JP2004120834A

JP2004120834A - Ｄｃブラシレスモータの制御装置

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Publication number: JP2004120834A
Application number: JP2002277473A
Authority: JP
Inventors: Nobuyuki Imai; 今井　信幸; Yutaka Takahashi; 高橋　豊
Original assignee: Honda Motor Co Ltd
Current assignee: Honda Motor Co Ltd
Priority date: 2002-09-24
Filing date: 2002-09-24
Publication date: 2004-04-15
Anticipated expiration: 2022-09-24
Also published as: US20040061469A1; US6838843B2; JP3920750B2

Abstract

【課題】駆動電圧に高周波電圧を重畳してロータ角度を検知する際に生じる不都合を解消して、位置検出センサを用いることなくロータ角度を検知するＤＣブラシレスモータの制御装置を提供する。
【解決手段】モータコントローラは、ロータ角度の推定値（θ＾）を用いて、Ｉｄ電流に対するフィードバック制御（Ｉｄ−ＦＢ）とＩｑ電流に対するフィードバック制御（Ｉｑ−ＦＢ）を、異なる制御サイクルで交互に実行する。そして、モータコントローラは、Ｉｄ電流及びＩｑ電流に対するフィードバック制御を実行する制御サイクルにおけるＩｄ実電流及びＩｑ実電流の変化量とｄ軸電圧及びｑ軸電圧のレベルとに基づいて、ロータ角度の実際値（θ）と推定値（θ＾）との位相差（θｅ）の２角の正弦値に応じた正弦参照値と余弦値に応じた余弦参照値を算出し、該正弦参照値と余弦参照値を用いてロータ角度を検出する。
【選択図】　図３

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＤＣブラシレスモータのロータ角度をロータの位置検出センサを用いることなく検知して、該モータの作動を制御するモータ制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＤＣブラシレスモータを駆動して所望のトルクを得るためには、磁極を有するロータの電気角（以下、ロータ角度という）に対応した適切な位相で電機子に電圧を印加する必要がある。そして、ロータ角度を検出する位置検出センサを省いてＤＣブラシレスモータと駆動装置のコストダウンを図るべく、位置検出センサを用いずにロータ角度を検出する種々の方法が提案されている。
【０００３】
例えば、特許文献１及び特許文献２には、いわゆるｄｑ座標系によりＤＣブラシレスモータの制御を行うモータ制御装置において、一方の軸方向に推定用交流信号電圧を印加したときに、他方の軸側に生じる電流によりロータ角度を検知する方法が記載されている。
【０００４】
また、本願発明者らも、先の出願（特願２００１−２８８３０３）において、位置検出センサを用いずにロータ角度を検出するロータ角度検出装置を提案している。かかるロータ角度検出装置においては、突極型のＤＣブラシレスモータの３相の電機子に印加する駆動電圧に高周波電圧を重畳したときに、該３相の電子機のうちの第１相に流れる電流の検出値及び第２相に流れる電流の検出値と、該高周波電圧に応じた高周波成分とを用いて、該モータのロータ角度の２倍角の正弦値に応じた正弦参照値と該２倍角の余弦値に応じた余弦参照値とを算出する。
【０００５】
そして、該正弦参照値と余弦参照値に基づいて、ロータ角度を初期追従性良くモータパラメータの影響をほとんど受けることなくロータ角度を検出することができる。
【０００６】
しかし、このように、ロータ角度を検知するために駆動電圧に高周波電圧を重畳したときに、モータから耳障りなノイズが発生する場合がある。また、駆動用の電圧に交流信号電圧を重畳するためには、モータに駆動電圧を出力するインバータの容量を大きくする必要がある。さらに、モータの電流フィードバックの制御系とロータ角度の検知系の応答が干渉することを防ぐため、ローパスフィルタにより電流フィードバック系とロータ角度の検知系の応答を分離する必要があるが、ローパスフィルタを設けることにより、電流フィードバック系の応答性が悪化するおそれがある。
【０００７】
【特許文献１】
特開平１０−３２３０９９号公報
【特許文献２】
特開平１１−３３２２７９号公報
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は、上記背景を鑑みてなされたものであり、駆動電圧に高周波電圧を重畳してロータ角度を検知する際に生じる種々の不都合を解消して、位置検出センサを用いることなくロータ角度を検知する機能を有するＤＣブラシレスモータの制御装置を提供することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
先ず、本発明について説明する前に、本発明の基本的な考え方を図１を参照して説明する。図１（ａ）に示したように、突極型のロータ２を使用した場合、ロータ２とＵ，Ｖ，Ｗの各電機子３，４，５間のギャップの磁気抵抗は周期的に変化し、その変化はロータ２が１回転する間に２回、すなわちロータ２が半回転する間に１周期分変化する。そして、該磁気抵抗は、ロータ２が図中▲１▼の位置となったときに最大となり、ロータ２が図中▲２▼の位置となったときに最小となる。
【００１０】
図１（ａ）の磁気回路を模式的に表したものが図１（ｂ）であり、前記磁気抵抗の１周期あたりの平均値が０．５であると仮定すると、Ｕ，Ｖ，Ｗの各相における磁気抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗは、以下の式（８）〜式（１０）で示される。
【００１１】
【数８】

