JPH11308900A - 交流電動機の速度制御装置 - Google Patents
交流電動機の速度制御装置Info
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- JPH11308900A JPH11308900A JP10115568A JP11556898A JPH11308900A JP H11308900 A JPH11308900 A JP H11308900A JP 10115568 A JP10115568 A JP 10115568A JP 11556898 A JP11556898 A JP 11556898A JP H11308900 A JPH11308900 A JP H11308900A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 デジタルＰＩ補償器の操作量飽和によるワイ
ンドアップ現象を回避できオーバーシュートなどがない
良好な応答が得られる交流電動機の速度制御装置を提供
することを目的とする。 【解決手段】 デジタルＰＩ補償器の出力信号とその出
力信号を制限するリミッタの出力信号との偏差および制
御定数とに基づいて、デジタルＰＩ補償器への入力量を
修正するようにしたものである。
ンドアップ現象を回避できオーバーシュートなどがない
良好な応答が得られる交流電動機の速度制御装置を提供
することを目的とする。 【解決手段】 デジタルＰＩ補償器の出力信号とその出
力信号を制限するリミッタの出力信号との偏差および制
御定数とに基づいて、デジタルＰＩ補償器への入力量を
修正するようにしたものである。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は交流電動機の速度制
御装置に係わり、特にＰＩ補償器を含んだ電流制御系お
よび速度制御系においてその操作量飽和が飽和した場合
でも、ＰＩ補償器のワインドアップ現象によるオーバー
シュートや不安定減少を回避でき良好な応答を得られる
ものに関する。
御装置に係わり、特にＰＩ補償器を含んだ電流制御系お
よび速度制御系においてその操作量飽和が飽和した場合
でも、ＰＩ補償器のワインドアップ現象によるオーバー
シュートや不安定減少を回避でき良好な応答を得られる
ものに関する。
【０００２】
【従来の技術】交流電動機の速度制御装置において、電
流制御系や速度制御系には定常偏差を零にするためにＰ
Ｉ補償器が採用されることが多い。一方、ＰＩ補償器は
操作量が飽和するとワインドアップ現象を引き起こし、
オーバーシュートや振動的な出力応答になる場合がある
ことが知られている。従来の技術ではリミッタをＰＩ補
償器の出力だけでなく内部の積分要素の出力にも設けた
り、あるいはＰＩ補償器の出力がリミッタにかかったら
積分要素の動作を停止させるといった個々のＰＩ補償器
に対して経験的な対策手法が用いられてきた。
流制御系や速度制御系には定常偏差を零にするためにＰ
Ｉ補償器が採用されることが多い。一方、ＰＩ補償器は
操作量が飽和するとワインドアップ現象を引き起こし、
オーバーシュートや振動的な出力応答になる場合がある
ことが知られている。従来の技術ではリミッタをＰＩ補
償器の出力だけでなく内部の積分要素の出力にも設けた
り、あるいはＰＩ補償器の出力がリミッタにかかったら
積分要素の動作を停止させるといった個々のＰＩ補償器
に対して経験的な対策手法が用いられてきた。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】上述のように従来技術
は理論的に導出された解決策でなく、しかも個々のＰＩ
補償器の出力に着目した方法であるので、速度制御系と
電流制御系の操作量飽和が相互に関係したワインドアッ
プ現象を回避することが困難な場合がある。また、ベク
トル制御のように電流を直交する２軸成分に分けてそれ
ぞれを独立にＰＩ補償を行う場合、最終的に交流側で発
生する操作量飽和をうまくｄｑ軸座標上に変換して取り
扱うことが困難なのでワインドアップ現象を回避できな
い場合がある。
は理論的に導出された解決策でなく、しかも個々のＰＩ
補償器の出力に着目した方法であるので、速度制御系と
電流制御系の操作量飽和が相互に関係したワインドアッ
プ現象を回避することが困難な場合がある。また、ベク
トル制御のように電流を直交する２軸成分に分けてそれ
ぞれを独立にＰＩ補償を行う場合、最終的に交流側で発
生する操作量飽和をうまくｄｑ軸座標上に変換して取り
扱うことが困難なのでワインドアップ現象を回避できな
い場合がある。
【０００４】例えば、ベクトル制御では、交流電動機の
電流を回転する直交２軸のｄｑ軸座標上の２つの電流成
分すなわちｄ軸上の励磁分電流およびｑ軸上のトルク分
電流とに分解し、それぞれ独立にＰＩ補償器での制御と
電圧リミッタによる出力電圧の制限を行いｄ軸電圧指令
およびｑ軸電圧指令として出力する。そして、ｄ軸およ
びｑ軸電圧指令を交流電圧指令に変換してＰＷＭインバ
ータに指令として与える。このようにｄ軸ｑ軸で独立に
電圧リミッタをかける従来方式では、ｄ軸あるいはｑ軸
の片方の電流ＰＩ補償器で操作量飽和が起きた場合、交
流電圧指令がＰＷＭインバータの出力電圧範囲を超えて
しまいワインドアップ現象が発生することがある。逆に
ｄ軸あるいはｑ軸で操作量飽和が起きていても交流電圧
指令では操作量飽和を起こしておらずＰＷＭインバータ
の出力電圧範囲を有効に利用できない場合がある。
電流を回転する直交２軸のｄｑ軸座標上の２つの電流成
分すなわちｄ軸上の励磁分電流およびｑ軸上のトルク分
電流とに分解し、それぞれ独立にＰＩ補償器での制御と
電圧リミッタによる出力電圧の制限を行いｄ軸電圧指令
およびｑ軸電圧指令として出力する。そして、ｄ軸およ
びｑ軸電圧指令を交流電圧指令に変換してＰＷＭインバ
ータに指令として与える。このようにｄ軸ｑ軸で独立に
電圧リミッタをかける従来方式では、ｄ軸あるいはｑ軸
の片方の電流ＰＩ補償器で操作量飽和が起きた場合、交
流電圧指令がＰＷＭインバータの出力電圧範囲を超えて
しまいワインドアップ現象が発生することがある。逆に
ｄ軸あるいはｑ軸で操作量飽和が起きていても交流電圧
指令では操作量飽和を起こしておらずＰＷＭインバータ
の出力電圧範囲を有効に利用できない場合がある。
【０００５】また、速度制御系の速度ＰＩ補償器の操作
量はトルクに関与する電流指令であることが多いが、電
動機を駆動するインバータの出力電流容量によって制限
を受け電流指令にはリミッタがかけられる。そのため、
速度指令が大幅に変化した場合は、速度制御系で操作量
飽和いわゆる電流飽和が生じる。また、電流制御系の電
流ＰＩ補償器は操作量として電圧指令を出力するが、そ
の場合もインバータの電源電圧によって制限を受け電圧
指令にリミッタがかけられる。そのため、電流指令が大
幅に変化する場合は、電流制御系で操作量飽和いわゆる
電圧飽和が生じる。さらに、回転数が高いほど定常状態
での電動機の端子電圧は高くなるので、高速回転領域ほ
ど電流制御系は操作量飽和を起こしやすくなる。したが
って、大振幅の速度指令がステップ的に入力されるよう
な場合、速度制御系と電流制御系で操作量飽和が生じ、
制御系全体が制御が無制御状態に陥り、応答に大きなオ
ーバーシュートを生じたり振動的になる場合がある。さ
らに、上述のように高速回転領域では速度制御系のＰＩ
補償器の出力がリミッタにかかっていない場合でも、電
流制御系が操作量飽和を起こし電流指令に電動機電流が
追従しない場合があるため、実質的に速度制御系でも操
作量飽和が発生しているような状態となり良好な応答が
得られない。
量はトルクに関与する電流指令であることが多いが、電
動機を駆動するインバータの出力電流容量によって制限
を受け電流指令にはリミッタがかけられる。そのため、
速度指令が大幅に変化した場合は、速度制御系で操作量
飽和いわゆる電流飽和が生じる。また、電流制御系の電
流ＰＩ補償器は操作量として電圧指令を出力するが、そ
の場合もインバータの電源電圧によって制限を受け電圧
指令にリミッタがかけられる。そのため、電流指令が大
幅に変化する場合は、電流制御系で操作量飽和いわゆる
電圧飽和が生じる。さらに、回転数が高いほど定常状態
での電動機の端子電圧は高くなるので、高速回転領域ほ
ど電流制御系は操作量飽和を起こしやすくなる。したが
って、大振幅の速度指令がステップ的に入力されるよう
な場合、速度制御系と電流制御系で操作量飽和が生じ、
制御系全体が制御が無制御状態に陥り、応答に大きなオ
ーバーシュートを生じたり振動的になる場合がある。さ
らに、上述のように高速回転領域では速度制御系のＰＩ
補償器の出力がリミッタにかかっていない場合でも、電
流制御系が操作量飽和を起こし電流指令に電動機電流が
追従しない場合があるため、実質的に速度制御系でも操
作量飽和が発生しているような状態となり良好な応答が
得られない。
【０００６】以上のように、従来のベクトル制御による
交流電動機の速度制御装置においては、個々のＰＩ補償
器での操作量飽和によるワインドアップ現象の回避だけ
ではなく、速度制御系と電流制御系の直列接続時の電流
制御系の操作量飽和の速度制御系の操作量飽和への影
響、電流制御を行うｄｑ座標上での操作量飽和の取り扱
いといった問題を含めて対応する必要がある。したがっ
て、上述の従来の対策手法では、ＰＩ補償器の操作量飽
和によるワインドアップ現象による応答の劣化を十分に
回避ができないといった問題点があった。
交流電動機の速度制御装置においては、個々のＰＩ補償
器での操作量飽和によるワインドアップ現象の回避だけ
ではなく、速度制御系と電流制御系の直列接続時の電流
制御系の操作量飽和の速度制御系の操作量飽和への影
響、電流制御を行うｄｑ座標上での操作量飽和の取り扱
いといった問題を含めて対応する必要がある。したがっ
