JP6556403B2

JP6556403B2 - 電気車推進制御装置

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Publication number: JP6556403B2
Application number: JP2019504281A
Authority: JP
Inventors: 将太西田; 将加藤
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2017-03-10
Filing date: 2017-03-10
Publication date: 2019-08-07
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Description

本発明は、電気車に搭載される主電動機を、速度検出器を用いずに駆動する、いわゆる速度センサレス制御の電気車推進制御装置に係り、特にフリーラン状態にある主電動機を再起動する電気車推進制御装置に関する。

交流電力の供給が中断されてフリーラン状態にある主電動機を再起動する場合、電気車推進制御装置の電力変換器から印加される出力電圧の周波数、位相及び振幅を、フリーラン状態の主電動機の回転周波数、残留電圧位相及び振幅と一致させることが必要となる。もし、電圧位相及び振幅に差があれば、電力変換器に大きな電流が流れ、周波数に差があれば、主電動機に急激なトルクを発生させることになる。

このような問題を解消する手段として、下記特許文献１に示される従来技術は、磁束推定値を演算する誘導電動機モデル部と、誘導電動機モデル部からの磁束推定値を入力して電流推定値を演算するモータ電流推定部との間に、電気車が惰行から再起動に至る過程で磁束推定値の立ち上げを補正する磁束推定値補正部を設けることにより、フリーラン状態にある主電動機を再起動する際の不安定性を低減している。

特開２００２−３７４６９９号公報

電気車における速度センサレス制御において、最も重要な役割は、車両速度の推定である。しかしながら、速度センサレス制御では、電力変換器が動作を停止した場合、速度情報の取得ができない。このため、電力変換器の動作が一旦停止した後に、再起動を行う際には、ｆサーチと呼ばれる初期速度の推定を行わなければならない。ここで、初期速度とは、定常速度推定に移行するために必要な車両速度の初期値である。ｆサーチでは、短時間で正確な車両速度の推定を行い、定常速度推定に円滑に移行することが求められる。このため、単純な演算式を用いて高応答な初期速度推定を行うことが必須の要件となる。

ところが、ｆサーチに関する技術は、未だ発展途上であり、更なる改善が求められている。また、電気車制御の領域では、制御周波数が０〜２００Ｈｚ程度と広く、架線電圧が９００〜１８００Ｖという大きな電圧範囲で変動するという電気車特有の条件とも相まって車両速度を安定的に推定できない場合が存在する。

更に、近年の高効率な誘導電動機の登場に伴い、ｆサーチが安定に速度推定できない事象も確認されている。この事象が起こる原因としては、特に、以下の２点が挙げられる。

第１は、誘導電動機の効率化による回路定数の変化である。誘導電動機が効率化されると、誘導電動機における２次インダクタンスＬ２と２次抵抗Ｒ２との比である２次回路時定数Ｌ２／Ｒ２が比較的大きくなる。これにより、これまでの誘導電動機に比べて、２次側の磁束が励磁されにくいことが挙げられる。第２は、現行のｆサーチにおける制御方式である。現行のｆサーチでは、誘導電動機の２次側の影響を単純な演算式を用いて速度推定を行っている。このため、現行のｆサーチでは、デッドタイム、ＯＮ電圧の出力誤差又は１次抵抗の誤差の影響を受け易い。これにより、２次側に所望の磁束が励磁されなかった場合には、ｆサーチが安定に速度推定できないことが挙げられる。以上のような技術的背景から、電気車における速度センサレス制御では、初期速度推定の安定性向上が技術的課題であると言える。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、電気車における速度センサレス制御において、初期速度推定の安定性を向上することができる電気車推進制御装置を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明に係る電気車推進制御装置は、電気車に搭載される誘導機に交流電圧を印加する電力変換器と、外部からの運転指令に基づき電力変換器を制御する制御部と、を備え、制御部は、第１の演算部を備える。第１の演算部は、誘導機にて検出された電流情報と運転指令に基づく電流指令値とから、電力変換器に対するｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令、並びに、誘導機の１次磁束及び２次磁束を演算すると共に、ｑ軸電圧指令の項にｄ軸電圧指令による干渉項を加算又は減算することで、誘導機のフリーラン速度である第１の速度を演算する。

