JP6308894B2 - 三相交流回転機の制御装置 - Google Patents

Description

この発明は、三相交流回転機の回転動作を制御する制御装置に関するものである。

三相交流回転機（モータ、以下同じ）は、電力変換装置によってモータのＵ、Ｖ、Ｗの各相に電流が供給されて回転動作を行う。そして、モータの回転動作が円滑になるように制御する技術としては、電流検出手段としてのＣＴ（Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ。以下同じ）によって、モータのＵ、Ｖ、Ｗの各相の電流を検出し、この検出された電流値に基づいて、電力変換装置への指令値を生成し、モータの各相に供給される電流値を制御することによって回転動作を制御する技術がある。

ここでのＣＴは、モータの各相の電流路のそれぞれに設置されて、各相を流れる電流を計測するためのカレントトランスや抵抗器のような電流検出器、および計測した電流をＳ／Ｗ上で演算処理が可能なようにデジタル信号値として取り込むためのＡ／Ｄ変換器を含んでいるが、これらＣＴを構成する各装置の変換ゲインにアンバランス（ＣＴゲインアンバランス。以下同じ）があると、これがモータに流れる三相電流の各相間にアンバランスを発生させ、モータのトルクに脈動を引き起こす場合があった。

一例として、Ｕ、Ｖ、Ｗの三相の電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗのうち二相（ここでは、Ｕ相およびＶ相）にＣＴを設置して、残る一相（ここでは、Ｗ相）は、二相の電流検出値から復元することで三相電流検出値ｉｕ´、ｉｖ´、ｉｗ´を得るよう処理する制御装置を想定し、Ｖ相を基準として、Ｕ相がＶ相に対してｅで表されるＣＴゲインアンバランスをもっていると考える。
このとき、三相電流検出値ｉｕ´、ｉｖ´、ｉｗ´と三相電流真値ｉｕ、ｉｖとの間には、以下の式（１）が成り立つ。

式（１）を電気角θｒｅに従って制御座標（ｄｑ）軸上に三相−ｄｑ変換すると、ｄｑ軸で見た電流検出値ｉｄ´、ｉｑ´と電流真値ｉｄ、ｉｑとの間には以下の式（２）の関係が成り立つ。

一般にはｄ軸の電流を０とするよう制御する場合が多い。したがって、式（２）でｉｄ＝０とすると、式（３）、式（４）のようになる。

この式（３）、（４）から明らかなようにｄｑ軸上の電流にはモータ電気角の２倍次数成分の周波数（以下、２ｆ成分と呼ぶ）で特定の位相方向をもった脈動が生じることが分かる。この２ｆの電流脈動がモータのトルクに２ｆの脈動を引き起こさせることになる。

このような問題に対処するために、ＣＴゲインアンバランスによってｄｑ軸上の電流に生じる振動成分が２ｆかつ特定位相となる特徴を利用して、モータ通電時のｄｑ軸電流の２ｆ脈動に相当する情報を抽出することによってＣＴゲインアンバランスを推定し、ＣＴゲインアンバランスを適宜補正する技術が提案されている。（例えば、特許文献１〜３）
このような技術は、二相のＣＴで電流検出してｄｑ軸上でそれらを取り扱うよう構成された一般的な電流制御系において、電流脈動成分にのみ着目することで簡易にＣＴゲインアンバランスを推定し補正することが可能であり、また制御装置の配線を変更することなく実施可能であることなどから簡易性ならびに利便性の観点からＣＴゲインアンバランスを補正する上で有用な技術である。

特開平０６‐１２１５６９号公報 特開２００１‐１９７７９７号公報 特開２００４‐１２０８１４号公報

しかしながら、フィードバック制御による電流制御系を含むモータの制御装置において、モータ駆動中にもこのようなＣＴ補正演算処理を行おうとした場合には、電流制御応答の設定によっては、装置全体の一巡伝達特性が、ＣＴゲインアンバランスにより生じる電流リプル成分を減衰させるような特性を持つことになり、ＣＴゲインアンバランス推定値を正確に求められないという問題が起こり得る。

この発明は前述の課題を解決するためになされたものであり、正確にｄｑ軸電流の２ｆ脈動に相当する情報を抽出することによって、モータ駆動中であってもＣＴゲインアンバランスを推定・補正可能とするものである。

