JP2001245497A - 誘導電動機の制御装置 - Google Patents
誘導電動機の制御装置Info
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- Control Of Electric Motors In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 ２次磁束を一定とする制御方法において制御
に用いられる誘導電動機の定数のうち、１次抵抗、相互
インダクタンスと２次自己インダクタンスの比であるイ
ンダクタンス比、漏れインダクタンスの設定誤差や運転
中の変動による制御性能の劣化を抑制することにある。 【解決手段】 励磁電流指令と１次電流から検出した励
磁電流成分を一致させるため、電圧を補正する補正手段
１５の出力を用いて、周波数電圧制御手段１２，１８，
２１の出力である電圧指令を１次抵抗で偏微分した量と
補正手段の出力を掛けた量に基づき１次抵抗を補正する
第１の定数補正手段１００と、周波数電圧制御手段の出
力である電圧指令をインダクタンス比で偏微分した量と
前記補正手段の出力を掛けた量に基づきインダクタンス
比を補正する第２の定数補正手段１００と、周波数電圧
制御手段の出力である電圧指令を漏れインダクタンスで
偏微分した量と前記補正手段の出力を掛けた量に基づき
漏れインダクタンスを補正する第３の定数補正手段１０
０を具備することである。
に用いられる誘導電動機の定数のうち、１次抵抗、相互
インダクタンスと２次自己インダクタンスの比であるイ
ンダクタンス比、漏れインダクタンスの設定誤差や運転
中の変動による制御性能の劣化を抑制することにある。 【解決手段】 励磁電流指令と１次電流から検出した励
磁電流成分を一致させるため、電圧を補正する補正手段
１５の出力を用いて、周波数電圧制御手段１２，１８，
２１の出力である電圧指令を１次抵抗で偏微分した量と
補正手段の出力を掛けた量に基づき１次抵抗を補正する
第１の定数補正手段１００と、周波数電圧制御手段の出
力である電圧指令をインダクタンス比で偏微分した量と
前記補正手段の出力を掛けた量に基づきインダクタンス
比を補正する第２の定数補正手段１００と、周波数電圧
制御手段の出力である電圧指令を漏れインダクタンスで
偏微分した量と前記補正手段の出力を掛けた量に基づき
漏れインダクタンスを補正する第３の定数補正手段１０
０を具備することである。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、交流電動機の制御
装置装置に係り、特に、交流電動機の定数を推定する技
術に関する。
装置装置に係り、特に、交流電動機の定数を推定する技
術に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来の制御方法を適用した交流電動機の
制御装置として、図３に示す構成の制御装置がある。図
３において、１は交流電源、２はコンバータ、３は平滑
コンデンサ、４はインバータ、５は電流検出器、６は誘
導電動機、１１は速度制御部、１２ａは電圧演算部、１
３は電圧変換部、１４はｑ軸電流制御部、１５はｄ軸電
流制御部、１６は補正電圧演算部、１７はｄ軸２次磁束
指令部、１８ａは周波数演算部、１９は積分器、２０は
電流変換部、２１ａは速度推定部である。交流電源１の
出力する交流電圧をコンバータ２で整流し、平滑コンデ
ンサ３で平滑する事により直流電圧に変換する。変換さ
れた直流電圧は、電圧変換部１３の出力であるＵ相電圧
指令Ｖｕ*、Ｖ相電圧指令Ｖｖ*、Ｗ相電圧指令Ｖｗ*に
従い、インバータ４で交流電圧に変換され、誘導電動機
６を駆動する。誘導電動機６を流れる電流であるＵ相電
流ＩｕとＷ相電流Ｉｗは電流検出器５で検出される。検
出された電流ＩｕとＩｗは、電流変換部２０で積分器１
９の出力である位相θに基づき回転座標変換され、ｄｑ
回転座標系の成分であるｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑに
変換される。一方、速度制御部１１は、速度推定部２１
ａの出力である推定速度ωｒ＾が外部から与えられる速
度指令ωｒ*に一致するようにｑ軸電流指令Ｉｑ*を制御
する。ｑ軸電流制御部１４では、速度制御部１１の出力
するｑ軸電流指令Ｉｑ*とｑ軸電流Ｉｑを用いて（１）
式に従ってｑ軸電流制御量ΔＶｑ０を出力する。但し、
（１）式のＫｐｃｑとＫｉｃｑは制御ゲインであり、ｓ
は微分演算子である。
制御装置として、図３に示す構成の制御装置がある。図
３において、１は交流電源、２はコンバータ、３は平滑
コンデンサ、４はインバータ、５は電流検出器、６は誘
導電動機、１１は速度制御部、１２ａは電圧演算部、１
３は電圧変換部、１４はｑ軸電流制御部、１５はｄ軸電
流制御部、１６は補正電圧演算部、１７はｄ軸２次磁束
指令部、１８ａは周波数演算部、１９は積分器、２０は
電流変換部、２１ａは速度推定部である。交流電源１の
出力する交流電圧をコンバータ２で整流し、平滑コンデ
ンサ３で平滑する事により直流電圧に変換する。変換さ
れた直流電圧は、電圧変換部１３の出力であるＵ相電圧
指令Ｖｕ*、Ｖ相電圧指令Ｖｖ*、Ｗ相電圧指令Ｖｗ*に
従い、インバータ４で交流電圧に変換され、誘導電動機
６を駆動する。誘導電動機６を流れる電流であるＵ相電
流ＩｕとＷ相電流Ｉｗは電流検出器５で検出される。検
出された電流ＩｕとＩｗは、電流変換部２０で積分器１
９の出力である位相θに基づき回転座標変換され、ｄｑ
回転座標系の成分であるｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑに
変換される。一方、速度制御部１１は、速度推定部２１
ａの出力である推定速度ωｒ＾が外部から与えられる速
度指令ωｒ*に一致するようにｑ軸電流指令Ｉｑ*を制御
する。ｑ軸電流制御部１４では、速度制御部１１の出力
するｑ軸電流指令Ｉｑ*とｑ軸電流Ｉｑを用いて（１）
式に従ってｑ軸電流制御量ΔＶｑ０を出力する。但し、
（１）式のＫｐｃｑとＫｉｃｑは制御ゲインであり、ｓ
は微分演算子である。
【数１】 また、ｄ軸電流制御部１５では、外部から与えられるｄ
軸電流指令Ｉｄ*とｄ軸電流Ｉｄを用いて（２）式に従
ってｄ軸電流制御量ΔＶｄ０を出力する。但し、（２）
式でＫｐｃｄとＫｉｃｄは制御ゲインである。
軸電流指令Ｉｄ*とｄ軸電流Ｉｄを用いて（２）式に従
ってｄ軸電流制御量ΔＶｄ０を出力する。但し、（２）
式でＫｐｃｄとＫｉｃｄは制御ゲインである。
【数２】 さらに、補正電圧演算部１６では、上記のｄ軸電流制御
量ΔＶｄ０とｑ軸電流制御量ΔＶｑ０から（３）式に従
いｄ軸電圧補正量ΔＶｄとｑ軸電圧補正量ΔＶｑを演算
する。但し、ＫｄとＫｑは制御ゲインである。
量ΔＶｄ０とｑ軸電流制御量ΔＶｑ０から（３）式に従
いｄ軸電圧補正量ΔＶｄとｑ軸電圧補正量ΔＶｑを演算
する。但し、ＫｄとＫｑは制御ゲインである。
【数３】 電圧演算部１２ａでは、ｄ軸電流指令Ｉｄ*、ｑ軸電流
指令Ｉｑ*、ｄ軸２次磁束指令部１７の出力であるｄ軸
２次磁束指令φｄ*、周波数演算部１８ａの出力である
周波数指令値ω１*、ｄ軸電圧補正量ΔＶｄ及びｑ軸電
圧補正量ΔＶｑから（４）式に従い、ｄｑ回転座標系の
電圧指令であるｄ軸電圧指令Ｖｄ*とｑ軸電圧指令Ｖｑ*
を演算する。但し、Ｒ１*は１次抵抗設定値、Ｌσ*は１
次側に換算した漏れインダクタンス設定値、Ｋｍ*は相
互インダクタンスＭ*と２次インダクタンスＬ２*から
（５）式により演算されるインダクタンス比である。
指令Ｉｑ*、ｄ軸２次磁束指令部１７の出力であるｄ軸
２次磁束指令φｄ*、周波数演算部１８ａの出力である
周波数指令値ω１*、ｄ軸電圧補正量ΔＶｄ及びｑ軸電
圧補正量ΔＶｑから（４）式に従い、ｄｑ回転座標系の
電圧指令であるｄ軸電圧指令Ｖｄ*とｑ軸電圧指令Ｖｑ*
を演算する。但し、Ｒ１*は１次抵抗設定値、Ｌσ*は１
次側に換算した漏れインダクタンス設定値、Ｋｍ*は相
互インダクタンスＭ*と２次インダクタンスＬ２*から
（５）式により演算されるインダクタンス比である。
【数４】
【数５】 電圧演算部１２ａで演算されたｄ軸電圧指令Ｖｄ*とｑ
軸電圧指令Ｖｑ*は電圧変換部１３によりｄｑ軸回転座
標軸から積分器１９の出力である位相θに基づき固定座
標軸に変換され、Ｕ相電圧指令Ｖｕ*、Ｖ相電圧指令Ｖ
ｖ*、Ｗ相電圧指令Ｖｗ*に変換され、電圧制御が行われ
る。また、ｄ軸電流指令Ｉｄ*から（６）式に従いｄ軸
２次磁束指令部１７でｄ軸２次磁束指令φｄ*が演算さ
れる。
軸電圧指令Ｖｑ*は電圧変換部１３によりｄｑ軸回転座
標軸から積分器１９の出力である位相θに基づき固定座
標軸に変換され、Ｕ相電圧指令Ｖｕ*、Ｖ相電圧指令Ｖ
ｖ*、Ｗ相電圧指令Ｖｗ*に変換され、電圧制御が行われ
る。また、ｄ軸電流指令Ｉｄ*から（６）式に従いｄ軸
２次磁束指令部１７でｄ軸２次磁束指令φｄ*が演算さ
れる。
【数６】 さらに周波数制御部１８ａでは、ｑ軸電流指令Ｉｑ*、
ｄ軸２次磁束指令φｄ*及び速度推定部２１ａの出力で
ある速度推定値ωｒ＾から（７）式により周波数指令値
ω１*が演算される。但し、Ｒ２*は２次抵抗設定値であ
る。
ｄ軸２次磁束指令φｄ*及び速度推定部２１ａの出力で
ある速度推定値ωｒ＾から（７）式により周波数指令値
ω１*が演算される。但し、Ｒ２*は２次抵抗設定値であ
る。
【数７】 さらに、積分器１９では周波数指令値ω１*を積分して
位相θを演算する。また、速度推定部２１ａでは、ｑ軸
電流Ｉｑとｄ軸２次磁束指令φｄ*から（８）式に従い
速度推定値ωｒ＾が演算される。ただし、Ｔ１は推定応
答を決める制御定数である。
位相θを演算する。また、速度推定部２１ａでは、ｑ軸
電流Ｉｑとｄ軸２次磁束指令φｄ*から（８）式に従い
速度推定値ωｒ＾が演算される。ただし、Ｔ１は推定応
答を決める制御定数である。
【数８】 以上の制御方式では、誘導電動機６の１次抵抗等のモー
タ定数と電圧演算部１２ａ、周波数演算部１８ａ及び速
度推定部２１ａで用いられるモータ定数が一致していれ
ば、誘導電動機６の２次磁束は一定に制御されると共
に、ｑ軸電流Ｉｑがトルクに比例することになり、良好
な制御特性が得られる。このような制御方法をとして
は、特開平６−１０５５８０号公報、特開平６−２８４
７７１号公報、特開平８−３１７６９８号公報に記載の
制御方法がある。また、誘導電動機の定数を推定する方
法として特開平８−８０１００号公報がある。この定数