【００１２】
【数９】

【００１３】
【数１０】

【００１４】
このとき、Ｕ相からみたギャップの磁気抵抗Ｒｇｕは、以下の式（１１）により求めることができる。
【００１５】
【数１１】

【００１６】
そのため、Ｕ相が単位巻線であると仮定すると、Ｕ相の自己インダクタンスＬｕは以下の式（１２）により求めることができる。
【００１７】
【数１２】

【００１８】
またＵ，Ｗ相間の相互インダクタンスＭｕｗと、Ｕ，Ｖ相間の相互インダクタンスＭｕｖは、磁気回路の構成より、それぞれ以下の式（１３），式（１４）により求めることができる。
【００１９】
【数１３】

【００２０】
【数１４】

【００２１】
Ｖ相、Ｗ相についても、同様にして自己インダクタンスと相互インダクタンスを求めることができ、これらにより、突極性を有するＤＣブラシレスモータの電圧方程式は、各相の自己インダクタンスの直流分をｌ、ｌの変動分をΔｌ、各相間の相互インダクタンスの直流分をｍとすると、以下の式（１５）で表すことができる。
【００２２】
【数１５】

【００２３】
但し、Ｖｕ、Ｖｖ，Ｖｗ：Ｕ、Ｖ、Ｗの各相の電機子に印加される電圧、Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ：Ｕ，Ｖ，Ｗの各相の電機子に流れる電流、ｒ：Ｕ，Ｖ，Ｗの各相の電機子の電気抵抗、ω：ロータ２の電気角速度、Ｋｅ：誘起電圧定数である。
【００２４】
さらに、電気角速度ωがほぼ０で誘起電圧やロータ２の角速度変化による影響が小さく、抵抗ｒによる電圧降下も無視できるレベルである場合には、前記式（１５）は、以下の式（１６）により近似することができる。
【００２５】
【数１６】

【００２６】
ここで、上記式（１６）を相間電流、電圧による式に変形すると、以下の式（１７）が得られる。
【００２７】
【数１７】

【００２８】
また、上記式（１７）のインダクタンス行列は正則であるので、上記式（１７）を以下の式（１８），式（１９）の形に変形することができる。
【００２９】
【数１８】

【００３０】
【数１９】

【００３１】
さらに、ロータ角度の推定値（θ＾）を用いて、以下の式（２０），式（２１）で表される３相／ｄｑ変換を上記式（１５）に施すと、ロータ角度の推定値（θ＾）と実際値（θ）が等しい（θ＾＝θ）場合、以下の式（２２）が得られる。
【００３２】
【数２０】

【００３３】
【数２１】

【００３４】
【数２２】

【００３５】
【数２３】

【００３６】
【数２４】

【００３７】
ここで、上記式（１８）におけるロータ角度（θ）が、ロータ角度の実際値からθｅだけずれた推定値である場合には、該推定値を用いて３相／ｄｑ変換されたＩｄ＾，Ｉｑ＾，Ｖｄ＾，Ｖｑ＾と、ロータ角度の実際値を用いて変換されたＩｄ，Ｉｑ，Ｖｄ，Ｖｑとの間に、以下の式（２５），式（２６）の関係が成り立つ。
【００３８】
【数２５】

【００３９】
【数２６】

【００４０】
但し、θｅ：ロータ角度の実際値と推定値の位相差。
【００４１】
したがって、以下の式（２７）の関係式が導かれる。
【００４２】
【数２７】

【００４３】
そして、上記式（１６）の場合と同様に、電気角速度ωがほぼ０で、誘起電圧やロータ２の角度変化による影響が小さく、抵抗ｒによる電圧降下も無視できるレベルである場合は、上記式（２７）は、以下の式（２８）で近似することができる。
【００４４】
【数２８】

【００４５】
以上の説明を基礎として本発明を以下に説明する。本発明は、ＤＣブラシレスモータを、該モータの界磁の磁束方向であるｑ軸上にあるｑ軸電機子と、ｑ軸と直交するｄ軸上にあるｄ軸電機子とを有する等価回路に変換して扱い、前記モータの電機子に流れる電流を検出する電流検出手段と、該電流検出手段により検出された電流値と前記モータのロータ角度とに基づいて、前記ｑ軸電機子に流れるｑ軸実電流と前記ｄ軸電機子に流れるｄ軸実電流とを算出するｄｑ実電流算出手段と、前記ｑ軸電機子に流れる電流の指令値であるｑ軸指令電流と前記ｑ軸実電流との偏差であるｑ軸電流偏差と、前記ｄ軸電機子に流れる電流の指令値であるｄ軸指令電流と前記ｄ軸実電流との偏差であるｄ軸電流偏差とを小さくするように、前記ｄ軸電機子に印加するｄ軸電圧と前記ｑ軸電機子に印加するｑ軸電圧とを生成して、前記モータの電機子の通電量をフィードバック制御する通電制御手段とを備えたＤＣブラシレスモータの制御装置の改良に関する。
【００４６】
そして、前記通電制御手段は、所定の制御サイクルで前記モータの電機子の通電量をフィードバック制御し、前記ｄ軸電圧と前記ｑ軸電圧を座標軸とする直交座標系において各座標軸の単位ベクトルの１次結合により表され、且つ、互いに平行でない２以上の方向に対して、各方向ごとに、異なる制御サイクルにおいて、前記ｄｑ実電流算出手段により前記モータのロータ角度の推定値（θ＾）に基づいて算出されたｄ軸実電流とｑ軸実電流とを用いて、前回の制御サイクルにおいて生成されたｄ軸電圧とｑ軸電圧とを成分とするベクトルを該方向に射影したベクトルの大きさが、前記ｄ軸電流偏差と前記ｑ軸電流偏差に応じて該方向に沿って増減するように、今回の制御サイクルにおけるｄ軸電圧とｑ軸電圧とを生成する１方向のフィードバック制御を実行し、各方向に対して前記１方向のフィードバック制御を実行する制御サイクルにおけるｄ軸実電流及びｑ軸実電流の変化量とｄ軸電圧及びｑ軸電圧のレベルとに基づいて、前記モータのロータ角度の実際値（θ）と推定値（θ＾）との位相差（θ−θ＾）の２倍角の正弦値に応じた正弦参照値と、該位相差（θ−θ＾）の２倍角の余弦値に応じた余弦参照値とを算出する参照値算出手段と、該正弦参照値と該余弦参照値とに基づいて前記モータのロータ角度を検出するロータ角度検出手段を備えたことを特徴とする。
【００４７】
かかる本発明において、上記式（２８）における微分区間を前記制御サイクルの長さ（ΔＴ）とし、ロータ角度の推定値（θ＾）に基づいて前記ｄｑ電流算出手段により算出された制御サイクルｉにおけるｄ軸実電流とｑ軸実電流の変化量をそれぞれΔＩｄ＾（ｉ），ΔＩｑ＾（ｉ）とすると、上記式（２８）の左辺は以下の式（２９）で表される。
【００４８】
【数２９】