この発明に係る三相交流回転機の制御装置は、三相交流回転機の三相のうち少なくとも二相の電流を検出する電流検出器、検出した電流をデジタル信号値に変換するためのＡ／Ｄ変換器、三相座標とｄｑ座標を互いに変換する座標変換部、前記電流の制御入力である電流指令値と前記電流検出器で検出された電流を前記座標変換部でｄｑ座標変換された電流フィードバック値との差異に基づいて電圧の制御入力である電圧指令値を生成するｄ軸電流制御部と、ｑ軸電流制御部と、前記電流指令値に基づいてｄｑ軸間の干渉を打ち消すように前記電圧指令値を補正する非干渉化制御部とを備えた電流制御部、前記電圧指令値に基づいて三相電圧を生成して前記三相交流回転機へ供給する電力変換器、特定周波数・特定位相の脈動を抽出する脈動成分抽出部、特定周波数・特性位相の電流脈動成分に基づいて前記電流検出器とＡ／Ｄ変換器の相間不平衡量を演算するＣＴゲインアンバランス演算部、および演算されたＣＴゲインアンバランス推定値に基づいて前記電流検出器で検出された電流検出値を補正した上で三相電流検出値を復元する三相電流演算部を備え、通常の動作モードと異なるＣＴ補正駆動モードを有し、前記ＣＴ補正駆動モードと通常の動作モードを選択して動作するシーケンスにおいて、前記ＣＴ補正駆動モードでは、前記電流制御部の前記ｄ軸電流制御部およびｑ軸電流制御部を動作させず、前記非干渉化制御部のみを動作させて電流制御を行って、ｄ軸またはｑ軸のいずれか一方の電流を０に制御した上で前記脈動成分抽出部および前記ＣＴゲインアンバランス演算部を動作させるようにしたことを特徴とするものである。

通常の動作モードと異なるＣＴ補正駆動モードを有して、これらを相互に切り替える動作シーケンスを備えて、ＣＴ補正駆動モード時にＣＴ補正演算処理を行うため、モータ駆動中であっても装置全体の一巡伝達特性の影響を受けることなく、また、装置の配線を変更することなくｄｑ軸電流の２ｆ脈動に相当する情報を抽出することによってＣＴゲインアンバランスを推定し補正することを可能とする効果を有する。

この発明の実施の形態１に係る三相交流回転機の制御装置の構成を示すブロック図である。 この発明の実施の形態１に係る三相交流回転機の制御装置における電流制御部の構成を示すブロック図である。 この発明の実施の形態１に係る交流回転機の制御装置の動作シーケンスを示すフローチャートである。 この発明の実施の形態１によるＣＴ補正駆動モードの第１の動作フローを示すフローチャートである。 この発明の実施の形態１によるＣＴ補正駆動モードの第２の動作フローを示すフローチャートである。 この発明の実施の形態１によるＣＴ補正駆動モードの第３の動作フローを示すフローチャートである。 この発明の実施の形態１によるＣＴ補正駆動モードの第４の動作フローを示すフローチャートである。 この発明の実施の形態１に係る交流回転機の制御装置の別の動作シーケンスを示すフローチャートである。 この発明の実施の形態２によるＣＴ補正駆動モードの第１の動作フローを示すフローチャートである。 この発明の実施の形態３に係る交流回転機の制御装置の動作シーケンスを示すフローチャートである。 この発明の実施の形態３による交流回転機の制御装置の構成を示すブロック図である。 この発明の実施の形態３に係る交流回転機の制御装置の別の動作シーケンスを示すフローチャートである。

実施の形態１．
図１は、この発明における実施の形態１の一例を表すブロック図である。
図１において、モータ１２の制御装置５００は、電流制御部１、ｄｑ−三相変換部２、三相−ｄｑ変換部３、電力変換器４、電流検出器５ａおよび５ｂ、Ａ／Ｄ変換器６ａおよび６ｂ、回転位置検出器７、微分演算部８、三相電流演算部９、脈動成分抽出部１０、ＣＴゲインアンバランス演算部１１を有する。
ここで電流制御部１の構成は、図２に示すとおりであり、ｄ軸電流制御部１０１、ｑ軸電流制御部１０２、非干渉化制御部１０３を有するものである。また、この実施の形態１
は、通常の動作モードと異なるＣＴ補正駆動モードを備えている。そして、図３のフローチャートに示すように、通常の動作モードとして起動後、ＣＴ補正駆動モードを経て再び通常の動作モードに復帰する動作シーケンスを備えている。

まず、この実施の形態１の通常の動作について説明する。この実施の形態においては、電流制御部１、ｄｑ−三相変換部２、三相−ｄｑ変換部３、電力変換器４、電流検出器５ａおよび５ｂ、Ａ／Ｄ変換器６ａおよび６ｂ、回転位置検出器７、微分演算部８、三相電流演算部９によって、通常時におけるモータ１２の制御装置５００の構成がなされており、これらが通常の動作モードを設定することになる。