推定法によれば、１次磁束の実際値と１次自己インダク
タンスと励磁電流の積で与えられる設定値に一致したと
き、零となる誤差電流から誘導電動機の定数が推定でき
る。また、誘導電動機の定数を推定する別の方法とし
て、特開平９−１９１６９９号公報に記載の方法があ
る。この定数推定方法によれば、ｄ軸電流の指令値とｄ
軸電流の変動に応じて１次抵抗と漏れインダクタンスを
推定している。１次抵抗は、周波数指令値及びｑ軸電流
の少なくとも一方が所定値以下の場合に同定し、漏れイ
ンダクタンスは、周波数指令値及びｑ軸電流がともに所
定値以上の場合に同定する。
タ定数と電圧演算部１２ａ、周波数演算部１８ａ及び速
度推定部２１ａで用いられるモータ定数が一致していれ
ば、誘導電動機６の２次磁束は一定に制御されると共
に、ｑ軸電流Ｉｑがトルクに比例することになり、良好
な制御特性が得られる。このような制御方法をとして
は、特開平６−１０５５８０号公報、特開平６−２８４
７７１号公報、特開平８−３１７６９８号公報に記載の
制御方法がある。また、誘導電動機の定数を推定する方
法として特開平８−８０１００号公報がある。この定数
推定法によれば、１次磁束の実際値と１次自己インダク
タンスと励磁電流の積で与えられる設定値に一致したと
き、零となる誤差電流から誘導電動機の定数が推定でき
る。また、誘導電動機の定数を推定する別の方法とし
て、特開平９−１９１６９９号公報に記載の方法があ
る。この定数推定方法によれば、ｄ軸電流の指令値とｄ
軸電流の変動に応じて１次抵抗と漏れインダクタンスを
推定している。１次抵抗は、周波数指令値及びｑ軸電流
の少なくとも一方が所定値以下の場合に同定し、漏れイ
ンダクタンスは、周波数指令値及びｑ軸電流がともに所
定値以上の場合に同定する。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】従来例に示した誘導電
動機の制御方法は、制御装置に設定された誘導電動機の
定数に基づき誘導電動機を制御している。しかしなが
ら、誘導電動機の定数は誘導電動機の温度により変動す
るものがあり、運転中に温度が変化すると、定数が変動
する。また、広い速度範囲にわたり制御を行うために、
高速域でｄ軸電流指令を減少させる場合、誘導電動機の
内部の磁束飽和の影響のため、定数が変動する場合があ
る。このように定数の変動により、制御装置に設定され
た誘導電動機の定数と実際の定数に誤差が生じると、制
御性能が悪くなったり、不安定現象が発生する場合があ
る。一方、従来例で示した特開平８−８０１００号公報
に記載の方法は、１次磁束を基準値に一致させる方法で
あるため、２次磁束を一定とする制御方式には適用する
ことが出来ない。さらに、特開平９−１９１６９９号公
報に記載の方法は、推定する定数を周波数指令値とｑ軸
電流で切り替えているため、加減速を行う場合に切替周
波数付近でショックが発生する。また、磁束による速度
起電力に関する項を推定することができない。
動機の制御方法は、制御装置に設定された誘導電動機の
定数に基づき誘導電動機を制御している。しかしなが
ら、誘導電動機の定数は誘導電動機の温度により変動す
るものがあり、運転中に温度が変化すると、定数が変動
する。また、広い速度範囲にわたり制御を行うために、
高速域でｄ軸電流指令を減少させる場合、誘導電動機の
内部の磁束飽和の影響のため、定数が変動する場合があ
る。このように定数の変動により、制御装置に設定され
た誘導電動機の定数と実際の定数に誤差が生じると、制
御性能が悪くなったり、不安定現象が発生する場合があ
る。一方、従来例で示した特開平８−８０１００号公報
に記載の方法は、１次磁束を基準値に一致させる方法で
あるため、２次磁束を一定とする制御方式には適用する
ことが出来ない。さらに、特開平９−１９１６９９号公
報に記載の方法は、推定する定数を周波数指令値とｑ軸
電流で切り替えているため、加減速を行う場合に切替周
波数付近でショックが発生する。また、磁束による速度
起電力に関する項を推定することができない。
【０００４】本発明の課題は、２次磁束を一定とする制
御方法において制御に用いられる誘導電動機の定数のう
ち、１次抵抗、インダクタンス比あるいは１次自己イン
ダクタンス、漏れインダクタンスを運転中に推定するこ
とにより、これら定数の設定誤差や運転中の変動による
制御性能の劣化を抑制することにある。
御方法において制御に用いられる誘導電動機の定数のう
ち、１次抵抗、インダクタンス比あるいは１次自己イン
ダクタンス、漏れインダクタンスを運転中に推定するこ
とにより、これら定数の設定誤差や運転中の変動による
制御性能の劣化を抑制することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、誘導電動機の１次電流を検出する検出器と、該検出
器で検出された電流から励磁電流とトルク電流を検出す
る１次電流成分検出手段と、励磁電流指令値と前記１次
電流検出手段の出力である励磁電流の差が零となるよう
な補正電圧を出力する補正手段と、該補正手段の出力と
前記誘導電動機の１次抵抗と相互インダクタンスと２次
自己インダクタンスの比であるインダクタンス比と漏れ
インダクタンスに基づき周波数指令と電圧指令を出力す
る周波数電圧制御手段からなる誘導電動機の制御装置に
おいて、周波数電圧制御手段の出力である電圧指令を１
次抵抗で偏微分した量と前記補正手段の出力を掛けた量
に基づき１次抵抗を補正する第１の定数補正手段、周波
数電圧制御手段の出力である電圧指令を漏れインダクタ
ンスで偏微分した量と前記補正手段の出力を掛けた量に
基づき前記漏れインダクタンスを補正する第２の定数補
正手段、周波数電圧制御手段の出力である電圧指令をイ
ンダクタンス比で偏微分した量と前記補正手段の出力を
掛けた量に基づきインダクタンス比を補正する第３の定
数補正手段の少なくとも一つを具備する。
に、誘導電動機の１次電流を検出する検出器と、該検出
器で検出された電流から励磁電流とトルク電流を検出す
る１次電流成分検出手段と、励磁電流指令値と前記１次
電流検出手段の出力である励磁電流の差が零となるよう
な補正電圧を出力する補正手段と、該補正手段の出力と
前記誘導電動機の１次抵抗と相互インダクタンスと２次
自己インダクタンスの比であるインダクタンス比と漏れ
インダクタンスに基づき周波数指令と電圧指令を出力す
る周波数電圧制御手段からなる誘導電動機の制御装置に
おいて、周波数電圧制御手段の出力である電圧指令を１
次抵抗で偏微分した量と前記補正手段の出力を掛けた量
に基づき１次抵抗を補正する第１の定数補正手段、周波
数電圧制御手段の出力である電圧指令を漏れインダクタ
ンスで偏微分した量と前記補正手段の出力を掛けた量に
基づき前記漏れインダクタンスを補正する第２の定数補
正手段、周波数電圧制御手段の出力である電圧指令をイ
ンダクタンス比で偏微分した量と前記補正手段の出力を
掛けた量に基づきインダクタンス比を補正する第３の定
数補正手段の少なくとも一つを具備する。
【０００６】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施形態について
図面を用いて説明する。図１は、本発明の第１の実施形
態による誘導電動機の制御装置の構成を示す。図１にお
いて、１は交流電源、２はコンバータ、３は平滑コンデ
ンサ、４はインバータ、５は電流検出器、６は誘導電動
機、１１は速度制御部、１２ｂは電圧演算部、１３は電
圧変換部、１４はｑ軸電流制御部、１５はｄ軸電流制御
部、１６は補正電圧演算部、１７はｄ軸２次磁束指令
部、１８ｂは周波数演算部、１９は積分器、２０は電流
変換部、２１ｂは速度推定部、１００は定数補正演算部
である。ここで、図３の従来例と同一構成の部分は同一
の符号をつけている。このため、従来例と同一の符号の
部分の説明は省略する。電圧演算部１２ｂは、ｄ軸電流
指令Ｉｄ*、ｑ軸電流指令Ｉｑ*、周波数指令値ω１*、
ｄ軸電圧補正量ΔＶｄ、ｑ軸電圧補正量ΔＶｑ、定数補
正演算部１００の出力である１次抵抗推定値Ｒ１＾と漏
れインダクタンス推定値Ｌσ＾とインダクタンス比推定
値Ｋｍ＾及びｄ軸２次磁束指令φｄ*から（９）式に従
い、ｄ軸電圧指令Ｖｄ*及びｑ軸電圧指令Ｖｑ*を演算す
る。
図面を用いて説明する。図１は、本発明の第１の実施形
態による誘導電動機の制御装置の構成を示す。図１にお
いて、１は交流電源、２はコンバータ、３は平滑コンデ
ンサ、４はインバータ、５は電流検出器、６は誘導電動
機、１１は速度制御部、１２ｂは電圧演算部、１３は電
圧変換部、１４はｑ軸電流制御部、１５はｄ軸電流制御
部、１６は補正電圧演算部、１７はｄ軸２次磁束指令
部、１８ｂは周波数演算部、１９は積分器、２０は電流
変換部、２１ｂは速度推定部、１００は定数補正演算部
である。ここで、図３の従来例と同一構成の部分は同一
の符号をつけている。このため、従来例と同一の符号の
部分の説明は省略する。電圧演算部１２ｂは、ｄ軸電流
指令Ｉｄ*、ｑ軸電流指令Ｉｑ*、周波数指令値ω１*、
ｄ軸電圧補正量ΔＶｄ、ｑ軸電圧補正量ΔＶｑ、定数補
正演算部１００の出力である１次抵抗推定値Ｒ１＾と漏
れインダクタンス推定値Ｌσ＾とインダクタンス比推定
値Ｋｍ＾及びｄ軸２次磁束指令φｄ*から（９）式に従
い、ｄ軸電圧指令Ｖｄ*及びｑ軸電圧指令Ｖｑ*を演算す
る。
【数９】
【０００７】この理由を以下で説明する。誘導電動機６
の周波数ω１で回転する回転座標軸上での電圧方程式は
（１０）式で表される。但し、Ｖｄは実際のｄ軸電圧、
Ｖｑは実際のｑ軸電圧、Ｉｄは実際のｄ軸電流、Ｉｑは
実際のｑ軸電流、φｄは実際のｄ軸２次磁束、φｑは実
際のｑ軸２次磁束、Ｒ１は実際の１次抵抗、Ｋｍは実際
のインダクタンス比、Ｒ２は２次抵抗値、Ｌσは実際の
漏れインダクタンス、Ｍは相互インダクタンス、Ｌ２は
２次インダクタンス、ωｒは誘導電動機６が回転する速
度、ωｓは周波数ω１と速度ωｒの差であるすべり周波
数である。
の周波数ω１で回転する回転座標軸上での電圧方程式は
（１０）式で表される。但し、Ｖｄは実際のｄ軸電圧、
Ｖｑは実際のｑ軸電圧、Ｉｄは実際のｄ軸電流、Ｉｑは
実際のｑ軸電流、φｄは実際のｄ軸２次磁束、φｑは実
際のｑ軸２次磁束、Ｒ１は実際の１次抵抗、Ｋｍは実際
のインダクタンス比、Ｒ２は２次抵抗値、Ｌσは実際の
漏れインダクタンス、Ｍは相互インダクタンス、Ｌ２は
２次インダクタンス、ωｒは誘導電動機６が回転する速
度、ωｓは周波数ω１と速度ωｒの差であるすべり周波
数である。