て、上述の従来の対策手法では、ＰＩ補償器の操作量飽
和によるワインドアップ現象による応答の劣化を十分に
回避ができないといった問題点があった。
【０００７】本発明では速度制御系あるいは電流制御系
に含まれるデジタルＰＩ補償器の操作量飽和によるワイ
ンドアップ現象を回避でき良好な応答が得られる交流電
動機のベクトル制御による速度制御装置を提供すること
を目的とする。
に含まれるデジタルＰＩ補償器の操作量飽和によるワイ
ンドアップ現象を回避でき良好な応答が得られる交流電
動機のベクトル制御による速度制御装置を提供すること
を目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】第１の発明に係わる交流
電動機の速度制御装置は、交流電動機の電流を回転する
直交２軸座標上の二つの成分に分けてそれぞれを制御す
るデジタル電流制御手段とを備えた交流電動機の速度制
御装置において、前記デジタル電流制御手段は、電流偏
差を入力しそれが零になるように電圧指令を出力するデ
ジタルＰＩ電流補償器と、前記デジタルＰＩ電流補償器
の出力を入力し所定の制限値以下になるように制限して
電圧指令を出力する電圧リミッタと、前記デジタルＰＩ
電流補償器の出力と前記電圧リミッタの出力との偏差お
よび前記デジタルＰＩ電流補償器の制御定数に基づいて
前記デジタルＰＩ電流補償器への入力量を修正する修正
手段とを備えたものである。
電動機の速度制御装置は、交流電動機の電流を回転する
直交２軸座標上の二つの成分に分けてそれぞれを制御す
るデジタル電流制御手段とを備えた交流電動機の速度制
御装置において、前記デジタル電流制御手段は、電流偏
差を入力しそれが零になるように電圧指令を出力するデ
ジタルＰＩ電流補償器と、前記デジタルＰＩ電流補償器
の出力を入力し所定の制限値以下になるように制限して
電圧指令を出力する電圧リミッタと、前記デジタルＰＩ
電流補償器の出力と前記電圧リミッタの出力との偏差お
よび前記デジタルＰＩ電流補償器の制御定数に基づいて
前記デジタルＰＩ電流補償器への入力量を修正する修正
手段とを備えたものである。
【０００９】第２の発明に係わる交流電動機の速度制御
装置は、交流電動機の電流を回転する直交２軸座標上の
二つの成分に分けてそれぞれを制御するデジタル電流制
御手段とを備えた交流電動機の速度制御装置において、
前記デジタル電流制御手段は、電流偏差を入力しそれが
零になるように電圧を出力するデジタルＰＩ電流補償器
と、前記デジタルＰＩ電流補償器の電圧出力を前記直交
２軸座標上の成分から静止座標上の成分に変換する第１
の座標変換器と、前記第１の座標変換器の出力を入力し
所定の制限値以下になるように制限して出力する電圧リ
ミッタと、前記第１の座標変換器の出力と前記電圧リミ
ッタの出力との偏差を前記直交２軸座標上の電圧成分に
変換する第２の座標変換器と、前記第２の座標変換器の
出力および前記デジタルＰＩ電流補償器の制御定数に基
づいて前記デジタルＰＩ電流補償器への入力量を修正す
る修正手段とを備えたものである。
装置は、交流電動機の電流を回転する直交２軸座標上の
二つの成分に分けてそれぞれを制御するデジタル電流制
御手段とを備えた交流電動機の速度制御装置において、
前記デジタル電流制御手段は、電流偏差を入力しそれが
零になるように電圧を出力するデジタルＰＩ電流補償器
と、前記デジタルＰＩ電流補償器の電圧出力を前記直交
２軸座標上の成分から静止座標上の成分に変換する第１
の座標変換器と、前記第１の座標変換器の出力を入力し
所定の制限値以下になるように制限して出力する電圧リ
ミッタと、前記第１の座標変換器の出力と前記電圧リミ
ッタの出力との偏差を前記直交２軸座標上の電圧成分に
変換する第２の座標変換器と、前記第２の座標変換器の
出力および前記デジタルＰＩ電流補償器の制御定数に基
づいて前記デジタルＰＩ電流補償器への入力量を修正す
る修正手段とを備えたものである。
【００１０】第３の発明に係わる交流電動機の速度制御
装置は、特許請求の範囲第１、２および３項記載の交流
電動機の速度制御装置において、速度偏差を入力しそれ
が零になるように電流指令を出力するデジタルＰＩ速度
補償器と、前記デジタルＰＩ速度補償器の出力を入力し
所定の制限値以下になるように制限して電流指令を出力
する電流リミッタと、前記デジタル速度補償器の出力と
前記電流リミッタの出力との偏差および前記デジタルＰ
Ｉ速度補償器の制御定数に基づいて前記デジタルＰＩ速
度補償器の入力量を修正する修正手段とを備えたもので
ある。
装置は、特許請求の範囲第１、２および３項記載の交流
電動機の速度制御装置において、速度偏差を入力しそれ
が零になるように電流指令を出力するデジタルＰＩ速度
補償器と、前記デジタルＰＩ速度補償器の出力を入力し
所定の制限値以下になるように制限して電流指令を出力
する電流リミッタと、前記デジタル速度補償器の出力と
前記電流リミッタの出力との偏差および前記デジタルＰ
Ｉ速度補償器の制御定数に基づいて前記デジタルＰＩ速
度補償器の入力量を修正する修正手段とを備えたもので
ある。
【００１１】第４の発明に係わる交流電動機の速度制御
装置は、特許請求の範囲第１、２および３項記載の交流
電動機の速度制御装置において、速度偏差を入力しそれ
が零になるように電流指令を出力するデジタルＰＩ速度
補償器と、前記デジタルＰＩ速度補償器の出力を入力し
所定の制限値以下になるように制限して電流指令を出力
する電流リミッタと、前記デジタルＰＩ速度補償器の出
力と前記電流リミッタの出力との偏差、前記ＰＩ速度補
償器の後段に直列に接続された電流制御系における電流
指令修正器の出力および前記デジタルＰＩ速度補償器の
制御定数とに基づいて前記デジタルＰＩ速度補償器の入
力量を修正する修正手段を備えたものである。
装置は、特許請求の範囲第１、２および３項記載の交流
電動機の速度制御装置において、速度偏差を入力しそれ
が零になるように電流指令を出力するデジタルＰＩ速度
補償器と、前記デジタルＰＩ速度補償器の出力を入力し
所定の制限値以下になるように制限して電流指令を出力
する電流リミッタと、前記デジタルＰＩ速度補償器の出
力と前記電流リミッタの出力との偏差、前記ＰＩ速度補
償器の後段に直列に接続された電流制御系における電流
指令修正器の出力および前記デジタルＰＩ速度補償器の
制御定数とに基づいて前記デジタルＰＩ速度補償器の入
力量を修正する修正手段を備えたものである。
【００１２】
【発明の実施の形態】実施の形態１．第１および第３の
発明に係わる一実施の形態を図１〜図５および（１）式
〜（２０）式を用いて説明する。図１は、誘導電動機の
電流を回転する直交２軸のｄｑ軸座標上で制御するベク
トル制御による速度制御装置の構成である。１は誘導電
動機、２は前記誘導電動機１の回転速度ωｒを検出する
速度検出器、３は電圧指令Ｖｕ* 、Ｖｖ* 、Ｖｗ* に基
づいて前記誘導電動機１に電力を供給するＰＷＭインバ
ータ、４ａ、４ｂ、４ｃは前記誘導電動機の電流ｉｕ、
ｉｖ、ｉｗを検出する電流検出器、５ａは外部より与え
られる速度指令ωｒ* と前記誘導電動機１の速度ωｒと
の偏差ｅｗを出力する減算器、５ｂは前記減算器５ａの
出力ｅｗと後述する速度偏差修正器の出力Δｅとの偏差
ｅｗ′を出力する減算器、６は修正された速度偏差ｅ
ｗ′を入力しそれが零になるようにトルク分電流信号ｉ
ｑｓ′を出力するデジタル速度ＰＩ補償器、７はトルク
分電流ｉｑｓ′を所定の範囲内に制限してトルク分電流
指令ｉｑｓ* を出力する電流リミッタ、５ｃはデジタル
ＰＩ速度補償器６の出力ｉｑｓ′と電流リミッタ７の出
力ｉｑｓ*との偏差Δｉｑを出力する減算器、８は減算
器５ｃの出力Δｉｑを入力し速度偏差の修正信号Δｅｗ
を出力する速度偏差修正器、９は励磁分電流指令ｉｄｓ
* を設定する励磁分電流指令設定器、１０は励磁分電流
指令ｉｄｓ* とトルク分電流指令ｉｑｓ* とに基づいて
滑り角周波数ωｓを演算する滑り周波数演算器、１１は
滑り角周波数ωｓと電動機速度ωｒとを加算しｄｑ軸座
標の回転角速度ωを出力する加算器、１２は前記座標回
転角速度演算器１０の出力を積分してｄｑ軸座標の位相
角θを出力する積分器、１３はｄｑ軸座標の位相角θに
基づいて前記誘導電動機１の電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗをｄ
ｑ軸座標の励磁分電流ｉｄｓとトルク分電流ｉｑｓに分
解して出力する３相２相座標変換器、１４は励磁分電流
ｉｄｓ、トルク分電流ｉｑｓおよびｄｑ軸座標の回転角
速度ωとに基づいて、ｄｑ軸間の軸干渉電圧を排除する
ための補償電圧ｖｄｄｅｃ、ｖｑｄｅｃを出力する非干
渉制御器、１５ａは電流リミッタ７の出力ｉｑｓ* から
後述する電流指令修正器２４の修正量Δｅｉｄを減じて
修正されたトルク分電流指令ｉｑｓｃｍｄを出力する減
算器、１５ｂは修正されたトルク分電流指令ｉｑｓｃｍ
ｄと電流検出値ｉｑｓとの偏差ｅｉｑを出力する減算
器、１６は電流偏差ｅｉｑが零になるようにｑ軸電圧成
分ｖｑｓ′を出力するデジタルＰＩ電流補償器、１７は
ｑ軸電圧成分ｖｑｓ′と非干渉制御器１４の出力電圧ｖ
ｑｄｅｃとを加算する加算器、１８は加算器１７の出力
を所定の範囲内に制限しｑ軸電圧指令ｖｑｓ* を出力す
る電圧リミッタ、１５ｃはデジタルＰＩ電流補償器１６
の出力ｖｑｓ′と電圧リミッタ１８の出力との偏差Δｖ
ｑを出力する減算器、１９は減算器１５ｃの出力Δｖｑ
を入力して電流指令の修正信号Δｅｉｑを出力する電流
指令修正器、２０ａは励磁分電流指令ｉｄｓ* と後述す
る電流指令修正器２４の出力Δｅｉｄを減じて修正され
た励磁分電流指令ｉｄｓｃｍｄを出力する減算器、２０
ｂは修正された励磁分電流指令ｉｄｓｃｍｄと電流検出
値ｉｄｓとの偏差ｅｉｄを出力する減算器、２１は電流
偏差ｅｉｄが零になるようにｄ軸電圧成分ｖｄｓ′を出
力するデジタルＰＩ電流補償器、２２はｄ軸電圧成分ｖ