回転位置検出器７において、モータ１２の回転子位置（電気角）θｒｅが検出され、このθｒｅを、微分演算部８において、時間微分することにより、電気角速度ωｒｅが出力される。電流検出器５ａおよび５ｂにおいて、モータ１２に流れる三相電流のうちＵ相電流ｉｕ、Ｖ相電流ｉｖが検出され、これらはＡ／Ｄ変換器６ａおよび６ｂに入力されてデジタル信号値ｉｕ´およびｉｖ´に変換される。

三相電流演算部９において、以下の式（５）の演算が行われ、ｉｕ´、ｉｖ´に基づいて三相電流検出値ｉｕ″、ｉｖ″、ｉｗ″が演算される。

ここで、ＫｅはＣＴゲインアンバランス補正値であり、初期値としてＫｅ＝０が設定されている。後述するＣＴ補正駆動モードを経ない場合にはＫｅ＝０のまま動作することになる。

三相電流検出値ｉｕ″、ｉｖ″、ｉｗ″は三相−ｄｑ変換部３により、θｒｅによる制御座標（ｄｑ）軸上に三相−ｄｑ変換され、変換後のｄ軸上の電流フィードバック値ｉｄ´およびｑ軸上の電流フィードバック値ｉｑ´は電流制御部１に入力される。また、電流制御部１には電気角速度ωｒｅ、ｄ軸上の電流指令値ｉｄ＊およびｑ軸上の電流指令値ｉｑ＊も入力されている。
電流制御部１は、図２に示すように、ｄ軸電流制御部１０１、ｑ軸電流制御部１０２、非干渉化制御部１０３を持っており、ｄ軸電流制御部１０１においては、ｉｄ＊とｉｄ´との差分から、所望のｄ軸電流値へ制御するためのｄ軸の電圧指令値ｖｄ＊が生成され、ｑ軸電流制御部１０２においては、ｉｑ＊とｉｑ´との差分から、所望のｑ軸電流値へ制御するためのｑ軸の電圧指令値ｖｑ＊を生成する。

そして、非干渉化制御部１０３においては、以下の式（６）によって、ｉｄ＊およびｉｑ＊に基づいてｄｑ軸間で相互に干渉する電圧成分ｖｄ＊＊およびｖｑ＊＊を演算し、それによってｄ軸の電圧指令値ｖｄ＊およびｑ軸の電圧指令値ｖｑ＊を補正することで制御誤差を縮小する。

ここで、Ｒはモータの巻線抵抗、Ｌｄ、Ｌｑはそれぞれｄｑ軸での自己インダクタンス、φｆは磁石磁束、ωｒｅは電気角速度を表している。また、式（６）の第１項はｄｑ軸それぞれの抵抗による電圧降下分を補償する項である。

電流制御部１から出力されたｖｄ＊およびｖｑ＊は、ｄｑ−三相変換部２により、θｒｅよるｄｑ軸上にｄｑ−三相変換され、三相交流電圧指令信号として電力変換器４に入力される。電力変換器４からの交流出力によって所望のｄｑ軸電流を生じさせるように三相交流回転機としてのモータ１２を制御する。以上がこの実施の形態の通常の動作モードである。

次にこの実施の形態におけるＣＴ補正駆動モードの動作を説明する。この動作モードの特徴は以下の三点である。
（ａ）電流制御部１では、ｄ軸電流制御部１０１およびｑ軸電流制御部１０２は停止状態となり、非干渉化制御部１０３のみが動作を継続する。
（ｂ）ｉｄ＊またはｉｑ＊のいずれか一方を０に設定し、ｄｑ軸の一方にのみ電流を流すよう制御する。
（ｃ）ｉｄ´およびｉｑ´のいずれかに含まれる脈動成分のみを抽出しＣＴゲインアンバランスを計算する。

この実施の形態におけるＣＴ補正駆動モードでは、前述の（ｂ）にあるｉｄ＊またはｉｑ＊のいずれを０に設定するか、前述の（ｃ）にあるｉｄ´およびｉｑ´のいずれの脈動成分を抽出するかによって２×２＝４通りの動作フローを選択し得ることが可能である。これらについて図４〜７に示すフローチャートを参照して説明する。