【数１０】 さらに、２次磁束の方向がｄ軸と平行となるように、ｑ
軸２次磁束φｑを（１１）式とすると、（１０）式の第
３行から定常状態（ｓ＝０）では、ｄ軸２次磁束φｄは
（１２）式となる。
軸２次磁束φｑを（１１）式とすると、（１０）式の第
３行から定常状態（ｓ＝０）では、ｄ軸２次磁束φｄは
（１２）式となる。
【数１１】
【数１２】 また、（１０）式の第１行と第２行及び第４行からそれ
ぞれ（１３）式及び（１４）式が導出できる。ただし、
ωｒ＝ω１−ωｓである。
ぞれ（１３）式及び（１４）式が導出できる。ただし、
ωｒ＝ω１−ωｓである。
【数１３】
【数１４】 ここで、（１５）〜（１６）式のように、実際の１次抵
抗Ｒ１と１次抵抗推定値Ｒ１＾、実際の漏れインダクタ
ンスＬσと漏れインダクタンス推定値Ｌσ＾、実際のイ
ンダクタンス比Ｋｍとインダクタンス比推定値Ｋｍ＾が
それぞれ一致し、ｄ軸電圧補正量ΔＶｄ、ｑ軸電圧補正
量ΔＶｑが０であると仮定する。
抗Ｒ１と１次抵抗推定値Ｒ１＾、実際の漏れインダクタ
ンスＬσと漏れインダクタンス推定値Ｌσ＾、実際のイ
ンダクタンス比Ｋｍとインダクタンス比推定値Ｋｍ＾が
それぞれ一致し、ｄ軸電圧補正量ΔＶｄ、ｑ軸電圧補正
量ΔＶｑが０であると仮定する。
【数１５】
【数１６】 また、ｑ軸電流Ｉｑは、ｑ軸電流制御部１４によりｑ軸
電流指令Ｉｑ*に一致するように制御され、同様にｄ軸
電流Ｉｄは、ｄ軸電流制御部１５によりｄ軸電流指令Ｉ
ｄ*に一致するように制御されるため、（１７）式が成
り立つ。
電流指令Ｉｑ*に一致するように制御され、同様にｄ軸
電流Ｉｄは、ｄ軸電流制御部１５によりｄ軸電流指令Ｉ
ｄ*に一致するように制御されるため、（１７）式が成
り立つ。
【数１７】 さらに、回転座標軸の回転周波数ω１は任意にとること
ができるため、周波数指令値ω１*に合わせると、（１
８）式が成り立つ。
ができるため、周波数指令値ω１*に合わせると、（１
８）式が成り立つ。
【数１８】 さらに、ｄ軸電圧Ｖｄ及びｑ軸電圧Ｖｑは、インバータ
４及び電圧変換部１３の働きによりｄ軸電圧指令Ｖｄ*
及びｑ軸電圧指令Ｖｑ*にそれぞれ一致する。よって
（１３）式から、（１１）式及び（１２）式が成り立つ
ためには、（９）式に基づいて電圧を制御する必要があ
る。周波数演算部１８ｂでは、ｄ軸２次磁束指令φｄ
*、ｑ軸電流指令Ｉｑ*、速度推定部２１ａの出力である
速度推定値ωｒ＾、及び定数補正演算部１００の出力で
あるインダクタンス比推定値Ｋｍ＾から（１９）式に従
い周波数指令値ω１*を演算する。これは、（１４）式
の関係を満たすようにするためである。
４及び電圧変換部１３の働きによりｄ軸電圧指令Ｖｄ*
及びｑ軸電圧指令Ｖｑ*にそれぞれ一致する。よって
（１３）式から、（１１）式及び（１２）式が成り立つ
ためには、（９）式に基づいて電圧を制御する必要があ
る。周波数演算部１８ｂでは、ｄ軸２次磁束指令φｄ
*、ｑ軸電流指令Ｉｑ*、速度推定部２１ａの出力である
速度推定値ωｒ＾、及び定数補正演算部１００の出力で
あるインダクタンス比推定値Ｋｍ＾から（１９）式に従
い周波数指令値ω１*を演算する。これは、（１４）式
の関係を満たすようにするためである。
【数１９】 速度推定部２１ｂでは、ｄ軸２次磁束指令φｄ*、ｑ軸
電流Ｉｑ、ｑ軸電流指令Ｉｑ*、周波数指令値ω１*、ｑ
軸電流制御部１４の出力ΔＶｄ０及び定数補正演算部１
００の出力である１次抵抗推定値Ｒ１＾と漏れインダク
タンス推定値Ｌσ＾とインダクタンス比推定値Ｋｍ＾か
ら速度推定値ωｒ＾を演算する。（９）式の第２行と
（１０）式の第２行に対して（１１）〜（１８）式を適
用して速度ωｒについて解くと、（２０）式となり、
（２１）式で速度推定値ωｒ＾を求めることができる。
電流Ｉｑ、ｑ軸電流指令Ｉｑ*、周波数指令値ω１*、ｑ
軸電流制御部１４の出力ΔＶｄ０及び定数補正演算部１
００の出力である１次抵抗推定値Ｒ１＾と漏れインダク
タンス推定値Ｌσ＾とインダクタンス比推定値Ｋｍ＾か
ら速度推定値ωｒ＾を演算する。（９）式の第２行と
（１０）式の第２行に対して（１１）〜（１８）式を適
用して速度ωｒについて解くと、（２０）式となり、
（２１）式で速度推定値ωｒ＾を求めることができる。
【数２０】
【数２１】 以上のように誘導電動機６を制御することにより、２次
磁束の方向がｄ軸磁束と平行になり、ｄ軸電流指令を一
定にした状態では、ｄ軸電流指令に比例する２次磁束の
大きさも一定となるため、２次磁束と直交するｑ軸電流
とトルクが比例する。これにより、ｑ軸電流を制御すれ
ば、トルクの制御が可能となる。定数補正演算部１００
では、２次磁束をｄ軸と平行にするため、定数補正演算
部１００の出力である１次抵抗推定値Ｒ１＾と漏れイン
ダクタンス推定値Ｌσ＾とインダクタンス比推定値Ｋｍ
＾について（１５）式が成り立つように演算を行う。
（１５）式が成り立つとき、（１６）式が成り立つこと
から、ｄ軸電圧補正量ΔＶｄ及びｑ軸電圧補正量ΔＶｑ
が０になるように、１次抵抗推定値Ｒ１＾と漏れインダ
クタンス推定値Ｌσ＾とインダクタンス比推定値Ｋｍ＾
を補正する。ここで問題となるのは、ｄ軸電圧補正量Δ
Ｖｄとｑ軸電圧補正量ΔＶｑの二つの量から１次抵抗推
定値Ｒ１＾と漏れインダクタンス推定値Ｌσ＾とインダ
クタンス比推定値Ｋｍ＾の三つの量を補正するため、各
補正量が一意には決めることができない。そこで、これ
らの推定値のうちで補正を行った場合にｄ軸電圧補正量
ΔＶｄとｑ軸電圧補正量ΔＶｑに影響を及ぼす割合に応
じて推定値の補正を行う。すなわち、各軸の電圧指令を
補正する推定値で偏微分し、各定数を乗算し、さらに各
自の補電圧補正量を乗算する。この演算を各軸について
行い、すべての軸の演算結果を加算して積分することに
より補正する推定値とする。具体的には、（２２）〜
（２４）式に従って補正を行う。ただし、Ｔは推定応答
を決めるためのゲインである。
磁束の方向がｄ軸磁束と平行になり、ｄ軸電流指令を一
定にした状態では、ｄ軸電流指令に比例する２次磁束の
大きさも一定となるため、２次磁束と直交するｑ軸電流
とトルクが比例する。これにより、ｑ軸電流を制御すれ
ば、トルクの制御が可能となる。定数補正演算部１００
では、２次磁束をｄ軸と平行にするため、定数補正演算
部１００の出力である１次抵抗推定値Ｒ１＾と漏れイン
ダクタンス推定値Ｌσ＾とインダクタンス比推定値Ｋｍ
＾について（１５）式が成り立つように演算を行う。
（１５）式が成り立つとき、（１６）式が成り立つこと
から、ｄ軸電圧補正量ΔＶｄ及びｑ軸電圧補正量ΔＶｑ
が０になるように、１次抵抗推定値Ｒ１＾と漏れインダ
クタンス推定値Ｌσ＾とインダクタンス比推定値Ｋｍ＾
を補正する。ここで問題となるのは、ｄ軸電圧補正量Δ
Ｖｄとｑ軸電圧補正量ΔＶｑの二つの量から１次抵抗推
定値Ｒ１＾と漏れインダクタンス推定値Ｌσ＾とインダ
クタンス比推定値Ｋｍ＾の三つの量を補正するため、各
補正量が一意には決めることができない。そこで、これ
らの推定値のうちで補正を行った場合にｄ軸電圧補正量
ΔＶｄとｑ軸電圧補正量ΔＶｑに影響を及ぼす割合に応
じて推定値の補正を行う。すなわち、各軸の電圧指令を
補正する推定値で偏微分し、各定数を乗算し、さらに各
自の補電圧補正量を乗算する。この演算を各軸について
行い、すべての軸の演算結果を加算して積分することに
より補正する推定値とする。具体的には、（２２）〜
（２４）式に従って補正を行う。ただし、Ｔは推定応答
を決めるためのゲインである。
【数２２】
【数２３】
【数２４】
【０００８】これを実現するための定数補正演算部１０
０の詳細ブロックを図２に示す。１０１は１次抵抗設定
器、１１０は漏れインダクタンス設定器、１２０はイン
ダクタンス比設定器、１０２と１０３と１０６と１１１
と１１２と１１４と１１６と１２１と１２２と１２４は
乗算器、１０４と１０７と１１７と１２５は加算器、１
１３は減算器、１０５と１１５と１２３は積分器であ
る。ｄ軸電圧補正量ΔＶｄとｄ軸電流指令Ｉｄ*が乗算
器１０２に接続され、ｑ軸電圧補正量ΔＶｑとｑ軸電流
指令Ｉｑ*が乗算器１０３に接続される。乗算器１０２
の出力と乗算器１０３の出力が加算器１０４で加算さ
れ、加算器１０４の出力は積分器１０５で積分される。
積分器１０５の出力と１次抵抗の設定値Ｒ１*が設定さ
れた１次抵抗設定器１０１の出力が乗算器１０６に接続
され、乗算器１０６の出力と１次抵抗設定器１０１の出
力が加算器１０７で加算され、１次抵抗推定値Ｒ１＾と
して出力される。また、ｄ軸電圧補正量ΔＶｄとｑ軸電
流指令Ｉｑ*が乗算器１１１に接続され、ｑ軸電圧補正
量ΔＶｑとｄ軸電流指令Ｉｄ*が乗算器１１２に接続さ
れる。乗算器１１２の出力から乗算器１１１の出力が減
算器１１３で減算され、減算器１１３の出力と周波数指
令ω１*が乗算器１１４に接続され、乗算器１１４の出
力が積分器１１５で積分される。積分器１１５の出力と
漏れインダクタンスの設定値Ｌσ*が設定された漏れイ
ンダクタンス設定器１１０の出力が乗算器１１６に接続
され、乗算器１１６の出力と漏れインダクタンス設定器
１１０が加算器１１７で加算され、漏れインダクタンス
推定値Ｌσ＾として出力される。さらに、ｑ軸電圧補正
量ΔＶｑとｄ軸２次磁束指令φｄ*が乗算器１２１に接
続され、乗算器１２１の出力と周波数指令ω１*が乗算
器１２２に接続される。乗算器１２２の出力は積分器１
２３で積分され、積分器１２３の出力とインダクタンス
比の設定値Ｋｍ*が設定されたインダクタンス比設定器
１２０の出力が乗算器１２４に接続される。乗算器１２
４の出力とインダクタンス比設定器１２０が加算器１２
５で加算され、インダクタンス比推定値Ｋｍ＾として出
力される。このような構成とすることにより、ｄ軸電圧
補正量ΔＶｄ及びｑ軸電圧補正量ΔＶｑが０になるよう
に、１次抵抗推定値Ｒ１＾と漏れインダクタンス推定値
Ｌσ＾とインダクタンス比推定値Ｋｍ＾が補正される。
また、すべての条件において、１次抵抗推定値Ｒ１＾と
漏れインダクタンス推定値Ｌσ＾とインダクタンス比推
定値Ｋｍ＾が適正な割合で補正される。
０の詳細ブロックを図２に示す。１０１は１次抵抗設定
器、１１０は漏れインダクタンス設定器、１２０はイン
ダクタンス比設定器、１０２と１０３と１０６と１１１
と１１２と１１４と１１６と１２１と１２２と１２４は
乗算器、１０４と１０７と１１７と１２５は加算器、１
１３は減算器、１０５と１１５と１２３は積分器であ
る。ｄ軸電圧補正量ΔＶｄとｄ軸電流指令Ｉｄ*が乗算
器１０２に接続され、ｑ軸電圧補正量ΔＶｑとｑ軸電流