【００４９】
そのため、制御サイクルｉにおけるｄ軸電圧とｑ軸電圧をそれぞれＶｄ＾（ｉ），Ｖｑ＾（ｉ）とすると、上記式（２８）を以下の式（３０）で表すことができる。
【００５０】
【数３０】

【００５１】
したがって、制御サイクルｉについての上記式（３０）と制御サイクルｉ＋１についての上記式（３０）を辺々減算すると、以下の式（３１）が得られる。
【００５２】
【数３１】

【００５３】
但し、ΔＩｄ＾（ｉ＋１）：制御サイクルｉ＋１におけるｄ軸実電流の変化量、ΔＩｄ＾（ｉ）：制御サイクルｉにおけるｄ軸実電流の変化量、ΔＩｑ＾（ｉ）：制御サイクルｉ＋１におけるｑ軸実電流の変化量、ΔＩｑ＾（ｉ）：制御サイクルｉおけるｑ軸実電流の変化量、ｄＶｄ＾（ｉ）：制御サイクルｉにおけるｄ軸電圧の変化量、ｄＶｑ＾（ｉ）：制御サイクルｉにおけるｑ軸電圧の変化量。
【００５４】
したがって、制御サイクルｉにおけるｄ軸実電流の変化量（ΔＩｄ＾（ｉ））とｑ軸実電流の変化量（ΔＩｑ＾（ｉ））とｄ軸電圧の変化量（ｄＶｄ＾（ｉ））とｑ軸電圧の変化量（ｄＶｄ＾（ｉ））、及び制御サイクルｉの次の制御サイクルｉ＋１におけるｄ軸実電流の変化量（ΔＩｄ＾（ｉ＋１））とｑ軸実電流の変化量（ΔＩｑ＾（ｉ＋１）））を上記式（３１）に代入することによって、未知数であるＬ_０、Ｌ_１ｓｉｎ２θｅ、及びＬ_１ｃｏｓ２θｅについての２つの関係式を得ることができる。
【００５５】
そして、以下の式（３２）のｄ軸電圧（Ｖｄ）とｑ軸電圧（Ｖｑ）の１次結合により表される方向に対して前記１方向のフィードバック制御を実行すると、上記式（３１）の形の関係式を１つ得ることができる。
【００５６】
【数３２】

【００５７】
但し、ｋ１，ｋ２：結合係数。
【００５８】
したがって、上記式（３２）で表される互いに平行でない２以上の方向について、異なる制御サイクルにおいて前記１方向のフィードバック制御を実行すると、３つの未知数Ｌ_０，Ｌ_１ｓｉｎ２θｅ，Ｌ_１ｃｏｓ２θｅに対して、４つ以上の独立した関係式が得られる。そのため、これらの関係式から前記正弦参照値としてＬ_１ｓｉｎ２θｅを求めることができ、また、前記余弦参照値としてＬ_１ｃｏｓ２θｅを求めることができる。そして、例えば以下の式（３３）により、ロータ角度の実際値（θ）と推定値（θ＾）との位相差（θｅ）を算出して、ロータ角度の実際値を検知することができる。
【００５９】
【数３３】

【００６０】
そして、本発明によれば、モータの電機子電流のフィードバック制御を実行する際のｄ軸実電流及びｑ軸実電流の変化量とｄ軸電圧及びｑ軸電圧のレベルを用いてロータ角度を検知するため、ロータ角度を検知するために特別な電圧をモータの駆動電圧に重畳する必要がない。したがって、ロータ角度検出用の高周波電圧を駆動電圧に重畳したときに生じ得る耳障りなノイズが発生することがない。また、モータの電流フィードバック系とロータ角度の検知系の応答が干渉することを防止するために、ローパスフィルタを設ける必要もない。
【００６１】
なお、前記モータの低回転域では、モータの電機子電流のフィードバック制御系の応答はあまり速くなくてもよい。そのため、前記１方向のフィードバック制御を異なる制御サイクルで行うことにより、モータの電機子電流のフィードバック制御を行なっても問題は生じないと考えられる。
【００６２】
また、本発明は、前記２以上の方向を、ｄ軸電圧とｑ軸電圧を座標軸とする直交座標系の２つの座標軸方向としたことを特徴とする。
【００６３】
かかる本発明によれば、ｄ軸電圧の軸方向に対して前記１方向フィードバック制御を実行すると、該１方向のフィードバック制御を実行する制御サイクルにおけるｑ軸電圧の変化量は０となる。したがって、ｄ軸電圧の軸方向に対する前記１方向のフィードバック制御を制御サイクルｉ_１で実行したときは、上記式（３１）は以下の式（３４）の形で表される。
【００６４】
【数３４】