本発明によれば、電気車における速度センサレス制御において、初期速度推定の安定性を向上することができる、という効果を奏する。

本実施の形態に係る電気車推進制御装置の構成例を示すブロック図本実施の形態における第１の演算部の構成を示すブロック図図２に示した電流制御部の構成例を示すブロック図図１に示した第２の演算部の構成例を示すブロック図図１に示した電圧指令切替部の構成例を示すブロック図図１に示した速度切替部の構成例を示すブロック図誘導機に残留磁束がない場合の従来技術に係る動作波形を示すタイムチャート誘導機に残留磁束がない場合の本発明に係る動作波形を示すタイムチャート誘導機に残留磁束がある場合の従来技術に係る動作波形を示すタイムチャート誘導機に残留磁束がある場合の本発明に係る動作波形を示すタイムチャート本実施の形態における第１の演算部及び第２の演算部の機能を具現するハードウェア構成の一例を示すブロック図本実施の形態における第１の演算部及び第２の演算部の機能を具現するハードウェア構成の他の例を示すブロック図

以下に、本発明の実施の形態に係る電気車推進制御装置を図面に基づいて詳細に説明する。なお、以下の実施の形態により、本発明が限定されるものではない。

実施の形態．
図１は、実施の形態１に係る電気車推進制御装置１００の構成例を示すブロック図である。図１において、電気車推進制御装置１００は、直流電圧を交流電圧に変換して誘導機１へ印加する電力変換器２と、外部からの運転指令ＰＢに基づいて電力変換器２を制御する制御部６０と、を備える。また、制御部６０は、制御切替部１２、電流指令部１１、第１の演算部９、第２の演算部１０、速度切替部７、電圧指令切替部８、位相演算部６、三相／ｄｑ変換部４、及びｄｑ／三相変換部５を有する。

誘導機１は、電気車に搭載される主電動機である。誘導機１は、電力変換器２に接続される。電力変換器２は、任意の周波数の三相電圧を誘導機１に印加する。電流検出部３ａ，３ｂ，３ｃは、誘導機１の各相に流れる相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出する。相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの検出値は、誘導機１にて検出された電流情報となる。電流検出部３ａ，３ｂ，３ｃの一例は、電流変成器（ＣｕｒｒｅｎｔＴｒａｎｓｆｏｒｍａｔｉｏｎ：ＣＴ）である。なお、ＣＴに代えて、他の公知の手段又は手法により、相電流を検出してもよい。また、図１では、三相の全てにＣＴを配置しているが、三相平衡条件であるｉｕ＋ｉｖ＋ｉｗ＝０の関係を利用すれば、１相分のＣＴを省略することができる。電流検出部３ａ，３ｂ，３ｃが検出した相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの各検出値は、ｄｑ／三相変換部５に与えられる。

ｄｑ／三相変換部５は、三相座標系の相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの検出値を、ｄｑ座標系の電流値であるｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑに変換する。なお、座標変換の際には、制御座標軸の位相角の情報が必要となる。ここで、制御座標軸の位相をθとすると、この位相θは、後述する速度切替部７の出力である角周波数ωを積分することで求めることができる。本実施の形態では、図示のように、位相演算部６によって実現される。ｄｑ／三相変換部５が生成したｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑのそれぞれは、第１の演算部９及び第２の演算部１０に出力される。

制御部６０の制御切替部１２には、図示しない運転台からの運転指令ＰＢが入力される。運転指令ＰＢは、加速を指示するノッチ指令である力行指令Ｐと、ブレーキを指示するノッチ指令であるブレーキ指令Ｂとの双方を含む概念である。制御切替部１２は、運転指令ＰＢが入力されることにより、制御モード信号ｃｈｓｇを生成する。

制御切替部１２から出力される制御モード信号ｃｈｓｇには、第１の制御信号である制御モード１信号と、第２の制御信号である制御モード２信号とが含まれる。具体的に説明すると、制御切替部１２は、運転指令ＰＢが入力されると、まず制御モード１信号を出力し、その後、予め設定された第１の時間が経過すると、制御モード２信号を出力する。制御モード１信号は、誘導機１の速度推定を開始するトリガとして機能する信号であり、制御モード２信号は、制御モード１信号に代えて制御を切替えるための信号である。

また、上述した第１の時間は、第１の演算部９の動作時間特性を考慮し、誘導機１のフリーラン速度である第１の速度を正確に演算するのに必要十分な時間として設定する。なお、物理量を表す単位は異なるが、フリーラン速度は、フリーランしている誘導機１に誘起される誘起電圧の角周波数と同義であり、以下、フリーラン速度である第１の速度を「第１の角周波数」と呼び、当該第１の角周波数を「ω１」で表す。