指令Ｉｑ*が乗算器１０３に接続される。乗算器１０２
の出力と乗算器１０３の出力が加算器１０４で加算さ
れ、加算器１０４の出力は積分器１０５で積分される。
積分器１０５の出力と１次抵抗の設定値Ｒ１*が設定さ
れた１次抵抗設定器１０１の出力が乗算器１０６に接続
され、乗算器１０６の出力と１次抵抗設定器１０１の出
力が加算器１０７で加算され、１次抵抗推定値Ｒ１＾と
して出力される。また、ｄ軸電圧補正量ΔＶｄとｑ軸電
流指令Ｉｑ*が乗算器１１１に接続され、ｑ軸電圧補正
量ΔＶｑとｄ軸電流指令Ｉｄ*が乗算器１１２に接続さ
れる。乗算器１１２の出力から乗算器１１１の出力が減
算器１１３で減算され、減算器１１３の出力と周波数指
令ω１*が乗算器１１４に接続され、乗算器１１４の出
力が積分器１１５で積分される。積分器１１５の出力と
漏れインダクタンスの設定値Ｌσ*が設定された漏れイ
ンダクタンス設定器１１０の出力が乗算器１１６に接続
され、乗算器１１６の出力と漏れインダクタンス設定器
１１０が加算器１１７で加算され、漏れインダクタンス
推定値Ｌσ＾として出力される。さらに、ｑ軸電圧補正
量ΔＶｑとｄ軸２次磁束指令φｄ*が乗算器１２１に接
続され、乗算器１２１の出力と周波数指令ω１*が乗算
器１２２に接続される。乗算器１２２の出力は積分器１
２３で積分され、積分器１２３の出力とインダクタンス
比の設定値Ｋｍ*が設定されたインダクタンス比設定器
１２０の出力が乗算器１２４に接続される。乗算器１２
４の出力とインダクタンス比設定器１２０が加算器１２
５で加算され、インダクタンス比推定値Ｋｍ＾として出
力される。このような構成とすることにより、ｄ軸電圧
補正量ΔＶｄ及びｑ軸電圧補正量ΔＶｑが０になるよう
に、１次抵抗推定値Ｒ１＾と漏れインダクタンス推定値
Ｌσ＾とインダクタンス比推定値Ｋｍ＾が補正される。
また、すべての条件において、１次抵抗推定値Ｒ１＾と
漏れインダクタンス推定値Ｌσ＾とインダクタンス比推
定値Ｋｍ＾が適正な割合で補正される。
【０００９】次に、図４を用いて、本実施形態の動作の
一例を説明する。図４において、横軸は時間、縦軸は上
から順に速度指令ωｒ*、モータの負荷トルク、ｄ軸電
流指令Ｉｄ*とｑ軸電流指令Ｉｑ*、速度ωｒ、周波数指
令ω１*、ｄ軸電圧補正値△Ｖｄ、ｑ軸電圧補正値△Ｖ
ｑ、１次抵抗誤差△Ｒ１、漏れインダクタンス誤差△Ｌ
σ及びインダクタンス比誤差△ｋｍである。ここで、１
次抵抗誤差△Ｒ１は１次抵抗推定値Ｒ１＾と実際の１次
抵抗Ｒ１の差であり、漏れインダクタンス誤差△Ｌσは
漏れインダクタンス推定値Ｌσ＾と実際の漏れインダク
タンスＬσの差であり、インダクタンス比誤差△ｋｍは
インダクタンス比推定値Ｋｍ＾と実際のインダクタンス
比Ｋｍの差である。まず、図４で仮定した定数補正演算
部１００の初期状態について説明する。時刻Ｔ０におい
て、１次抵抗誤差△Ｒ１が負の値、漏れインダクタンス
誤差△Ｌσが負の値、インダクタンス比誤差△ｋｍが正
の値であると仮定する。また、時刻Ｔ０において、１次
抵抗推定値Ｒ１＾と１次抵抗設定器１０１の出力、漏れ
インダクタンス推定値Ｌσ＾と漏れインダクタンス設定
器１１０の出力、インダクタンス比推定値Ｋｍ＾とイン
ダクタンス比設定器１２０の出力はそれぞれ一致してい
ると仮定する。すなわち、積分器１０５、積分器１１５
及び積分器１２３のそれぞれの出力がすべて０であるこ
とを仮定する。次に、図４で仮定した運転条件について
説明する。速度指令ωｒ*は時刻Ｔ０から時刻Ｔ１まで
の期間である期間△Ｔ１の間は小さな値が与えられ、時
刻Ｔ１において大きな値に変化する。その後、時刻Ｔ３
までの期間すなわち期間△Ｔ２と期間△Ｔ３の間は大き
な値のままである。モータの負荷トルクは時刻Ｔ０から
時刻Ｔ２の期間すなわち期間△Ｔ１と期間△Ｔ２の間は
０であり、時刻Ｔ２で正の値となり、その後時刻Ｔ３ま
での期間すなわち期間△Ｔ３の間は正の値を保持する。
このときの定数補正演算部１００に関連する動作を説明
する。ｄ軸電流指令Ｉｄ*は時刻Ｔ０から時刻Ｔ３の期
間一定に保持される。ｑ軸電流指令Ｉｑ*はモータの負
荷トルクと関係が深く、時刻Ｔ１でモータを加速するた
めに正の値をとっているが、期間△Ｔ１と期間△Ｔ２の
間はほぼ０であり、期間△Ｔ３では正の値となる。速度
ωｒは速度制御部１１と速度推定部２１ｂの働きによ
り、速度指令ωｒ*と一致するように制御される。この
ため、期間△Ｔ１では小さな値、期間Ｔ２と期間△Ｔ３
では大きな値となる。尚、時刻Ｔ２において、少し減少
しているのは、モータの負荷トルクの増加に対してモー
タの出力トルクが遅れるためである。周波数指令ω１*
はモータの負荷トルクが０である期間△Ｔ１と期間△Ｔ
２においては、ｑ軸電流指令Ｉｑ*が０であることから
すべりが０となるため、速度ωｒにほぼ一致し、期間△
Ｔ１では小さな値であり、期間△Ｔ２では大きな値とな
る。期間△Ｔ３ではモータの負荷トルクが正の値になる
ため、ｑ軸電流指令Ｉｑ*も正の値をとるため、すべり
周波数に相当する分、周波数指令ω１*は増加する。
一例を説明する。図４において、横軸は時間、縦軸は上
から順に速度指令ωｒ*、モータの負荷トルク、ｄ軸電
流指令Ｉｄ*とｑ軸電流指令Ｉｑ*、速度ωｒ、周波数指
令ω１*、ｄ軸電圧補正値△Ｖｄ、ｑ軸電圧補正値△Ｖ
ｑ、１次抵抗誤差△Ｒ１、漏れインダクタンス誤差△Ｌ
σ及びインダクタンス比誤差△ｋｍである。ここで、１
次抵抗誤差△Ｒ１は１次抵抗推定値Ｒ１＾と実際の１次
抵抗Ｒ１の差であり、漏れインダクタンス誤差△Ｌσは
漏れインダクタンス推定値Ｌσ＾と実際の漏れインダク
タンスＬσの差であり、インダクタンス比誤差△ｋｍは
インダクタンス比推定値Ｋｍ＾と実際のインダクタンス
比Ｋｍの差である。まず、図４で仮定した定数補正演算
部１００の初期状態について説明する。時刻Ｔ０におい
て、１次抵抗誤差△Ｒ１が負の値、漏れインダクタンス
誤差△Ｌσが負の値、インダクタンス比誤差△ｋｍが正
の値であると仮定する。また、時刻Ｔ０において、１次
抵抗推定値Ｒ１＾と１次抵抗設定器１０１の出力、漏れ
インダクタンス推定値Ｌσ＾と漏れインダクタンス設定
器１１０の出力、インダクタンス比推定値Ｋｍ＾とイン
ダクタンス比設定器１２０の出力はそれぞれ一致してい
ると仮定する。すなわち、積分器１０５、積分器１１５
及び積分器１２３のそれぞれの出力がすべて０であるこ
とを仮定する。次に、図４で仮定した運転条件について
説明する。速度指令ωｒ*は時刻Ｔ０から時刻Ｔ１まで
の期間である期間△Ｔ１の間は小さな値が与えられ、時
刻Ｔ１において大きな値に変化する。その後、時刻Ｔ３
までの期間すなわち期間△Ｔ２と期間△Ｔ３の間は大き
な値のままである。モータの負荷トルクは時刻Ｔ０から
時刻Ｔ２の期間すなわち期間△Ｔ１と期間△Ｔ２の間は
０であり、時刻Ｔ２で正の値となり、その後時刻Ｔ３ま
での期間すなわち期間△Ｔ３の間は正の値を保持する。
このときの定数補正演算部１００に関連する動作を説明
する。ｄ軸電流指令Ｉｄ*は時刻Ｔ０から時刻Ｔ３の期
間一定に保持される。ｑ軸電流指令Ｉｑ*はモータの負
荷トルクと関係が深く、時刻Ｔ１でモータを加速するた
めに正の値をとっているが、期間△Ｔ１と期間△Ｔ２の
間はほぼ０であり、期間△Ｔ３では正の値となる。速度
ωｒは速度制御部１１と速度推定部２１ｂの働きによ
り、速度指令ωｒ*と一致するように制御される。この
ため、期間△Ｔ１では小さな値、期間Ｔ２と期間△Ｔ３
では大きな値となる。尚、時刻Ｔ２において、少し減少
しているのは、モータの負荷トルクの増加に対してモー
タの出力トルクが遅れるためである。周波数指令ω１*
はモータの負荷トルクが０である期間△Ｔ１と期間△Ｔ
２においては、ｑ軸電流指令Ｉｑ*が０であることから
すべりが０となるため、速度ωｒにほぼ一致し、期間△
Ｔ１では小さな値であり、期間△Ｔ２では大きな値とな
る。期間△Ｔ３ではモータの負荷トルクが正の値になる
ため、ｑ軸電流指令Ｉｑ*も正の値をとるため、すべり
周波数に相当する分、周波数指令ω１*は増加する。
【００１０】次に、図４における定数補正演算部１００
の動作について説明する。時刻Ｔ０では、１次抵抗誤差
△Ｒ１が負の値、漏れインダクタンス誤差△Ｌσが負の
値、インダクタンス比誤差△ｋｍが正の値であり、周波
数指令値ω１*が小さな値、ｑ軸電流指令Ｉｑ*が０であ
る。（９）式の第１行の右辺からｄ軸電圧補正量△Ｖｄ
を除く部分は、１次抵抗誤差△Ｒ１が負の値で有ること
から、１次抵抗誤差△Ｒ１が０である場合に比べて小さ
な値となる。このため、ｄ軸電流Ｉｄが小さく流れ、ｄ
軸電流制御部１５の出力△Ｖｄ０が増加し、ｄ軸電圧補
正量△Ｖｄも増加する。すなわち、１次抵抗誤差△Ｒ１
が０である場合とｄ軸電流指令Ｖｄ*が同じになるよう
にｄ軸電圧補正量△Ｖｄは制御される。よって、ｄ軸電
圧補正量△Ｖｄは正の値となる。一方、ｑ軸電圧補正量
△Ｖｑは、ｄ軸電流制御部１５の出力△Ｖｄ０が増加す
ることから、ｄ軸電圧補正量△Ｖｄと同様に正の値とな
る。これは、（３）式の関係による。尚、ここでｑ軸電
流制御部１４の出力△Ｖｄ０が０になるように速度推定
部２１ｂが速度推定値を制御するため、ｑ軸電流制御部
１４の出力△Ｖｄ０の影響は無視することが出来る。
の動作について説明する。時刻Ｔ０では、１次抵抗誤差
△Ｒ１が負の値、漏れインダクタンス誤差△Ｌσが負の
値、インダクタンス比誤差△ｋｍが正の値であり、周波
数指令値ω１*が小さな値、ｑ軸電流指令Ｉｑ*が０であ
る。（９）式の第１行の右辺からｄ軸電圧補正量△Ｖｄ
を除く部分は、１次抵抗誤差△Ｒ１が負の値で有ること
から、１次抵抗誤差△Ｒ１が０である場合に比べて小さ
な値となる。このため、ｄ軸電流Ｉｄが小さく流れ、ｄ
軸電流制御部１５の出力△Ｖｄ０が増加し、ｄ軸電圧補
正量△Ｖｄも増加する。すなわち、１次抵抗誤差△Ｒ１
が０である場合とｄ軸電流指令Ｖｄ*が同じになるよう
にｄ軸電圧補正量△Ｖｄは制御される。よって、ｄ軸電
圧補正量△Ｖｄは正の値となる。一方、ｑ軸電圧補正量
△Ｖｑは、ｄ軸電流制御部１５の出力△Ｖｄ０が増加す
ることから、ｄ軸電圧補正量△Ｖｄと同様に正の値とな
る。これは、（３）式の関係による。尚、ここでｑ軸電
流制御部１４の出力△Ｖｄ０が０になるように速度推定
部２１ｂが速度推定値を制御するため、ｑ軸電流制御部
１４の出力△Ｖｄ０の影響は無視することが出来る。
【００１１】期間△Ｔ１における定数補正演算部１００
の動作は次のようになる。ｄ軸電圧補正量△Ｖｄから積
分器１０５のゲインが高く、周波数指令値ω１*が小さ