ｄｓ′に非干渉制御器１４の出力電圧ｖｄｄｅｃを加算
する加算器、２３は前記加算器２２の出力を所定の範囲
内に制限しｄ軸電圧指令ｖｄｓ* を出力する電圧リミッ
タ、２０ｃはデジタルＰＩ電流補償器２１の出力ｖｄ
ｓ′と電圧リミッタ２３の出力との偏差Δｖｄを出力す
る減算器、２４は減算器２０ｃの出力Δｖｄを入力して
電流指令の修正信号Δｅｉｄを出力する電流指令修正
器、２５はｄｑ軸座標の位相角θに基づいてｄ軸電圧指
令ｖｄｓ* とｑ軸電圧指令ｖｑｓ* を３相交流座標上の
電圧指令Ｖｕ* 、Ｖｖ* 、Ｖｗ* に変換して前記ＰＷＭ
インバータ３の電圧指令として出力する２相３相座標変
換器である。
発明に係わる一実施の形態を図１〜図５および（１）式
〜（２０）式を用いて説明する。図１は、誘導電動機の
電流を回転する直交２軸のｄｑ軸座標上で制御するベク
トル制御による速度制御装置の構成である。１は誘導電
動機、２は前記誘導電動機１の回転速度ωｒを検出する
速度検出器、３は電圧指令Ｖｕ* 、Ｖｖ* 、Ｖｗ* に基
づいて前記誘導電動機１に電力を供給するＰＷＭインバ
ータ、４ａ、４ｂ、４ｃは前記誘導電動機の電流ｉｕ、
ｉｖ、ｉｗを検出する電流検出器、５ａは外部より与え
られる速度指令ωｒ* と前記誘導電動機１の速度ωｒと
の偏差ｅｗを出力する減算器、５ｂは前記減算器５ａの
出力ｅｗと後述する速度偏差修正器の出力Δｅとの偏差
ｅｗ′を出力する減算器、６は修正された速度偏差ｅ
ｗ′を入力しそれが零になるようにトルク分電流信号ｉ
ｑｓ′を出力するデジタル速度ＰＩ補償器、７はトルク
分電流ｉｑｓ′を所定の範囲内に制限してトルク分電流
指令ｉｑｓ* を出力する電流リミッタ、５ｃはデジタル
ＰＩ速度補償器６の出力ｉｑｓ′と電流リミッタ７の出
力ｉｑｓ*との偏差Δｉｑを出力する減算器、８は減算
器５ｃの出力Δｉｑを入力し速度偏差の修正信号Δｅｗ
を出力する速度偏差修正器、９は励磁分電流指令ｉｄｓ
* を設定する励磁分電流指令設定器、１０は励磁分電流
指令ｉｄｓ* とトルク分電流指令ｉｑｓ* とに基づいて
滑り角周波数ωｓを演算する滑り周波数演算器、１１は
滑り角周波数ωｓと電動機速度ωｒとを加算しｄｑ軸座
標の回転角速度ωを出力する加算器、１２は前記座標回
転角速度演算器１０の出力を積分してｄｑ軸座標の位相
角θを出力する積分器、１３はｄｑ軸座標の位相角θに
基づいて前記誘導電動機１の電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗをｄ
ｑ軸座標の励磁分電流ｉｄｓとトルク分電流ｉｑｓに分
解して出力する３相２相座標変換器、１４は励磁分電流
ｉｄｓ、トルク分電流ｉｑｓおよびｄｑ軸座標の回転角
速度ωとに基づいて、ｄｑ軸間の軸干渉電圧を排除する
ための補償電圧ｖｄｄｅｃ、ｖｑｄｅｃを出力する非干
渉制御器、１５ａは電流リミッタ７の出力ｉｑｓ* から
後述する電流指令修正器２４の修正量Δｅｉｄを減じて
修正されたトルク分電流指令ｉｑｓｃｍｄを出力する減
算器、１５ｂは修正されたトルク分電流指令ｉｑｓｃｍ
ｄと電流検出値ｉｑｓとの偏差ｅｉｑを出力する減算
器、１６は電流偏差ｅｉｑが零になるようにｑ軸電圧成
分ｖｑｓ′を出力するデジタルＰＩ電流補償器、１７は
ｑ軸電圧成分ｖｑｓ′と非干渉制御器１４の出力電圧ｖ
ｑｄｅｃとを加算する加算器、１８は加算器１７の出力
を所定の範囲内に制限しｑ軸電圧指令ｖｑｓ* を出力す
る電圧リミッタ、１５ｃはデジタルＰＩ電流補償器１６
の出力ｖｑｓ′と電圧リミッタ１８の出力との偏差Δｖ
ｑを出力する減算器、１９は減算器１５ｃの出力Δｖｑ
を入力して電流指令の修正信号Δｅｉｑを出力する電流
指令修正器、２０ａは励磁分電流指令ｉｄｓ* と後述す
る電流指令修正器２４の出力Δｅｉｄを減じて修正され
た励磁分電流指令ｉｄｓｃｍｄを出力する減算器、２０
ｂは修正された励磁分電流指令ｉｄｓｃｍｄと電流検出
値ｉｄｓとの偏差ｅｉｄを出力する減算器、２１は電流
偏差ｅｉｄが零になるようにｄ軸電圧成分ｖｄｓ′を出
力するデジタルＰＩ電流補償器、２２はｄ軸電圧成分ｖ
ｄｓ′に非干渉制御器１４の出力電圧ｖｄｄｅｃを加算
する加算器、２３は前記加算器２２の出力を所定の範囲
内に制限しｄ軸電圧指令ｖｄｓ* を出力する電圧リミッ
タ、２０ｃはデジタルＰＩ電流補償器２１の出力ｖｄ
ｓ′と電圧リミッタ２３の出力との偏差Δｖｄを出力す
る減算器、２４は減算器２０ｃの出力Δｖｄを入力して
電流指令の修正信号Δｅｉｄを出力する電流指令修正
器、２５はｄｑ軸座標の位相角θに基づいてｄ軸電圧指
令ｖｄｓ* とｑ軸電圧指令ｖｑｓ* を３相交流座標上の
電圧指令Ｖｕ* 、Ｖｖ* 、Ｖｗ* に変換して前記ＰＷＭ
インバータ３の電圧指令として出力する２相３相座標変
換器である。
【００１３】ここで、前記電流リミッタ７の出力制限値
ｉｑｍａｘは前記ＰＷＭインバータ３の出力電流容量に
よって決まる。また、前記電圧リミッタ１８および２３
の出力制限値ｖｑｍａｘ、ｖｄｍａｘは前記ＰＷＭイン
バータ３の直流母線電圧Ｖｄｃに応じて設定すればよ
い。滑り周波数演算器１０は、周知のように（１）式に
したがって滑り周波数ωを演算する。
ｉｑｍａｘは前記ＰＷＭインバータ３の出力電流容量に
よって決まる。また、前記電圧リミッタ１８および２３
の出力制限値ｖｑｍａｘ、ｖｄｍａｘは前記ＰＷＭイン
バータ３の直流母線電圧Ｖｄｃに応じて設定すればよ
い。滑り周波数演算器１０は、周知のように（１）式に
したがって滑り周波数ωを演算する。
【００１４】
【数１】
【００１５】また、非干渉制御器１４の出力電圧ｖｄｄ
ｅｃ、ｖｑｄｅｃは（２）式および（３）式によって計
算される。
ｅｃ、ｖｑｄｅｃは（２）式および（３）式によって計
算される。
【００１６】
【数２】
【００１７】
【数３】
【００１８】ただし、Ｒｒ、Ｌｓ、Ｌｒ、Ｍおよびσは
それぞれ誘導電動機１の２次抵抗、１次側自己インダク
タンス、２次側自己インダクタンス、相互インダクタン
ス、および漏れ係数である。
それぞれ誘導電動機１の２次抵抗、１次側自己インダク
タンス、２次側自己インダクタンス、相互インダクタン
ス、および漏れ係数である。
【００１９】次に図１〜図３および（４）式〜（９）式
を用いてデジタル速度制御手段の動作を詳細に説明す
る。まず、デジタルＰＩ速度補償器６において、あるサ
ンプリング時点での修正前の速度偏差入力をｅｗ
（ｋ）、操作量すなわち出力をｉｑｓ′（ｋ）、積分器
の状態量をｘｗ（ｋ）とすると、デジタルＰＩ速度補償
器６の離散系の状態方程式および出力方程式はそれぞれ
（４）式、（５）式で表され、そのブロック線図は図２
となる。
を用いてデジタル速度制御手段の動作を詳細に説明す
る。まず、デジタルＰＩ速度補償器６において、あるサ
ンプリング時点での修正前の速度偏差入力をｅｗ
（ｋ）、操作量すなわち出力をｉｑｓ′（ｋ）、積分器
の状態量をｘｗ（ｋ）とすると、デジタルＰＩ速度補償
器６の離散系の状態方程式および出力方程式はそれぞれ
（４）式、（５）式で表され、そのブロック線図は図２
となる。
【００２０】
【数４】
【００２１】
【数５】
【００２２】ここでｄｗが比例ゲインに相当し、積分ゲ
インは係数行列ｃｗの中に含まれる。また、速度偏差入
力ｅｗ（ｋ）は速度偏差修正器８の出力による修正前の
値でありｅｗ（ｋ）＝ωｒ* （ｋ）−ωｒ（ｋ）であ
る。
インは係数行列ｃｗの中に含まれる。また、速度偏差入
力ｅｗ（ｋ）は速度偏差修正器８の出力による修正前の
値でありｅｗ（ｋ）＝ωｒ* （ｋ）−ωｒ（ｋ）であ
る。
【００２３】ここで、電流リミッタ７の制限値を±ｉｑ
ｍａｘとすると、操作量飽和によるワインドアップ現象
が生じるのは修正前の速度偏差入力ｅｗ（ｋ）に対して
（４）式、（５）式で計算した操作量ｉｑｓ′（ｋ）が
リミッタ値ｉｑｍａｘを越える場合である。ｉｑｓ′
（ｋ）が制限値ｉｑｍａｘを越えないようにするには、
（５）式のｅｗ（ｋ）の代わりに速度偏差修正器８の出
力Δｅｗ（ｋ）によって修正された速度偏差入力ｅｗ′
（ｋ）＝ｅｗ（ｋ）−Δｅｗ（ｋ）を代入して求めたｉ
ｑｓ′（ｋ）が、電流リミッタ７の制限値ｉｑｍａｘに
等しくなる必要がある。そこでｉｑｓ′（ｋ）＝ｉｑｍ
ａｘとなるような修正量Δｅｗ（ｋ）を求める。
ｍａｘとすると、操作量飽和によるワインドアップ現象
が生じるのは修正前の速度偏差入力ｅｗ（ｋ）に対して
（４）式、（５）式で計算した操作量ｉｑｓ′（ｋ）が
リミッタ値ｉｑｍａｘを越える場合である。ｉｑｓ′
（ｋ）が制限値ｉｑｍａｘを越えないようにするには、
（５）式のｅｗ（ｋ）の代わりに速度偏差修正器８の出
力Δｅｗ（ｋ）によって修正された速度偏差入力ｅｗ′
（ｋ）＝ｅｗ（ｋ）−Δｅｗ（ｋ）を代入して求めたｉ
ｑｓ′（ｋ）が、電流リミッタ７の制限値ｉｑｍａｘに
等しくなる必要がある。そこでｉｑｓ′（ｋ）＝ｉｑｍ
ａｘとなるような修正量Δｅｗ（ｋ）を求める。
【００２４】修正前の速度偏差入力ｅｗ（ｋ）を使って
計算したデジタルＰＩ速度補償器６の出力ｉｑｓ′
（ｋ）と電流リミッタ７の制限値ｉｑｍａｘとの偏差す
なわちΔｉｑ（ｋ）＝ｉｑｓ′（ｋ）−ｉｑｍａｘを差
し引いたものがｉｑｍａｘに等しいので、（６）式の関
係が成り立つ。
計算したデジタルＰＩ速度補償器６の出力ｉｑｓ′
（ｋ）と電流リミッタ７の制限値ｉｑｍａｘとの偏差す
なわちΔｉｑ（ｋ）＝ｉｑｓ′（ｋ）−ｉｑｍａｘを差
し引いたものがｉｑｍａｘに等しいので、（６）式の関
係が成り立つ。
【００２５】
【数６】
【００２６】一方修正された速度偏差入力ｅｗ′（ｋ）
を使って計算した出力ｉｑｓ′（ｋ）はｉｑｍａｘに等
しいので、（７）式が成り立つ。
を使って計算した出力ｉｑｓ′（ｋ）はｉｑｍａｘに等
しいので、（７）式が成り立つ。
【００２７】
【数７】
【００２８】ここで、（７）式と（６）式を比較すると
速度偏差の修正量Δｅｗ（ｋ）は（８）式で求まる。