また、本実施の形態では、制御モード１信号の時間は、運転指令ＰＢが入力されてから、０．１５秒より短い時間とする。そのことにより、運転手が運転指令ＰＢを入力してから、電力変換器２及び誘導機１の加減速動作の遅れを気にすることがなくなるという効果が得られる。制御モード１信号の時間が長いと、力行指令Ｐが入力されても電力変換器２及び誘導機１がなかなか加速しないので運転手が違和感を覚える。一方、制御モード１信号の時間を短くすれば、そのような運転手の違和感を解消することができる。

制御切替部１２から出力された制御モード信号ｃｈｓｇは、電流指令部１１、電圧指令切替部８、速度切替部７、及び第１の演算部９にそれぞれ入力される。電流指令部１１は、誘導機１に対応した磁束軸の電流指令値であるｄ軸電流指令ｉｄ*１及びトルク軸の電流指令値であるｑ軸電流指令ｉｑ*１を生成し、制御モード１信号と同期して出力する。また、電流指令部１１は、磁束軸電流指令ｉｄ*２及びトルク軸電流指令ｉｑ*２を生成し、制御モード２信号と同期して出力する。

次に、第１の演算部９の構成及び機能について説明する。図２は、第１の演算部９の構成を示すブロック図である。第１の演算部９は、主たる構成として、電流制御部１６、２次ｄ軸磁束演算部１３、加算器１４ａ，１４ｂ、減算器１４ｃ、除算器１４ｅ、符号抽出部１５、ゲイン付与部１７ａ，１７ｂ、及び積分部１８を有して構成される。

第１の演算部９は、ｄ軸電流指令ｉｄ*１、ｑ軸電流指令ｉｑ*１、ｄ軸電流の検出値であるｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流の検出値であるｑ軸電流ｉｑ、及び制御モード信号ｃｈｓｇに基づいて、第１の電圧指令値であるｄ軸電圧指令Ｖｄ*１及びｑ軸電圧指令Ｖｑ*１、フリーラン中の第１の角周波数ω１、並びに１次ｄ軸磁束φｄｓ及び２次ｄ軸磁束φｄｒを演算する。

第１の演算部９において、入力信号として、ｄ軸電流指令ｉｄ*１、ｑ軸電流指令ｉｑ*１、ｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑ及び制御モード信号ｃｈｓｇを用いる点、出力信号として、ｄ軸電圧指令Ｖｄ*１及びｑ軸電圧指令Ｖｑ*１、第１の角周波数ω１、１次ｄ軸磁束φｄｓ及び２次ｄ軸磁束φｄｒを出力する点は、本願の先願発明である特許第４４５９３０１号（以下、単に「先願発明」と称する）と同様である。しかしながら、先願発明は、ロータ側に残留磁束がない状況を想定しているのに対し、本発明は、ロータ側の残留磁束を考慮している。すなわち、本発明は、ロータ側の残留磁束を考慮している点で、先願発明とは一線を画するものである。以下、先願発明との差異点を中心に、本発明の説明を行う。

まず、先願発明のｆサーチでは、誘導機の状態方程式から２次電流を消去して式展開を行い、回転二軸であるｄｑ軸上のｄ軸と、１次磁束ベクトルの方向とが一致するものとして、速度推定値である第１の角周波数ω１を求める、以下の２式を導出している。

上記（１）式において、φｄｓは推定１次磁束、Ｒｓは１次抵抗、Ｓはラプラス演算子、Ｖｄｓはｄ軸誘起電圧、Ｖｑｓはｑ軸誘起電圧、ｉｄｓはｄ軸１次電流、ｉｑｓはｑ軸１次電流である。なお、ラプラス演算子は「微分演算子」とも称される。

上記（１）式には、２次磁束φは表れていない。すなわち、上記（１）式では、２次磁束φは考慮されていない。次に、２次磁束φを考慮した理論式を導出する。

まず、２次磁束φがある場合の誘導機の状態方程式は次式のように表すことができる。

なお、上記（２）式は、無負荷条件という仮定の下、滑り周波数ωｓ＝０すなわちω＝ωｒという条件の下で算出している。上記（２）式において、ｉｄはｄ軸電流、ｉｑはｑ軸電流、Ｌｓは１次インダクタンス、Ｌｒは２次インダクタンス、Ｍは相互インダクタンス、ωは角周波数、Ｒｒは２次抵抗、σは漏れ係数、Ａは乗算係数である。漏れ係数σは、σ＝１−Ｍ^２／（Ｌｓ・Ｌｒ）で表すことができる。また、乗算係数Ａは、次式で表すことができる。