な値であり、ｑ軸電流指令が０であることから、ｑ軸電
圧補正量△Ｖｑから積分器１０５のゲイン、ｄ軸電圧補
正量△Ｖｄとｑ軸電圧補正量△Ｖｑから積分器１１５の
ゲイン及びｑ軸電圧補正量△Ｖｑから積分器１２３のゲ
インは小さくなる。このため、積分器１１５の入力が正
の値となり、１次抵抗推定値が増加し、１次抵抗誤差△
Ｒ１が増加する。また、これにより（９）式の第１行の
右辺からｄ軸電圧補正量△Ｖｄを除く部分が増加し、ｄ
軸電流制御部１５の出力△Ｖｄ０及びｄ軸電圧補正量△
Ｖｄが減少する。これに伴い、ｑ軸電圧補正量△Ｖｑも
減少する。一方、漏れインダクタンス誤差△Ｌσとイン
ダクタンス比誤差△ｋｍは、積分器１１５と積分器１２
３の入力が小さいことから殆ど変化しない。すなわち、
期間△Ｔ１では、（９）式において１次抵抗誤差の影響
が大きいことから、１次抵抗誤差が重点的に補正され
る。一方、漏れインダクタンス誤差とインダクタンス比
誤差は影響が小さいことから、漏れインダクタンス誤差
とインダクタンス比誤差のｑ軸電圧の補正は殆ど行われ
ない。
の動作は次のようになる。ｄ軸電圧補正量△Ｖｄから積
分器１０５のゲインが高く、周波数指令値ω１*が小さ
な値であり、ｑ軸電流指令が０であることから、ｑ軸電
圧補正量△Ｖｑから積分器１０５のゲイン、ｄ軸電圧補
正量△Ｖｄとｑ軸電圧補正量△Ｖｑから積分器１１５の
ゲイン及びｑ軸電圧補正量△Ｖｑから積分器１２３のゲ
インは小さくなる。このため、積分器１１５の入力が正
の値となり、１次抵抗推定値が増加し、１次抵抗誤差△
Ｒ１が増加する。また、これにより（９）式の第１行の
右辺からｄ軸電圧補正量△Ｖｄを除く部分が増加し、ｄ
軸電流制御部１５の出力△Ｖｄ０及びｄ軸電圧補正量△
Ｖｄが減少する。これに伴い、ｑ軸電圧補正量△Ｖｑも
減少する。一方、漏れインダクタンス誤差△Ｌσとイン
ダクタンス比誤差△ｋｍは、積分器１１５と積分器１２
３の入力が小さいことから殆ど変化しない。すなわち、
期間△Ｔ１では、（９）式において１次抵抗誤差の影響
が大きいことから、１次抵抗誤差が重点的に補正され
る。一方、漏れインダクタンス誤差とインダクタンス比
誤差は影響が小さいことから、漏れインダクタンス誤差
とインダクタンス比誤差のｑ軸電圧の補正は殆ど行われ
ない。
【００１２】次に、時刻Ｔ１で周波数指令ω１*が大き
くなると、（９）式の第２行が第１行に対して相対的に
大きくなる。このため、第２行で記述されるｑ軸電圧の
関係が重要となる。インダクタンス比△Ｋｍが正の値で
有ることから、（９）式の第２行の右辺からｑ軸電圧補
正量△Ｖｑを除く部分がインダクタンス比誤差△Ｋｍが
０である場合に比べて大きな値となる。このため、ｑ軸
電圧補正量△Ｖｑが０である場合には、ｑ軸電圧が大き
くなり、速度起電力を大きくするため、ｄ軸磁束が増加
する。そして、ｄ軸電流が増加し、これにより、ｄ軸電
流制御部１５の出力△Ｖｄ０が減少し、ｄ軸電圧補正量
△Ｖｄ及びｑ軸電圧補正量△Ｖｑが減少する。この結
果、ｄ軸電圧補正量△Ｖｄ及びｑ軸電圧補正量△Ｖｑは
負の値となる。
くなると、（９）式の第２行が第１行に対して相対的に
大きくなる。このため、第２行で記述されるｑ軸電圧の
関係が重要となる。インダクタンス比△Ｋｍが正の値で
有ることから、（９）式の第２行の右辺からｑ軸電圧補
正量△Ｖｑを除く部分がインダクタンス比誤差△Ｋｍが
０である場合に比べて大きな値となる。このため、ｑ軸
電圧補正量△Ｖｑが０である場合には、ｑ軸電圧が大き
くなり、速度起電力を大きくするため、ｄ軸磁束が増加
する。そして、ｄ軸電流が増加し、これにより、ｄ軸電
流制御部１５の出力△Ｖｄ０が減少し、ｄ軸電圧補正量
△Ｖｄ及びｑ軸電圧補正量△Ｖｑが減少する。この結
果、ｄ軸電圧補正量△Ｖｄ及びｑ軸電圧補正量△Ｖｑは
負の値となる。
【００１３】期間△Ｔ２における定数補正演算部１００
の動作は次のようになる。ｄ軸電圧補正量△Ｖｄから積
分器１０５のゲインは期間△Ｔ１と同じである。周波数
指令ω１*が大きくなったことから、ｑ軸電圧補正量△
Ｖｑから積分器１１５のゲイン及びｑ軸電圧補正量△Ｖ
ｑから積分器１２３のゲインが大きくなる。また、ｑ軸
電流指令が０であることから、ｑ軸電圧補正量△Ｖｑか
ら積分器１０５のゲイン及びｄ軸電圧補正量△Ｖｄから
積分器１１５のゲインは０である。ここで、周波数指令
ω１*が大きいことから、積分器１１５の入力及び積分
器１２３の入力が積分器１０５の入力に比べて大きくな
る。ｑ軸電圧補正量△Ｖｑが負の値であることから積分
器１２３の出力は減少し、インダクタンス比推定値Ｋｍ
＾が減少する。よって、インダクタンス比誤差△Ｋｍも
減少する。インダクタンス比推定値Ｋｍ＾が減少する
と、（９）式の第２行の右辺からｑ軸電圧補正量△Ｖｑ
を除く部分が減少し、ｄ軸電流制御部１５の出力△Ｖｄ
０が増加する。このため、ｄ軸電圧補正量△Ｖｄ及びｑ
軸電圧補正量△Ｖｑが増加して０に近づく。また、１次
抵抗推定値Ｒ１＾は積分器１０５の入力が負の値である
ことから減少する。しかしながら、ｄ軸電圧補正量△Ｖ
ｄ及びｑ軸電圧補正量△Ｖｑが増加して０に近づくた
め、補正量はわずかである。また、ｑ軸電流指令Ｉｑ*
が０であることから積分器１１５の入力が負の値とな
り、漏れインダクタンス推定値△Ｌσ＾は減少し、漏れ
インダクタンス誤差△Ｌσも減少する。すなわち、期間
△Ｔ２では、（９）式におけるインダクタンス比誤差の
影響が大きいことから、インダクタンス比誤差が重点的
に補正される。このため、１次抵抗推定値Ｒ１＾や漏れ
インダクタンス推定値△Ｌσ＾は、本来補正すべき方向
とは逆に補正されてしまう。しかしながら、後述する図
５の様に様々な条件による補正を施すことにより、定数
の誤差は０に近づいていく。
の動作は次のようになる。ｄ軸電圧補正量△Ｖｄから積
分器１０５のゲインは期間△Ｔ１と同じである。周波数
指令ω１*が大きくなったことから、ｑ軸電圧補正量△
Ｖｑから積分器１１５のゲイン及びｑ軸電圧補正量△Ｖ
ｑから積分器１２３のゲインが大きくなる。また、ｑ軸
電流指令が０であることから、ｑ軸電圧補正量△Ｖｑか
ら積分器１０５のゲイン及びｄ軸電圧補正量△Ｖｄから
積分器１１５のゲインは０である。ここで、周波数指令
ω１*が大きいことから、積分器１１５の入力及び積分
器１２３の入力が積分器１０５の入力に比べて大きくな
る。ｑ軸電圧補正量△Ｖｑが負の値であることから積分
器１２３の出力は減少し、インダクタンス比推定値Ｋｍ
＾が減少する。よって、インダクタンス比誤差△Ｋｍも
減少する。インダクタンス比推定値Ｋｍ＾が減少する
と、（９）式の第２行の右辺からｑ軸電圧補正量△Ｖｑ
を除く部分が減少し、ｄ軸電流制御部１５の出力△Ｖｄ
０が増加する。このため、ｄ軸電圧補正量△Ｖｄ及びｑ
軸電圧補正量△Ｖｑが増加して０に近づく。また、１次
抵抗推定値Ｒ１＾は積分器１０５の入力が負の値である
ことから減少する。しかしながら、ｄ軸電圧補正量△Ｖ
ｄ及びｑ軸電圧補正量△Ｖｑが増加して０に近づくた
め、補正量はわずかである。また、ｑ軸電流指令Ｉｑ*
が０であることから積分器１１５の入力が負の値とな
り、漏れインダクタンス推定値△Ｌσ＾は減少し、漏れ
インダクタンス誤差△Ｌσも減少する。すなわち、期間
△Ｔ２では、（９）式におけるインダクタンス比誤差の
影響が大きいことから、インダクタンス比誤差が重点的
に補正される。このため、１次抵抗推定値Ｒ１＾や漏れ
インダクタンス推定値△Ｌσ＾は、本来補正すべき方向
とは逆に補正されてしまう。しかしながら、後述する図
５の様に様々な条件による補正を施すことにより、定数
の誤差は０に近づいていく。
【００１４】次に、時刻Ｔ２でｑ軸電流指令Ｉｑ*が大
きくなると、（９）式の第２行が第１行に対して相対的
に大きいことは変わらないが、時刻Ｔ２までにインダク
タンス比推定値Ｋｍ＾はほぼ補正が終わっているため、
（９）式の第１行が重要となる。周波数指令ω１*が大
きいことから（９）式の第１行の右辺において、漏れイ
ンダクタンス誤差△Ｌσの影響が１次抵抗誤差△Ｒ１よ
りも大きくなる。（９）式の第１行の右辺からｄ軸電圧
補正量△Ｖｄを除く部分が、漏れインダクタンス誤差△
Ｌσが負の値で有ることから、誤差が０である場合に比
べて大きな値となり、ｄ軸電圧補正量△Ｖｄは負の値と
なる。よって、ｄ軸電流制御部１５の出力△Ｖｄ０が負
の値であるから、ｑ軸電圧補正量△Ｖｑも負の値であ
る。
きくなると、（９）式の第２行が第１行に対して相対的
に大きいことは変わらないが、時刻Ｔ２までにインダク
タンス比推定値Ｋｍ＾はほぼ補正が終わっているため、
（９）式の第１行が重要となる。周波数指令ω１*が大
きいことから（９）式の第１行の右辺において、漏れイ
ンダクタンス誤差△Ｌσの影響が１次抵抗誤差△Ｒ１よ
りも大きくなる。（９）式の第１行の右辺からｄ軸電圧
補正量△Ｖｄを除く部分が、漏れインダクタンス誤差△
Ｌσが負の値で有ることから、誤差が０である場合に比
べて大きな値となり、ｄ軸電圧補正量△Ｖｄは負の値と
なる。よって、ｄ軸電流制御部１５の出力△Ｖｄ０が負
の値であるから、ｑ軸電圧補正量△Ｖｑも負の値であ
る。
【００１５】期間△Ｔ３における定数補正演算部１００
の動作は次のようになる。ｄ軸電圧補正量△Ｖｄから積
分器１０５のゲインは期間△Ｔ１や期間△Ｔ２と同じで
ある。ｑ軸電圧補正量△Ｖｑから積分器１１５のゲイン
及びｑ軸電圧補正量△Ｖｑから積分器１２３のゲインが
大きいのも期間△Ｔ２と同じである。さらに、ｑ軸電流
指令が正の値であることから、ｑ軸電圧補正量△Ｖｑか
ら積分器１０５のゲイン及びｑ軸電圧補正量△Ｖｑから
積分器１１５のゲインが大きくなる。ここで、ｑ軸電流
指令Ｉｑ*がｄ軸電流指令Ｉｄ*よりも大きいため、ｑ軸
電圧補正量△Ｖｑから積分器１１５のゲインは、ｄ軸電
圧補正量△Ｖｄから積分器１１５のゲインより大きくな
る。また、期間△Ｔ２と同様に周波数指令ω１*が大き
いことから、積分器１２３の入力や積分器１１５の入力
は積分器１０５のゲインに比べて大きくなる。ｄ軸電圧
補正量△Ｖｄから積分器１１５のゲインが大きく、か
つ、ｄ軸電圧補正量△Ｖｄは乗算器１１１を経て減算器
１１３に接続されていることから、積分器１１５の入力
は正の値となる。このため、積分器１１５の出力は増加
し、漏れインダクタンス推定値△Ｌσ＾及び漏れインダ
クタンス誤差△Ｌσは増加し、０に近づく。一方、積分
器１２３の入力は負の値であるため、積分器１２３の出
力が減少し、インダクタンス比推定値Ｋｍ＾及びインダ
