JPWO2018163420A1 - 電気車推進制御装置 - Google Patents

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Abstract

電気車推進制御装置は、誘導機に交流電圧を印加する電力変換器と、外部からの運転指令に基づき電力変換器を制御する制御部と、を備える。制御部は、第1の演算部及び第2の演算部を備える。第1の演算部(9)は、誘導機にて検出された電流情報(id,iq)と運転指令に基づく電流指令値(id*1,iq*1)とから、電力変換器に対するd軸電圧指令(Vd*1)及びq軸電圧指令(Vq*1)、並びに、誘導機の1次磁束φds及び2次磁束φdrを演算すると共に、q軸電圧指令(Vq*1)の項にd軸電圧指令(Vd*1)による干渉項を加算又は減算することで、誘導機のフリーラン速度である第1の速度ω1を演算する。第2の演算部は、第1の演算部から出力される第1の速度(ω1)及び誘導機の磁束を初期値として使用し、電力変換器に対する第2の電圧指令値、及び交流回転機の駆動速度である第2の速度を演算する。

Description

本発明は、電気車に搭載される主電動機を、速度検出器を用いずに駆動する、いわゆる速度センサレス制御の電気車推進制御装置に係り、特にフリーラン状態にある主電動機を再起動する電気車推進制御装置に関する。
交流電力の供給が中断されてフリーラン状態にある主電動機を再起動する場合、電気車推進制御装置の電力変換器から印加される出力電圧の周波数、位相及び振幅を、フリーラン状態の主電動機の回転周波数、残留電圧位相及び振幅と一致させることが必要となる。もし、電圧位相及び振幅に差があれば、電力変換器に大きな電流が流れ、周波数に差があれば、主電動機に急激なトルクを発生させることになる。
このような問題を解消する手段として、下記特許文献1に示される従来技術は、磁束推定値を演算する誘導電動機モデル部と、誘導電動機モデル部からの磁束推定値を入力して電流推定値を演算するモータ電流推定部との間に、電気車が惰行から再起動に至る過程で磁束推定値の立ち上げを補正する磁束推定値補正部を設けることにより、フリーラン状態にある主電動機を再起動する際の不安定性を低減している。
特開2002−374699号公報
電気車における速度センサレス制御において、最も重要な役割は、車両速度の推定である。しかしながら、速度センサレス制御では、電力変換器が動作を停止した場合、速度情報の取得ができない。このため、電力変換器の動作が一旦停止した後に、再起動を行う際には、fサーチと呼ばれる初期速度の推定を行わなければならない。ここで、初期速度とは、定常速度推定に移行するために必要な車両速度の初期値である。fサーチでは、短時間で正確な車両速度の推定を行い、定常速度推定に円滑に移行することが求められる。このため、単純な演算式を用いて高応答な初期速度推定を行うことが必須の要件となる。
ところが、fサーチに関する技術は、未だ発展途上であり、更なる改善が求められている。また、電気車制御の領域では、制御周波数が0〜200Hz程度と広く、架線電圧が900〜1800Vという大きな電圧範囲で変動するという電気車特有の条件とも相まって車両速度を安定的に推定できない場合が存在する。
更に、近年の高効率な誘導電動機の登場に伴い、fサーチが安定に速度推定できない事象も確認されている。この事象が起こる原因としては、特に、以下の2点が挙げられる。
第1は、誘導電動機の効率化による回路定数の変化である。誘導電動機が効率化されると、誘導電動機における2次インダクタンスL2と2次抵抗R2との比である2次回路時定数L2/R2が比較的大きくなる。これにより、これまでの誘導電動機に比べて、2次側の磁束が励磁されにくいことが挙げられる。第2は、現行のfサーチにおける制御方式である。現行のfサーチでは、誘導電動機の2次側の影響を単純な演算式を用いて速度推定を行っている。このため、現行のfサーチでは、デッドタイム、ON電圧の出力誤差又は1次抵抗の誤差の影響を受け易い。これにより、2次側に所望の磁束が励磁されなかった場合には、fサーチが安定に速度推定できないことが挙げられる。以上のような技術的背景から、電気車における速度センサレス制御では、初期速度推定の安定性向上が技術的課題であると言える。