速度偏差の修正量Δｅｗ（ｋ）は（８）式で求まる。
【００２９】
【数８】
【００３０】図３に（８）式に基づいた速度偏差修正器
７の一構成例を示す。同図において８０は電流偏差Δｉ
ｑ（ｋ）にデジタルＰＩ速度補償器６の比例ゲインｄｗ
の逆数を乗じて速度偏差の修正量Δｅｗ（ｋ）を出力す
る係数器である。
７の一構成例を示す。同図において８０は電流偏差Δｉ
ｑ（ｋ）にデジタルＰＩ速度補償器６の比例ゲインｄｗ
の逆数を乗じて速度偏差の修正量Δｅｗ（ｋ）を出力す
る係数器である。
【００３１】なお、デジタルＰＩ速度補償器６の状態量
と出力の整合性をとるために、修正されたｅｗ′（ｋ）
を用いて状態量ｘｗ′（ｋ＋１）を（９）式で再度計算
し、次回サンプリング時点で使用する。
と出力の整合性をとるために、修正されたｅｗ′（ｋ）
を用いて状態量ｘｗ′（ｋ＋１）を（９）式で再度計算
し、次回サンプリング時点で使用する。
【００３２】
【数９】
【００３３】以上計算手順を整理すると次のようにな
る。 （ステップ１）修正前の速度偏差ｅｗ（ｋ）＝ωｒ*
（ｋ）−ωｒ（ｋ）を求める。 （ステップ２）ｅｗ（ｋ）を（４）式、（５）式に代入
して状態量ｘｗ（ｋ＋１）および出力ｉｑｓ′（ｋ）を
求める。 （ステップ３）ｉｑｓ′（ｋ）を電流リミッタ７に入力
して電流指令ｉｑｓ* （ｋ）を求める。 （ステップ４）速度偏差修正器８の今回出力値Δｅｗ
（ｋ）を（８）式で求める。 （ステップ５）修正された速度偏差ｅｗ′（ｋ）＝ｅｗ
（ｋ）−Δｅｗ（ｋ）を求める。 （ステップ６）ｅｗ′（ｋ）を（９）式に代入してＰＩ
速度補償器６の出力ｉｑｓ′（ｋ）がｉｑｍａｘとなる
ような状態量ｘ′（ｋ＋１）を再度計算し次のサンプル
点で使用する。
る。 （ステップ１）修正前の速度偏差ｅｗ（ｋ）＝ωｒ*
（ｋ）−ωｒ（ｋ）を求める。 （ステップ２）ｅｗ（ｋ）を（４）式、（５）式に代入
して状態量ｘｗ（ｋ＋１）および出力ｉｑｓ′（ｋ）を
求める。 （ステップ３）ｉｑｓ′（ｋ）を電流リミッタ７に入力
して電流指令ｉｑｓ* （ｋ）を求める。 （ステップ４）速度偏差修正器８の今回出力値Δｅｗ
（ｋ）を（８）式で求める。 （ステップ５）修正された速度偏差ｅｗ′（ｋ）＝ｅｗ
（ｋ）−Δｅｗ（ｋ）を求める。 （ステップ６）ｅｗ′（ｋ）を（９）式に代入してＰＩ
速度補償器６の出力ｉｑｓ′（ｋ）がｉｑｍａｘとなる
ような状態量ｘ′（ｋ＋１）を再度計算し次のサンプル
点で使用する。
【００３４】次にデジタル電流制御手段の動作を詳細に
説明する。はじめに図１、図４と（１０）式〜（１７）
式を用いてｑ軸電流（トルク分電流）制御系の動作につ
いて説明する。まず、図１のトルク分電流を制御するデ
ジタルＰＩ電流補償器１６において、あるサンプリング
時点での入力をｅｉｑ（ｋ）、その操作量すなわち出力
をｖｑｓ′（ｋ）、積分器の状態量をｘｉｑ（ｋ）とす
ると、デジタルＰＩ電流補償器１６の離散系の状態方程
式および出力方程式はそれぞれ（１０）式、（１１）式
で表される。
説明する。はじめに図１、図４と（１０）式〜（１７）
式を用いてｑ軸電流（トルク分電流）制御系の動作につ
いて説明する。まず、図１のトルク分電流を制御するデ
ジタルＰＩ電流補償器１６において、あるサンプリング
時点での入力をｅｉｑ（ｋ）、その操作量すなわち出力
をｖｑｓ′（ｋ）、積分器の状態量をｘｉｑ（ｋ）とす
ると、デジタルＰＩ電流補償器１６の離散系の状態方程
式および出力方程式はそれぞれ（１０）式、（１１）式
で表される。
【００３５】
【数１０】
【００３６】
【数１１】
【００３７】ここで、ｄｉｑが比例ゲインに相当し、積
分ゲインは係数行列ｃｉｑの中に含まれる。また電流偏
差入力ｅｉｑ（ｋ）はｉｑｓ* （ｋ）を電流指令修正器
１９で修正する前の値であり、ｅｉｑ（ｋ）＝ｉｑｓ*
（ｋ）−ｉｑｓ（ｋ）である。（１０）式、（１１）式
を表すブロック線図は、図２のデジタルＰＩ速度補償器
６の場合と同様な構造となるので省略する。
分ゲインは係数行列ｃｉｑの中に含まれる。また電流偏
差入力ｅｉｑ（ｋ）はｉｑｓ* （ｋ）を電流指令修正器
１９で修正する前の値であり、ｅｉｑ（ｋ）＝ｉｑｓ*
（ｋ）−ｉｑｓ（ｋ）である。（１０）式、（１１）式
を表すブロック線図は、図２のデジタルＰＩ速度補償器
６の場合と同様な構造となるので省略する。
【００３８】電圧リミッタ１８の入力ｖｑｓ（ｋ）は、
ｅｉｑ（ｋ）＝ｉｑｓ* （ｋ）−ｉｑｓ（ｋ）、ω
（ｋ）＝ωｒ（ｋ）＋ωｓ（ｋ）、（１）式、（３）式
および（１１）式の関係より（１２）式で表される。
ｅｉｑ（ｋ）＝ｉｑｓ* （ｋ）−ｉｑｓ（ｋ）、ω
（ｋ）＝ωｒ（ｋ）＋ωｓ（ｋ）、（１）式、（３）式
および（１１）式の関係より（１２）式で表される。
【００３９】
【数１２】
【００４０】ただし、
【００４１】
【数１３】
【００４２】ここで、電圧リミッタ１８の制限値を±ｖ
ｑｍａｘとすると、操作量飽和によるワインドアップ現
象が生じるのは電流偏差入力ｅｉｑ（ｋ）に対して（１
１）式〜（１２）式で計算したｖｑｓ（ｋ）が制限値ｖ
ｑｍａｘを越える場合である。ｖｑｓ（ｋ）がｖｑｍａ
ｘを越えないようにするには、（１２）式のｉｑｓ*
（ｋ）の代わりに電流指令修正器１９の出力Δｅｉｑ
（ｋ）によって修正された電流指令ｉｑｓｃｍｄ（ｋ）
＝ｉｑｓ* （ｋ）−Δｅｉｑ（ｋ）を代入して求めたｖ
ｑｓ（ｋ）が、制限値ｖｑｍａｘに等しくなる必要があ
る。そこで、ｖｑｓ（ｋ）＝ｖｑｍａｘとなるような修
正量Δｅｉｑ（ｋ）を求める。
ｑｍａｘとすると、操作量飽和によるワインドアップ現
象が生じるのは電流偏差入力ｅｉｑ（ｋ）に対して（１
１）式〜（１２）式で計算したｖｑｓ（ｋ）が制限値ｖ
ｑｍａｘを越える場合である。ｖｑｓ（ｋ）がｖｑｍａ
ｘを越えないようにするには、（１２）式のｉｑｓ*
（ｋ）の代わりに電流指令修正器１９の出力Δｅｉｑ
（ｋ）によって修正された電流指令ｉｑｓｃｍｄ（ｋ）
＝ｉｑｓ* （ｋ）−Δｅｉｑ（ｋ）を代入して求めたｖ
ｑｓ（ｋ）が、制限値ｖｑｍａｘに等しくなる必要があ
る。そこで、ｖｑｓ（ｋ）＝ｖｑｍａｘとなるような修
正量Δｅｉｑ（ｋ）を求める。
【００４３】まず、修正前の指令ｉｑｓ* （ｋ）を使っ
て計算したｖｑｓ（ｋ）と電圧リミッタ１８の制限値ｖ
ｑｍａｘとの偏差すなわちΔｖｑ（ｋ）＝ｖｑｓ（ｋ）
−ｖｑｍａｘをｖｑｓ（ｋ）から差し引いたものがｖｑ
ｍａｘに等しいので、（１４）式の関係が成り立つ。
て計算したｖｑｓ（ｋ）と電圧リミッタ１８の制限値ｖ
ｑｍａｘとの偏差すなわちΔｖｑ（ｋ）＝ｖｑｓ（ｋ）
−ｖｑｍａｘをｖｑｓ（ｋ）から差し引いたものがｖｑ
ｍａｘに等しいので、（１４）式の関係が成り立つ。
【００４４】
【数１４】
【００４５】一方修正された指令ｉｑｓｃｍｄ（ｋ）＝
ｉｑｓ* （ｋ）−Δｅｉｑ（ｋ）をを用いて計算したｖ
ｑｓ（ｋ）はｖｑｍａｘに等しいので（１５）式が成り
立つ。
ｉｑｓ* （ｋ）−Δｅｉｑ（ｋ）をを用いて計算したｖ
ｑｓ（ｋ）はｖｑｍａｘに等しいので（１５）式が成り
立つ。
【００４６】
【数１５】
【００４７】ここで、（１５）式と（１４）式を比較す
ると電流指令の修正量Δｅｉｑ（ｋ）が（１６）式のよ
うに求まる。
ると電流指令の修正量Δｅｉｑ（ｋ）が（１６）式のよ
うに求まる。
【００４８】
【数１６】
【００４９】図４に（１６）式に基づいた電流指令修正
器１９の一構成例を示す。同図において１９０は電圧偏
差Δｖｑ（ｋ）にデジタルＰＩ電流補償器１６の比例ゲ
インｄｉｑの逆数を乗じて電流指令の修正量Δｅｉｑ
（ｋ）を出力する係数器である。
器１９の一構成例を示す。同図において１９０は電圧偏
差Δｖｑ（ｋ）にデジタルＰＩ電流補償器１６の比例ゲ
インｄｉｑの逆数を乗じて電流指令の修正量Δｅｉｑ
（ｋ）を出力する係数器である。
【００５０】なお、デジタルＰＩ電流補償器１６の状態
量ｘｉｑ（ｋ）と出力ｖｑｓ′（ｋ）との整合性をとる
ために、修正された電流指令ｉｑｓｃｍｄ（ｋ）を用い
てｖｑｓ′（ｋ）＝ｖｑｍａｘとなるような状態量ｘｉ
ｑ′（ｋ＋１）を（１７）式で再度計算し、次のサンプ
リング点で使用する。
量ｘｉｑ（ｋ）と出力ｖｑｓ′（ｋ）との整合性をとる
ために、修正された電流指令ｉｑｓｃｍｄ（ｋ）を用い
てｖｑｓ′（ｋ）＝ｖｑｍａｘとなるような状態量ｘｉ
ｑ′（ｋ＋１）を（１７）式で再度計算し、次のサンプ
リング点で使用する。
【００５１】
【数１７】
【００５２】以上の計算手順を整理すると次のようにな
る。 （ステップ１）修正前の電流偏差ｅｉｑ（ｋ）＝ｉｑｓ
* （ｋ）−ｉｑｓ（ｋ）を求める。 （ステップ２）ｅｉｑ（ｋ）を（１０）式、（１１）式
に代入して状態量ｘｉｑ（ｋ＋１）および出力ｖｑｓ′
（ｋ）を求める。 （ステップ３）非干渉制御器１４の補償電圧ｖｑｄｅｃ
（ｋ）をｖｑｓ′（ｋ）に加算した電圧ｖｑｓ（ｋ）を
（１２）式、（１３）式で求める。 （ステップ４）ｖｑｓ（ｋ）を電圧リミッタ１８に入力
して電圧指令ｖｑｓ* （ｋ）を求める。 （ステップ５）電流指令の修正値Δｅｉｑ（ｋ）を（１
３）式、（１６）式で求める。 （ステップ６）修正されたトルク分電流指令ｉｑｓｃｍ
ｄ（ｋ）＝ｉｑｓ* （ｋ）−Δｅｉｑ（ｋ）を求める。 （ステップ７）ｉｑｓｃｍｄ（ｋ）を（１７）式に代入
してｖｑｓ（ｋ）がｖｑｍａｘとなるような状態量ｘｉ
ｑ（ｋ＋１）を再度計算し次のサンプル点で使用する。
る。 （ステップ１）修正前の電流偏差ｅｉｑ（ｋ）＝ｉｑｓ
* （ｋ）−ｉｑｓ（ｋ）を求める。 （ステップ２）ｅｉｑ（ｋ）を（１０）式、（１１）式
に代入して状態量ｘｉｑ（ｋ＋１）および出力ｖｑｓ′
（ｋ）を求める。 （ステップ３）非干渉制御器１４の補償電圧ｖｑｄｅｃ
（ｋ）をｖｑｓ′（ｋ）に加算した電圧ｖｑｓ（ｋ）を
（１２）式、（１３）式で求める。 （ステップ４）ｖｑｓ（ｋ）を電圧リミッタ１８に入力
して電圧指令ｖｑｓ* （ｋ）を求める。 （ステップ５）電流指令の修正値Δｅｉｑ（ｋ）を（１