【００６５】
一方、ｑ軸電圧の軸方向に対して前記１方向のフィードバック制御を実行すると、該１方向のフィードバックを実行する制御サイクルにおけるｄ軸電圧の変化量は０となる。したがって、ｑ軸電圧の軸方向に対する前記１方向のフィードバック制御を制御サイクルｉ_２で実行したときは、上記式（３１）は以下の式（３５）の形で表される。
【００６６】
【数３５】

【００６７】
そのため、上記式（３４），式（３５）から、３つの未知数Ｌ_１ｓｉｎ２θｅ，Ｌ_１ｃｏｓ２θｅ，Ｌ_０に関する簡単な関係式を４つ得ることができる。そして、これらの関係式から、前記正弦参照値としてＬ_１ｓｉｎ２θｅを容易に算出することができ、また、前記余弦参照値としてＬ_１ｃｏｓ２θｅを容易に算出することができる。
【００６８】
また、以下の式（３６）のようにおくと、上記式（３４）は以下の式（３７）の形に表すことができ、上記式（３５）は以下の式（３８）の形に表すことができる。
【００６９】
【数３６】

【００７０】
【数３７】

【００７１】
【数３８】

【００７２】
そして、上記式（３７）と式（３８）をまとめて以下の式（３９）の形で表すことができる。
【００７３】
【数３９】

【００７４】
したがって、前記正弦参照値をＶｓ＾、前記余弦参照値をＶｃ＾、Ｌ_０をＶｌ＾とすると、上記式（３９）から以下の式（４０）を得ることができる。そして、前記ロータ角度検出手段は、以下の式（４０）により、正弦参照値（Ｖｓ＾）と余弦参照値（Ｖｃ＾）を容易に算出することができる。
【００７５】
【数４０】