まず、図４に示すフローチャートを参照して、ｉｄ＊＝０と設定し、ｉｑ´の脈動成分を抽出する場合の第１の動作フローについて説明する。
まず、第１ステップＳ１０１にて電流制御部１はｄ軸電流制御部１０１およびｑ軸電流制御部１０２がともに停止状態となり、非干渉化制御部１０３のみで検出値によらないフィードフォワード制御部として動作する。
次に第２ステップＳ１０２にてｉｄ＊＝０を設定し、ｑ軸にのみ電流を流すよう制御する。このようにフィードフォワード制御として電流制御を行い、さらにｄ軸の電流も０と制御することでｑ軸電流には制御系の一巡伝達特性の影響を受けることなく式（３）、（４）による脈動成分がそのまま表れることになるため、より正確にＣＴゲインアンバランスｅを推定することが可能となる。

次に、第３ステップＳ１０３にて脈動成分抽出部１０、ＣＴゲインアンバランス演算部１１が動作モードとなり、ｉｑ´に含まれる脈動成分を抽出しＣＴゲインアンバランスを計算する。その脈動成分抽出の演算方法には任意の公知技術を用いることができるが、ここでは一例として、フーリエ級数展開を参考にした次の式（７）の演算を用いる。

ここで、ｎは抽出したい脈動成分の電気角に対する次数、Δθは位相進め量、ｕは脈動成分抽出部１０への入力信号、ｕＣｎはｕのｎ次余弦成分、ｕＳｎはｕのｎ次正弦成分、θｒｅは電気角、ＦＬＰＦ（Ｓ）はローパスフィルタの伝達特性を表す。

第３ステップＳ１０３では、ｉｑ´に含まれる脈動成分を抽出するため、式（７）においてｕ＝ｉｑ´、ｎ＝２、Δθ＝−π／６として，以下の式（８）のような演算を行う。

ここで、θｒｅは電気角、ｕ´Ｃ２は入力値（この場合はｉｑ´）の２次余弦成分、ｕ´Ｓ２はｉｑ´の２次正弦成分を表す。式（４）と式（８）からｕ´Ｃ２およびｕ´Ｓ２は、以下の式（９）のように収束する。

このように周波数を２ｆ、位相を−π／６方向に合わせて脈動成分を抽出することで、ＣＴゲインアンバランスｅに相当する情報を取り出すことができる。

次に、第４ステップＳ１０４にてＣＴゲインアンバランス演算部１１にはｉｑ´の２次脈動成分ｕ´Ｃ２、ｕ´Ｓ２が入力され、以下の式（１０）の演算を行うことでＣＴゲインアンバランス推定値ｅ∧を計算する。

次に、第５ステップＳ１０５にて三相電流演算部９にはＣＴゲインアンバランス推定値ｅ∧が入力され、式（５）中のＣＴゲインアンバランス補正値Ｋｅに対してＫｅ＝ｅ∧と設定される。こうすることで式（５）は式（１）で表されるＣＴアンバランスの影響を打ち消した上で、三相電流を復元する演算式となり、ＣＴゲインアンバランスが補正された電流検出値ｉｕ″、ｉｖ″、ｉｗ″を出力する。

次に、第６ステップＳ１０６にて電流制御部１は、ｄ軸電流制御部１０１およびｑ軸電流制御部１０２が共に動作モードとなって、ＣＴ補正駆動モードは動作終了となり通常の動作モードへ復帰する。
復帰後は、三相電流演算部９がＫｅ=ｅ∧と設定されていることにより、ＣＴゲインアンバランスが補正された電流検出値ｉｕ″、ｉｖ″、ｉｗ″を出力するよう動作するためＣＴゲインアンバランスに由来する電流リプルやトルクリプルが打ち消される。

以上のようにこの実施の形態１では、図３に示すように、通常の動作モードからＣＴ補正駆動モードを経て再び通常の動作モードに復帰する各シーケンスを順に実行していくことにより、制御系の一巡伝達特性の影響を受けることなく、また、装置の配線を変更することなくＣＴゲインアンバランスの推定と補正を行うことができる効果を有する。

次に、図５に示すフローチャートを参照して、ｉｄ＊＝０と設定し、ｉｄ´の脈動成分を抽出する場合の第２の動作フローについて説明する。
この動作フローでは、図４に示した第１の動作フローと同様に、Ｓ１０１、Ｓ１０２の処理を行ってフィードフォワード制御としての電流制御によってｄ軸の電流を０に制御する。
そして、第１の動作フローと異なり、ｉｄ´に含まれる脈動成分を抽出するために第３ステップＳ１０３に代わり、ステップＳ２０３を実行する。このステップＳ２０３では脈動成分抽出部１０で、式（７）においてｕ＝ｉｄ´、ｎ＝２、Δθ=−π／３とした以下の式（１１）に示す演算を行う。

