JP2001178199A - モータ制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 無効電流の増大およびトルクの低下を低減す
ることにより、モータを高効率で回転させることができ
るモータ制御装置を実現する。 【解決手段】 ＣＰＵはトルク指令ｉｑ^* を取込み（Ｓ
１０）、ｕ相の電流値ｉｕおよびｖ相の電流値ｉｖを取
込む（Ｓ１２）。続いて回転角θを取り込み（Ｓ１
４）、検出点間の平均角速度ωθ（ｎ−１）を演算する
（Ｓ１６）。続いて電流検出タイミングにおける回転
角、つまりｄ／ｑ変換に用いる回転角θ１（ｎ−１）を
演算する（Ｓ１８）。これにより、電流検出タイミング
および回転角検出タイミングのずれを補正してｄ／ｑ変
換できる。続いて次の検出タイミングにおける回転角、
つまりｄ／ｑ逆変換に用いる回転角θ２（ｎ）を演算す
る（Ｓ２０）。これにより、ｄ／ｑ逆変換部５６は、３
相に変換された電圧指令値を次の回転角検出タイミング
と一致させて出力することができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、２相から３相に
変換された交流電流によって駆動されるモータを制御す
るモータ制御装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来、上記モータ制御装置として、たと
えば図３に示すものが知られている。図３は、ブラシレ
スＤＣモータの制御装置の主な電気的構成をブロックで
示す説明図である。ブラシレスＤＣモータＭのｕ相およ
びｖ相に流れる電流は、それぞれ電流検出器６４によっ
て検出され、オペアンプ７２，７４によってそれぞれ所
定のゲインにて増幅され、Ａ／Ｄ変換回路７６によって
それぞれデジタルの電流検出値ｉｕ，ｉｖに変換され
る。そして、各電流検出値ｉｕ，ｉｖは、ｄ／ｑ変換部
６２に取り込まれ、ｄ／ｑ変換（２相変換）される。こ
こで、ｄ／ｑ変換とは、モータの回転子の磁束と同一方
向をｄ軸とし、このｄ軸と直交する方向をｑ軸とした直
交座標を設定し、その直交座標に対して各相に流れる交
流電流のベクトルを写像することにより、交流を直流と
して演算する手法である。

【０００３】また、回転子の回転角を検出するエンコー
ダＥにより検出された検出信号ｎは、角度検出部６６に
取り込まれ、角度検出部６６はｓｉｎテーブルを参照
し、検出信号ｎに対応する回転角θを選択する。そし
て、電流検出値ｉｕ，ｉｖは、ｄ／ｑ変換部６２におい
て回転角θを用いてｄ／ｑ変換され、電流値ｉｄ，ｉｑ
として出力される。モータの上位側から付与されたトル
ク指令は、トルク電流変換部５０においてｑ軸電流指令
値ｉｑ^*に変換される。偏差演算部５４は、ｑ軸電流指
令値ｉｑ^*と、ｄ／ｑ変換部６２からの電流値ｉｑとの
偏差ΔＩｑを演算する。偏差演算部５２は、モータの上
位側から付与されるｄ軸電流指令値ｉｄ^*と、ｄ／ｑ変
換部６２からの電流値ｉｄとの偏差ΔＩｄを演算する。

【０００４】補償部６８は、偏差ΔＩｄを取り込んで比
例積分するとともに、電圧方程式を用いてｄ軸電圧指令
値Ｖｄ^*を演算する。補償部７０は、偏差ΔＩｑを取り
込んで比例積分するとともに、電圧方程式を用いてｑ軸
電圧指令値Ｖｑ^*を演算する。なお、ブラシレスＤＣモ
ータＭは、回転子がマグネットであり、励磁電流を流す
必要がないため、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*＝０である。ｄ
／ｑ逆変換部５６は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^*およびｑ軸
電圧指令値Ｖｑ^*を取り込んでｄ／ｑ逆変換（３相変
換）し、電圧指令値Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*を演算する。
そして、パルス幅変調部（ＰＷＭ）５８は、電圧指令値
Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*を取込み、それぞれ対応するパル
ス幅を有するパルス信号をインバータ構成の駆動回路６
０へ出力し、駆動回路６０は、各相へ駆動電圧を印加す
る。以上のように、指令値およびフィードバック値の偏
差が０になるように制御する。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】図４は、電流検出器６
４による電流の検出タイミング、エンコーダＥによる回
転角の検出タイミングおよび電流ループ処理のタイミン
グの関係を示すタイムチャートである。電流検出器６
４、オペアンプ７２およびエンコーダＥ（図３）には、
それぞれ素子の特性のばらつきが存在するため、電流検
出タイミングおよび回転角検出タイミングにずれが発生
する。図４に示す例では、電流検出タイミングが時間ｔ
２であり、回転角検出タイミングが時間ｔ３であるた
め、両タイミング間には、（ｔ３−ｔ２）のずれが存在
する。したがって、各相に流れる交流電流のベクトルを
ｄ軸およびｑ軸に正確に写像することができない。図５
は、ｄ軸およびｑ軸がずれた場合の説明図である。図５
においてｄ’軸、ｑ’軸は、それぞれずれたｄ軸、ｑ軸
を示し、φは、ずれ角を示す。図５から、ｄ軸成分およ
びｑ軸成分を求めると、次の１式を得る。

【０００６】

【数１】

【０００７】次に１式を座標変換すると、次の２式を得
る。

【０００８】

【数２】

【０００９】つまり、ずれ角φが存在すると、ｄ’軸、
ｑ’軸上でそれぞれｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑが制御
されることになる。ここで、ｄ軸電流指令値ｉｄ１^* ＝
０、モータの上位側から与えられるｑ軸電流指令値をｉ
ｑ１^* として、実際のｄ軸電流指令値ｉｄ２^* およびｑ
軸電流指令値ｉｑ２^* を求めると、次の３式を得る。