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、電気車における速度センサレス制御において、初期速度推定の安定性を向上することができる電気車推進制御装置を得ることを目的とする。
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明に係る電気車推進制御装置は、電気車に搭載される誘導機に交流電圧を印加する電力変換器と、外部からの運転指令に基づき電力変換器を制御する制御部と、を備え、制御部は、第1の演算部及び第2の演算部を備える。第1の演算部は、誘導機にて検出された電流情報と運転指令に基づく電流指令値とから、電力変換器に対するd軸電圧指令及びq軸電圧指令、並びに、誘導機の1次磁束及び2次磁束を演算すると共に、q軸電圧指令の項にd軸電圧指令による干渉項を加算又は減算することで、誘導機のフリーラン速度である第1の速度を演算する。第2の演算部は、第1の演算部から出力される第1の速度及び誘導機の磁束を初期値として使用し、電力変換器に対する第2の電圧指令値、及び交流回転機の駆動速度である第2の速度を演算する。
本発明によれば、電気車における速度センサレス制御において、初期速度推定の安定性を向上することができる、という効果を奏する。
本実施の形態に係る電気車推進制御装置の構成例を示すブロック図 本実施の形態における第1の演算部の構成を示すブロック図 図2に示した電流制御部の構成例を示すブロック図 図1に示した第2の演算部の構成例を示すブロック図 図1に示した電圧指令切替部の構成例を示すブロック図 図1に示した速度切替部の構成例を示すブロック図 誘導機に残留磁束がない場合の従来技術に係る動作波形を示すタイムチャート 誘導機に残留磁束がない場合の本発明に係る動作波形を示すタイムチャート 誘導機に残留磁束がある場合の従来技術に係る動作波形を示すタイムチャート 誘導機に残留磁束がある場合の本発明に係る動作波形を示すタイムチャート 本実施の形態における第1の演算部及び第2の演算部の機能を具現するハードウェア構成の一例を示すブロック図 本実施の形態における第1の演算部及び第2の演算部の機能を具現するハードウェア構成の他の例を示すブロック図
以下に、本発明の実施の形態に係る電気車推進制御装置を図面に基づいて詳細に説明する。なお、以下の実施の形態により、本発明が限定されるものではない。
実施の形態.
図1は、実施の形態1に係る電気車推進制御装置100の構成例を示すブロック図である。図1において、電気車推進制御装置100は、直流電圧を交流電圧に変換して誘導機1へ印加する電力変換器2と、外部からの運転指令PBに基づいて電力変換器2を制御する制御部60と、を備える。また、制御部60は、制御切替部12、電流指令部11、第1の演算部9、第2の演算部10、速度切替部7、電圧指令切替部8、位相演算部6、三相/dq変換部4、及びdq/三相変換部5を有する。
誘導機1は、電気車に搭載される主電動機である。誘導機1は、電力変換器2に接続される。電力変換器2は、任意の周波数の三相電圧を誘導機1に印加する。電流検出部3a,3b,3cは、誘導機1の各相に流れる相電流iu,iv,iwを検出する。相電流iu,iv,iwの検出値は、誘導機1にて検出された電流情報となる。電流検出部3a,3b,3cの一例は、電流変成器(Current Transformation:CT)である。なお、CTに代えて、他の公知の手段又は手法により、相電流を検出してもよい。また、図1では、三相の全てにCTを配置しているが、三相平衡条件であるiu+iv+iw=0の関係を利用すれば、1相分のCTを省略することができる。電流検出部3a,3b,3cが検出した相電流iu,iv,iwの各検出値は、dq/三相変換部5に与えられる。
dq/三相変換部5は、三相座標系の相電流iu,iv,iwの検出値を、dq座標系の電流値であるd軸電流id及びq軸電流iqに変換する。なお、座標変換の際には、制御座標軸の位相角の情報が必要となる。ここで、制御座標軸の位相をθとすると、この位相θは、後述する速度切替部7の出力である角周波数ωを積分することで求めることができる。本実施の形態では、図示のように、位相演算部6によって実現される。dq/三相変換部5が生成したd軸電流id及びq軸電流iqのそれぞれは、第1の演算部9及び第2の演算部10に出力される。