このように設定した場合にも、式（１１）と式（３）からｕ´Ｃ２およびｕ´Ｓ２は式（９）のように収束する。
したがって、ＣＴゲインアンバランス演算部１１において、式（１０）の演算を行うことでＣＴゲインアンバランス推定値ｅ∧を推定することが可能であるため、以降の処理は第１の動作フローと同様に第４ステップＳ１０４、第５ステップＳ１０５、第６ステップＳ１０６を順に実行してＣＴ補正駆動モードは動作終了となり通常の動作モードへ復帰する。

次に、図６に示すフローチャートを参照して、ｉｑ＊＝０と設定し、ｉｑ´の脈動成分を抽出する場合の第３の動作フローについて説明する。
この動作フローでは、第１ステップＳ１０１を実行した後に，第２ステップＳ１０２に代わり、ステップＳ２０２を実行する。このステップＳ２０２ではｉｑ＊＝０を設定し、ｄ軸にのみ電流を流すよう制御する。このとき、式（２）でｉｑ＝０とするとｄｑ軸電流は以下の式（１２）、（１３）のようになる。

次に、第３ステップとしてＳ１０３、Ｓ２０３に代わり、Ｓ３０３を実行する。Ｓ３０３では、脈動成分抽出部１０で、式（７）においてｕ＝ｉｄ´、ｎ＝２、Δθ=π／６とした以下の式（１４）のような演算を行う。

式（１２）と式（１４）からｕ´Ｃ２およびｕ´Ｓ２は次式（１５）のように収束する。

次に、第４ステップＳ１０４に代わり、ステップＳ２０４を実行する。このステップＳ２０４ではＣＴゲインアンバランス演算部１１において式（１５）による２次脈動成分ｕ´Ｃ２、ｕ´Ｓ２に対して式（１６）の演算を行うことでＣＴゲインアンバランス推定値ｅ∧を計算する。

以降の処理は、第１、第２の動作フローと同様に、第５ステップＳ１０５、第６ステップＳ１０６を順に実行して、ＣＴ補正駆動モードは動作終了となり通常の動作モードへ復帰する。

次に、図７に示すフローチャートを参照して、ｉｑ＊＝０と設定し、ｉｄ´の脈動成分を抽出する場合の第４の動作フローについて説明する。
この動作フローでは、第３の動作フローと同様にステップＳ１０１、Ｓ２０２の処理を行ってフィードフォワード制御としての電流制御によってｑ軸の電流を０と制御する。
そして、第３の動作フローと異なり、ｉｄ´に含まれる脈動成分を抽出するために第３ステップＳ３０３に代わって、ステップＳ４０３を実行する。
ステップＳ４０３では脈動成分抽出部１０で式（７）においてｕ＝ｉｑ´、ｎ＝２、Δθ=π／３とした以下の式（１７）のような演算を行う。

このように設定した場合も式（１３）と式（１７）からｕ´Ｃ２およびｕ´Ｓ２は式（１５）のように収束する。
したがって、ＣＴゲインアンバランス演算部１１において式（１６）の演算を行うことでＣＴゲインアンバランス推定値ｅ∧を推定することが可能であるため、以降の処理は第３の動作フローと同様に第４ステップＳ２０４、第５ステップＳ１０５、第６ステップＳ１０６を順に実行してＣＴ補正駆動モードは動作終了となり通常の動作モードへ復帰する。

このように、この実施の形態ではＣＴ補正駆動モード中にｑ軸電流を流さないよう動作させることも可能であり、この場合、モータにトルクを生じさせることなくＣＴ補正駆動モードを動作させることができるという効果を有する。

また、この実施の形態では、図３に示すような通常の動作モードとして、起動後ＣＴ補正駆動モードを経て再び通常の動作モードに復帰する動作シーケンスについて説明したが、図８のフローチャートに示すように、まず最初にＣＴ補正駆動モードとしてＣＴ補正動作を行った後に通常の動作に移行するよう動作シーケンスを組んでもよい。

このように、通常動作モードと異なるＣＴ補正駆動モードを備え、ＣＴ補正駆動モードと通常動作モードを選択して動作できるため、通常動作モードによるモータ駆動中にもＣＴ補正駆動モードを経由することで、ＣＴゲインアンバランスの調整が可能となるだけでなく、通常動作モード前にＣＴゲインアンバランスを調整しておくことも可能となる。

また、電流検出器を使用する際には、使用に先立って時間的に減衰する交流電流を流して、電流検出器内の磁気回路のヒステリシスを除去する消磁動作を行うこと、さらに消磁動作後の電流０の状態での検出出力を記憶し、この値を電流検出のオフセット値として、実際の測定時の検出値から減じたものを電流検出値とすることができる。これらの動作については、この発明の実施の形態には記載していないが、これらの動作を電流検出ゲインの補正係数の測定を行う前に実施することにより、電流検出および電流検出ゲインの補正係数の精度を向上できることは言うまでもない。さらに、電流検出値を適切なローパスフィルタを介して処理することでノイズの影響を減少させられることも言うまでもない。