【００１０】

【数３】

【００１１】ここで、３式から、ｉｄ２^* およびｉｑ２
^* を求めると、次の４式を得る。

【００１２】

【数４】

【００１３】次に具体例を用いてｉｄ２^* およびｉｑ２
^* の大きさを計算する。モータ極数２Ｐ＝４、モータ回
転数＝３，０００ｒｐｍ、エンコーダＥの検出遅れ時間
＝５００μｓとすると、誤差角φは、次の５式を解いて
求めると、φ＝０．３１４ｒａｄ＝約１７．９°とな
る。

【００１４】

【数５】

【００１５】そして、４式にφ＝１７．９°を代入する
と、ｉｄ２^* ＝−０．２７７ｉｑ１ ^* 、ｉｑ２^* ＝０．
９６１ｉｑ１^* となる。したがって、０．２７７×１０
０％＝約３０％が無効電流となり、（１−０．９６１）
×１００％＝約４％のトルク低下が生じるため、モータ
の効率が低下してしまう。また、ｄ／ｑ変換部６２によ
るｄ／ｑ変換、偏差演算部５２，５４による偏差演算、
補償部６８，７０による電圧指令値の演算およびｄ／ｑ
逆変換部５６によるｄ／ｑ逆変換などの電流ループ処理
のタイミングは、時間ｔ５であり、検出指令（本例で
は、検出指令はＰＷＭ出力と同期している）のタイミン
グとの間には、（ｔ６−ｔ５）のずれが存在する（図
４）。したがって、電流ループ処理タイミングとＰＷＭ
出力タイミングとがずれているため、無効電流が増大
し、トルクが低下するのでモータの効率が低下してしま
う。つまり、従来のモータ制御装置は、無効電流が増大
するとともに、トルクが低下するため、モータの効率が
低いという問題がある。

【００１６】そこで、本発明は、無効電流の増大および
トルクの低下を低減することにより、モータを高効率で
回転させることができるモータ制御装置を実現すること
を目的とする。

【００１７】なお、ブラシレスＤＣモータの３相交流電
流波形をｄ軸およびｑ軸上に写像した場合、モータの構
造および電流制御が略理想的になっているとすると、ｄ
軸電流指令値ｉｄ^*およびｄ軸電流ｉｄの関係、ｑ軸電
流指令値ｉｑ^*およびｑ軸電流ｉｑの関係は、図６
（Ａ）に示すようになる。ところが、現実には、エンコ
ーダの検出誤差、固定子巻線のずれ、構成部材の組み付
け誤差、温度によるマグネットの磁束の変化などが存在
するため、オペアンプ７２，７４（図１）の出力電流に
は、電流オフセットおよびゲインアンバランスが存在す
る。このため、図６（Ｂ）に示すように、大きな無効電
流（ｄ軸電流）が流れ、トルクリプルが大きくなってい
る状態である場合が多い。このように、無効電流による
発熱によってモータの効率が低下するとともに、トルク
リプルによって滑らかに回転できなくなるという問題も
ある。

【００１８】

【課題を解決するための手段、作用および発明の効果】
本発明は、上記目的を達成するため、請求項１に記載の
発明では、２相から３相に変換された交流電流によって
駆動されるモータを制御するモータ制御装置において、
所定の間隔で出力される検出指令に基づいて前記モータ
に流れる３相交流電流を検出する電流検出手段と、前記
検出指令に基づいて前記モータの回転子の回転角を検出
する回転角検出手段と、この回転角検出手段によって検
出された回転角を、前記電流検出手段の検出タイミング
で検出した場合の回転角に補正する第１の回転角補正手
段と、前記電流検出手段によって検出された３相交流電
流を前記第１の回転角補正手段によって補正された回転
角を用いて２相に変換する３相／２相変換手段と、前記
モータに与える電流指令値を前記３相／２相変換手段に
よって２相に変換された電流値に基づいて補正するとと
もに、その補正された電流指令値を電圧指令値に変換す
る電圧変換手段と、この電圧変換手段によって変換され
た電圧指令値を前記第１の回転角補正手段によって補正
された回転角を用いて３相に変換する２相／３相変換手
段とを備え、その２相／３相変換手段によって変換され
た３相の電圧指令値に基づいて前記モータを制御すると
いう技術的手段を用いる。

【００１９】検出指令が出力されると、電流検出手段
は、モータに流れる３相交流電流を検出し、回転角検出
手段は、モータの回転子の回転角を検出する。続いて、
第１の回転角補正手段は、上記検出された回転角を電流
検出手段の検出タイミングで検出した場合の回転角とな
るように補正する。つまり、第１の回転角補正手段によ
り、電流の検出タイミングと回転角の検出タイミングと
のずれを補正することができる。そして、３相／２相変
換手段は、電流検出手段によって検出された３相交流電
流を第１の回転角補正手段によって補正された回転角を
用いて２相に変換し、電圧変換手段は、モータに与える
電流指令値を３相／２相変換手段によって２相に変換さ
れた電流値に基づいて補正するとともに、その補正され
た電流指令値を電圧指令値に変換し、２相／３相変換手
段は、上記変換された電圧指令値を第１の回転角補正手
段によって補正された回転角を用いて３相に変換する。
そして、その変換された３相の電圧指令値に基づいてモ
ータを制御する。

【００２０】以上のように、第１の回転角補正手段によ
り、回転角検出手段によって検出された回転角を電流検
出手段の検出タイミングで検出した場合の回転角となる
ように補正し、その補正された回転角を用いて３相／２
相変換し、また、２相／３相変換できるため、電流検出
タイミングおよび回転角検出タイミングのずれに起因す
る無効電流の増大およびトルクの低下を低減できる。し
たがって、モータを高効率で回転させることができる。