制御部60の制御切替部12には、図示しない運転台からの運転指令PBが入力される。運転指令PBは、加速を指示するノッチ指令である力行指令Pと、ブレーキを指示するノッチ指令であるブレーキ指令Bとの双方を含む概念である。制御切替部12は、運転指令PBが入力されることにより、制御モード信号chsgを生成する。
制御切替部12から出力される制御モード信号chsgには、第1の制御信号である制御モード1信号と、第2の制御信号である制御モード2信号とが含まれる。具体的に説明すると、制御切替部12は、運転指令PBが入力されると、まず制御モード1信号を出力し、その後、予め設定された第1の時間が経過すると、制御モード2信号を出力する。制御モード1信号は、誘導機1の速度推定を開始するトリガとして機能する信号であり、制御モード2信号は、制御モード1信号に代えて制御を切替えるための信号である。
また、上述した第1の時間は、第1の演算部9の動作時間特性を考慮し、誘導機1のフリーラン速度である第1の速度を正確に演算するのに必要十分な時間として設定する。なお、物理量を表す単位は異なるが、フリーラン速度は、フリーランしている誘導機1に誘起される誘起電圧の角周波数と同義であり、以下、フリーラン速度である第1の速度を「第1の角周波数」と呼び、当該第1の角周波数を「ω1」で表す。
また、本実施の形態では、制御モード1信号の時間は、運転指令PBが入力されてから、0.15秒より短い時間とする。そのことにより、運転手が運転指令PBを入力してから、電力変換器2及び誘導機1の加減速動作の遅れを気にすることがなくなるという効果が得られる。制御モード1信号の時間が長いと、力行指令Pが入力されても電力変換器2及び誘導機1がなかなか加速しないので運転手が違和感を覚える。一方、制御モード1信号の時間を短くすれば、そのような運転手の違和感を解消することができる。
制御切替部12から出力された制御モード信号chsgは、電流指令部11、電圧指令切替部8、速度切替部7、及び第1の演算部9にそれぞれ入力される。電流指令部11は、誘導機1に対応した磁束軸の電流指令値であるd軸電流指令id*1及びトルク軸の電流指令値であるq軸電流指令iq*1を生成し、制御モード1信号と同期して出力する。また、電流指令部11は、磁束軸電流指令id*2及びトルク軸電流指令iq*2を生成し、制御モード2信号と同期して出力する。
次に、第1の演算部9の構成及び機能について説明する。図2は、第1の演算部9の構成を示すブロック図である。第1の演算部9は、主たる構成として、電流制御部16、2次d軸磁束演算部13、加算器14a,14b、減算器14c、除算器14e、符号抽出部15、ゲイン付与部17a,17b、及び積分部18を有して構成される。
第1の演算部9は、d軸電流指令id*1、q軸電流指令iq*1、d軸電流の検出値であるd軸電流id、q軸電流の検出値であるq軸電流iq、及び制御モード信号chsgに基づいて、第1の電圧指令値であるd軸電圧指令Vd*1及びq軸電圧指令Vq*1、フリーラン中の第1の角周波数ω1、並びに1次d軸磁束φds及び2次d軸磁束φdrを演算する。
第1の演算部9において、入力信号として、d軸電流指令id*1、q軸電流指令iq*1、d軸電流id、q軸電流iq及び制御モード信号chsgを用いる点、出力信号として、d軸電圧指令Vd*1及びq軸電圧指令Vq*1、第1の角周波数ω1、1次d軸磁束φds及び2次d軸磁束φdrを出力する点は、本願の先願発明である特許第4459301号(以下、単に「先願発明」と称する)と同様である。しかしながら、先願発明は、ロータ側に残留磁束がない状況を想定しているのに対し、本発明は、ロータ側の残留磁束を考慮している。すなわち、本発明は、ロータ側の残留磁束を考慮している点で、先願発明とは一線を画するものである。以下、先願発明との差異点を中心に、本発明の説明を行う。
まず、先願発明のfサーチでは、誘導機の状態方程式から2次電流を消去して式展開を行い、回転二軸であるdq軸上のd軸と、1次磁束ベクトルの方向とが一致するものとして、速度推定値である第1の角周波数ω1を求める、以下の2式を導出している。