上記（２）式の行列の第１行の係数から、次式が導かれる。

上記（４）式の両辺を積分すると、次式が得られる。

また、上記（２）式の行列の第２行の係数から、次式が導かれる。

更に、上記（２）式の行列の第３行の係数から導かれる式の両辺を積分することで、次式が導かれる。

（４）式に（７）式を代入することで、次式が得られる。

また、（６）式から（７）式を引くことで、次式の式展開ができる。

ここで、（８）式の右辺と（９）の右辺の大括弧内が等しいことを示す。まず、制御軸と実際の回転軸との間に、θ＝ωｔの軸ずれがあると仮定すると、次式の関係が成立する。

上記（１０）式において、Ｉｄ，Ｉｑは誘導機の回転子の２次磁束の向きをｄ軸とした場合のｄｑ軸におけるｄ軸電流及びｑ軸電流であり、Ｉｄ’，Ｉｑ’は制御軸におけるｄ軸電流及びｑ軸電流である。

上記（８）式の右辺第２項における制御軸ｉｑをｉｑ＝Ｉｑ’とし、（１０）式の第２式に示されるＩｑ’の右辺の式を代入すると、次式のように式変形できる。

また、上記（９）式における右辺大括弧内の第２項における小括弧内の制御軸ｉｄ，ｉｑを、ｉｄ＝Ｉｄ’及びｉｑ＝Ｉｑ’とし、（１０）式の第１式に示されるＩｄ’の右辺の式と、（１０）式の第２式に示されるＩｑ’の右辺の式とを代入すると、次式のように式変形できる。

上記（１１）式と（１２）式とにより、（８）式右辺第２項＝（９）式右辺第２項であることが分かる。

次に、上記（８）式の右辺第３項における小括弧内第２項における制御軸ｉｄをｉｄ＝Ｉｄ’とし、（１０）式の第１式に示されるＩｄ’の右辺を代入すると、小括弧内第２項は、次式のように式変形できる。

したがって、ＭＩｑ’＝φであれば、（８）式右辺第３項＝（９）式右辺第３項となる。なお、回転方向が異なれば、θ＝−ωｔとなるので、−ＭＩｑ’＝φの関係となる。

以上より、（８）式の右辺と（９）の右辺の大括弧内とが概ね等しいと仮定して、推定速度である角周波数ωについてまとめると、以下の（１４）式で算出することができる。

上記（１４）式に示される角周波数ωは、第２の演算部１０に出力され、第２の演算部１０が定常速度推定を行う際の初期値となる。

また、上記（１４）式において、“Ｖｄ＋Ａｉｄ”の前に付されているマイナスプラス符号は、（７）式の算出結果の関係から、角周波数ωの符号すなわち誘導機の回転方向に応じて適切に選択する必要がある。ただし、実際のセンサレス制御では回転方向が不明であるため、ｑ軸の電圧信号から符号関数Ｓｉｇｎを用いて、次式で判別するものとする。

以上、（１５）式より、ロータ側の残留磁束を考慮する本発明の手法は、先願発明の演算式に“Ｖｑ＋Ａｉｑ”の符号に応じた“Ｖｄ＋Ａｉｄ”の値を追加する構成となる。ここで、“Ｖｄ＋Ａｉｄ”は、“Ｖｑ＋Ａｉｑ”から見ると干渉項である。このため、“Ｖｑ＋Ａｉｑ”から見た“Ｖｄ＋Ａｉｄ”の項をｄ軸干渉項と呼ぶ。

また、本発明による新たなｆサーチを用いた場合、図１に示す第２の演算部１０に付与する初期値となる１次磁束φｄｓ及び２次磁束φｄｒを推定する必要がある。

１次磁束φｄｓに関しては、次式を用いて算出することができる。

一方、２次磁束φｄｒに関しては、まず、残留磁束を考慮した（９）式を次式のように変換する。

また、上記（１７）式において、右辺第２項は定常状態では零である。さらに、誘導機の回転中では、右辺第３項における小括弧内の第１項は第２項に対して遙かに大きくなる。すなわち、小括弧内の第１項と第２項との間には次式の関係がある。