【００２１】請求項２に記載の発明では、２相から３相
に変換された交流電流によって駆動されるモータを制御
するモータ制御装置において、所定の間隔で出力される
検出指令に基づいて前記モータに流れる３相交流電流を
検出する電流検出手段と、前記検出指令に基づいて前記
モータの回転子の回転角を検出する回転角検出手段と、
この回転角検出手段によって今回検出された回転角を、
次の検出指令が出力されるときまでに変化する分を加え
た回転角に補正する第２の回転角補正手段と、前記電流
検出手段によって検出された３相交流電流を前記回転角
検出手段によって検出された回転角を用いて２相に変換
する３相／２相変換手段と、前記モータに与える電流指
令値を前記３相／２相変換手段によって２相に変換され
た電流値に基づいて補正するとともに、その補正された
電流指令値を電圧指令値に変換する電圧変換手段と、こ
の電圧変換手段によって変換された電圧指令値を前記第
２の回転角補正手段によって補正された回転角を用いて
３相に変換する２相／３相変換手段とを備え、その２相
／３相変換手段によって変換された３相の電圧指令値に
基づいて前記モータを制御するという技術的手段を用い
る。

【００２２】検出指令が出力されると、電流検出手段
は、モータに流れる３相交流電流を検出し、回転角検出
手段は、モータの回転子の回転角を検出する。続いて、
第２の回転角補正手段は、上記今回検出された回転角
を、次の検出指令が出力されるときまでに変化する分を
加えた回転角となるように補正する。この補正された回
転角は、後の２相／３相変換手段において用いられる。
そして、３相／２相変換手段は、電流検出手段によって
検出された３相交流電流を回転角検出手段によって検出
された回転角を用いて２相に変換し、電圧変換手段は、
モータに与える電流指令値を３相／２相変換手段によっ
て２相に変換された電流値に基づいて補正するととも
に、その補正された電流指令値を電圧指令値に変換し、
２相／３相変換手段は、上記変換された電圧指令値を第
２の回転角補正手段によって補正された回転角を用いて
３相に変換する。このとき用いる回転角は、今回検出さ
れた回転角に、次の検出指令が出力されるときまでに変
化した分を加えた回転角、つまり次の検出指令が出力さ
れたときに検出される回転角に補正されたものであるた
め、３相に変換された交流電流を次の検出タイミングと
一致させて出力することができる。そして、その変換さ
れた３相の電圧指令値に基づいてモータを制御する。

【００２３】以上のように、第２の回転角補正手段によ
り、回転角検出手段によって今回検出された回転角を次
の検出指令が出力されるときまでに変化した分を加えた
回転角となるように補正し、その補正された回転角を用
いて２相／３相変換できるため、電流ループ処理タイミ
ングとＰＷＭ出力タイミングとのずれに起因する無効電
流の増大およびトルクの低下を低減できる。したがっ
て、モータを高効率で回転させることができる。

【００２４】請求項３に記載の発明では、２相から３相
に変換された交流電流によって駆動されるモータを制御
するモータ制御装置において、所定の間隔で出力される
検出指令に基づいて前記モータに流れる３相交流電流を
検出する電流検出手段と、前記検出指令に基づいて前記
モータの回転子の回転角を検出する回転角検出手段と、
この回転角検出手段によって検出された回転角を、前記
電流検出手段の検出タイミングで検出した場合の回転角
に補正する第１の回転角補正手段と、前記回転角検出手
段によって今回検出された回転角を、次の検出指令が出
力されるときまでに変化する分を加えた回転角に補正す
る第２の回転角補正手段と、前記電流検出手段によって
検出された３相交流電流を前記第１の回転角補正手段に
よって補正された回転角を用いて２相に変換する３相／
２相変換手段と、前記モータに与える電流指令値を前記
３相／２相変換手段によって２相に変換された電流値に
基づいて補正する電流指令値補正手段と、この電流指令
値補正手段によって補正された電流指令値を電圧指令値
に変換する電圧変換手段と、この電圧変換手段によって
変換された電圧指令値を前記第２の回転角補正手段によ
って補正された回転角を用いて３相に変換する２相／３
相変換手段とを備え、その２相／３相変換手段によって
変換された３相の電圧指令値に基づいて前記モータを制
御するという技術的手段を用いる。

【００２５】第１の回転角補正手段は、回転角検出手段
によって検出された回転角を電流検出手段の検出タイミ
ングで検出した場合の回転角となるように補正し、第２
の回転角補正手段は、上記今回検出された回転角を、次
の検出指令が出力されるときまでに変化する分を加えた
回転角となるように補正する。そして、３相／２相変換
手段は、電流検出手段によって検出された３相交流電流
を第１の回転角補正手段によって補正された回転角を用
いて２相に変換し、２相／３相変換手段は、電圧変換手
段によって変換された電圧指令値を第２の回転角補正手
段によって補正された回転角を用いて３相に変換する。
つまり、電流検出タイミングおよび回転角検出タイミン
グのずれを補正して３相／２相変換し、３相に変換され
た電圧指令値を次の検出タイミングと一致させて出力す
ることができる。したがって、無効電流の増大およびト
ルクの低下をより一層低減できるため、モータをより一
層高効率で回転させることができる。

【００２６】請求項４に記載の発明では、請求項１また
は請求項３に記載のモータ制御装置において、前記第１
の回転角補正手段は、前記電流検出手段の検出タイミン
グと前記回転角検出手段の検出タイミングとの間の平均
角速度および時間差を演算し、その平均角速度および時
間差を乗算することにより、前記時間差に対応する回転
角を演算し、その演算した回転角を前記回転角検出手段
によって検出された回転角から減算するという技術的手
段を用いる。