【００７６】
また、上記式（４０）における行列Ｄ￣の成分のデータを予めメモリに記憶しておくことにより、前記ロータ角度検出手段は、ｄ軸電圧の軸方向に対する前記１方向のフィードバック制御により得られるｄ軸実電流とｑ軸実電流の２階差分（ｄｄＩ＾（ｉ_１））及びｄ軸電圧の変化量（ｄＶｄ＾（ｉ_１））と、ｑ軸電圧の軸方向に対する前記１方向のフィードバック制御により得られるｄ軸実電流とｑ軸実電流の２階差分（ｄｄＩ＾（ｉ_２））及びｑ軸電圧の変化量（ｄＶｑ（ｉ_２））と、メモリに記憶された行列Ｄ￣の成分のデータとの簡易な積和演算処理により、正弦参照値（Ｖｓ＾）と余弦参照値（Ｖｃ＾）を算出することができる。
【００７７】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の形態の一例について図１〜図３を参照して説明する。図１はＤＣブラシレスモータの構成図、図２は図１に示したＤＣブラシレスモータの作動を制御するモータコントローラの制御ブロック図、図３は１方向のフィードバック制御のタイミングチャートである。
【００７８】
図２に示したモータコントローラ１０は、図１に示した突極型のＤＣブラシレスモータ１（以下、モータ１という）の電機子３，４，５に流れる電流をフィードバック制御するものであり、モータ１をロータ２の界磁極の磁束方向であるｑ軸上にあるｑ軸電機子と該ｑ軸と直交するｄ軸上にあるｄ軸電機子とを有するｄｑ座標系による等価回路に変換して扱う。
【００７９】
そして、モータコントローラ１０は、外部から与えられるｄ軸指令電流（Ｉｄ＿ｃ）とｑ軸指令電流（Ｉｑ＿ｃ）とに応じて、ｄ軸電機子に流れる電流（以下、ｄ軸電流という）とｑ軸電機子に流れる電流（以下、ｑ軸電流という）をフィードバック制御する。
【００８０】
モータコントローラ１０は、ｄ軸電機子への印加電圧（以下、ｄ軸電圧という）とｑ軸電機子への印加電圧（以下、ｑ軸電圧という）とを、モータ１のＵ，Ｖ，Ｗの３相の電機子に印加する電圧の指令値（Ｖｕ＿ｃ，Ｖｖ＿ｃ，Ｖｗ＿ｃ）に変換するｄｑ／３相変換部２０、及び該指令値（Ｖｕ＿ｃ，Ｖｖ＿ｃ，Ｖｗ＿ｃに応じた電圧（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）をモータ１のＵ，Ｖ，Ｗの各相の電機子にそれぞれ印加するよう複数のスイッチング素子をブリッジ接続したインバータ回路からなるパワードライブユニット２１を備える。
【００８１】
さらに、モータコントローラ１０は、モータ１のＵ相の電機子に流れる電流を検出するＵ相電流センサ２２（本発明の電流検出手段に相当する）、モータ１のＷ相の電機子に流れる電流を検出するＷ相電流センサ２３（本発明の電流検出手段に相当する）、Ｕ相電流センサ２２の検出電流値（Ｉｕ＿ｓ）とＷ相電流センサ２３の検出電流値（Ｉｗ＿ｓ）とからｄ軸電流の検出値であるｄ軸実電流（Ｉｄ＿ｓ）とｑ軸電流の検出値であるｑ軸実電流（Ｉｑ＿ｓ）とを算出する３相／ｄｑ変換部２４（本発明のｄｑ実電流算出手段に相当する）、ｄ軸実電流（Ｉｄ＿ｓ）とｑ軸実電流（Ｉｑ＿ｓ）とｄ軸電圧（Ｖｄ）とｑ軸電圧（Ｖｑ）とに基づいてモータ１のロータ角度（θ）を検出する角度検出部２５（本発明の参照値算出手段及びロータ角度検出手段に相当する）、及びｄ軸とｑ軸間で干渉し合う速度起電力の影響を打消す処理を行なう非干渉演算部２６を備える。
【００８２】
モータコントローラ１０は、ｄ軸指令電流（Ｉｄ＿ｃ）とｄ軸実電流（Ｉｄ＿ｓ）を第１減算器２７で減算し、その減算結果に第１のＰＩ演算部２８でＰＩ（比例積分）処理を施し、第１加算器２９で非干渉成分を加算して、ｄ軸指令電流（Ｉｄ＿ｃ）とｄ軸実電流（Ｉｄ＿ｓ）の偏差に応じたｄ軸電圧（Ｖｄ）を生成する。
【００８３】
また、モータコントローラ１０は、同様にして、ｑ軸指令電流（Ｉｑ＿ｃ）とｑ軸実電流（Ｉｑ＿ｓ）を第２減算器３０で減算し、その減算結果に第２のＰＩ演算部３１でＰＩ処理を施し、第２加算器３２で非干渉成分を加算して、ｑ軸指令電流（Ｉｑ＿ｃ）とｑ軸実電流（Ｉｑ＿ｓ）との偏差に応じたｑ軸電圧（Ｖｑ）を生成する。
【００８４】
そして、モータコントローラ１０は、ｄ軸電圧（Ｖｄ）とｑ軸電圧（Ｖｑ）とをｄｑ／３相変換部２０に入力する。これにより、パワードライブユニット２１を介して、ｄ軸指令電流（Ｉｄ＿ｃ）とｄ軸実電流（Ｉｄ＿ｓ）との偏差、及びｑ軸指令電流（Ｉｑ＿ｃ）とｑ軸実電流（Ｉｑ＿ｓ）との偏差を小さくする３相電圧（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）がモータ１の電機子に印加されて、モータ１の電機子に流れる電流がフィードバック制御される。
【００８５】
なお、第１減算器２７、ＰＩ演算部２８、第１加算器２９、ＰＩ演算部３１、ｄｑ／３相変換部２０、及びパワードライブユニット２１により、本発明の通電制御手段が構成される。
【００８６】
ここで、ｄｑ／３相変換部２０によりｄ軸電圧（Ｖｄ）とｑ軸電圧（Ｖｑ）を３相の電圧指令（Ｖｕ＿ｃ，Ｖｖ＿ｃ，Ｖｗ＿ｃ）に変換する際には、モータ１のロータ角度（θ）が必要となる。また、３相／ｄｑ変換部２４によりＵ相電流センサ２２の検出電流値（Ｉｕ＿ｓ）とＷ相電流センサ２３の検出電流値（Ｉｗ＿ｓ）をｄ軸実電流（Ｉｄ＿ｓ）とｑ軸実電流（Ｉｑ＿ｓ）に変換する際にも、モータ１のロータ角度（θ）が必要となる。
【００８７】
そして、モータコントローラ１０は、レゾルバ等の位置検出センサを用いずに、ｄ軸電流のみに対するフィードバック制御（本発明の１方向のフィードバック制御に相当する）とｑ軸電流のみに対するフィードバック制御（本発明の１方向のフィードバック制御に相当する）を異なる制御サイクルで実行することにより、ロータ角度（θ）の検出処理を行う。以下、モータコントローラ１０によるロータ角度（θ）の検出処理について図３を参照して説明する。
【００８８】
図３は、モータコントローラ１０により実行されるｄ軸電流とｑ軸電流の１方向のフィードバック制御のタイミングチャートを示したものであり、縦軸が電圧（Ｖ）、横軸が時間（ｔ）である。
【００８９】
モータコントローラ１０は、図３（ａ）に示したように、所定の制御サイクル（ΔＴ）で、ｄ軸電流のみに対するフィードバック制御（図中Ｉｄ＿ＦＢ）とｑ軸電流のみに対するフィードバック制御（図中Ｉｑ＿ＦＢ）を交互に実行する。図３に示した例では、ｄ軸電流のみに対するフィードバック制御を制御サイクルＴ_１１，Ｔ_１３，Ｔ_１５で実行し、ｑ軸電流のみに対するフィードバック制御を制御サイクルＴ_１２，Ｔ_１４で実行している。
【００９０】
ここで、角度検出部２５は、モータ１のロータ角度を検出するときは、ロータ角度の推定値（θ＾）をｄｑ／３相変換部２０と３相／ｄｑ変換部２４に出力する。そして、該推定値（θ＾）を用いて、ｄｑ／３相変換部２０は３相の電圧指令値（Ｖｕ＿ｃ，Ｖｖ＿ｃ，Ｖｗ＿ｃ）を算出し、３相／ｄｑ変換部２４はｄ軸実電流（Ｉｄ＿ｓ）とｑ軸実電流（Ｉｑ＿ｓ）を算出する。
【００９１】
そして、ｄ軸電流のみに対するフィードバック制御を実行する制御サイクル（Ｔ_１１，Ｔ_１３，Ｔ_１５）においては、ｑ軸電圧（Ｖｑ）は前回の制御サイクルにおける電圧が維持されるため変化しない。そのため、ロータ角度の推定値（θ＾）を用いたｄ軸電流のみに対するフィードバック制御が制御サイクルｉ_１で実行されると、上記式（３４）の関係が成立する。
【００９２】
また、ｑ軸電流のみに対するフィードバック制御を実行する制御サイクル（Ｔ_１２，Ｔ_１４）においては、ｄ軸電圧（Ｖｄ）は前回の制御サイクルにおける電圧が維持されるため変化しない。そのため、ロータ角度の推定値（θ＾）を用いたｑ軸電流のみに対するフィードバック制御が制御サイクルｉ_２で実行されると、上記式（３５）の関係が成立する。
【００９３】
そして、角度検出部２５は、上記式（３４）と式（３５）から得られる上記式（４０）の演算を実行して、ロータ角度の実際値（θ）と推定値（θ＾）との位相差（θｅ）の２倍角に応じた正弦参照値（Ｖｓ＾＝Ｌ_１ｓｉｎ２θｅ）と余弦参照値（Ｖｃ＾＝Ｌ_１ｃｏｓ２θｅ）を算出する。
【００９４】
ここで、上記式（４０）の行列Ｄ￣を計算すると、以下の式（４１）となる。
【００９５】
【数４１】