３）式、（１６）式で求める。 （ステップ６）修正されたトルク分電流指令ｉｑｓｃｍ
ｄ（ｋ）＝ｉｑｓ* （ｋ）−Δｅｉｑ（ｋ）を求める。 （ステップ７）ｉｑｓｃｍｄ（ｋ）を（１７）式に代入
してｖｑｓ（ｋ）がｖｑｍａｘとなるような状態量ｘｉ
ｑ（ｋ＋１）を再度計算し次のサンプル点で使用する。
【００５３】次に励磁分電流ｉｄｓの制御系の動作につ
いて図１、図５と（１８）式〜（２０）式を用いて説明
する。図１のデジタルＰＩ電流補償器２１において、あ
るサンプリング時点での入力をｅｉｄ（ｋ）、その操作
量すなわち出力をｖｄ′（ｋ）、積分器の状態量をｘｉ
ｄ（ｋ）とすると、デジタルＰＩ電流補償器２１の離散
系の状態方程式および出力方程式はそれぞれ（１８）
式、（１９）式で表される。
いて図１、図５と（１８）式〜（２０）式を用いて説明
する。図１のデジタルＰＩ電流補償器２１において、あ
るサンプリング時点での入力をｅｉｄ（ｋ）、その操作
量すなわち出力をｖｄ′（ｋ）、積分器の状態量をｘｉ
ｄ（ｋ）とすると、デジタルＰＩ電流補償器２１の離散
系の状態方程式および出力方程式はそれぞれ（１８）
式、（１９）式で表される。
【００５４】
【数１８】
【００５５】
【数１９】
【００５６】ここで、ｄｉｄが比例ゲインに相当し、積
分ゲインは係数行列ｃｉｄの中に含まれる。また電流偏
差入力ｅｉｄ（ｋ）はｉｄｓ* （ｋ）を電流指令修正器
２４で修正する前の値であり、ｅｉｄ（ｋ）＝ｉｄｓ*
（ｋ）−ｉｄｓ（ｋ）である。（１８）式、（１９）式
を表すブロック線図は、図２のデジタルＰＩ速度補償器
６の場合と同様な構造となるので省略する。
分ゲインは係数行列ｃｉｄの中に含まれる。また電流偏
差入力ｅｉｄ（ｋ）はｉｄｓ* （ｋ）を電流指令修正器
２４で修正する前の値であり、ｅｉｄ（ｋ）＝ｉｄｓ*
（ｋ）−ｉｄｓ（ｋ）である。（１８）式、（１９）式
を表すブロック線図は、図２のデジタルＰＩ速度補償器
６の場合と同様な構造となるので省略する。
【００５７】電圧リミッタ２３の入力ｖｄｓ（ｋ）は
（２０）式で表される。
（２０）式で表される。
【００５８】
【数２０】
【００５９】ここで、電圧リミッタ２３の制限値を±ｖ
ｄｍａｘとすると、操作量飽和によるワインドアップ現
象が生じるのは電流偏差入力ｅｉｄ（ｋ）に対して（１
８）式〜（２０）式で計算したｖｄｓ（ｋ）が制限値ｖ
ｄｍａｘを越える場合である。ｖｄｓ（ｋ）がｖｄｍａ
ｘを越えないようにするには、（２０）式のｉｄｓ
*（ｋ）の代わりに電流指令修正器２４の出力Δｅｉｄ
（ｋ）によって修正された電流指令ｉｄｓｃｍｄ（ｋ）
＝ｉｄｓ* （ｋ）−Δｅｉｄ（ｋ）を代入して求めたｖ
ｑｓ（ｋ）が、制限値ｖｄｍａｘに等しくなる必要があ
る。そこで、ｖｄｓ（ｋ）＝ｖｄｍａｘとなるような修
正量Δｅｉｄ（ｋ）を求める。
ｄｍａｘとすると、操作量飽和によるワインドアップ現
象が生じるのは電流偏差入力ｅｉｄ（ｋ）に対して（１
８）式〜（２０）式で計算したｖｄｓ（ｋ）が制限値ｖ
ｄｍａｘを越える場合である。ｖｄｓ（ｋ）がｖｄｍａ
ｘを越えないようにするには、（２０）式のｉｄｓ
*（ｋ）の代わりに電流指令修正器２４の出力Δｅｉｄ
（ｋ）によって修正された電流指令ｉｄｓｃｍｄ（ｋ）
＝ｉｄｓ* （ｋ）−Δｅｉｄ（ｋ）を代入して求めたｖ
ｑｓ（ｋ）が、制限値ｖｄｍａｘに等しくなる必要があ
る。そこで、ｖｄｓ（ｋ）＝ｖｄｍａｘとなるような修
正量Δｅｉｄ（ｋ）を求める。
【００６０】まず、修正前の指令ｉｄｓ* （ｋ）で計算
したｖｄｓ（ｋ）と制限値ｖｄｍａｘとの差Δｖｄ
（ｋ）＝ｖｄｓ（ｋ）−ｖｄｍａｘをｖｄｓ（ｋ）から
差し引いたものがｖｄｍａｘに等しくなるので、（２
１）式の関係が成り立つ。
したｖｄｓ（ｋ）と制限値ｖｄｍａｘとの差Δｖｄ
（ｋ）＝ｖｄｓ（ｋ）−ｖｄｍａｘをｖｄｓ（ｋ）から
差し引いたものがｖｄｍａｘに等しくなるので、（２
１）式の関係が成り立つ。
【００６１】
【数２１】
【００６２】一方修正された指令ｉｄｓｃｍｄ（ｋ）＝
ｉｄｓ* （ｋ）−Δｅｉｄ（ｋ）を用いて計算したｖｄ
ｓ（ｋ）はｖｄｍａｘに等しくなるので（２２）式が成
り立つ。
ｉｄｓ* （ｋ）−Δｅｉｄ（ｋ）を用いて計算したｖｄ
ｓ（ｋ）はｖｄｍａｘに等しくなるので（２２）式が成
り立つ。
【００６３】
【数２２】
【００６４】ここで、（２１）式と（２２）式を比較す
ると電流指令の修正量Δｅｉｄ（ｋ）が（２３）式のよ
うに求まる。
ると電流指令の修正量Δｅｉｄ（ｋ）が（２３）式のよ
うに求まる。
【００６５】
【数２３】
【００６６】（２３）式より電流指令修正器２４は図５
のように構成すればよいことがわかる。同図において２
４０はｖｄｓ（ｋ）と電圧リミッタ２３の出力ｖｄｓ*
（ｋ）との偏差Δｖｑｓを出力する減算器、２４１はΔ
ｖｄｓにデジタルＰＩ電流補償器２１の比例ゲインｄｉ
ｄの逆数を乗じて電流指令の修正量Δｅｉｄ（ｋ）を出
力する係数器である。
のように構成すればよいことがわかる。同図において２
４０はｖｄｓ（ｋ）と電圧リミッタ２３の出力ｖｄｓ*
（ｋ）との偏差Δｖｑｓを出力する減算器、２４１はΔ
ｖｄｓにデジタルＰＩ電流補償器２１の比例ゲインｄｉ
ｄの逆数を乗じて電流指令の修正量Δｅｉｄ（ｋ）を出
力する係数器である。
【００６７】なお、デジタルＰＩ電流補償器２１の状態
量ｘｉｄ（ｋ）と出力ｖｄｓ′（ｋ）との整合性をとる
ために、修正された電流指令ｉｄｓｃｍｄ（ｋ）を用い
てｖｄｓ′（ｋ）＝ｖｄｍａｘとなるような状態量ｘｉ
ｄ′（ｋ＋１）を（２４）式で再度計算し、次回サンプ
リング時点で使用する。
量ｘｉｄ（ｋ）と出力ｖｄｓ′（ｋ）との整合性をとる
ために、修正された電流指令ｉｄｓｃｍｄ（ｋ）を用い
てｖｄｓ′（ｋ）＝ｖｄｍａｘとなるような状態量ｘｉ
ｄ′（ｋ＋１）を（２４）式で再度計算し、次回サンプ
リング時点で使用する。
【００６８】
【数２４】
【００６９】以上の計算手順を整理すると次のようにな
る。 （ステップ１）修正前の電流偏差ｅｉｄ（ｋ）＝ｉｄｓ
* （ｋ）−ｉｄｓ（ｋ）を求める。 （ステップ２）ｅｉｄ（ｋ）を（１８）式、（１９）式
に代入して状態量ｘｉｄ（ｋ＋１）および出力ｖｄｓ′
（ｋ）を求める。 （ステップ３）非干渉制御器１４の補償電圧ｖｄｄｅｃ
（ｋ）をｖｄｓ′（ｋ）に加算した電圧ｖｄｓ（ｋ）を
（２０）式で求める。 （ステップ４）ｖｄｓ（ｋ）を電圧リミッタ２３に入力
して電圧指令ｖｄｓ* （ｋ）を求める。 （ステップ５）電流指令の修正値のΔｅｉｄ（ｋ）を
（２３）式で求める。 （ステップ６）修正された励磁分電流指令ｉｄｓｃｍｄ
（ｋ）＝ｉｄｓ* （ｋ）−Δｅｉｄ（ｋ）を求める。 （ステップ７）ｉｄｓｃｍｄ（ｋ）を（２４）式に代入
してｖｄｓ（ｋ）がｖｄｍａｘとなるような状態量ｘｉ
ｄ（ｋ＋１）を再度計算し次のサンプル点で使用する。
る。 （ステップ１）修正前の電流偏差ｅｉｄ（ｋ）＝ｉｄｓ
* （ｋ）−ｉｄｓ（ｋ）を求める。 （ステップ２）ｅｉｄ（ｋ）を（１８）式、（１９）式
に代入して状態量ｘｉｄ（ｋ＋１）および出力ｖｄｓ′
（ｋ）を求める。 （ステップ３）非干渉制御器１４の補償電圧ｖｄｄｅｃ
（ｋ）をｖｄｓ′（ｋ）に加算した電圧ｖｄｓ（ｋ）を
（２０）式で求める。 （ステップ４）ｖｄｓ（ｋ）を電圧リミッタ２３に入力
して電圧指令ｖｄｓ* （ｋ）を求める。 （ステップ５）電流指令の修正値のΔｅｉｄ（ｋ）を
（２３）式で求める。 （ステップ６）修正された励磁分電流指令ｉｄｓｃｍｄ
（ｋ）＝ｉｄｓ* （ｋ）−Δｅｉｄ（ｋ）を求める。 （ステップ７）ｉｄｓｃｍｄ（ｋ）を（２４）式に代入
してｖｄｓ（ｋ）がｖｄｍａｘとなるような状態量ｘｉ
ｄ（ｋ＋１）を再度計算し次のサンプル点で使用する。
【００７０】実施の形態２．第２および第３の発明に係
わる一実施の形態を図６、図７を用いて説明する。図
中、前述の第１および第４の発明に係わる実施の形態と
同じ符号で示された物はそれと同一もしくは同等なもの
を示す。図６において２６ａ〜２６ｃは、２相３相座標
変換器２５の出力である３相交流電圧指令Ｖｕ′、Ｖ
ｖ′、Ｖｗ′をそれぞれ所定の範囲内に制限してＶｕ
* 、Ｖｖ* 、Ｖｗ* を出力する電圧リミッタ、３８ａ〜
３８ｃは電圧リミッタ２６ａ〜２６ｃの入力Ｖｕ′、Ｖ
ｖ′、Ｖｗ′とその出力Ｖｕ* 、Ｖｖ* 、Ｖｗ* との偏
差ΔＶｕ、ΔＶｖ、ΔＶｗをそれぞれ出力する減算器、
３９は３相交流座標上の電圧偏差ΔＶｕ、ΔＶｖ、ΔＶ
ｗをｄｑ軸座標上の電圧偏差成分Δｖｄ、Δｖｑに変換
する３相２相座標変換器、３３および３４は電圧偏差成
分Δｖｑ、Δｖｄをそれぞれ入力して電流指令ｉｄｓ
* 、ｉｑｓ* の修正信号Δｅｉｑ、Δｅｉｄをそれぞれ
出力する電流指令修正器である。
わる一実施の形態を図６、図７を用いて説明する。図
中、前述の第１および第４の発明に係わる実施の形態と
同じ符号で示された物はそれと同一もしくは同等なもの
を示す。図６において２６ａ〜２６ｃは、２相３相座標
変換器２５の出力である３相交流電圧指令Ｖｕ′、Ｖ
ｖ′、Ｖｗ′をそれぞれ所定の範囲内に制限してＶｕ
* 、Ｖｖ* 、Ｖｗ* を出力する電圧リミッタ、３８ａ〜
３８ｃは電圧リミッタ２６ａ〜２６ｃの入力Ｖｕ′、Ｖ
ｖ′、Ｖｗ′とその出力Ｖｕ* 、Ｖｖ* 、Ｖｗ* との偏
差ΔＶｕ、ΔＶｖ、ΔＶｗをそれぞれ出力する減算器、
３９は３相交流座標上の電圧偏差ΔＶｕ、ΔＶｖ、ΔＶ
ｗをｄｑ軸座標上の電圧偏差成分Δｖｄ、Δｖｑに変換
する３相２相座標変換器、３３および３４は電圧偏差成
分Δｖｑ、Δｖｄをそれぞれ入力して電流指令ｉｄｓ
* 、ｉｑｓ* の修正信号Δｅｉｑ、Δｅｉｄをそれぞれ
出力する電流指令修正器である。
【００７１】図７は、角速度ωで回転するｄｑ座標軸上
の電圧指令ｖｄｓ* （ｋ）、ｖｑｓ* （ｋ）を静止した
３相交流座標上に変換したＶｕ′（ｋ）、Ｖｖ′
（ｋ）、Ｖｗ′（ｋ）と電圧リミッタ２６ａ〜２６ｃの