【００２７】つまり、検出タイミング間に進む回転角
と、検出タイミング間の時間とに基づいて検出タイミン
グ間の平均角速度を求めることができ、その平均角速度
は、電流検出タイミングおよび回転角検出タイミング間
の平均角速度とみなすことができる。そして、電流検出
タイミングおよび回転角検出タイミング間の時間差に上
記平均角速度を乗算すると、その時間差内に進んだ回転
角を求めることができる。したがって、回転角検出手段
によって検出された回転角から上記求めた回転角を減算
することにより、電流検出手段の電流検出タイミングに
おける回転角を求めることができる。これにより、回転
角検出手段によって検出された回転角を、電流検出手段
の電流検出タイミングで検出した場合の回転角となるよ
うに補正できる。

【００２８】請求項５に記載の発明では、請求項２また
は請求項３に記載のモータ制御装置において、前記第２
の回転角補正手段は、前記回転角検出手段が前記回転角
を検出したタイミングの時間を前記所定の間隔から減算
した時間に、前記電流検出手段の検出タイミングと前記
回転角検出手段の検出タイミングとの間の平均角速度を
乗算することにより、前記回転角検出手段が前記回転角
を検出したタイミングから次の検出指令が出力されるま
での前記回転角を演算し、その回転角に前記回転角検出
手段によって検出された回転角を加算するという技術的
手段を用いる。

【００２９】つまり、回転角検出手段が回転角を検出し
たタイミングの時間を所定の間隔（検出指令間の時間）
から減算することにより、回転角検出手段の検出タイミ
ングから次回の検出タイミングまでの時間を求めること
ができる。そしてその時間に平均角速度を乗算すること
により、回転角検出手段が回転角を検出したタイミング
から次の検出指令が出力されるまでに変化する回転角を
求めることができる。したがって、回転角検出手段によ
って検出された回転角に上記求めた回転角を加算するこ
とにより、次に検出指令が出力されたときに検出される
回転角を求めることができる。そして、その回転角を用
いて２相／３相変換することにより、次の検出指令のタ
イミングと一致させて３相の電圧指令値を出力できる。

【００３０】請求項６に記載の発明では、請求項２また
は請求項３に記載のモータ制御装置において、前記第２
の回転角補正手段は、前記回転角検出手段が前記回転角
を検出したタイミングの時間と、前記２相／３相変換手
段によって３相に変換された電圧指令値をモータ駆動用
の信号に変換する変換手段の動作時間とを前記所定の間
隔から減算した時間に、前記電流検出手段の検出タイミ
ングと前記回転角検出手段の検出タイミングとの間の平
均角速度を乗算することにより、前記回転角検出手段が
前記回転角を検出したタイミングから前記駆動回路次の
検出指令が出力されるまでの前記回転角を演算し、その
回転角に前記回転角検出手段によって検出された回転角
を加算することにより、次に検出指令が出力されたとき
の回転角から前記変換手段の動作時間に対応する回転角
を減算した回転角を演算するという技術的手段を用い
る。

【００３１】つまり、２相／３相変換手段の後段には、
３相に変換された電圧指令値をモータ駆動用の信号に変
換する変換手段（たとえば、図３に示すパルス幅変調部
（ＰＷＭ）５８）があるため、その変換手段の動作時間
をも所定の時間から減算して回転角を演算することによ
り、上記変換手段の出力タイミングを検出指令タイミン
グと一致させることができる。

【００３２】

【発明の実施の形態】以下、この発明に係るモータ制御
装置の一実施形態について図を参照して説明する。図１
は、この実施形態に係るモータ制御装置の主な電気的構
成を示す説明図である。最初に、本発明者が行った解析
について説明する。本発明者は、ブラシレスＤＣモータ
のｕ相およびｖ相から検出した電流のオフセットおよび
ゲインアンバランスを求めるために、以下に示す解析を
行った。図１に示すモータ制御装置１０に備えられたｄ
／ｑ逆変換部（３相変換部）５６は、角度検出部６６に
よって演算された回転角θを取込んでｓｉｎテーブルを
参照し、ｕ相に対する電流指令値ｉｕ^* およびｖ相に対
する電流指令値ｉｖ^*を生成する。ここで、電流指令値
ｉｕ^*およびｉｖ^* が、図６（Ａ）に示すような理想波
形であり、ブラシレスＤＣモータＭの上位側から出され
るトルク指令をｉｑ^* とすると、ｉｕ^* 、ｉｖ^* は次の
６式で表される。

【００３３】

【数６】

【００３４】また、この解析で用いる符号を以下のよう
に決める。 ｉcu ： ＣＰＵ内に取り込まれたｕ相の検出電流値 ｉcv ： ＣＰＵ内に取り込まれたｖ相の検出電流値 Ｉmu ： ｕ相のゲインアンバランス値 Ｉmv ： ｖ相のゲインアンバランス値 Ｉou ： ｕ相のオフセット電流値 Ｉov ： ｖ相のオフセット電流値 なお、理想は、ｉｑ^* ＝ Ｉmu、ｉｑ^* ＝ Ｉmvであり、
Ｉou＝０、Ｉov＝０である。

【００３５】ｕ相のゲインアンバランス成分を（−Ｉm
u）、ｖ相のゲインアンバランス成分を（−Ｉmv）と
し、これらのゲインアンバランス値Ｉmu、Ｉmvおよびオ
フセット電流値Ｉou、Ｉovを６式に重畳すると、次の７
式が導出される。

【００３６】

【数７】

【００３７】次に、３相のｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流
ｉｑをフーリエ変換（時間軸／周波数軸変換）を用いて
ｄ／ｑ変換すると、次の８式が導出される。

【００３８】

【数８】

【００３９】そして、ｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑ
にそれぞれゲインアンバランスおよびオフセット電流の
成分を重畳するために、８式に７式を代入すると次の９
式が得られる。なお、θ＋２π／３＝αとおく。