上記（１８）式の関係を用いることにより、上記（１７）式は、次式の用に変形することができる。

よって、上記（１９）式に示される演算式を用いて、推定２次磁束である２次ｄ軸磁束φｄｒを演算すればよい。

図２に戻り、上述した演算式と図２に示す制御系における構成部との対応関係について説明する。

まず、第１の角周波数ω１は、上述した（１５）式により推定することができる。第１の角周波数ω１を演算するため、図２では、ゲイン付与部１７ｂ、加算器１４ｂ、減算器１４ｃ、乗算器１４ｄ、除算器１４ｅ及び符号抽出部１５が実装されている。ｑ軸電流ｉｑは、ゲイン付与部１７ｂにて上記（３）式に示されるＡの値に相当するゲインが付与されてｑ軸電圧の物理量に換算され、加算器１４ｂの一方のプラス端子に入力される。加算器１４ｂの他方のプラス端子には、電流制御部１６が生成したｑ軸電圧指令Ｖｑ*１が入力され、ｑ軸電圧指令Ｖｑ*１と、Ａの値に相当するゲインが付与されたｑ軸電流ｉｑとの加算値が減算器１４ｃのプラス端子に入力される。

符号抽出部１５は、ゲイン付与部１７ｂの出力の符号を監視している。ゲイン付与部１７ｂの出力がプラス符号であるとき、乗算器１４ｄでは、ｑ軸電圧指令Ｖｑ*１に“１“が乗算されて減算器１４ｃのマイナス端子に入力される。すなわち、ゲイン付与部１７ｂの出力がプラス符号のときには、Ａの値に相当するゲインが付与されたｑ軸電流ｉｑと、ｑ軸電圧指令Ｖｑ*１との差分値が減算器１４ｃで演算されて、除算器１４ｅに入力される。

一方、ゲイン付与部１７ｂの出力がマイナス符号であるとき、乗算器１４ｄでは、ｑ軸電圧指令Ｖｑ*１に“−１“が乗算され、乗算器１４ｄの出力が減算器１４ｃのマイナス端子に入力される。すなわち、ゲイン付与部１７ｂの出力がマイナス符号であるとき、Ａの値に相当するゲインが付与されたｑ軸電流ｉｑと、ｑ軸電圧指令Ｖｑ*１との加算値が減算器１４ｃで演算されて、除算器１４ｅに入力される。

除算器１４ｅでは、減算器１４ｃの出力を１次ｄ軸磁束φｄｓで乗算することにより、速度推定値である第１の角周波数ω１が演算される。

なお、図２のゲイン付与部１７ｂでは、上記（３）式に示されるＡの値に相当するゲインを付与しているが、ここでのゲインは、第１の角周波数ω１を求めるときの応答性に関する部分であり、先願発明に開示されるように１次抵抗Ｒｓの値に相当するゲインを第１のゲインとして付与してもよい。

上記（１４）又は（１５）式における分子の第２項に示されるように、ｑ軸誘起電圧にｄ軸干渉成分を加算もしくは減算することが要点であり、この制御系が確保されることで、初期速度推定の安定性を担保することができるという効果が得られる。

また、残留磁束となる２次ｄ軸磁束φｄｒは、上述した（１９）式により推定することができる。２次ｄ軸磁束φｄｒを演算するため、図２では、２次ｄ軸磁束演算部１３が実装されているが、ｄ軸電流ｉｄに加えて、積分部１８によって生成された推定１次磁束である１次磁束φｄｓを入力信号にしている点が、先願発明との相違点である。

先願発明ではｄ軸電流ｉｄのみを用いて２次ｄ軸磁束φｄｒを推定しているのに対し、本願発明では、ｄ軸電流ｉｄ及び１次磁束φｄｓを用いて２次ｄ軸磁束φｄｒを推定しているので、２次ｄ軸磁束φｄｒの推定精度を高めることが可能となる。２次ｄ軸磁束φｄｒは、トルク応答に寄与する項である。このため、ｄ軸電流ｉｄに加え、１次磁束φｄｓを用いて２次ｄ軸磁束φｄｒを推定することで、トルク応答への安定性を高めることができるという効果が得られる。