出力Ｖｕ* （ｋ）、Ｖｖ* （ｋ）、Ｖｗ* （ｋ）との関
係を表したものである。ｖｄｓ* （ｋ）とｖｑｓ*
（ｋ）の合成電圧ベクトルＶｄｑ（ｋ）を３相交流座標
上へそれぞれ写像したものがＶｕ′（ｋ）、Ｖｖ′
（ｋ）、Ｖｗ′（ｋ）となる。ここで、電圧リミッタ２
６ａ〜２６ｃの制限値を±Ｖｐｍａｘとおくと、Ｖｕ′
（ｋ）、Ｖｖ′（ｋ）、Ｖｗ′（ｋ）は電圧リミッタ２
６ａ〜２６ｃによって制限を受けＶｕ* （ｋ）、Ｖｖ*
（ｋ）、Ｖｗ* （ｋ）となる。同図では、Ｖｕ′
（ｋ）、Ｖｖ′（ｋ）、Ｖｗ′（ｋ）がそれぞれΔＶ
ｕ、ΔＶｖ、ΔＶｗだけ小さく修正されている。これら
ΔＶｕ、ΔＶｖ、ΔＶｗは電圧リミッタの入出力間の偏
差であり減算器３８ａ〜３８ｃの出力となっている。３
相交流電圧の修正量ΔＶｕ、ΔＶｖ、ΔＶｗを３相２相
座標変換器３９でｄｑ軸座標上に変換するとΔｖｄ
（ｋ）、Δｖｑ（ｋ）となる。
の電圧指令ｖｄｓ* （ｋ）、ｖｑｓ* （ｋ）を静止した
３相交流座標上に変換したＶｕ′（ｋ）、Ｖｖ′
（ｋ）、Ｖｗ′（ｋ）と電圧リミッタ２６ａ〜２６ｃの
出力Ｖｕ* （ｋ）、Ｖｖ* （ｋ）、Ｖｗ* （ｋ）との関
係を表したものである。ｖｄｓ* （ｋ）とｖｑｓ*
（ｋ）の合成電圧ベクトルＶｄｑ（ｋ）を３相交流座標
上へそれぞれ写像したものがＶｕ′（ｋ）、Ｖｖ′
（ｋ）、Ｖｗ′（ｋ）となる。ここで、電圧リミッタ２
６ａ〜２６ｃの制限値を±Ｖｐｍａｘとおくと、Ｖｕ′
（ｋ）、Ｖｖ′（ｋ）、Ｖｗ′（ｋ）は電圧リミッタ２
６ａ〜２６ｃによって制限を受けＶｕ* （ｋ）、Ｖｖ*
（ｋ）、Ｖｗ* （ｋ）となる。同図では、Ｖｕ′
（ｋ）、Ｖｖ′（ｋ）、Ｖｗ′（ｋ）がそれぞれΔＶ
ｕ、ΔＶｖ、ΔＶｗだけ小さく修正されている。これら
ΔＶｕ、ΔＶｖ、ΔＶｗは電圧リミッタの入出力間の偏
差であり減算器３８ａ〜３８ｃの出力となっている。３
相交流電圧の修正量ΔＶｕ、ΔＶｖ、ΔＶｗを３相２相
座標変換器３９でｄｑ軸座標上に変換するとΔｖｄ
（ｋ）、Δｖｑ（ｋ）となる。
【００７２】したがって、ｖｄｓ* （ｋ）、ｖｑｓ*
（ｋ）をそれぞれΔｖｄ（ｋ）、Δｖｑ（ｋ）だけ小さ
くするような電流指令の修正量Δｅｉｄ（ｋ）、Δｅｉ
ｑ（ｋ）およびデジタルＰＩ電流補償器の状態量を計算
できればｖｄｓ* （ｋ）およびｖｑｓ* （ｋ）を３相交
流座標上に変換した電圧指令Ｖｕ′（ｋ）、Ｖｖ′
（ｋ）、Ｖｗ′（ｋ）はそれぞれΔＶｕ、ΔＶｖ、ΔＶ
ｗだけ修正されちょうど電圧リミッタ２６ａ〜２６ｃの
制限値に等しくなることがわかる。ところで、ｖｄｓ*
（ｋ）、ｖｑｓ* （ｋ）をそれぞれΔｖｄ（ｋ）、Δｖ
ｑ（ｋ）だけ小さくするような電流指令の修正量Δｅｉ
ｄ（ｋ）、Δｅｉｑ（ｋ）とデジタルＰＩ電流補償器の
状態量の具体的な計算方法であるが、それらは前述の第
１および第４の発明の実施の形態の中で詳細に説明した
方法と同一ものでよいことは明らかなのでここでは説明
を省略する。なお、電圧リミッタ２６ａ〜２６ｃの制限
値はＰＷＭインバータ３の直流母線電圧Ｖｄｃの２分の
１程度の値に設定するとよいが、任意の値に設定しても
その設定値レベルでの操作量飽和によるワインドアップ
現象を回避することが可能である。また、その設定レベ
ルは母線電圧Ｖｄｃの検出値に応じて変化させてもよ
い。
（ｋ）をそれぞれΔｖｄ（ｋ）、Δｖｑ（ｋ）だけ小さ
くするような電流指令の修正量Δｅｉｄ（ｋ）、Δｅｉ
ｑ（ｋ）およびデジタルＰＩ電流補償器の状態量を計算
できればｖｄｓ* （ｋ）およびｖｑｓ* （ｋ）を３相交
流座標上に変換した電圧指令Ｖｕ′（ｋ）、Ｖｖ′
（ｋ）、Ｖｗ′（ｋ）はそれぞれΔＶｕ、ΔＶｖ、ΔＶ
ｗだけ修正されちょうど電圧リミッタ２６ａ〜２６ｃの
制限値に等しくなることがわかる。ところで、ｖｄｓ*
（ｋ）、ｖｑｓ* （ｋ）をそれぞれΔｖｄ（ｋ）、Δｖ
ｑ（ｋ）だけ小さくするような電流指令の修正量Δｅｉ
ｄ（ｋ）、Δｅｉｑ（ｋ）とデジタルＰＩ電流補償器の
状態量の具体的な計算方法であるが、それらは前述の第
１および第４の発明の実施の形態の中で詳細に説明した
方法と同一ものでよいことは明らかなのでここでは説明
を省略する。なお、電圧リミッタ２６ａ〜２６ｃの制限
値はＰＷＭインバータ３の直流母線電圧Ｖｄｃの２分の
１程度の値に設定するとよいが、任意の値に設定しても
その設定値レベルでの操作量飽和によるワインドアップ
現象を回避することが可能である。また、その設定レベ
ルは母線電圧Ｖｄｃの検出値に応じて変化させてもよ
い。
【００７３】実施の形態３．第４の発明に係わる一実施
の形態を図８および図９を用いて説明する。図中、前述
の第１、第２および第３の発明に係わる実施の形態と同
じ符号で示された物はそれと同一もしくは同等なものを
示す。まず、図８において、４４はデジタルＰＩ速度補
償器６の出力ｉｑｓ′（ｋ）と電流リミッタ７の出力ｉ
ｑｓ* （ｋ）との偏差Δｉｑ（ｋ）と電流指令ｉｑｓ*
（ｋ）に対しする修正量Δｅｉｑ（ｋ）とを入力し速度
偏差の修正量Δｅｗ（ｋ）を出力する速度偏差修正器で
ある。前述の第３の発明による速度制御系の場合、デジ
タルＰＩ速度補償器６の後段に直列接続された電流制御
系の操作量飽和に関しては何も情報を受け取っていない
ので、速度制御系は電流リミッタの制限値内の電流指令
を出力しているにも係わらず、電流制御系で操作量飽和
が生じる場合がある。図８に示す速度制御系の後段に直
列接続されたトルク分電流制御系において電流指令値ｉ
ｑｓ* （ｋ）がΔｅｉｑ（ｋ）だけ修正された場合、速
度制御系は電流指令値ｉｑｓ* （ｋ）をさらにΔｅｉｑ
（ｋ）だけ減少させて後段の電流制御系で操作量が生じ
ないように速度偏差をさらに修正することが可能である
ことがわかる。そのためには、速度制御系だけで元々修
正すべきであった電流偏差Δｉｑ（ｋ）＝ｉｑｓ′
（ｋ）−ｉｑｓ* （ｋ）をさらにΔｅｉｑ（ｋ）だけ減
少させればよく、その機能を実現する速度偏差修正器４
４の構成の一例を図９に示す。同図において４４０は加
算器、４４１は比例ゲインの逆数１／ｄｗを乗じる係数
器である。
の形態を図８および図９を用いて説明する。図中、前述
の第１、第２および第３の発明に係わる実施の形態と同
じ符号で示された物はそれと同一もしくは同等なものを
示す。まず、図８において、４４はデジタルＰＩ速度補
償器６の出力ｉｑｓ′（ｋ）と電流リミッタ７の出力ｉ
ｑｓ* （ｋ）との偏差Δｉｑ（ｋ）と電流指令ｉｑｓ*
（ｋ）に対しする修正量Δｅｉｑ（ｋ）とを入力し速度
偏差の修正量Δｅｗ（ｋ）を出力する速度偏差修正器で
ある。前述の第３の発明による速度制御系の場合、デジ
タルＰＩ速度補償器６の後段に直列接続された電流制御
系の操作量飽和に関しては何も情報を受け取っていない
ので、速度制御系は電流リミッタの制限値内の電流指令
を出力しているにも係わらず、電流制御系で操作量飽和
が生じる場合がある。図８に示す速度制御系の後段に直
列接続されたトルク分電流制御系において電流指令値ｉ
ｑｓ* （ｋ）がΔｅｉｑ（ｋ）だけ修正された場合、速
度制御系は電流指令値ｉｑｓ* （ｋ）をさらにΔｅｉｑ
（ｋ）だけ減少させて後段の電流制御系で操作量が生じ
ないように速度偏差をさらに修正することが可能である
ことがわかる。そのためには、速度制御系だけで元々修
正すべきであった電流偏差Δｉｑ（ｋ）＝ｉｑｓ′
（ｋ）−ｉｑｓ* （ｋ）をさらにΔｅｉｑ（ｋ）だけ減
少させればよく、その機能を実現する速度偏差修正器４
４の構成の一例を図９に示す。同図において４４０は加
算器、４４１は比例ゲインの逆数１／ｄｗを乗じる係数
器である。
【００７４】
【発明の効果】以上のように、第１の発明によれば、デ
ジタルＰＩ電流補償器の電圧指令出力とその電圧指令を
制限して出力する電圧リミッタの出力電圧との偏差によ
って操作量飽和を検知し、その偏差とデジタルＰＩ電流
補償器の制御ゲインに基づいて電流指令を修正するよう
にしたので、デジタルＰＩ補償器の出力と内部の状態量
はどのような入力に対しても操作量飽和を考慮されたも
のとなりワインドアップ現象を回避できるので良好な応
答特性を有する速度制御装置が実現できる。
ジタルＰＩ電流補償器の電圧指令出力とその電圧指令を
制限して出力する電圧リミッタの出力電圧との偏差によ
って操作量飽和を検知し、その偏差とデジタルＰＩ電流
補償器の制御ゲインに基づいて電流指令を修正するよう
にしたので、デジタルＰＩ補償器の出力と内部の状態量
はどのような入力に対しても操作量飽和を考慮されたも
のとなりワインドアップ現象を回避できるので良好な応
答特性を有する速度制御装置が実現できる。
【００７５】以上のように、第２の発明によれば、デジ
タルＰＩ電流補償器の電圧指令を交流相電圧に変換し、
その交流相電圧指令とその電圧指令を制限して出力する
電圧リミッタとの偏差によって操作量飽和を検知し、そ
の偏差をｄｑ座標軸上に変換したものとデジタルＰＩ電
流補償器の制御ゲインに基づいて電流指令を修正するよ
うにしたので、デジタルＰＩ補償器の出力と内部の状態
量はどのような入力に対しても操作量飽和を考慮された
ものとなりワインドアップ現象を回避できるので、第１
の発明に比べより一層良好な応答特性を有する速度制御
装置が実現できる。
タルＰＩ電流補償器の電圧指令を交流相電圧に変換し、
その交流相電圧指令とその電圧指令を制限して出力する
電圧リミッタとの偏差によって操作量飽和を検知し、そ
の偏差をｄｑ座標軸上に変換したものとデジタルＰＩ電
流補償器の制御ゲインに基づいて電流指令を修正するよ
うにしたので、デジタルＰＩ補償器の出力と内部の状態
量はどのような入力に対しても操作量飽和を考慮された
ものとなりワインドアップ現象を回避できるので、第１
の発明に比べより一層良好な応答特性を有する速度制御
装置が実現できる。
【００７６】以上のように、第３の発明によれば、デジ
タルＰＩ速度補償器の電圧指令出力とその電流指令を制