【００４０】

【数９】

【００４１】次に、９式を各成分ごとに解析する。ま
ず、ｉｄの直流分ｉｄ（直流分）を抽出すると、次の１
０式が導かれる。

【００４２】

【数１０】

【００４３】１０式は、ＩmvおよびＩmuのみの成分から
なるため、ｉｄ（直流分）は、ゲインアンバランスのみ
によって発生し、オフセット電流とは無関係であること
が分かる。次に、ｉｄの基本波ｉｄ（基本波）を抽出す
ると、次の１１式が導かれる。

【００４４】

【数１１】

【００４５】ここで、１１式に対して次の１２式および
１３式で示す置き換えを行うと、１４式が導かれる。

【００４６】

【数１２】

【００４７】

【数１３】

【００４８】

【数１４】

【００４９】１４式のゲインに１２式を代入すると、次
の１５式が導かれる。

【００５０】

【数１５】

【００５１】１５式は、ＩouおよびＩovのみの成分から
なるため、ｉｄ（基本波）は、オフセット電流のみによ
って発生し、ゲインアンバランスとは無関係であること
が分かる。次に９式からｉｄの第２高調波ｉｄ（第２高
調波）を抽出すると、次の１６式が導かれる。

【００５２】

【数１６】

【００５３】１６式は、ＩｍｕおよびＩｍｖのみの成分
からなるため、ｉｄ（第２高調波）は、ゲインアンバラ
ンスのみによって発生し、オフセット電流とは無関係で
あることが分かる。

【００５４】次に、９式より、ｉｑ成分の直流分を抽出
すると、次の１７式が導かれる。

【００５５】

【数１７】

【００５６】１７式は、ＩｍｕおよびＩｍｖのみの成分
からなるため、ｉｑ（直流分）は、ゲインアンバランス
のみによって発生し、オフセット電流とは無関係である
ことが分かる。次に、ｉｑの基本波ｉｑ（基本波）を抽
出すると、次の１８式が導かれる。

【００５７】

【数１８】

【００５８】ここで、１８式に対して次の１９式および
２０式で示す置き換えを行うと、２１式が導かれる。

【００５９】

【数１９】

【００６０】

【数２０】

【００６１】

【数２１】

【００６２】２１式のゲインに１９式を代入すると、次
の２２式が導かれる。

【００６３】

【数２２】

【００６４】２２式は、ＩouおよびＩovのみの成分から
なるため、ｉｑ（基本波）は、オフセット電流のみによ
って発生し、ゲインアンバランスとは無関係であること
が分かる。次に９式からｉｑの第２高調波ｉｑ（第２高
調波）を抽出すると、次の２３式が導かれる。

【００６５】

【数２３】

【００６６】２３式は、ＩmuおよびＩmvのみの成分から
なるため、ｉｑ（第２高調波）は、ゲインアンバランス
のみによって発生し、オフセット電流とは無関係である
ことが分かる。

【００６７】以上の解析より、次のことが分かった。 （１）ゲインアンバランスが原因でｄ軸電流ｉｄおよび
ｑ軸電流ｉｑには、共に直流成分および第２高調波成分
が発生する。つまり、ｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑ
の直流成分および第２高調波成分を求めることにより、
ｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑのゲインアンバランス
を求めることができる。 （２）オフセット電流が原因でｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸
電流ｉｑには、共に基本波成分が発生する。つまり、ｄ
軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑの基本波成分を求めるこ
とにより、ｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑのオフセッ
ト電流を求めることができる。

【００６８】次に、上記解析結果に基づいて、ｕ相およ
びｖ相のオフセット電流値を求める。２０式より、ｖ相
のオフセット電流値Ｉovを求めると、次の２４式にな
る。

【００６９】

【数２４】

【００７０】ここで、２４式の一部を次の２５式のよう
に置換えると、２６式になる。

【００７１】

【数２５】

【００７２】

【数２６】

【００７３】次に、ｉｑ（基本波）のゲインを示す２２
式に２６式を代入すると、次の２７式が求まる。

【００７４】

【数２７】

【００７５】そして、２７式より、ｕ相のオフセット電
流値Ｉouを求めると、次の２８式になる。

【００７６】

【数２８】

【００７７】また、２６式および２８式より、ｖ相のオ
フセット電流値Ｉovを求めると、次の２９式になる。

【００７８】

【数２９】

【００７９】ここで７式において、ｉcuをオフセット補
正したオフセット補正電流値をｉcur、icvをオフセット
補正したオフセット補正電流値をｉcvrとすると、次の
３０式が得られる。

【００８０】

【数３０】

【００８１】次に、２式におけるｉcuのトルク指令値Ｉ
muをゲインアンバランス補正したゲインアンバランス補
正電流値ｉｍｕｒおよびicvのトルク指令値Ｉmvをゲイ
ンアンバランス補正したゲインアンバランス補正電流値
imvrを求める。ここでは、ゲインアンバランス値の理想
値として、ＩmuおよびＩmvの平均値（Ｉmu＋Ｉmv）／２
を用いると、次の３１式が得られる。

【００８２】

【数３１】

【００８３】以上のように、ｕ相に流れる電流ｉｕおよ
びｖ相に流れる電流ｉｖをｄ／ｑ変換し、ｄ軸電流およ
びｑ軸電流をフーリエ変換することにより、ｕ相および
ｖ相のオフセット補正電流値icur，icvrおよびゲインア
ンバランス補正電流値imur，imvrを求めることができ
る。

【００８４】次に、この実施形態に係るモータ制御装置
の制御の流れについて図１および図２を参照して説明す
る。図２は、ＣＰＵ（図１においてソフトウエアと示す
部分）が実行するモータ制御の流れを示すフローチャー
トである。なお、図１において図３に示した従来のモー
タ制御装置と同一の構成については、同一の符号を用い
るものとし、同一の構成については、説明を省略する。
また、この実施形態では、たとえば電気式動力舵取装置
に備えられたブラシレスＤＣモータのように、トルクセ
ンサなどの上位側からトルク指令を受け取る場合を例に
挙げて説明する。ＣＰＵは、ブラシレスＤＣモータＭの
上位側からトルク指令ｉｑ^* （付与されたトルク指令を
トルク電流変換部５０によりｑ軸電流指令値ｉｑ^* に変
換した値）を取込む（ステップ（以下、Ｓと称する）１
０）。続いて補正部８０は、Ａ／Ｄ変換回路７６からｕ
相の電流値ｉｕおよびｖ相の電流値ｉｖを取込み（Ｓ１
２）、角度補正部２０は、角度検出部６６から回転角θ
を取り込む（Ｓ１４）。