図３は、図２に示した電流制御部１６の構成例を示すブロック図である。電流制御部１６は、ｄ軸電流指令ｉｄ*１、ｑ軸電流指令ｉｑ*１、ｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑ、及び制御モード信号ｃｈｓｇを入力とし、ｄ軸電圧指令Ｖｄ*１及びｑ軸電圧指令Ｖｑ*１を演算する構成部である。電流制御部１６は、図３に示すように、減算器１９ａ，１９ｂ、電流切替部である切替部２０ａ，２０ｂ、電流制御比例ゲインＫｐを付与する乗算器２１ａ，２１ｂ、電流制御積分ゲインＫＩを付与する乗算器２２ａ，２２ｂ、積分部２３ａ，２３ｂ、及び加算器２４ａ，２４ｂを有して構成される。

なお、電流制御部１６の機能及び動作の詳細は、先願発明において詳細に記載されているため、ここでの説明は割愛する。

図４は、図２に示した第２の演算部１０の構成例を示すブロック図である。第２の演算部１０は、図１及び図４に示すように、電流指令部１１が生成したｄ軸電流指令ｉｄ*２及びｑ軸電流指令ｉｑ*２、ｄｑ／三相変換部５によって変換されたｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑ、並びに第１の演算部９が演算した第１の角周波数ω１、１次ｄ軸磁束φｄｓ及び２次ｄ軸磁束φｄｒを入力とし、ｄ軸電圧指令Ｖｄ*２、ｑ軸電圧指令Ｖｑ*２、及び誘導機１の駆動速度である第２の速度を演算する構成部である。

ここで、物理量を表す単位は異なるが、誘導機１の駆動速度は、電力変換器２が誘導機１に印加している交流電圧の角周波数と同義である。このため、誘導機１の駆動速度である第２の速度を「第２の角周波数」と呼び、当該第２の角周波数を「ω２」で表す。

第２の演算部１０は、図４に示すように、電圧指令演算部２５、滑り周波数演算部２６、加算器２７、モータ周波数推定部２８、ロータ回転周波数推定部２９、磁束推定部３０及び積分部３１ａ，３１ｂ，３１ｃ，３１ｄを有して構成される。

なお、第２の演算部１０の機能及び動作の詳細は、先願発明において詳細に記載されているため、ここでの説明は割愛する。

図５は、図１に示した電圧指令切替部８の構成例を示すブロック図である。電圧指令切替部８は、図１及び図５に示すように、第１の演算部９が演算したｄ軸電圧指令Ｖｄ*１及びｑ軸電圧指令Ｖｑ*１、第２の演算部１０が演算したｄ軸電圧指令Ｖｄ*２及びｑ軸電圧指令Ｖｑ*２、及び制御切替部１２からの制御モード信号ｃｈｓｇを入力とし、制御モード信号ｃｈｓｇが制御モード１から制御モード２に切り替わると、ｄ軸電圧指令Ｖｄ*１及びｑ軸電圧指令Ｖｑ*１の出力を、ｄ軸電圧指令Ｖｄ*２及びｑ軸電圧指令Ｖｑ*２の出力に変更して三相／ｄｑ変換部４に出力する構成部である。電圧指令切替部８は、図５に示すように、切替部３２ａ，３２ｂと、比較器３３ａ及び論理積部３４ａを備えた第１の電圧指令切替判断部５０と、比較器３３ｂ及び論理積部３４ｂを備えた第２の電圧指令切替判断部５１と、を有して構成される。

なお、電圧指令切替部８の機能及び動作の詳細は、先願発明において詳細に記載されているため、ここでの説明は割愛する。

図６は、図１に示した速度切替部７の構成例を示すブロック図である。速度切替部７は、切替部３５を有して構成される。速度切替部７には、第１の演算部９が演算した第１の角周波数ω１、第２の演算部１０が演算した第１の角周波数ω２、及び制御切替部１２からの制御モード信号ｃｈｓｇが入力される。制御モード信号ｃｈｓｇが制御モード１から制御モード２に切り替わると、速度切替部７の切替部３５の接点ａが接点ｂに切り替わり、第１の演算部９で演算された第１の角周波数ω１の出力が、第２の演算部１０で演算された第２の角周波数ω２の出力に変更されて位相演算部６に出力される。このようにして、第１の角周波数ω１から第２の角周波数ω２の出力への変更が円滑に行われる。