【００９６】
そこで、モータコントローラ１０のメモリ（図示しない）には、上記式（４１）における行列Ｄ￣の成分のデータが予め記憶されている。そして、角度検出部２５は、該成分データを用いて上記式（４１）の演算を行うことにより、正弦参照値（Ｖｓ＾）と余弦参照値（Ｖｃ＾）の算出時間を短縮している。
【００９７】
そして、角度検出部２５は、上記式（３３）によりロータ角度の実際値（θ）と推定値（θ＾）との位相差（θｅ）を算出し、これにより、ロータ角度の実際値（θ＝θ＾＋θｅ）を検出する。
【００９８】
なお、位相差（θｅ）を用いて、オブザーバによる追従演算によってロータ角度の推定値（θ＾）の推定誤差が０に収束するように修正することも可能である。以下、オブザーバによるロータ角度の推定値（θ＾）の修正処理について説明する。
【００９９】
モータ１が一定の角速度で回転しているとすると、制御サイクル（ΔＴ）ごとのロータ角度（θ）と角速度（ω）との関係は以下の式（４２）で表される。
【０１００】
【数４２】

【０１０１】
但し、θ（ｎ）とω（ｎ）はそれぞれある制御サイクルにおけるロータ角度と角速度であり、θ（ｎ＋１）とω（ｎ＋１）はそれぞれ該制御サイクルの次の制御サイクルにおけるロータ角度と角速度である。
【０１０２】
そして、上記式（４２）で表されるモデルのシミュレータに、ロータ角度の推定値（θ＾）と角速度の推定値（ω＾）を入力し、ロータ角度の実際値（θ）と推定値（θ＾）との位相差（θｅ）に演算ゲインＫ１，Ｋ２，Ｋ￣によるゲインを乗じてフィードバックする以下の式（４３）又は式（４４）に示した演算を行う。
【０１０３】
【数４３】

【０１０４】
【数４４】

【０１０５】
上記式（４３），式（４４）は、シミュレータのモータも一定の角速度で回転するものとして仮定して、位相差によるフィードバックを行った定常回転モータモデルに対するオブザーバとなっている。そして、上記式（４３），式（４４）により、ロータ角度の推定値（θ＾）を実際値（θ）に収束させることができる。
【０１０６】
なお、上記式（４４）の平方演算は時間がかるので、以下の式（４５）により近似してもよい。
【０１０７】
【数４５】

【０１０８】
また、上記式（４３），式（４４）において、以下に示す式（４６）のように、ｏｆｆｓｅｔを加えて、算出されるロータ角度の推定値（θ＾）の位相を強制的にずらすことによって、ロータ角度の検出誤差を減少させてもよい。
【０１０９】
【数４６】

【０１１０】
また、本実施の形態では、図３（ａ）に示したように、ｄ軸電流のみに対するフィードバック制御とｑ軸電流のみに対するフィードバック制御を１制御サイクルごとに交互に行なう例を示したが、ｄ軸電圧のみが変化してｑ軸電圧の変化量が０となる制御サイクルと、ｑ軸電圧のみが変化してｄ軸電圧の変化量が０となる制御サイクルがあれば、上記式（４１）により正弦参照値（Ｖｓ＾）と余弦参照値（Ｖｃ＾）を算出することができる。
【０１１１】
そのため、例えば、図３（ｂ）に示したように、ｄ軸電流のみに対するフィードバック制御の次にｑ軸電流のみに対するフィードバック制御を２制御サイクル連続して実行してもよい。
【０１１２】
また、本実施の形態では、本発明の１方向フィードバック制御を、ｄ軸電圧の軸方向とｑ軸電圧の軸方向について行ったが、特にこれらの方向に限定する必要はない。すなわち、上記式（３２）に示したｄ軸電圧（Ｖｄ）とｑ軸電圧（Ｖｑ）の１次結合により表される互いに平行でない２以上の方向（ｖ）に対して、１方向フォードバック制御を実行することにより、正弦参照値（Ｖｓ＾）と余弦参照値（Ｖｃ＾）を算出することができる。
【０１１３】
図２を参照して、非干渉演算部２６による作用を無視すると、ある制御サイクルにおけるｄ軸電圧（Ｖｄ＿ｎｅｗ）とｑ軸電圧（Ｖｑ＿ｎｅｗ）は、以下の式（４７），式（４８）により算出される。
【０１１４】
【数４７】