【００８５】ここで、本発明の特徴である角度補正部２
０の処理内容（Ｓ１６〜Ｓ２０）について図４を参照し
ながら説明する。角度検出部２０は、次の３２式を用い
て検出点（ｎ−２）から（ｎ−１）までの平均角速度ω
θ（ｎ−１）を演算する（Ｓ１６）。

【００８６】

【数３２】

【００８７】ここで、θ（ｎ−１）−θ（ｎ−２）は、
検出点（ｎ−２）から（ｎ−１）までの回転角を示し、
ｔｓは、検出点（ｎ−２）から（ｎ−１）までの時間を
示す。続いて角度補正部２０は、次の３３式を用いて電
流検出タイミングｔ２における回転角、つまり補正部８
０におけるｄ／ｑ変換に用いる回転角θ１（ｎ−１）を
演算する（Ｓ１８）。

【００８８】

【数３３】

【００８９】ここで、（ｔ３−ｔ２）は、電流検出タイ
ミングおよび回転角検出タイミング間の時間差を示し、
ωθ（ｎ−１）・（ｔ３−ｔ２）は、その時間差内に回
転した回転角を示すから、検出タイミング（ｎ−１）に
おける回転角θ（ｎ−１）から、上記時間差内に回転し
た回転角ωθ（ｎ−１）・（ｔ３−ｔ２）を減算するこ
とにより、ｄ／ｑ変換に用いる回転角θ１（ｎ−１）が
求められる。これにより、補正部８０は、電流検出タイ
ミングおよび回転角検出タイミングのずれを補正してｄ
／ｑ変換できる。続いて角度補正部２０は、次の３４式
を用いて、次の検出タイミングｎ（ｔ６）における回転
角、つまりｄ／ｑ逆変換部５６におけるｄ／ｑ逆変換に
用いる回転角θ２（ｎ）を演算する（Ｓ２０）。

【００９０】

【数３４】

【００９１】ここで、（ｔｓ−ｔ３）は、回転角検出タ
イミングｔ３から次の検出タイミングｎ（ｔ６）までの
時間を示し、ωθ（ｎ−１）・（ｔｓ−ｔ３）は、その
時間内に回転した回転角を示すから、検出タイミング
（ｎ−１）における回転角θ（ｎ−１）に、上記時間内
に回転した回転角ωθ（ｎ−１）・（ｔｓ−ｔ３）を加
算することにより、ｄ／ｑ逆変換に用いる回転角θ２
（ｎ）が求められる。これにより、ｄ／ｑ逆変換部５６
は、３相に変換された電圧指令値を次の検出タイミング
と一致させて出力することができる

【００９２】一方、補正部８０は、取込んだｉｕおよび
ｉｖを角度補正部２０から取込んだθ１（ｎ−１）を用
いてｄ／ｑ変換（２相変換）し、ｄ軸電流値ｉｄおよび
ｑ軸電流値ｉｑを演算する（Ｓ２２、８式）。この演算
では、８式のθがθ１（ｎ−１）に置き換えられる。続
いて、その演算したｄ軸電流値ｉｄおよびｑ軸電流値ｉ
ｑを前述したようにフーリエ変換する（Ｓ２４、９
式）。続いて、フーリエ変換により求められた基本波の
位相およびゲインより、ｕ相のオフセット電流値Ｉouお
よびｖ相のオフセット電流値Ｉovを演算する（Ｓ２６、
２８式、２９式）。

【００９３】続いて、フーリエ変換により求められた直
流分より、ｕ相のゲインアンバランス値Ｉmuおよびｖ相
のゲインアンバランス値Ｉmvを演算する（Ｓ２８）。続
いて、Ｓ２６において演算されたオフセット電流値Ｉou
およびＩovに基づいて、補正すべき電流値、つまりオフ
セット補正電流値icur，icvrを演算し（Ｓ３０、３０
式）、Ｓ２８において演算されたゲインアンバランス値
Ｉmu，Ｉmvに基づいて、補正すべきゲインアンバランス
値、つまりゲインアンバランス補正電流値imur，imvrを
演算する（Ｓ３２、３１式）。

【００９４】続いて、Ａ／Ｄ変換回路７６から取り込ん
だｕ相の電流値ｉｕからオフセット補正電流値icurを減
算し、ｖ相の電流値ｉｖからオフセット補正電流値icvr
を減算することにより電流オフセット補正を行う（Ｓ３
４）。続いて、その電流オフセット補正された電流値ｉ
ｕにゲインアンバランス補正電流値imurを乗算すること
により、ゲインアンバランス補正を行った検出電流値ic
uを演算し、オフセット補正された電流値ｉｖにゲイン
アンバランス補正電流値imvrを乗算することにより、ゲ
インアンバランス補正を行った検出電流値icvを演算す
る（Ｓ３６）。

【００９５】続いて検出電流値icu，icvをｄ／ｑ変換し
て電流値ｉｄ，ｉｑを演算し（Ｓ３８）、補償部６８
は、電流値ｉｄを取り込んで比例積分するとともに、電
圧方程式を用いてｄ軸電圧指令値Ｖｄ^*を演算し、補償
部７０は、電流値ｉｑを取り込んで比例積分するととも
に、電圧方程式を用いてｑ軸電圧指令値Ｖｑ^*を演算す
る（Ｓ４０）。続いてｄ／ｑ逆変換部５６は、ｄ軸電圧
指令値Ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ^*を角度補正部２
０から取込んだ回転角θ２（ｎ）を用いてｄ／ｑ逆変換
（３相変換）し、電圧指令値Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*を演
算する（Ｓ４２）。そして、パルス幅変調部（ＰＷＭ）
５８は、電圧指令値Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ ^*を取込み、そ
れぞれ対応するパルス幅を有するパルス信号をインバー
タ構成の駆動回路６０へ出力する（Ｓ４４）。