次に、上述した本発明に係る制御手法を適用した場合の効果について、図７から図１０の図面を参照して説明する。図７は、誘導機に残留磁束がない場合の従来技術に係る動作波形を示すタイムチャートであり、図８は、誘導機に残留磁束がない場合の本発明に係る動作波形を示すタイムチャートである。また、図９は、誘導機に残留磁束がある場合の従来技術に係る動作波形を示すタイムチャートであり、図１０は、誘導機に残留磁束がある場合の本発明に係る動作波形を示すタイムチャートである。

図７から図１０の各図面において、横軸には時間をとり、縦軸方向では、上部側から、電流指令、電圧指令、変調率、相電流、磁束、及び推定速度である角周波数の波形を示している。図７から図１０の何れの図面も、時刻ｔ１で制御モード１信号が出力されることによりｆサーチが開始され、時刻ｔ２で制御モード２信号に切り替えられたときの動作波形が示されている。また、磁束の波形欄において、φｄｒとあるのは、残留磁束を示している。なお、その他の記号の意味は、本実施の形態中で説明した通りである。

誘導機に残留磁束がない場合の図７と図８とを比較すると、電圧指令、変調率及び角周波数に関し、本願発明の方が変動が小さいことが理解できる。しかしながら、従来技術の場合でも、角周波数の切り替わりは円滑に行われており、初期速度推定の安定性は確保されている。

これに対し、誘導機に残留磁束がある場合、図９に示す従来技術に係る動作波形では、残留磁束の推定に大きな誤差が生じ、推定速度である角周波数と電圧指令とが不安定に推移していることが分かる。

一方、図１０に示す本発明に係る動作波形では、残留磁束の推定誤差が小さく、また、推定速度である角周波数と電圧指令とが安定的に推移していることが分かる。

以上説明したように、本実施の形態に係る電気車推進制御装置によれば、誘導機にて検出された電流情報と運転指令に基づく電流指令値とから、電力変換器に対するｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令、並びに、誘導機の１次磁束及び２次磁束を演算すると共に、ｑ軸電圧指令の項にｄ軸電圧指令による干渉項を加算又は減算することで、誘導機のフリーラン速度である第１の速度を演算することとしたので、速度センサレス制御における初期速度推定の安定性を向上することができる。

また、本実施の形態に係る電気車推進制御装置によれば、誘導機にて検出された電流情報をｄｑ座標系の電流値であるｄ軸電流及びｑ軸電流に変換し、ｑ軸電流に誘導機の１次抵抗に相当する第１のゲインに加え、誘導機の相互インダクタンスの２乗値と誘導機の２次抵抗との積を誘導機の２次インダクタンスの２乗値で除した値に相当するゲインをｑ軸電流に付与することでｑ軸電流をｑ軸電圧指令の物理量に換算してｑ軸電圧指令に加算又は減算することとしたので、初期速度推定の精度を高めることができ、初期速度推定の安定性を向上することができる。

最後に、本実施の形態における第１の演算部９及び第２の演算部１０の機能の全部又は一部を実現するハードウェア構成について、図１１及び図１２の図面を参照して説明する。図１１は、本実施の形態における第１の演算部９及び第２の演算部１０の機能を具現するハードウェア構成の一例を示すブロック図である。図１２は、本実施の形態における第１の演算部９及び第２の演算部１０の機能を具現するハードウェア構成の他の例を示すブロック図である。

上述した第１の演算部９及び第２の演算部１０の機能の全部又は一部を実現する場合には、図１１に示すように、演算を行うＣＰＵ（ＣｅｎｔｒａｌＰｒｏｃｅｓｓｉｎｇＵｎｉｔ：中央処理装置）２００、ＣＰＵ２００によって読みとられるプログラムが保存されるメモリ２０２及び信号の入出力を行うインタフェース２０４を含む構成とすることができる。なお、ＣＰＵ２００は、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、プロセッサ、又はＤＳＰ（ＤｉｇｉｔａｌＳｉｇｎａｌＰｒｏｃｅｓｓｏｒ）といった演算手段であってもよい。また、メモリ２０２とは、ＲＡＭ（ＲａｎｄｏｍＡｃｃｅｓｓＭｅｍｏｒｙ）、ＲＯＭ（ＲｅａｄＯｎｌｙＭｅｍｏｒｙ）、フラッシュメモリ、ＥＰＲＯＭ（ＥｒａｓａｂｌｅＰｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅＲＯＭ）、ＥＥＰＲＯＭ（ＥｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙＥＰＲＯＭ）といった不揮発性又は揮発性の半導体メモリが該当する。

