曲線ＴＩＣにおける制御点ＣＰ４のｑ軸電流値Ｉｑ４に対応したｄ軸電流基準値Ｉｄｊ４以上の値となる。この制御点ＣＰ４は、斜線の制御領域（弱め磁束制御モードの制御領域）を通過した点であり、最大トルク／電流曲線ＴＩＣ上における点Ａから点Ｂに至る制御領域（通常制御モードの制御領域）に接続される点Ｂまで達している。このとき、モード制御部７１は、通常制御モードへ切り換えるべきであると判定する。

なお、モード制御部７１は、移行に伴う初期化処理の制御も行う。例えば、モード制御部７１は、通常制御モードから弱め磁束制御モードへ移行する場合、速度制御用ＰＩ制御器（速度制御器３３）の積分器をｄ軸電流のＬＰＦ通過値で初期化させ、その逆の場合、速度制御用ＰＩ制御器（速度制御器３３）の積分器をｑ軸電流のＬＰＦ通過値で初期化させる。

以上のように、実施の形態では、モータ制御装置１において、ローパスフィルタ（第１のローパスフィルタ）４２が、ｑ軸電流検出値Ｉｑに対してローパスフィルタ処理を施してｑ軸電流検出値Ｉｑ￣を生成し、生成されたｑ軸電流検出値Ｉｑ￣を非干渉化制御器４１へ出力する。ローパスフィルタ（第２のローパスフィルタ）４３は、ｄ軸電流検出値Ｉｄに対してローパスフィルタ処理を施してｄ軸電流検出値Ｉｄ￣を生成し、生成されたｄ軸電流検出値Ｉｄ￣を非干渉化制御器４１へ出力する。非干渉化制御器４１は、ローパスフィルタ４２から出力されたｑ軸電流検出値Ｉｑ￣とローパスフィルタ４３から出力されたｄ軸電流検出値Ｉｄ￣とを受ける。非干渉化制御器４１は、ｑ軸電流検出値Ｉｑ￣とｄ軸電流検出値Ｉｄ￣とを用いて、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊＊とｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊＊とを非干渉化させる。これにより、ローパスフィルタ処理が施されたｑ軸電流検出値Ｉｑ￣とローパスフィルタ処理が施されたｄ軸電流指令値Ｉｄ￣とを用いて、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊＊とｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊＊とを非干渉化させるので、ｄ軸電流及びｑ軸電流の急峻な変動を緩和して非干渉化を行うことができ、非干渉化による制御値の急峻な変動を抑えることができる。この結果、モータ電流の波形を滑らかにでき高調波を減少できる。さらに、非干渉化による制御値の急峻な変動を抑えることができるので、例えば通常制御モードと弱め磁束制御モードの間で制御モードを切り換える場合に、通常制御モードと弱め磁束制御モードの間の切り換え前後におけるｑ軸電圧指令値及びｄ軸電圧指令値の安定した非干渉化を実現でき、切り換えショックを低減できる。

また、実施の形態では、モータ制御装置１において、第１の演算器４５が、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊とローパスフィルタ処理が施されていないｑ軸電流検出値Ｉｑとを受け、両者の差分を取ることでｑ軸電流差分ΔＩｑを求めてｑ軸電流制御器４６へ出力する。また、第２の演算器３５が、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊とローパスフィルタ処理が施されていないｄ軸電流検出値Ｉｄとを受け、両者の差分を取ることでｄ軸電流差分ΔＩｄを求めてｄ軸電流制御器３６へ出力する。これにより、過渡的な修正分をｑ軸電流制御器４６及びｄ軸電流制御器３６に受け持たせることができるとともに、上記のように、非干渉化による制御値の急峻な変動を抑えることができる。この結果、定常状態だけでなく過渡状態での応答性を高めつつ、モード切り換え時のショックを低減できる。

また、実施の形態では、モータ制御装置１において、モード制御部７１が、通常制御モードにおいて、ローパスフィルタ４２から出力されたｑ軸電流検出値Ｉｑ￣及ローパスフィルタ４３から出力されたｄ軸電流検出値Ｉｄ￣に応じた誘起電圧Ｖｏに基づいて、弱め磁束制御モードへ切り換えるべきか否かを判定する。これにより、ローパスフィルタ処理が施されたｑ軸電流検出値Ｉｑ￣とローパスフィルタ処理が施されたｄ軸電流検出値Ｉｄ￣とを用いることができ、ｄ軸電流及びｑ軸電流についてそれぞれ急峻な変動を緩和できる、すなわち変動の平均をとることができるので、通常制御モードから弱め磁束制御モードへ切り換えるべきか否かをｄ軸電流及びｑ軸電流の通常制御モードでのモータ駆動を通じて得られた平滑された値、すなわち変動における中間値で判定できる。また、モード制御部７１は、弱め磁束制御モードにおいて、ローパスフィルタ処理が施されたｄ軸電流検出値Ｉｄ￣に基づいて、通常制御モードへ切り換えるべきか否かを判定する。これにより、ローパスフィルタ処理が施されたｄ軸電流検出値Ｉｄ￣を用いることができ、ｄ軸電流について急峻な変動を緩和できる、すなわち変動の平均をとることができるので、弱め磁束制御モードから通常制御モードへ切り換えるべきか否かをｄ軸電流の弱め制御モードでのモータ駆動を通じて得られた平滑された値、すなわち変動における中間値で判定できる。したがって、モード移行点が不連続となりにくいため、切り換えショックを小さくできる。