限して出力する電流リミッタの出力との偏差によって操
作量飽和を検知し、その偏差とデジタルＰＩ速度補償器
の制御ゲインに基づいて速度偏差を修正するようにした
ので、デジタルＰＩ速度補償器の出力と内部の状態量は
どのような入力に対しても操作量飽和を考慮されたもの
となりワインドアップ現象を回避できるので良好な応答
特性を有する速度制御装置が実現できる。
タルＰＩ速度補償器の電圧指令出力とその電流指令を制
限して出力する電流リミッタの出力との偏差によって操
作量飽和を検知し、その偏差とデジタルＰＩ速度補償器
の制御ゲインに基づいて速度偏差を修正するようにした
ので、デジタルＰＩ速度補償器の出力と内部の状態量は
どのような入力に対しても操作量飽和を考慮されたもの
となりワインドアップ現象を回避できるので良好な応答
特性を有する速度制御装置が実現できる。
【００７７】以上のように、第４の発明によれば、デジ
タルＰＩ速度補償器の後段に直列接続された電流制御系
における電流指令修正量も含めて速度偏差を修正するよ
うにしたので、第４の発明に比べてより一層良好な応答
特性を有する速度制御装置が実現できる。
タルＰＩ速度補償器の後段に直列接続された電流制御系
における電流指令修正量も含めて速度偏差を修正するよ
うにしたので、第４の発明に比べてより一層良好な応答
特性を有する速度制御装置が実現できる。
【００７８】なお、実施の形態１および２では、本発明
を誘導電動機の制御に適用した場合の構成を図１、図６
に示したが、同期電動機の場合はブロック図中の滑り周
波数演算器１０を取り除いてωｓ＝０とすればよく、そ
の場合でも同様に操作量飽和によるワインドアップ現象
の回避でき良好な応答が得られる速度制御装置が実現で
きることは言うまでもない。また、実施の形態１および
２では、電流制御系は非干渉制御を行う場合を示した
が、非干渉制御を行わない場合は図１、図６において非
干渉制御器１４を取り除いて（１３）式のＰ、ＱをＰ＝
Ｑ＝０とすればよく、その場合でも同様に操作量飽和に
よるワインドアップ現象の回避でき良好な応答が得られ
る速度制御装置が実現できることは言うまでもない。さ
らに、実施の形態１、２および３では速度偏差修正器に
含まれる係数器の係数はデジタルＰＩ速度補償器の比例
ゲインの逆数としたが、その係数はほぼ比例ゲインの逆
数になっていれば同等の効果を示す。また、実施の形態
１および２では、電流指令修正器に含まれる係数器の係
数はデジタルＰＩ速度補償器の比例ゲインの逆数とした
が、その係数はほぼ比例ゲインの逆数になっていれば同
等の効果を示す。
を誘導電動機の制御に適用した場合の構成を図１、図６
に示したが、同期電動機の場合はブロック図中の滑り周
波数演算器１０を取り除いてωｓ＝０とすればよく、そ
の場合でも同様に操作量飽和によるワインドアップ現象
の回避でき良好な応答が得られる速度制御装置が実現で
きることは言うまでもない。また、実施の形態１および
２では、電流制御系は非干渉制御を行う場合を示した
が、非干渉制御を行わない場合は図１、図６において非
干渉制御器１４を取り除いて（１３）式のＰ、ＱをＰ＝
Ｑ＝０とすればよく、その場合でも同様に操作量飽和に
よるワインドアップ現象の回避でき良好な応答が得られ
る速度制御装置が実現できることは言うまでもない。さ
らに、実施の形態１、２および３では速度偏差修正器に
含まれる係数器の係数はデジタルＰＩ速度補償器の比例
ゲインの逆数としたが、その係数はほぼ比例ゲインの逆
数になっていれば同等の効果を示す。また、実施の形態
１および２では、電流指令修正器に含まれる係数器の係
数はデジタルＰＩ速度補償器の比例ゲインの逆数とした
が、その係数はほぼ比例ゲインの逆数になっていれば同
等の効果を示す。
【図１】 本願の第１および第３の発明の具体的な実施
の形態を示すブロック図である。
の形態を示すブロック図である。
【図２】 本願の第３の発明の動作を説明するためのデ
ジタルＰＩ速度補償器のブロック図である。
ジタルＰＩ速度補償器のブロック図である。
【図３】 本願の第３の発明の実施の形態における速度
偏差修正器の詳細な構成を示すブロック図である。
偏差修正器の詳細な構成を示すブロック図である。
【図４】 本願の第１の発明の実施の形態における電流
指令修正器の詳細な構成を示すブロック図である。
指令修正器の詳細な構成を示すブロック図である。
【図５】 本願の第１の発明の実施の形態における電流
指令修正器の詳細な構成を示すブロック図である。
指令修正器の詳細な構成を示すブロック図である。
【図６】 本願の第２および第３の発明の具体的な実施
の形態を示すブロック図である。
の形態を示すブロック図である。
【図７】 本願の第２の発明の動作を説明するための電
圧ベクトル図である。
圧ベクトル図である。
【図８】 本願の第４の発明の具体的な実施の形態を示
すブロック図である。
すブロック図である。
【図９】 本願の第４の発明の実施の形態における速度
偏差修正器の詳細な構成を示すブロック図である。
偏差修正器の詳細な構成を示すブロック図である。
１ 誘導電動機、２ 速度検出器、３ ＰＷＭインバー
タ、４ａ〜４ｃ 電流検出器、５ａ〜５ｃ 減算器、６
デジタルＰＩ速度補償器、７ 電流リミッタ、８ 速
度偏差修正器、９ 励磁分電流指令設定器、１０ 滑り
周波数演算器、１１ 加算器、１２ 積分器、１３ ３
相２相座標変換器、１４ 非干渉制御器、１５ａ〜１５
ｃ 減算器、１６ デジタルＰＩ電流補償器、１７ 加
算器、１８ 電圧リミッタ、１９ 電流指令修正器、２
０ａ〜２０ｃ 減算器、２１ デジタルＰＩ電流補償
器、２２ 加算器、２３ 電圧リミッタ、２５ ２相３
相座標変換器、２６ａ〜２６ｃ 電圧リミッタ、３３，
３４ 電流偏差修正器、３９３相２相座標変換器、４４
速度偏差修正器、８０，１９０，２４０ 係数器、４
４０ 加算器、４４１ 係数器。
タ、４ａ〜４ｃ 電流検出器、５ａ〜５ｃ 減算器、６
デジタルＰＩ速度補償器、７ 電流リミッタ、８ 速
度偏差修正器、９ 励磁分電流指令設定器、１０ 滑り
周波数演算器、１１ 加算器、１２ 積分器、１３ ３
相２相座標変換器、１４ 非干渉制御器、１５ａ〜１５
ｃ 減算器、１６ デジタルＰＩ電流補償器、１７ 加
算器、１８ 電圧リミッタ、１９ 電流指令修正器、２
０ａ〜２０ｃ 減算器、２１ デジタルＰＩ電流補償
器、２２ 加算器、２３ 電圧リミッタ、２５ ２相３
相座標変換器、２６ａ〜２６ｃ 電圧リミッタ、３３，
３４ 電流偏差修正器、３９３相２相座標変換器、４４
速度偏差修正器、８０，１９０，２４０ 係数器、４
４０ 加算器、４４１ 係数器。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 中島 宗寿 新潟県長岡市深沢町2007番地 (72)発明者 金子 貴之 新潟県長岡市下山４丁目22番地２
Claims (4)
- 【請求項１】 交流電動機の電流を回転する直交２軸座
標上の二つの成分に分けてそれぞれを制御するデジタル
電流制御手段とを備えた交流電動機の速度制御装置にお
いて、前記デジタル電流制御手段は、電流偏差を入力し
それが零になるように電圧指令を出力するデジタルＰＩ
電流補償器と、前記デジタルＰＩ電流補償器の出力を入
力し所定の制限値以下になるように制限して電圧指令を
出力する電圧リミッタと、前記デジタルＰＩ電流補償器
の出力と前記電圧リミッタの出力との偏差および前記デ
ジタルＰＩ電流補償器の制御定数に基づいて前記デジタ
ルＰＩ電流補償器への入力量を修正する修正手段とを備
えたことを特徴とする交流電動機の速度制御装置。 - 【請求項２】 交流電動機の電流を回転する直交２軸座
標上の二つの成分に分けてそれぞれを制御するデジタル
電流制御手段を備えた交流電動機の速度制御装置におい
て、前記デジタル電流制御手段は、電流偏差を入力しそ
れが零になるように電圧を出力するデジタルＰＩ電流補
償器と、前記デジタルＰＩ電流補償器の電圧出力を前記
直交２軸座標上の成分から静止座標上の成分に変換する
第１の座標変換器と、前記第１の座標変換器の出力を入
力し所定の制限値以下になるように制限して出力する電
圧リミッタと、前記第１の座標変換器の出力と前記電圧
リミッタの出力との偏差を前記直交２軸座標上の電圧成
分に変換する第２の座標変換器と、前記第２の座標変換
器の出力および前記デジタルＰＩ電流補償器の制御定数
に基づいて前記デジタルＰＩ電流補償器への入力量を修
正する修正手段とを備えたことを特徴とする交流電動機
の速度制御装置。 - 【請求項３】 特許請求の範囲第１および２項記載の交
流電動機の速度制御装置において、速度偏差を入力しそ
れが零になるように電流指令を出力するデジタルＰＩ速
度補償器と、前記デジタルＰＩ速度補償器の出力を入力
し所定の制限値以下になるように制限して電流指令を出
力する電流リミッタと、前記デジタルＰＩ速度補償器の
出力と前記電流リミッタの出力との偏差および前記デジ
タルＰＩ速度補償器の制御定数に基づいて前記デジタル
ＰＩ速度補償器の入力量を修正する修正手段とを備えた
ことを特徴とする交流電動機の速度制御装置。 - 【請求項４】 特許請求の範囲第１および２項記載の交
流電動機の速度制御装置において、速度偏差を入力しそ
れが零になるように電流指令を出力するデジタルＰＩ速
度補償器と、前記デジタルＰＩ速度補償器の出力を入力
し所定の制限値以下になるように制限して電流指令を出
力する電流リミッタと、前記デジタルＰＩ速度補償器の
出力と前記電流リミッタの出力との偏差、前記ＰＩ速度
補償器の後段に直列に接続された電流制御系における電
流指令修正器の出力および前記デジタルＰＩ速度補償器
の制御定数とに基づいて前記デジタルＰＩ速度補償器の
入力量を修正する修正手段を備えたことを特徴とする交