具体的に、メモリ２０２には、第１の演算部９及び第２の演算部１０の機能の全部又は一部を実行するプログラムが格納されている。ＣＰＵ２００は、インタフェース２０４を介して、必要な情報の授受を行うことにより、本実施の形態で説明された第１の演算部９及び第２の演算部１０の演算処理を実行する。

なお、図１１に示すＣＰＵ２００及びメモリ２０２は、図１２のように処理回路２０３に置き換えてもよい。処理回路２０３は、例えば、単一回路、複合回路、プログラム化したプロセッサ、並列プログラム化したプロセッサ、ＡＳＩＣ（ＡｐｐｌｉｃａｔｉｏｎＳｐｅｃｉｆｉｃＩｎｔｅｇｒａｔｅｄＣｉｒｃｕｉｔ）、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ−ＰｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅＧａｔｅＡｒｒａｙ）、又は、これらを組み合わせたものが該当する。

なお、以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。

１誘導機、２電力変換器、３ａ，３ｂ，３ｃ電流検出部、４三相／ｄｑ変換部、５ｄｑ／三相変換部、６位相演算部、７速度切替部、８電圧指令切替部、９第１の演算部、１０第２の演算部、１１電流指令部、１２制御切替部、１３２次ｄ軸磁束演算部、１４ａ，１４ｂ，２４ａ，２４ｂ，２７加算器、１４ｃ，１９ａ，１９ｂ減算器、１４ｄ，２１ａ，２１ｂ，２２ａ，２２ｂ乗算器、１４ｅ除算器、１５符号抽出部、１６電流制御部、１７ａ，１７ｂゲイン付与部、１８，２３ａ，２３ｂ，３１ａ，３１ｂ，３１ｃ，３１ｄ積分部、２０ａ，２０ｂ切替部、２５電圧指令演算部、２６滑り周波数演算部、２８モータ周波数推定部、２９ロータ回転周波数推定部、３０磁束推定部、３２ａ，３２ｂ，３５切替部、３３ａ，３３ｂ比較器、３４ａ，３４ｂ論理積部、５０第１の電圧指令切替判断部、５１第２の電圧指令切替判断部、６０制御部、１００電気車推進制御装置。

Claims

電気車に搭載される誘導機に交流電圧を印加する電力変換器と、外部からの運転指令に基づき前記電力変換器を制御する制御部と、を備えた電気車推進制御装置であって、
前記制御部は、
前記誘導機にて検出された電流情報と前記運転指令に基づく電流指令値とから、前記電力変換器に対するｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令、並びに、前記誘導機の１次磁束及び２次磁束を演算すると共に、前記ｑ軸電圧指令の項に前記ｄ軸電圧指令による干渉項を加算又は減算することで、前記誘導機のフリーラン速度である第１の速度を演算する第１の演算部を備えたことを特徴とする電気車推進制御装置。
前記制御部は、
前記第１の演算部から出力される前記第１の速度、前記１次磁束及び前記２次磁束を初期値として使用し、前記電力変換器に対する第２の電圧指令値と、前記誘導機の駆動速度である第２の速度とを演算する第２の演算部を備えたことを特徴とする請求項１に記載の電気車推進制御装置。
前記第１の演算部は、前記電流情報をｄｑ座標系の電流値であるｄ軸電流及びｑ軸電流に変換し、前記ｑ軸電流に前記誘導機の１次抵抗に相当する第１のゲインを付与することで前記ｑ軸電流を前記ｑ軸電圧指令の物理量に換算して前記ｑ軸電圧指令に加算又は減算することを特徴とする請求項１又は２に記載の電気車推進制御装置。
前記第１の演算部は、前記第１のゲインに加え、前記誘導機の相互インダクタンスの２乗値と前記誘導機の２次抵抗との積を前記誘導機の２次インダクタンスの２乗値で除した値に相当するゲインを前記ｑ軸電流に付与することで、前記ｑ軸電流を前記ｑ軸電圧指令の物理量に換算して前記ｑ軸電圧指令に加算又は減算することを特徴とする請求項３に記載の電気車推進制御装置。
前記第１の演算部は、前記１次磁束及び前記ｄ軸電流に基づいて前記２次磁束を演算することを特徴とする請求項３又は４に記載の電気車推進制御装置。