また、実施の形態では、モータ制御装置１において、切り換え部３９が、モード制御部７１の判定結果に応じて、ｑ軸電流制御器４６及びｄ軸電流制御器３６が動作している状態を維持しながら、通常制御モードにおいて速度制御器３３からｑ軸電流制御器４６側へ電流指令値がｑ軸電流指令値Ｉｑ＊として出力され、弱め磁束制御モードにおいて速度制御器３３からｄ軸電流制御器３６側へ電流指令値がｄ軸電流指令値Ｉｄ＊として出力されるように、切り換える。これにより、通常制御モード及び弱め磁束制御モードの間の切り換え前後におけるｄ軸電流制御器３６の内部状態を互いに近いものとすることができ、通常制御モード及び弱め磁束制御モードの間の切り換え前後におけるｑ軸電流制御器４６の内部状態を互いに近いものとすることができるので、各電流制御器のゲインを変えることなく、安定した制御の切り換えを行うことができる。すなわち、各制御器の構成を切り換え前後で極力変化させないようにしているため、各制御器における時系列的な内部状態の違いによる切り換えショックを低減できる。

また、実施の形態では、速度制御器３３、ｄ軸電流制御器３６、及びｑ軸電流制御器４６が、それぞれ、通常制御モード用の制御器及び弱め磁束制御モード用の制御器として共通化されている。これにより、通常制御モードと弱め磁束制御モードとのそれぞれ専用の制御器を用いる場合に比べて、各制御器の間の内部状態の違いが切り換えショックに与える影響を低減できる。

以上のように、本発明にかかるモータ制御装置は、モータの制御に有用である。

１ モータ制御装置
１０ 駆動部
１１ ２相−３相変換器
１２ ＰＷＭ変調器
１３ インテリジェントパワーモジュール
２０ 演算部
２１ ３相−２相変換器
２２ 軸誤差演算処理部
２３ ＰＬＬ制御器
２４ ローパスフィルタ
２５ 変換器
３０ 電圧指令生成部
３１ 前置フィルタ
３２ 減算器
３３ 速度制御器
３４ ｄ軸電流計算処理部
３５ 第２の演算器
３６ ｄ軸電流制御器
３７ 減算器
３８ 乗算器
３９ 切り換え部
４１ 非干渉化制御器
４２，４３ ローパスフィルタ
４４ ｑ軸電流計算処理部
４５ 第１の演算器
４６ ｑ軸電流制御器
４７ 加算器
４８ 第１の初期値付与部
４９ 第２の初期値付与部
５０ 検出部
５１，５２ 電流センサ
６０ 積分部
６１ 積分器
７１ モード制御部

Claims (4)

1. モータに流れるモータ電流をｑ軸電流とｄ軸電流とに分解して前記モータのベクトル制御を行うモータ制御装置であって、
   角速度指令と角速度との差分である速度差分に応じて、電流指令値を生成する速度制御器と、
   ｑ軸電流指令値とｑ軸電流検出値との差分であるｑ軸電流差分に応じて、ｑ軸電圧指令値を生成するｑ軸電流制御器と、
   ｄ軸電流指令値とｄ軸電流検出値との差分であるｄ軸電流差分に応じて、ｄ軸電圧指令値を生成するｄ軸電流制御器と、
   ｑ軸電流検出値に対してローパスフィルタ処理を施して出力する第１のローパスフィルタと、
   ｄ軸電流検出値に対してローパスフィルタ処理を施して出力する第２のローパスフィルタと、
   前記第１のローパスフィルタから出力されたｑ軸電流検出値と前記第２のローパスフィルタから出力されたｄ軸電流指令値とを用いて、前記ｑ軸電圧指令値と前記ｄ軸電圧指令値とを非干渉化させる非干渉化制御器と、
   通常制御モードと前記モータへの印加電圧の飽和に対応する弱め磁束制御モードとの切り換えを判定するモード制御部と、
   前記モード制御部の判定結果に応じて、前記通常制御モードにおいて前記速度制御器から前記ｑ軸電流制御器側へ前記電流指令値が前記ｑ軸電流指令値として出力され、前記弱め磁束制御モードにおいて前記速度制御器から前記ｄ軸電流制御器側へ前記電流指令値が前記ｄ軸電流指令値として出力されるように切り換える切り換え部と
   を備えたことを特徴とするモータ制御装置。
2. ｑ軸電流指令値と、ローパスフィルタ処理が施されていないｑ軸電流検出値とを受けて、前記ｑ軸電流差分を求める第１の演算器と、
   ｄ軸電流指令値と、ローパスフィルタ処理が施されていないｄ軸電流検出値とを受けて、前記ｄ軸電流差分を求める第２の演算器と、
   をさらに備えた
   ことを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
3. 前記モード制御部は、前記通常制御モードにおいて、前記第１のローパスフィルタから出力されたｑ軸電流検出値及び前記第２のローパスフィルタから出力されたｄ軸電流指令値に応じた誘起電圧に基づいて、前記弱め磁束制御モードへ切り換えるべきか否かを判定し、前記弱め磁束制御モードにおいて、前記第２のローパスフィルタから出力されたｄ軸電流指令値に基づいて、前記通常制御モードへ切り換えるべきか否かを判定する
   ことを特徴とする請求項１又は２に記載のモータ制御装置。
4. 前記第１のローパスフィルタは、前記通常制御モードおよび前記弱め磁束制御モードのうちの現在のモードに切り替えられてから現在に至るまでの間におけるｑ軸電流検出値の変動の平均をとるように、ｑ軸電流検出値に対してローパスフィルタ処理を施し、
   前記第２のローパスフィルタは、前記通常制御モードおよび前記弱め磁束制御モードのうちの現在のモードに切り替えられてから現在に至るまでの間におけるｄ軸電流検出値の変動の平均をとるように、ｄ軸電流検出値に対してローパスフィルタ処理を施す
   ことを特徴とする請求項１から３のいずれか１項に記載のモータ制御装置。

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