実施の形態２．
この実施の形態２において、ＣＴ補正駆動モードは、実施の形態１で説明した特徴（ａ）とは異なり、以下の特徴（ａ１）をもつ。
（ａ１） ：電流制御部１において、ｄ軸電流制御部１０１およびｑ軸電流制御部１０２を停止状態とはせずに動作を継続する。ただし、このときｄ軸電流制御部１０１およびｑ軸電流制御部１０２の制御応答を通常の動作モードにおけるそれよりも低く設定する。

この実施の形態におけるＣＴ補正駆動モードの動作について、図９に示すフローチャートを参照して説明する。
この実施の形態２では実施の形態１と異なり、第１ステップＳ１０１に代わりステップＳ２０１を実行する。このステップＳ２０１にて電流制御部１は、ｄ軸電流制御部１０１およびｑ軸電流制御部１０２の動作を停止せず、制御応答ωｃｃをωｃｃ＜２ωｒｅと設定した上で動作を継続する。
以降の処理は実施の形態１における第１の動作フローと同様に、Ｓ１０２〜Ｓ１０５の処理を順に実行してＣＴゲインアンバランスを補正する。

そして、第６ステップとして、Ｓ１０６に代わりＳ２０６を実行する。Ｓ２０６ではＳ２０１にてωｃｃ＜２ωｒｅと設定した制御応答ωｃｃを元の値に設定し、ＣＴ補正駆動モードを動作終了として、通常の動作モードへ復帰する。

抽出したい脈動情報の角周波数が２ωｒｅ［ｒａｄ／ｓｅｃ］である場合、ここで、通常の動作モードにおけるｄ軸電流制御部１０１およびｑ軸電流制御部１０２の制御応答をωｃｃ［ｒａｄ／ｓｅｃ］とすると、ωｃｃ＞２ωｒｅである場合に前述したＣＴゲインアンバランスにより生じる電流リプル成分を減衰させるような問題が起こり得る。
そこで、ステップＳ２０１でωｃｃ＜２ωｒｅと設定することで減衰を減少させ、この問題を回避することができる。

以上のように、この実施の形態２では、実施の形態１と同様にＣＴ補正駆動モードを経て再び通常の動作モードに復帰する各シーケンスを順に実行していくことにより、制御系の一巡伝達特性の影響を受けることなく、また、装置の配線を変更することなくＣＴゲインアンバランスの推定と補正が行うことができる効果に加えて、ＣＴ補正駆動モード中にｄ軸電流制御部１０１およびｑ軸電流制御部１０２を停止状態とはせずに動作を継続することにより、電流制御応答を確保した上でＣＴ補正駆動モードを動作させることができるという効果を有する。

また、この実施の形態２では、実施の形態１における第１の動作フローに相当するｉｄ＊＝０と設定してｉｑ´の脈動成分を抽出する場合の動作フローについて説明したが、第２〜４の動作フローに相当する動作フローを選択することも可能であることは言うまでもない。
この場合、実施の形態１における第２〜４の動作フローのそれぞれにおいて第１ステップＳ１０１に代わりステップＳ２０１を実行し、第６ステップＳ１０６に代わりステップＳ２０６を実行する動作フローとすればよい。

また、この実施の形態２においても、実施の形態１と同様に図３に示す動作シーケンスと、図８に示す動作シーケンスのいずれかを選択し得ることが可能であることは言うまでもない。

実施の形態３．
この実施の形態では、実施の形態１とは異なり、図１０のフローチャートに示すようにＣＴ補正駆動モードを経てＣＴゲインアンバランス補正を行った後に、通常の動作モードには復帰せず、トルクリプル抑制制御モードに移行する。以下、この実施の形態３におけるトルクリプル抑制制御モードの動作について説明する。

図１１は、トルクリプル抑制制御モードの動作を説明するブロック線図である。図１１において、モータ１２の制御装置５００は、図１と比較して、新たにトルク推定部２０１
、トルクリプル補償指令生成部２０２を備えている。トルク推定部２０１にはｄｑ軸電圧指令値ｖｄ＊およびｖｑ＊、ｄｑ軸電流検出値ｉｄ´およびｉｑ´、電気角速度ωｒｅなどが入力され、これらに基づいてモータ１２が発生しているトルクを推定するものである。推定には任意の公知技術を用いることができるが、ここでは一例として、以下の式（１８）に示すような誘起電圧推定値に基づくトルク推定を行うものとする。