クタンス比誤差△Ｋｍも減少する。また、１次抵抗推定
値Ｒ１＾は積分器１０５の入力が負の値であることから
減少する。しかしながら、ｄ軸電圧補正量△Ｖｄ及びｑ
軸電圧補正量△Ｖｑが増加して０に近づくため、補正量
はわずかである。すなわち、期間△Ｔ３では、（９）式
におけるインダクタンス誤差の影響が大きいことから、
漏れインダクタンス誤差が重点的に補正される。このた
め、１次抵抗推定値Ｒ１＾やインダクタンス比Ｋｍ＾
は、本来補正すべき方向とは逆に補正されてしまう。し
かしながら、全体の誤差は減少方向に向かうため、後述
する図５の様に様々な条件による補正を施すことによ
り、定数の誤差は０に近づいていく。
の動作は次のようになる。ｄ軸電圧補正量△Ｖｄから積
分器１０５のゲインは期間△Ｔ１や期間△Ｔ２と同じで
ある。ｑ軸電圧補正量△Ｖｑから積分器１１５のゲイン
及びｑ軸電圧補正量△Ｖｑから積分器１２３のゲインが
大きいのも期間△Ｔ２と同じである。さらに、ｑ軸電流
指令が正の値であることから、ｑ軸電圧補正量△Ｖｑか
ら積分器１０５のゲイン及びｑ軸電圧補正量△Ｖｑから
積分器１１５のゲインが大きくなる。ここで、ｑ軸電流
指令Ｉｑ*がｄ軸電流指令Ｉｄ*よりも大きいため、ｑ軸
電圧補正量△Ｖｑから積分器１１５のゲインは、ｄ軸電
圧補正量△Ｖｄから積分器１１５のゲインより大きくな
る。また、期間△Ｔ２と同様に周波数指令ω１*が大き
いことから、積分器１２３の入力や積分器１１５の入力
は積分器１０５のゲインに比べて大きくなる。ｄ軸電圧
補正量△Ｖｄから積分器１１５のゲインが大きく、か
つ、ｄ軸電圧補正量△Ｖｄは乗算器１１１を経て減算器
１１３に接続されていることから、積分器１１５の入力
は正の値となる。このため、積分器１１５の出力は増加
し、漏れインダクタンス推定値△Ｌσ＾及び漏れインダ
クタンス誤差△Ｌσは増加し、０に近づく。一方、積分
器１２３の入力は負の値であるため、積分器１２３の出
力が減少し、インダクタンス比推定値Ｋｍ＾及びインダ
クタンス比誤差△Ｋｍも減少する。また、１次抵抗推定
値Ｒ１＾は積分器１０５の入力が負の値であることから
減少する。しかしながら、ｄ軸電圧補正量△Ｖｄ及びｑ
軸電圧補正量△Ｖｑが増加して０に近づくため、補正量
はわずかである。すなわち、期間△Ｔ３では、（９）式
におけるインダクタンス誤差の影響が大きいことから、
漏れインダクタンス誤差が重点的に補正される。このた
め、１次抵抗推定値Ｒ１＾やインダクタンス比Ｋｍ＾
は、本来補正すべき方向とは逆に補正されてしまう。し
かしながら、全体の誤差は減少方向に向かうため、後述
する図５の様に様々な条件による補正を施すことによ
り、定数の誤差は０に近づいていく。
【００１６】図５に、本実施形態による制御を長時間継
続したときの動作波形図を示す。図５において、すべて
のグラフの横軸は時間であり、縦軸は上から速度指令ω
ｒ*、誘導電動機６にかかる負荷トルク、ｄ軸電圧補正
量ΔＶｄ、ｑ軸電圧補正量ΔＶｑ、実際の１次抵抗と１
次抵抗推定値Ｒ１＾の偏差ΔＲ１、実際の漏れインダク
タンスＬσと漏れインダクタンス推定値Ｌσ＾の偏差Δ
Ｌσ、実際のインダクタンス比Ｋｍとインダクタンス比
推定値Ｋｍ＾の偏差ΔＫｍである。運転を始める前に１
次抵抗設定器１０１、漏れインダクタンス設定器１１
０、インダクタンス比設定器１２０に、実際の１次抵抗
Ｒ１、実際の漏れインダクタンスＬσ、実際のインダク
タンス比Ｋｍに対して誤差のある値を設定し、速度指令
を一番上のグラフ、負荷トルクを上から二番目のグラフ
のように加える。このとき、運転条件が変化するところ
では、ｄ軸電圧補正量ΔＶｄ、ｑ軸電圧補正量ΔＶｑの
絶対値が一時的に大きくなるが、時間とともに０に収束
していく。また、１次抵抗推定値の偏差ΔＲ１、漏れイ
ンダクタンス推定値の偏差ΔＬσ、インダクタンス比推
定値の偏差ΔＫｍも時間とともに０に収束しており、定
数の推定が実現できている。
続したときの動作波形図を示す。図５において、すべて
のグラフの横軸は時間であり、縦軸は上から速度指令ω
ｒ*、誘導電動機６にかかる負荷トルク、ｄ軸電圧補正
量ΔＶｄ、ｑ軸電圧補正量ΔＶｑ、実際の１次抵抗と１
次抵抗推定値Ｒ１＾の偏差ΔＲ１、実際の漏れインダク
タンスＬσと漏れインダクタンス推定値Ｌσ＾の偏差Δ
Ｌσ、実際のインダクタンス比Ｋｍとインダクタンス比
推定値Ｋｍ＾の偏差ΔＫｍである。運転を始める前に１
次抵抗設定器１０１、漏れインダクタンス設定器１１
０、インダクタンス比設定器１２０に、実際の１次抵抗
Ｒ１、実際の漏れインダクタンスＬσ、実際のインダク
タンス比Ｋｍに対して誤差のある値を設定し、速度指令
を一番上のグラフ、負荷トルクを上から二番目のグラフ
のように加える。このとき、運転条件が変化するところ
では、ｄ軸電圧補正量ΔＶｄ、ｑ軸電圧補正量ΔＶｑの
絶対値が一時的に大きくなるが、時間とともに０に収束
していく。また、１次抵抗推定値の偏差ΔＲ１、漏れイ
ンダクタンス推定値の偏差ΔＬσ、インダクタンス比推
定値の偏差ΔＫｍも時間とともに０に収束しており、定
数の推定が実現できている。
【００１７】図６は、本発明の第２の実施形態の構成を
示す。図６において、１は交流電源、２はコンバータ、
３は平滑コンデンサ、４はインバータ、５は電流検出
器、６は誘導電動機、１１は速度制御部、１２ｃは電圧
演算部、１３は電圧変換部、１４はｑ軸電流制御部、１
５はｄ軸電流制御部、１６は補正電圧演算部、１８ｃは
周波数演算部、１９は積分器、２０は電流変換部、２１
ｃは速度推定部、２００は定数補正演算部である。ここ
で、図２の第１の実施形態と同一構成の部分は同一の符
号をつけている。このため、第１の実施形態と同一の符
号の部分の説明は省略する。電圧演算部１２ｃは、ｄ軸
電流指令Ｉｄ*、ｑ軸電流指令Ｉｑ*、周波数指令値ω１
*、ｄ軸電圧補正量ΔＶｄ、ｑ軸電圧補正量ΔＶｑ及び
定数補正演算部２００の出力である１次抵抗推定値Ｒ１
＾と漏れインダクタンス推定値Ｌσ＾と１次自己インダ
クタンス推定値Ｌ１＾から（２５）式に従い、ｄ軸電圧
指令Ｖｄ*及びｑ軸電圧指令Ｖｑ*を演算する。
示す。図６において、１は交流電源、２はコンバータ、
３は平滑コンデンサ、４はインバータ、５は電流検出
器、６は誘導電動機、１１は速度制御部、１２ｃは電圧
演算部、１３は電圧変換部、１４はｑ軸電流制御部、１
５はｄ軸電流制御部、１６は補正電圧演算部、１８ｃは
周波数演算部、１９は積分器、２０は電流変換部、２１
ｃは速度推定部、２００は定数補正演算部である。ここ
で、図２の第１の実施形態と同一構成の部分は同一の符
号をつけている。このため、第１の実施形態と同一の符
号の部分の説明は省略する。電圧演算部１２ｃは、ｄ軸
電流指令Ｉｄ*、ｑ軸電流指令Ｉｑ*、周波数指令値ω１
*、ｄ軸電圧補正量ΔＶｄ、ｑ軸電圧補正量ΔＶｑ及び
定数補正演算部２００の出力である１次抵抗推定値Ｒ１
＾と漏れインダクタンス推定値Ｌσ＾と１次自己インダ
クタンス推定値Ｌ１＾から（２５）式に従い、ｄ軸電圧
指令Ｖｄ*及びｑ軸電圧指令Ｖｑ*を演算する。
【数２５】 （２５）式は、（５）式と（６）式を（９）式に代入
し、さらに（２６）式の関係を用いて整理することによ
り得られ、第１の実施形態の電圧演算部１２ｂと同様の
働きをする。
し、さらに（２６）式の関係を用いて整理することによ
り得られ、第１の実施形態の電圧演算部１２ｂと同様の
働きをする。
【数２６】 周波数演算部１８ｃでは、ｄ軸電流指令Ｉｄ*、ｑ軸電
流指令Ｉｑ*及び速度推定部２１ｃの出力である速度推
定値ωｒ＾から（２７）式に従い、周波数指令値ω１*
を演算する。推定値と実際の定数が一致していると仮定
すれば、（１９）式に（５）式と（６）式を代入するこ
とにより得られ、（１４）式の関係を満たすように制御
することが出来る。ただし、Ｌ２*は２次自己インダク
タンスの設定値である。
流指令Ｉｑ*及び速度推定部２１ｃの出力である速度推
定値ωｒ＾から（２７）式に従い、周波数指令値ω１*
を演算する。推定値と実際の定数が一致していると仮定
すれば、（１９）式に（５）式と（６）式を代入するこ
とにより得られ、（１４）式の関係を満たすように制御
することが出来る。ただし、Ｌ２*は２次自己インダク
タンスの設定値である。
【数２７】 速度推定部２１ｃでは、ｑ軸電流Ｉｑ、ｑ軸電流指令Ｉ
ｑ*、ｑ軸電流制御部１４の出力ΔＶｄ０、周波数指令
値ω１*及び定数補正演算部２００の出力である１次抵
抗推定値Ｒ１＾から（２８）式を用いて速度推定値ωｒ
＾を演算する。
ｑ*、ｑ軸電流制御部１４の出力ΔＶｄ０、周波数指令
値ω１*及び定数補正演算部２００の出力である１次抵
抗推定値Ｒ１＾から（２８）式を用いて速度推定値ωｒ
＾を演算する。
【数２８】 以上のように、誘導電動機６を制御することにより、２
次磁束の方向がｄ軸磁束と平行になり、ｄ軸電流指令を
一定にした状態では、ｄ軸電流指令に比例する２次磁束
の大きさも一定となるため、２次磁束と直交するｑ軸電
流とトルクが比例する。これにより、ｑ軸電流を制御す
れば、トルクの制御が可能となる。定数補正演算部２０
０では、２次磁束をｄ軸と平行にするため、定数補正演
算部２００の出力である１次抵抗推定値Ｒ１＾と漏れイ
ンダクタンス推定値Ｌσ＾と１次自己インダクタンスＬ
１＾について（２９）式が成り立つように演算を行う。
（２９）式が成り立つとき、前述した（１６）式が成り
立つことから、ｄ軸電圧補正量ΔＶｄ及びｑ軸電圧補正
量ΔＶｑが０になるように１次抵抗推定値Ｒ１＾と漏れ
インダクタンス推定値Ｌσ＾と１次自己インダクタンス
Ｌ１＾を補正する。
次磁束の方向がｄ軸磁束と平行になり、ｄ軸電流指令を
一定にした状態では、ｄ軸電流指令に比例する２次磁束
の大きさも一定となるため、２次磁束と直交するｑ軸電
流とトルクが比例する。これにより、ｑ軸電流を制御す
れば、トルクの制御が可能となる。定数補正演算部２０
０では、２次磁束をｄ軸と平行にするため、定数補正演
算部２００の出力である１次抵抗推定値Ｒ１＾と漏れイ
ンダクタンス推定値Ｌσ＾と１次自己インダクタンスＬ
１＾について（２９）式が成り立つように演算を行う。
（２９）式が成り立つとき、前述した（１６）式が成り
立つことから、ｄ軸電圧補正量ΔＶｄ及びｑ軸電圧補正
量ΔＶｑが０になるように１次抵抗推定値Ｒ１＾と漏れ
インダクタンス推定値Ｌσ＾と１次自己インダクタンス
Ｌ１＾を補正する。
【数２９】 補正の方法は第１の実施形態と同じく、これらの推定値
のうちで補正を行った場合にｄ軸電圧補正量ΔＶｄとｑ
軸電圧補正量ΔＶｑに影響を及ぼす割合に応じて推定値