流電動機の速度制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11556898A JP3679246B2 (ja) | 1998-04-24 | 1998-04-24 | 交流電動機の速度制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11556898A JP3679246B2 (ja) | 1998-04-24 | 1998-04-24 | 交流電動機の速度制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11308900A true JPH11308900A (ja) | 1999-11-05 |
| JP3679246B2 JP3679246B2 (ja) | 2005-08-03 |
Family
ID=14665789
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11556898A Expired - Lifetime JP3679246B2 (ja) | 1998-04-24 | 1998-04-24 | 交流電動機の速度制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3679246B2 (ja) |
Cited By (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2003009463A1 (fr) * | 2001-07-13 | 2003-01-30 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Dispositif de regulation de la vitesse pour moteur electrique cc |
| JP2003061213A (ja) * | 2001-08-17 | 2003-02-28 | Hitachi Car Eng Co Ltd | 電動車制御装置 |
| JP2004282807A (ja) * | 2003-03-12 | 2004-10-07 | Yaskawa Electric Corp | 交流電動機のセンサレスベクトル制御方法及び制御装置 |
| JP2010057223A (ja) * | 2008-08-26 | 2010-03-11 | Mitsubishi Electric Corp | 制御装置およびモータ制御装置 |
| CN102487263A (zh) * | 2010-12-03 | 2012-06-06 | 三菱电机株式会社 | 控制装置 |
| JP2013055788A (ja) * | 2011-09-02 | 2013-03-21 | Mitsubishi Electric Corp | 交流電動機の速度制御装置 |
| WO2013141059A1 (ja) * | 2012-03-22 | 2013-09-26 | 日産自動車株式会社 | 三相交流誘導モータの制御装置及び三相交流誘導モータの制御方法 |
| JP5652977B1 (ja) * | 2014-01-31 | 2015-01-14 | 山洋電気株式会社 | モータ制御装置 |
| CN104956587A (zh) * | 2013-02-26 | 2015-09-30 | 日产自动车株式会社 | 电动机控制装置以及电动机控制方法 |
| JP2017143620A (ja) * | 2016-02-09 | 2017-08-17 | 日本リライアンス株式会社 | 過変調ｐｗｍインバータ装置 |
| CN114123925A (zh) * | 2020-08-26 | 2022-03-01 | 美的威灵电机技术（上海）有限公司 | 电机的电流控制方法、控制装置、电机系统和存储介质 |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN109450321B (zh) * | 2018-11-28 | 2020-08-25 | 中国地质大学（武汉） | 基于等价输入干扰的永磁同步电机混沌抑制方法及系统 |
| CN110581677B (zh) * | 2019-08-21 | 2021-06-04 | 中国地质大学（武汉） | 一种滑模和等价输入干扰方法的永磁同步电机抑制方法 |
-
1998
- 1998-04-24 JP JP11556898A patent/JP3679246B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (22)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4507493B2 (ja) * | 2001-07-13 | 2010-07-21 | 三菱電機株式会社 | 交流電動機の速度制御装置 |
| GB2380337A (en) * | 2001-07-13 | 2003-04-02 | Mitsubishi Electric Corp | Early entry |
| GB2380337B (en) * | 2001-07-13 | 2004-08-18 | Mitsubishi Electric Corp | Speed control apparatus of AC motor |
| US6809492B2 (en) | 2001-07-13 | 2004-10-26 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Speed control device for AC electric motor |
| JPWO2003009463A1 (ja) * | 2001-07-13 | 2004-11-11 | 三菱電機株式会社 | 交流電動機の速度制御装置 |
| WO2003009463A1 (fr) * | 2001-07-13 | 2003-01-30 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Dispositif de regulation de la vitesse pour moteur electrique cc |
| JP2003061213A (ja) * | 2001-08-17 | 2003-02-28 | Hitachi Car Eng Co Ltd | 電動車制御装置 |
| JP2004282807A (ja) * | 2003-03-12 | 2004-10-07 | Yaskawa Electric Corp | 交流電動機のセンサレスベクトル制御方法及び制御装置 |
| WO2004082120A3 (ja) * | 2003-03-12 | 2004-12-02 | Yaskawa Denki Seisakusho Kk | 交流電動機のセンサレスベクトル制御方法及び制御装置 |
| CN100379142C (zh) * | 2003-03-12 | 2008-04-02 | 株式会社安川电机 | 交流电动机的不使用速度传感器的向量控制方法与向量控制器 |
| US7463005B2 (en) | 2003-03-12 | 2008-12-09 | Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki | Method and device for sensorless vector control for AC motor |
| JP2010057223A (ja) * | 2008-08-26 | 2010-03-11 | Mitsubishi Electric Corp | 制御装置およびモータ制御装置 |
| CN102487263A (zh) * | 2010-12-03 | 2012-06-06 | 三菱电机株式会社 | 控制装置 |
| JP2012120412A (ja) * | 2010-12-03 | 2012-06-21 | Mitsubishi Electric Corp | 制御装置 |
| JP2013055788A (ja) * | 2011-09-02 | 2013-03-21 | Mitsubishi Electric Corp | 交流電動機の速度制御装置 |
| WO2013141059A1 (ja) * | 2012-03-22 | 2013-09-26 | 日産自動車株式会社 | 三相交流誘導モータの制御装置及び三相交流誘導モータの制御方法 |
| JPWO2013141059A1 (ja) * | 2012-03-22 | 2015-08-03 | 日産自動車株式会社 | 三相交流誘導モータの制御装置及び三相交流誘導モータの制御方法 |
| CN104956587A (zh) * | 2013-02-26 | 2015-09-30 | 日产自动车株式会社 | 电动机控制装置以及电动机控制方法 |
| US9431946B2 (en) | 2013-02-26 | 2016-08-30 | Nissan Motor Co., Ltd. | Motor control device and motor control method |
| JP5652977B1 (ja) * | 2014-01-31 | 2015-01-14 | 山洋電気株式会社 | モータ制御装置 |
| JP2017143620A (ja) * | 2016-02-09 | 2017-08-17 | 日本リライアンス株式会社 | 過変調ｐｗｍインバータ装置 |
| CN114123925A (zh) * | 2020-08-26 | 2022-03-01 | 美的威灵电机技术（上海）有限公司 | 电机的电流控制方法、控制装置、电机系统和存储介质 |
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