ここで、「ｅ∧ｄｑ」はｄｑ軸誘起電圧推定値ｅ∧ｄおよびｅ∧ｑからなる推定誘起電圧ベクトル、「ｖ＊ｄｑ」はｄｑ軸電圧指令値ｖｄ＊およびｖｑ＊からなる電圧指令値ベクトル、「ｉ´ｄｑ」はｄｑ軸ｉｄ´およびｉｑ´からなる電流検出値ベクトル、「Ｉ」は単位行列、「Ｊ」は交代行列、「Ｐｍ」はモータ１２の極対数、「τ∧」はトルク推定値を表す。

そして、トルク推定値τ∧、電気角θｒｅは、脈動成分抽出部１０に入力され、式（７）においてｕ＝τ∧、Δθ=Δθｅｓｔとして、以下の式（１９）に基づいて推定トルク
τ∧の脈動成分を抽出する。

ここで、ｎはトルクリプル次数、Δθｅｓｔはトルク推定値の実トルクからの推定遅れに基づく補償設定値、τ∧Ｃｎはτ∧のｎ次余弦成分、τ∧Ｓｎはτ∧のｎ次正弦成分を表している。

次に推定トルク振動成分τ∧Ｃｎおよびτ∧Ｓｎは、トルクリプル補償指令生成部２２に入力され、これらに基づいてトルクリプル補償指令値ｉｑ＊ｒｉｐが生成される。この生成方法に関しても任意の公知技術を用いることができるが、ここでは一例として以下の式（２０）に示すような、ｎ次トルクリプル成分の復元演算を用いるものとする。

ここで、Ｋｔはモータ１０のトルク定数を表す。ｉｑ＊ｒｉｐをｑ軸電流指令値ｉｑ＊に足し合わせることでｉｑ＊はｎ次トルクリプル成分と逆位相で同期した振動成分を持つことになり、このｉｑ＊にしたがってｑ軸電流制御が行われることにより、ｎ次トルクリプルが打ち消される。

推定トルク振動成分τ∧Ｃｎおよびτ∧Ｓｎは、ＣＴゲインアンバランスが補正されたｄｑ軸電流検出値ｉｄ´およびｉｑ´に基づいて推定されたものであるため、ＣＴゲインアンバランスの影響を無くした、より正確なトルクリプルの脈動成分を表す値となっている。したがって、これらの値から演算したトルクリプル補償指令値ｉｑ＊ｒｉｐは，モータ１２が発生しているトルクリプルのみを補償する指令値となり、よりトルクリプルの補償効果の高い指令値となっている。

以上のように、この実施の形態３においては、ＣＴ補正駆動モードを経てトルクリプル抑制制御モードに移行することにより、ＣＴゲインアンバランスが補正されたｄｑ軸電流検出値ｉｄ´およびｉｑ´に基づいてトルクリプル抑制制御を実行できるため、ＣＴゲインアンバランスにより発生するトルクリプルの影響を受けることなくモータ自身が発生しているトルクリプルを抑制することができるという効果を有する。

また、この実施の形態３では、図１０に示すような通常の動作モードとして起動後、ＣＴ補正駆動モードを経て再びトルクリプル抑制制御モードに移行する動作シーケンスについて説明したが、図１２に示すように、まず最初にＣＴ補正駆動モードとしてＣＴ補正動作を行った後にトルクリプル抑制制御モードへ移行するよう動作シーケンスを組んでもよい。

このように、通常動作モードからトルクリプル抑制制御に移行する前にＣＴゲインアンバランス補正を行うことでＣＴゲインアンバランスの影響を排して、モータが生じさせているトルクリプルのみを抑制することが可能となるだけでなく、通常動作モード前にＣＴゲインアンバランスを調整しておくことも可能となる。

この発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略したりすることが可能である。

１ 電流制御部、２ ｄｑ−三相変換部、３ 三相−ｄｑ変換部、４ 電力変換器、
５ａ、５ｂ 電流検出器、６ａ、６ｂ Ａ／Ｄ変換器、７ 位置検出器、
８ 微分演算部、９ 三相電流演算部、１０ 脈動成分抽出部、
１１ ＣＴゲインアンバランス演算部、１２ モータ、１０１ ｄ軸電流制御部、
１０２ ｑ軸電流制御部、１０３ 非干渉化制御部、２０１ トルク推定部、
２０２ トルクリプル補償指令生成部、５００ 制御装置

Claims (6)