【０１１５】
【数４８】

【０１１６】
但し、Ｋｐ：比例ゲイン係数、Ｋｉ：積分ゲイン係数。
【０１１７】
そのため、前回の制御サイクルにおいて生成されたｄ軸電圧をＶｄ＿ｏｌｄ、ｑ軸電圧をＶｑ＿ｏｌｄとすると、今回の制御サイクルにおけるｄ軸電圧の変化量（ｄＶｄ’）とｑ軸電圧の変化量（ｄＶｑ’）は、以下の式（４９），式（５０）で表される。
【０１１８】
【数４９】

【０１１９】
【数５０】

【０１２０】
ここで、上記式（４９），式（５０）によるｄ軸電圧の変化量（ｄＶｄ’）とｑ軸電圧の変化量（ｄＶｑ’）を成分とするベクトルは任意の方向を取り得る。そのため、上記式（３２）で表される方向（ｖ）に対してのみ電流フィードバック制御を行うには、先ず、以下の式（５１）によりｄ軸指令電圧の変化量（ｄＶｄ’）とｑ軸指令電圧の変化量（ｄＶｑ’）の該方向（ｖ）への射影成分（ｄＶ）を求める。
【０１２１】
【数５１】

【０１２２】
そして、以下の式（５２），式（５３）により、今回の制御サイクルにおけるｄ軸電圧（Ｖｄ）とｑ軸電圧（Ｖｑ）を算出すればよい。
【０１２３】
【数５２】

【０１２４】
【数５３】

【０１２５】
以上説明したように、ｄ軸電圧とｑ軸電圧の１次結合で表される方向についてのみ電流フィードバックの結果を反映させることは容易である。そして、２以上の互いに平行でない方向について、電流フィードバック制御を行えば、ｄｑ座標平面上の任意の点にｄ軸電流とｑ軸電流を制御することができる。
【０１２６】
以下、ｖ_１〜ｖ_ｎまでのｎ方向（ｎ≧２）について、各方向に対する電流フィードバック制御を異なる制御サイクルに行った場合の正弦参照値（Ｖｓ＾）と余弦参照値（Ｖｃ＾）の算出方法について説明する。
【０１２７】
各方向（ｖ_１〜ｖ_ｎ）が以下の式（５４）により、ｄ軸電圧（Ｖｄ）とｑ軸電圧（Ｖｑ）の１次結合により表される場合、任意のｊ（１≦ｊ≦ｎ）に対して、上記式（３１）により以下の式（５５）が成立する。
【０１２８】
【数５４】

【０１２９】
【数５５】

【０１３０】
但し、上記式（５５）におけるｄｖ（ｊ）は以下の式（５６）で表される。
【０１３１】
【数５６】

【０１３２】
したがって、各方向（ｖ_１〜ｖ_ｎ）についての上記式（５６）をまとめると、以下の式（５７）が得られ、また、式（５７）を変形して以下の式（５８）が得られる。
【０１３３】
【数５７】

【０１３４】
【数５８】

【０１３５】
そして、各方向（ｖ_１〜ｖ_ｎ）に対して、異なる制御サイクルで電流フィードバック制御を実行したときのｄ軸実電流及びｑ軸実電流の２階差分ｄｄＩ＾（１）〜ｄｄＩ＾（ｎ）とｄ軸電圧及びｑ軸電圧の変化量ｄｖ（１）〜ｄｖ（ｎ）を、上記式（５８）に代入することによって、正弦参照値（Ｖｓ＾）と余弦参照値（Ｖｃ＾）を算出することができる。
【０１３６】
例えば、２方向について本発明の１方向フィードバック制御を行なう場合は、上述したｄ軸電圧とｑ軸電圧の軸方向の他に、以下の式（５９）により表される２方向を選択すると、上記式（５８）における行列Ｃ￣とＤ￣は、以下の式（６０），式（６１）となる。
【０１３７】
【数５９】

【０１３８】
【数６０】

【０１３９】
【数６１】

【０１４０】
また、以下の式（６２）により表される３方向について、本発明の１方向フィードバック制御を行なう場合は、上記式（５８）における行列Ｃ￣とＤ￣は、以下の式（６３），式（６４）となる。
【０１４１】
【数６２】