【００９６】以上のように、この実施形態に係るモータ
制御装置を使用すれば、電流検出タイミングと回転角検
出タイミングとのずれを補正して３相／２相変換し、３
相に変換された電圧指令値を次の回転角検出タイミング
と一致させて出力することができる。したがって、無効
電流の増大およびトルクの低下を低減できるため、モー
タを高効率で回転させることができる。しかも、ブラシ
レスＤＣモータＭに流れる３相交流電流および回転子の
回転角をリアルタイムで検出し、無効電流の増大および
トルクの低下を低減できるため、モータ回転数などが変
動した場合であっても常にモータを高効率で回転させる
ことができる。なお、パルス幅変調部（ＰＷＭ）５８の
動作時間をｔαとし、３４式の（ｔｓ−ｔ３）を（ｔｓ
−ｔ３−ｔα）とすることにより、ｄ／ｑ逆変換部５６
の出力タイミングをｔα分遅らせることができるため、
パルス幅変調部（ＰＷＭ）５８の出力タイミングと検出
指令出力タイミングとを正確に一致させることができ
る。これにより、モータをより一層高効率で回転させる
ことができる。

【００９７】また、ｄ／ｑ変換手段によって２相に変換
された電流値ｉｄ，ｉｑをフーリエ変換することによ
り、電流オフセット補正を行うとともに、ゲインアンバ
ランス補正を行うことができる。したがって、オフセッ
ト電流およびゲインアンバランスが原因の無効電流およ
びトルクリプルを低減できるため、モータをより一層高
効率で滑らかに回転させることができる。しかも、ブラ
シレスＤＣモータＭに流れる３相交流電流をリアルタイ
ムで検出し、電流オフセット補正およびゲインアンバラ
ンス補正を行うことができるため、オフセット電流およ
びゲインアンバランスが変動した場合であっても常にモ
ータを高効率で滑らかに回転させることができる。

【００９８】また、所定時間置きに電流オフセット補正
およびゲインアンバランス補正を行うように制御するこ
ともできる。さらに、モータを組み付ける前にモータご
とにオフセット補正電流値ｉcur，ｉcvrおよびゲインア
ンバランス補正電流値imur，imvrを求めておき、その求
めた値をＣＰＵに接続されたＲＯＭなどの記憶媒体に記
憶させておき（補正値記憶手段）、その記憶媒体から必
要に応じて補正値を読み出して補正を行うように制御す
ることもできる。なお、補正部８０を設けないで角度補
正部２０のみを設ける構成にすることもできる。この場
合、図３において角度検出部６６の次に角度補正部２０
を設け、その角度補正部２０により演算された回転角θ
１（ｎ−１）をｄ／ｑ変換部６２へ送出し、回転角θ２
（ｎ）をｄ／ｑ逆変換部５６へ送出する構成となる。

【００９９】ところで、上記実施形態では、この発明の
モータ制御装置を電気式動力舵取装置に備えられたブラ
シレスＤＣモータなど、モータの上位側からトルク指令
が出されるモータを制御する場合を代表に説明したが、
工作機械やロボットを駆動するモータなど、上位側から
速度指令が出されるブラシレスＤＣモータにもこの発明
を適用することができる。なお、図１に示す電流検出器
６４が、本発明の電流検出手段に対応し、エンコーダＥ
が回転角検出手段に対応する。また、時間ｔｓが所定の
間隔に対応し、時間ｔαが、変換手段の動作時間に対応
する。また、図２に示すＳ１８が、本発明の第１の回転
角補正手段として機能し、Ｓ２０が第２の回転角補正手
段として機能し、Ｓ２２が３相／２相変換手段として機
能する。さらに、Ｓ２４〜Ｓ４０が電圧変換手段として
機能し、Ｓ４２が２相／３相変換手段として機能する。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施形態に係るモータ制御装置の主な
電気的構成をブロックで示す説明図である。

【図２】図１に示すモータ制御装置の制御の流れを示す
フローチャートである。

【図３】従来の実施形態に係るモータ制御装置の主な電
気的構成をブロックで示す説明図である。

【図４】電流検出器６４による電流の検出タイミング、
エンコーダＥによる回転角の検出タイミングおよび電流
ループ処理のタイミングの関係を示すタイムチャートで
ある。

【図５】ｄ軸およびｑ軸がずれた場合の説明図である。

【図６】図６（Ａ）は、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｄ
軸電流ｉｄの関係、ｑ軸電流指令値ｉｑ^*およびｑ軸電
流ｉｑの関係が理想的な場合のグラフであり、図６
（Ｂ）は、大きな無効電流（ｄ軸電流）が流れ、トルク
リプルが大きくなっている状態を示すグラフである。

【符号の説明】

１０ モータ制御装置 ２０ 角度補正部 ５６ ｄ／ｑ逆変換部 ６４ 電流検出器（電流検出手段） ８０ 補正部 Ｅ エンコーダ（回転角検出手段） Ｍ ブラシレスＤＣモータ

フロントページの続き Ｆターム(参考） 5H550 AA18 AA20 BB02 DD08 GG01 GG03 GG05 HB16 JJ16 JJ24 JJ25 LL01 LL22 LL35 MM05 5H560 AA07 AA10 BB04 DA07 DB07 DC12 JJ02 RR04 XA02 XA04 XA05 XA12 XA13 5H576 AA17 AA20 BB02 DD05 EE01 EE11 EE19 GG01 GG02 GG04 JJ24 LL07 LL22 LL41 MM05