1. 三相交流回転機の三相のうち少なくとも二相の電流を検出する電流検出器、検出した電流をデジタル信号値に変換するためのＡ／Ｄ変換器、三相座標とｄｑ座標を互いに変換する座標変換部、前記電流の制御入力である電流指令値と前記電流検出器で検出された電流を前記座標変換部でｄｑ座標変換された電流フィードバック値との差異に基づいて電圧の制御入力である電圧指令値を生成するｄ軸電流制御部と、ｑ軸電流制御部と、前記電流指令値に基づいてｄｑ軸間の干渉を打ち消すように前記電圧指令値を補正する非干渉化制御部とを備えた電流制御部、前記電圧指令値に基づいて三相電圧を生成して前記三相交流回転機へ供給する電力変換器、特定周波数・特定位相の脈動を抽出する脈動成分抽出部、特定周波数・特性位相の電流脈動成分に基づいて前記電流検出器とＡ／Ｄ変換器の相間不平衡量を演算するＣＴゲインアンバランス演算部、および演算されたＣＴゲインアンバランス推定値に基づいて前記電流検出器で検出された電流検出値を補正した上で三相電流検出値を復元する三相電流演算部を備え、通常の動作モードと異なるＣＴ補正駆動モードを有し、前記ＣＴ補正駆動モードと通常の動作モードを選択して動作するシーケンスにおいて、前記ＣＴ補正駆動モードでは、前記電流制御部の前記ｄ軸電流制御部およびｑ軸電流制御部を動作させず、前記非干渉化制御部のみを動作させて電流制御を行って、ｄ軸またはｑ軸のいずれか一方の電流を０に制御した上で前記脈動成分抽出部および前記ＣＴゲインアンバランス演算部を動作させるようにしたことを特徴とする三相交流回転機の制御装置。
2. 三相交流回転機の三相のうち少なくとも二相の電流を検出する電流検出器、検出した電流をデジタル信号値に変換するためのＡ／Ｄ変換器、三相座標とｄｑ座標を互いに変換する座標変換部、前記電流の制御入力である電流指令値と前記電流検出器で検出された電流を前記座標変換部でｄｑ座標変換された電流フィードバック値との差異に基づいて電圧の制御入力である電圧指令値を生成する電流制御部、前記電圧指令値に基づいて三相電圧を生成して前記三相交流回転機へ供給する電力変換器、特定周波数・特定位相の脈動を抽出する脈動成分抽出部、特定周波数・特性位相の電流脈動成分に基づいて前記電流検出器とＡ／Ｄ変換器の相間不平衡量を演算するＣＴゲインアンバランス演算部、および演算されたＣＴゲインアンバランス推定値に基づいて前記電流検出器で検出された電流検出値を補正した上で三相電流検出値を復元する三相電流演算部を備え、通常の動作モードと異なるＣＴ補正駆動モードを有し、前記ＣＴ補正駆動モードと通常の動作モードを選択して動作するシーケンスにおいて、前記ＣＴ補正駆動モードでは、前記電流制御部における周波数として表される電流制御応答をモータ電気角の２倍次数成分の周波数よりも低下させた状態で電流制御を行って、ｄ軸またはｑ軸のいずれか一方の電流を０に制御した上で前記脈動成分抽出部および前記ＣＴゲインアンバランス演算部を動作させるようにしたことを特徴とする三相交流回転機の制御装置。
3. 前記三相交流回転機のトルクを推定するトルク推定手段と、前記脈動成分抽出部よって推定トルクの脈動成分を抽出し、抽出した推定トルク振動成分に基づいて、トルクリプルを打ち消すトルクを発生させるよう前記電流指令値を修正するためのトルクリプル抑制指令値を生成するトルクリプル抑制制御手段を備えたことを特徴とする請求項１または２に記載の三相交流回転機の制御装置。
4. 前記トルク推定手段と前記脈動成分抽出部と前記トルクリプル抑制制御手段が動作モードとなるトルクリプル抑制駆動モードを備え、トルクリプル抑制駆動モードと前記ＣＴ補正駆動モードと通常の動作モードを選択して動作させ得ることを特徴とする請求項３に記載の三相交流回転機の制御装置。
5. 前記通常の動作モードから前記ＣＴ補正駆動モードに移行し、ＣＴ補正駆動モード終了後にトルクリプル抑制駆動モードによって駆動する動作シーケンスを備えたことを特徴とする請求項４に記載の三相交流回転機の制御装置。
6. 前記ＣＴ補正駆動モードよって起動した後にトルクリプル抑制駆動モードに移行する動作シーケンスを備えたことを特徴とする請求項４に記載の三相交流回転機の制御装置。

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