【０１４２】
【数６３】

【０１４３】
【数６４】

なお、モータ１の電気的又は機械的パラメータによっては、電流フィードバック系の応答だけでは正弦参照値（Ｖｓ）及び余弦参照値（Ｖｃ）を計算するために十分なｄ軸実電流（Ｉｄ＿ｓ）及びｑ軸実電流（Ｉｑ＿ｓ）の変化量が生じない場合も考えられる。この場合には、ｄ軸指令電流（Ｉｄ＿ｃ）及びｑ軸指令電流（Ｉｑ＿ｃ）に乱数を加えたり、制御サイクル（ΔＴ）を長くして、十分なｄ軸実電流（Ｉｄ＿ｓ）及びｑ軸実電流（Ｉｑ＿ｓ）の変化量を生じさせる工夫も必要であると思われる。
【図面の簡単な説明】
【図１】ＤＣブラシレスモータの構成図。
【図２】図１に示したＤＣブラシレスモータの作動を制御するモータコントローラの制御ブロック図。
【図３】１方向フィードバック制御のタイミングチャート。
【符号の説明】
１…ＤＣブラシレスモータ、２…ロータ、３…Ｕ相の電機子、４…Ｖ相の電機子、５…Ｗ相の電機子、１０…モータコントローラ、２０…ｄｑ／３相変換部、２１…パワードライブユニット、２２…Ｕ相電流センサ、２３…Ｗ相電流センサ、２４…３相／ｄｑ変換部、２５…角度検出部、２６…非干渉演算部

Claims

ＤＣブラシレスモータを、該モータの界磁の磁束方向であるｑ軸上にあるｑ軸電機子と、ｑ軸と直交するｄ軸上にあるｄ軸電機子とを有する等価回路に変換して扱い、
前記モータの電機子に流れる電流を検出する電流検出手段と、該電流検出手段により検出された電流値と前記モータのロータ角度とに基づいて、前記ｑ軸電機子に流れるｑ軸実電流と前記ｄ軸電機子に流れるｄ軸実電流とを算出するｄｑ実電流算出手段と、
前記ｑ軸電機子に流れる電流の指令値であるｑ軸指令電流と前記ｑ軸実電流との偏差であるｑ軸電流偏差と、前記ｄ軸電機子に流れる電流の指令値であるｄ軸指令電流と前記ｄ軸実電流との偏差であるｄ軸電流偏差とを小さくするように、前記ｄ軸電機子に印加するｄ軸電圧と前記ｑ軸電機子に印加するｑ軸電圧とを生成して、前記モータの電機子の通電量をフィードバック制御する通電制御手段とを備えたＤＣブラシレスモータの制御装置において、
前記通電制御手段は、所定の制御サイクルで前記モータの電機子の通電量をフィードバック制御し、前記ｄ軸電圧と前記ｑ軸電圧を座標軸とする直交座標系において各座標軸の単位ベクトルの１次結合により表され、且つ、互いに平行でない２以上の方向に対して、各方向ごとに、異なる制御サイクルにおいて、前記ｄｑ実電流算出手段により前記モータのロータ角度の推定値（θ＾）に基づいて算出されたｄ軸実電流とｑ軸実電流とを用いて、前回の制御サイクルにおいて生成されたｄ軸電圧とｑ軸電圧とを成分とするベクトルを該方向に射影したベクトルの大きさが、前記ｄ軸電流偏差と前記ｑ軸電流偏差に応じて該方向に沿って増減するように、今回の制御サイクルにおけるｄ軸電圧とｑ軸電圧とを生成する１方向のフィードバック制御を実行し、
各方向に対して前記１方向のフィードバック制御を実行する制御サイクルにおけるｄ軸実電流及びｑ軸実電流の変化量とｄ軸電圧及びｑ軸電圧のレベルとに基づいて、前記モータのロータ角度の実際値（θ）と推定値（θ＾）との位相差（θ−θ＾）の２倍角の正弦値に応じた正弦参照値と、該位相差（θ−θ＾）の２倍角の余弦値に応じた余弦参照値とを算出する参照値算出手段と、
該正弦参照値と該余弦参照値とに基づいて前記モータのロータ角度を検出するロータ角度検出手段を備えたことを特徴とするＤＣブラシレスモータの制御装置。
前記２以上の方向を、ｄ軸電圧とｑ軸電圧を座標軸とする直交座標系の２つの座標軸方向としたことを特徴とする請求項１記載のＤＣブラシレスモータの制御装置。
前記ロータ角度検知手段は、前記正弦参照値と前記余弦参照値を、以下の式（１）〜（７）により算出することを特徴とする請求項２記載のＤＣブラシレスモータの制御装置。

但し、Ｖｓ＾：正弦参照値、Ｖｃ＾：余弦参照値、ｉ_１：ｄ軸方向に対して１方向電流フィードバック制御を行なう制御サイクル、ｉ_２：ｑ軸方向に対して１方向電流フィードバックを行う制御サイクル、Ｌｄ：ｄ軸電機子のインダクタンス、Ｌｑ：ｑ軸電機子のインダクタンス、ΔＴ：制御サイクルの時間、ΔＩｄ＾（ｉ）：制御サイクルｉにおけるｄ軸実電流の変化量、ΔＩｑ＾（ｉ）：制御サイクルｉにおけるｑ軸実電流の変化量、Ｉｄ＾（ｉ）：制御サイクルｉにおけるｄ軸実電流、Ｉｑ＾（ｉ）：制御サイクルｉにおけるｑ軸実電流、ｄＶｄ＾（ｉ）：制御サイクルｉにおけるｄ軸電圧の変化量、Ｖｄ＾（ｉ）：制御サイクルｉにおけるｄ軸電圧、ｄＶｑ（ｉ）：制御サイクルｉにおけるｑ軸電圧の変化量、Ｖｑ＾（ｉ）：制御サイクルｉにおけるｑ軸電圧。
前記式（１）における行列Ｄ￣の成分のデータを予めメモリに記憶し、
前記ロータ角度検知手段は、前記メモリに記憶された行列Ｄ￣の成分のデータを用いて前記式（１）の演算を実行することを特徴とする請求項３記載のＤＣブラシレスモータの制御装置。