の補正を行う。すなわち、各軸の電圧指令を補正する推
定値で偏微分し、各定数を乗算し、さらに各自の補電圧
補正量を乗算する。この演算を各軸について行い、すべ
ての軸の演算結果を加算して積分することにより、補正
する推定値とする。具体的には、前述した（２２）〜
（２３）式及び（３０）式に従って補正を行う。
のうちで補正を行った場合にｄ軸電圧補正量ΔＶｄとｑ
軸電圧補正量ΔＶｑに影響を及ぼす割合に応じて推定値
の補正を行う。すなわち、各軸の電圧指令を補正する推
定値で偏微分し、各定数を乗算し、さらに各自の補電圧
補正量を乗算する。この演算を各軸について行い、すべ
ての軸の演算結果を加算して積分することにより、補正
する推定値とする。具体的には、前述した（２２）〜
（２３）式及び（３０）式に従って補正を行う。
【数３０】
【００１８】これを実現するための定数補正演算部２０
０の詳細ブロックを図７に示す。ここで、図２の第１の
実施形態と同一構成の部分は同一の符号をつけている。
このため、第１の実施形態と同一の符号の部分の説明は
省略する。２１０は漏れインダクタンス設定器、２２０
は１次自己インダクタンス設定器、２１１と２１４と２
１６と２２１と２２２と２２４は乗算器、２１７と２２
５は加算器、２１５と２２３は積分器である。ｄ軸電圧
補正量ΔＶｄとｑ軸電流指令Ｉｑ*が乗算器２１１に接
続され、乗算器２１１の出力と周波数指令ω１*が乗算
器２１４に接続され、乗算器２１４の出力が積分器２１
５で積分される。積分器１１５の出力と漏れインダクタ
ンスの設定値Ｌσ*が設定された漏れインダクタンス設
定器２１０の出力が乗算器２１６に接続され、乗算器２
１６の出力と漏れインダクタンス設定器２１０が加算器
２１７で加算され、漏れインダクタンス推定値Ｌσ＾と
して出力される。また、ｑ軸電圧補正量ΔＶｑとｄ軸電
流指令Ｉｄ*が乗算器２２１に接続され、乗算器２２１
の出力と周波数指令ω１*が乗算器２２２に接続され
る。乗算器２２２の出力は積分器２２３で積分され、積
分器２２３の出力と１次自己インダクタンスの設定値Ｌ
１*が設定された１次自己インダクタンス設定器２２０
の出力が乗算器２２４に接続される。乗算器２２４の出
力と１次自己インダクタンス設定器２２０が加算器２２
５で加算され、１次自己インダクタンス推定値Ｌ１＾と
して出力される。このような構成とすることにより、ｄ
軸電圧補正量ΔＶｄ及びｑ軸電圧補正量ΔＶｑが０にな
るように、１次抵抗推定値Ｒ１＾と漏れインダクタンス
推定値Ｌσ＾と１次自己インダクタンスＬ１＾が補正さ
れる。また、すべての条件において、１次抵抗推定値Ｒ
１＾と漏れインダクタンス推定値Ｌσ＾と１次自己イン
ダクタンスＬ１＾が適正な割合で補正される。
０の詳細ブロックを図７に示す。ここで、図２の第１の
実施形態と同一構成の部分は同一の符号をつけている。
このため、第１の実施形態と同一の符号の部分の説明は
省略する。２１０は漏れインダクタンス設定器、２２０
は１次自己インダクタンス設定器、２１１と２１４と２
１６と２２１と２２２と２２４は乗算器、２１７と２２
５は加算器、２１５と２２３は積分器である。ｄ軸電圧
補正量ΔＶｄとｑ軸電流指令Ｉｑ*が乗算器２１１に接
続され、乗算器２１１の出力と周波数指令ω１*が乗算
器２１４に接続され、乗算器２１４の出力が積分器２１
５で積分される。積分器１１５の出力と漏れインダクタ
ンスの設定値Ｌσ*が設定された漏れインダクタンス設
定器２１０の出力が乗算器２１６に接続され、乗算器２
１６の出力と漏れインダクタンス設定器２１０が加算器
２１７で加算され、漏れインダクタンス推定値Ｌσ＾と
して出力される。また、ｑ軸電圧補正量ΔＶｑとｄ軸電
流指令Ｉｄ*が乗算器２２１に接続され、乗算器２２１
の出力と周波数指令ω１*が乗算器２２２に接続され
る。乗算器２２２の出力は積分器２２３で積分され、積
分器２２３の出力と１次自己インダクタンスの設定値Ｌ
１*が設定された１次自己インダクタンス設定器２２０
の出力が乗算器２２４に接続される。乗算器２２４の出
力と１次自己インダクタンス設定器２２０が加算器２２
５で加算され、１次自己インダクタンス推定値Ｌ１＾と
して出力される。このような構成とすることにより、ｄ
軸電圧補正量ΔＶｄ及びｑ軸電圧補正量ΔＶｑが０にな
るように、１次抵抗推定値Ｒ１＾と漏れインダクタンス
推定値Ｌσ＾と１次自己インダクタンスＬ１＾が補正さ
れる。また、すべての条件において、１次抵抗推定値Ｒ
１＾と漏れインダクタンス推定値Ｌσ＾と１次自己イン
ダクタンスＬ１＾が適正な割合で補正される。
【００１９】一方、自己インダクタンスＬ１は相互イン
ダクタンスＭが与えられれば、（３１）式を用いて漏れ
インダクタンスＬσとインダクタンス比Ｋｍから算術演
算により求まる定数である。
ダクタンスＭが与えられれば、（３１）式を用いて漏れ
インダクタンスＬσとインダクタンス比Ｋｍから算術演
算により求まる定数である。
【数３１】 よって、本発明によれば、１次抵抗、漏れインダクタン
ス、インダクタンス比に限らず、これらの定数と予め設
定された相互インダクタンスの様な値から算術演算によ
り求まる自己インダクタンスの様な定数も推定できる。
ス、インダクタンス比に限らず、これらの定数と予め設
定された相互インダクタンスの様な値から算術演算によ
り求まる自己インダクタンスの様な定数も推定できる。
【００２０】
【発明の効果】以上説明したように、誘導電動機を制御
することにより、２次磁束を一定とする制御方法におい
て、制御で用いられる誘導電動機の定数のうち、１次抵
抗、インダクタンス比あるいは１次自己インダクタン
ス、漏れインダクタンスを運転状態に応じて最適に同定
することができ、これら定数の設定誤差や運転中の変動
による制御性能の劣化を抑制することができる。
することにより、２次磁束を一定とする制御方法におい
て、制御で用いられる誘導電動機の定数のうち、１次抵
抗、インダクタンス比あるいは１次自己インダクタン
ス、漏れインダクタンスを運転状態に応じて最適に同定
することができ、これら定数の設定誤差や運転中の変動
による制御性能の劣化を抑制することができる。
【図１】本発明の第１の実施形態による誘導電動機の制
御装置の構成図
御装置の構成図
【図２】本発明の第１の実施形態の定数補正演算部の構
成図
成図
【図３】従来の誘導電動機の制御装置の構成図
【図４】本発明の第１の実施形態の動作説明図
【図５】本発明の第１の実施形態の長時間継続動作によ
る波形図
る波形図
【図６】本発明の第２の実施形態
【図７】本発明の第２の実施形態の定数補正演算部の構
成図
成図
１…交流電源、２…コンバータ、３…平滑コンデンサ、
４…インバータ、５…電流検出器、６…誘導電動機、１
１…速度制御部、１２ｂ…電圧演算部、１３…電圧変換
部、１４…ｑ軸電流制御部、１５…ｄ軸電流制御部、１
６…補正電圧演算部、１７…ｄ軸２次磁束指令部、１８
ｂ…周波数演算部、１９…積分器、２０…電流変換部、
２１ｂ…速度推定部、１００…定数補正演算部
４…インバータ、５…電流検出器、６…誘導電動機、１
１…速度制御部、１２ｂ…電圧演算部、１３…電圧変換
部、１４…ｑ軸電流制御部、１５…ｄ軸電流制御部、１
６…補正電圧演算部、１７…ｄ軸２次磁束指令部、１８
ｂ…周波数演算部、１９…積分器、２０…電流変換部、
２１ｂ…速度推定部、１００…定数補正演算部
Claims (6)
- 【請求項１】 誘導電動機の１次電流を検出する検出器
と、該検出器で検出された電流から励磁電流とトルク電
流を検出する１次電流成分検出手段と、励磁電流指令値
と前記１次電流検出手段の出力である励磁電流の差が零
となるような補正電圧を出力する補正手段１５と、該補
正手段の出力と前記誘導電動機の相互インダクタンスと
２次自己インダクタンスの比であるインダクタンス比に
基づき周波数指令と電圧指令を出力する周波数電圧制御
手段からなる誘導電動機の制御装置において、 前記補正手段の出力が０となるように前記周波数電圧制
御手段で用いるインダクタンス比を補正する定数補正手
段を具備することを特徴とする誘導電動機の制御装置。 - 【請求項２】 請求項１において、前記周波数電圧制御
手段は、１次抵抗、漏れインダクタンス、インダクタン
ス比のうち一つあるいは複数に代えて１次抵抗、インダ
クタンス比、漏れインダクタンス及び予め与えられた値
から算術演算により求められる定数に基づき周波数指令
と電圧指令を出力すると共に、前記定数補正手段は前記
定数を補正することを特徴とする誘導電動機の制御装
置。 - 【請求項３】 誘導電動機の１次電流を検出する検出器
と、該検出器で検出された電流から励磁電流とトルク電
流を検出する１次電流成分検出手段と、励磁電流指令値
と前記１次電流検出手段の出力である励磁電流の差が零
となるような補正電圧を出力する補正手段と、該補正手
段の出力と前記誘導電動機の１次抵抗、漏れインダクタ
ンス及び相互インダクタンスと２次自己インダクタンス
の比であるインダクタンス比に基づき周波数指令と電圧
指令を出力する周波数電圧制御手段からなる誘導電動機
の制御装置において、 前記周波数電圧制御手段の出力である電圧指令を１次抵
抗で偏微分した量と前記補正手段の出力を掛けた量に基
づき前記１次抵抗を補正する第１の定数補正手段、前記
周波数電圧制御手段の出力である電圧指令を漏れインダ
クタンスで偏微分した量と前記補正手段の出力を掛けた
量に基づき前記漏れインダクタンスを補正する第２の定
数補正手段、前記周波数電圧制御手段の出力である電圧
指令をインダクタンス比で偏微分した量と前記補正手段
の出力を掛けた量に基づき前記インダクタンス比を補正
する第３の定数補正手段の少なくとも一つを具備するこ
とを特徴とする誘導電動機の制御装置。 - 【請求項４】 請求項３において、前記周波数電圧制御
手段は、インダクタンス比に代えて１次抵抗、インダク
タンス比、漏れインダクタンス及びあらかじめ与えられ
た値から算術演算により求められる定数に基づき周波数
指令と電圧指令を出力すると共に、前記第２の定数補正
手段は、前記周波数電圧制御手段の出力である電圧指令
を前記定数で偏微分した量と前記補正手段の出力を掛け
た量に基づき前記定数を補正することを特徴とする誘導
電動機の制御装置。 - 【請求項５】 誘導電動機の１次電流を検出する検出器
と、該検出器で検出された電流から励磁電流とトルク電
流を検出する１次電流成分検出手段と、励磁電流指令値
と前記１次電流検出手段の出力である励磁電流の差が零