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ２相から３相に変換された交流電流によ
   って駆動されるモータを制御するモータ制御装置におい
   て、 所定の間隔で出力される検出指令に基づいて前記モータ
   に流れる３相交流電流を検出する電流検出手段と、 前記検出指令に基づいて前記モータの回転子の回転角を
   検出する回転角検出手段と、 この回転角検出手段によって検出された回転角を、前記
   電流検出手段の検出タイミングで検出した場合の回転角
   に補正する第１の回転角補正手段と、 前記電流検出手段によって検出された３相交流電流を前
   記第１の回転角補正手段によって補正された回転角を用
   いて２相に変換する３相／２相変換手段と、 前記モータに与える電流指令値を前記３相／２相変換手
   段によって２相に変換された電流値に基づいて補正する
   とともに、その補正された電流指令値を電圧指令値に変
   換する電圧変換手段と、 この電圧変換手段によって変換された電圧指令値を前記
   第１の回転角補正手段によって補正された回転角を用い
   て３相に変換する２相／３相変換手段とを備え、 その２相／３相変換手段によって変換された３相の電圧
   指令値に基づいて前記モータを制御することを特徴とす
   るモータ制御装置。
2. 【請求項２】 ２相から３相に変換された交流電流によ
   って駆動されるモータを制御するモータ制御装置におい
   て、 所定の間隔で出力される検出指令に基づいて前記モータ
   に流れる３相交流電流を検出する電流検出手段と、 前記検出指令に基づいて前記モータの回転子の回転角を
   検出する回転角検出手段と、 この回転角検出手段によって今回検出された回転角を、
   次の検出指令が出力されるときまでに変化する分を加え
   た回転角に補正する第２の回転角補正手段と、 前記電流検出手段によって検出された３相交流電流を前
   記回転角検出手段によって検出された回転角を用いて２
   相に変換する３相／２相変換手段と、 前記モータに与える電流指令値を前記３相／２相変換手
   段によって２相に変換された電流値に基づいて補正する
   とともに、その補正された電流指令値を電圧指令値に変
   換する電圧変換手段と、 この電圧変換手段によって変換された電圧指令値を前記
   第２の回転角補正手段によって補正された回転角を用い
   て３相に変換する２相／３相変換手段とを備え、 その２相／３相変換手段によって変換された３相の電圧
   指令値に基づいて前記モータを制御することを特徴とす
   るモータ制御装置。
3. 【請求項３】 ２相から３相に変換された交流電流によ
   って駆動されるモータを制御するモータ制御装置におい
   て、 所定の間隔で出力される検出指令に基づいて前記モータ
   に流れる３相交流電流を検出する電流検出手段と、 前記検出指令に基づいて前記モータの回転子の回転角を
   検出する回転角検出手段と、 この回転角検出手段によって検出された回転角を、前記
   電流検出手段の検出タイミングで検出した場合の回転角
   に補正する第１の回転角補正手段と、 前記回転角検出手段によって今回検出された回転角を、
   次の検出指令が出力されるときまでに変化する分を加え
   た回転角に補正する第２の回転角補正手段と、 前記電流検出手段によって検出された３相交流電流を前
   記第１の回転角補正手段によって補正された回転角を用
   いて２相に変換する３相／２相変換手段と、 前記モータに与える電流指令値を前記３相／２相変換手
   段によって２相に変換された電流値に基づいて補正する
   とともに、その補正された電流指令値を電圧指令値に変
   換する電圧変換手段と、 この電圧変換手段によって変換された電圧指令値を前記
   第２の回転角補正手段によって補正された回転角を用い
   て３相に変換する２相／３相変換手段とを備え、 その２相／３相変換手段によって変換された３相の電圧
   指令値に基づいて前記モータを制御することを特徴とす
   るモータ制御装置。
4. 【請求項４】 前記第１の回転角補正手段は、 前記電流検出手段の検出タイミングと前記回転角検出手
   段の検出タイミングとの間の平均角速度および時間差を
   演算し、その平均角速度および時間差を乗算することに
   より、前記時間差に対応する回転角を演算し、その演算
   した回転角を前記回転角検出手段によって検出された回
   転角から減算することを特徴とする請求項１または請求
   項３に記載のモータ制御装置。
5. 【請求項５】 前記第２の回転角補正手段は、 前記回転角検出手段が前記回転角を検出したタイミング
   の時間を前記所定の間隔から減算した時間に、前記電流
   検出手段の検出タイミングと前記回転角検出手段の検出
   タイミングとの間の平均角速度を乗算することにより、
   前記回転角検出手段が前記回転角を検出したタイミング
   から次の検出指令が出力されるまでの前記回転角を演算
   し、その回転角に前記回転角検出手段によって検出され
   た回転角を加算することを特徴とする請求項２または請
   求項３に記載のモータ制御装置。
6. 【請求項６】 前記第２の回転角補正手段は、 今回出力された検出指令の出力タイミングから前記回転
   角検出手段が前記回転角を検出したタイミングまでの時
   間と、前記２相／３相変換手段によって３相に変換され
   た電圧指令値をモータ駆動用の信号に変換する変換手段
   の動作時間とを前記所定の間隔から減算した時間に、前
   記電流検出手段の検出タイミングと前記回転角検出手段
   の検出タイミングとの間の平均角速度を乗算することに
   より、前記回転角検出手段が前記回転角を検出したタイ
   ミングから次の検出指令が出力されるまでの前記回転角
   を演算し、その回転角に前記回転角検出手段によって検
   出された回転角を加算することにより、次に検出指令が
   出力されたときの回転角から前記変換手段の動作時間に
   対応する回転角を減算した回転角を演算することを特徴
   とすることを特徴とする請求項２または請求項３に記載
   のモータ制御装置。