となるような補正電圧を出力する補正手段と、該補正手
段の出力と前記誘導電動機の１次自己インダクタンスに
基づき周波数指令と電圧指令を出力する周波数電圧制御
手段からなる誘導電動機の制御装置において、 前記補正手段の出力が０となるように前記周波数電圧制
御手段で用いるインダクタンス比を補正する定数補正手
段を具備することを特徴とする誘導電動機の制御装置。 - 【請求項６】 誘導電動機の１次電流を検出する検出器
と、該検出器で検出された電流から励磁電流とトルク電
流を検出する１次電流成分検出手段と、励磁電流指令値
と前記１次電流検出手段の出力である励磁電流の差が零
となるような補正電圧を出力する補正手段と、該補正手
段の出力と前記誘導電動機の１次抵抗、漏れインダクタ
ンス及び１次自己インダクタンスに基づき周波数指令と
電圧指令を出力する周波数電圧制御手段からなる誘導電
動機の制御装置において、 前記周波数電圧制御手段の出力である電圧指令を１次抵
抗で偏微分した量と前記補正手段の出力を掛けた量に基
づき前記１次抵抗を補正する第１の定数補正手段、前記
周波数電圧制御手段の出力である電圧指令を漏れインダ
クタンスで偏微分した量と前記補正手段の出力を掛けた
量に基づき前記漏れインダクタンスを補正する第２の定
数補正手段、前記周波数電圧制御手段の出力である電圧
指令を１次自己インダクタンスで偏微分した量と前記補
正手段の出力を掛けた量に基づき前記１次自己インダク
タンスを補正する第３の定数補正手段の少なくとも一つ
を具備することを特徴とする誘導電動機の制御装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000054207A JP3513561B2 (ja) | 2000-02-29 | 2000-02-29 | 誘導電動機の制御装置 |
| US09/791,676 US6611124B2 (en) | 2000-02-29 | 2001-02-26 | Control apparatus of induction motor |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000054207A JP3513561B2 (ja) | 2000-02-29 | 2000-02-29 | 誘導電動機の制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001245497A true JP2001245497A (ja) | 2001-09-07 |
| JP3513561B2 JP3513561B2 (ja) | 2004-03-31 |
Family
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Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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| JP2000054207A Expired - Fee Related JP3513561B2 (ja) | 2000-02-29 | 2000-02-29 | 誘導電動機の制御装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6611124B2 (ja) |
| JP (1) | JP3513561B2 (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008029193A (ja) * | 2006-07-20 | 2008-02-07 | Schneider Toshiba Inverter Europe Sas | 同期電動機のパラメータ調整方法およびその方法を使用する可変速駆動装置 |
| WO2009123118A1 (ja) * | 2008-03-31 | 2009-10-08 | 株式会社ジェイテクト | モータ制御装置および電動パワーステアリング装置 |
| JP2012130170A (ja) * | 2010-12-16 | 2012-07-05 | Hitachi Ltd | 制御装置 |
| CN108155839A (zh) * | 2017-11-28 | 2018-06-12 | 上海贝思特电气有限公司 | 电梯专用的交流永磁同步电机反电动势系数的测量方法及电梯运行维护方法 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| JP3707535B2 (ja) * | 2000-12-18 | 2005-10-19 | 株式会社安川電機 | 誘導電動機の速度推定値補正方法およびその装置 |
| KR100442494B1 (ko) * | 2002-02-26 | 2004-07-30 | 엘지산전 주식회사 | 인버터의 토오크 제어장치 및 방법 |
| JP4455245B2 (ja) * | 2004-09-22 | 2010-04-21 | 三菱電機株式会社 | 誘導電動機のベクトル制御装置 |
| JP4215025B2 (ja) * | 2005-04-25 | 2009-01-28 | 株式会社デンソー | 車両用発電制御装置 |
| JP4416764B2 (ja) * | 2006-06-29 | 2010-02-17 | 株式会社日立製作所 | 永久磁石モータのベクトル制御装置及びインバータモジュール |
| JP5130031B2 (ja) * | 2007-12-10 | 2013-01-30 | 株式会社日立製作所 | 永久磁石モータの位置センサレス制御装置 |
| JP5387878B2 (ja) * | 2008-03-31 | 2014-01-15 | 株式会社ジェイテクト | モータ制御装置 |
| JP5256009B2 (ja) * | 2008-12-12 | 2013-08-07 | 日立アプライアンス株式会社 | 磁石モータの速度制御装置 |
| JP2015130739A (ja) * | 2014-01-07 | 2015-07-16 | ファナック株式会社 | 磁束制御適用の有無を切り換え可能なモータ制御装置 |
| KR101996838B1 (ko) * | 2015-05-26 | 2019-07-08 | 엘에스산전 주식회사 | 유도 전동기 제어 시스템 |
| CN112399925A (zh) * | 2018-10-03 | 2021-02-23 | 开利公司 | 发电机温度控制 |
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|---|---|---|---|---|
| JP2708408B2 (ja) * | 1986-05-09 | 1998-02-04 | 株式会社日立製作所 | 電圧制御形ベクトル制御インバータの制御装置 |
| US5264773A (en) * | 1991-02-22 | 1993-11-23 | Mitsubishi Denki K.K. | Controller for induction motor |
| JP3019653B2 (ja) | 1993-03-12 | 2000-03-13 | 株式会社日立製作所 | 交流電動機の制御装置及び交流電動機の定数測定方法 |
| JP3160778B2 (ja) | 1992-09-18 | 2001-04-25 | 株式会社日立製作所 | インバータ駆動電動機の速度推定方法及び装置並びにその速度推定方法を用いてなる電動機のベクトル制御装置 |
| JPH06284511A (ja) | 1993-01-29 | 1994-10-07 | Hitachi Ltd | 電気自動車のトルク制御方法 |
| JP2946157B2 (ja) | 1993-03-26 | 1999-09-06 | 株式会社日立製作所 | 誘導電動機の速度制御装置 |
| JP3337039B2 (ja) | 1993-05-24 | 2002-10-21 | 株式会社安川電機 | 誘導電動機のベクトル制御インバータのチューニング方法 |
| EP0645879B1 (en) * | 1993-09-27 | 1997-08-13 | Matsushita Electric Works, Ltd. | Vector and apparatus control method for controlling a rotor speed of an induction motor |
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| JP3185604B2 (ja) | 1995-05-19 | 2001-07-11 | 株式会社日立製作所 | 誘導機の制御装置 |
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2000
- 2000-02-29 JP JP2000054207A patent/JP3513561B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
2001
- 2001-02-26 US US09/791,676 patent/US6611124B2/en not_active Expired - Fee Related
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US6611124B2 (en) | 2003-08-26 |
| US20010026140A1 (en) | 2001-10-04 |
| JP3513561B2 (ja) | 2004-03-31 |
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| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110123 Year of fee payment: 7 |
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|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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