Figure 2018163420
上記(1)式において、φdsは推定1次磁束、Rsは1次抵抗、Sはラプラス演算子、Vdsはd軸誘起電圧、Vqsはq軸誘起電圧、idsはd軸1次電流、iqsはq軸1次電流である。なお、ラプラス演算子は「微分演算子」とも称される。
上記(1)式には、2次磁束φは表れていない。すなわち、上記(1)式では、2次磁束φは考慮されていない。次に、2次磁束φを考慮した理論式を導出する。
まず、2次磁束φがある場合の誘導機の状態方程式は次式のように表すことができる。
Figure 2018163420
なお、上記(2)式は、無負荷条件という仮定の下、滑り周波数ωs=0すなわちω=ωrという条件の下で算出している。上記(2)式において、idはd軸電流、iqはq軸電流、Lsは1次インダクタンス、Lrは2次インダクタンス、Mは相互インダクタンス、ωは角周波数、Rrは2次抵抗、σは漏れ係数、Aは乗算係数である。漏れ係数σは、σ=1−M/(Ls・Lr)で表すことができる。また、乗算係数Aは、次式で表すことができる。
Figure 2018163420
上記(2)式の行列の第1行の係数から、次式が導かれる。
Figure 2018163420
上記(4)式の両辺を積分すると、次式が得られる。
Figure 2018163420
また、上記(2)式の行列の第2行の係数から、次式が導かれる。
Figure 2018163420
更に、上記(2)式の行列の第3行の係数から導かれる式の両辺を積分することで、次式が導かれる。
Figure 2018163420
(4)式に(7)式を代入することで、次式が得られる。
Figure 2018163420
また、(6)式から(7)式を引くことで、次式の式展開ができる。
Figure 2018163420
ここで、(8)式の右辺と(9)の右辺の大括弧内が等しいことを示す。まず、制御軸と実際の回転軸との間に、θ=ωtの軸ずれがあると仮定すると、次式の関係が成立する。
Figure 2018163420
上記(10)式において、Id,Iqは誘導機の回転子の2次磁束の向きをd軸とした場合のdq軸におけるd軸電流及びq軸電流であり、Id’,Iq’は制御軸におけるd軸電流及びq軸電流である。
上記(8)式の右辺第2項における制御軸iqをiq=Iq’とし、(10)式の第2式に示されるIq’の右辺の式を代入すると、次式のように式変形できる。
Figure 2018163420
また、上記(9)式における右辺大括弧内の第2項における小括弧内の制御軸id,iqを、id=Id’及びiq=Iq’とし、(10)式の第1式に示されるId’の右辺の式と、(10)式の第2式に示されるIq’の右辺の式とを代入すると、次式のように式変形できる。
Figure 2018163420
上記(11)式と(12)式とにより、(8)式右辺第2項=(9)式右辺第2項であることが分かる。
次に、上記(8)式の右辺第3項における小括弧内第2項における制御軸idをid=Id’とし、(10)式の第1式に示されるId’の右辺を代入すると、小括弧内第2項は、次式のように式変形できる。
Figure 2018163420
したがって、MIq’=φであれば、(8)式右辺第3項=(9)式右辺第3項となる。なお、回転方向が異なれば、θ=−ωtとなるので、−MIq’=φの関係となる。
以上より、(8)式の右辺と(9)の右辺の大括弧内とが概ね等しいと仮定して、推定速度である角周波数ωについてまとめると、以下の(14)式で算出することができる。
Figure 2018163420
上記(14)式に示される角周波数ωは、第2の演算部10に出力され、第2の演算部10が定常速度推定を行う際の初期値となる。
また、上記(14)式において、“Vd+Aid”の前に付されているマイナスプラス符号は、(7)式の算出結果の関係から、角周波数ωの符号すなわち誘導機の回転方向に応じて適切に選択する必要がある。ただし、実際のセンサレス制御では回転方向が不明であるため、q軸の電圧信号から符号関数Signを用いて、次式で判別するものとする。
Figure 2018163420
以上、(15)式より、ロータ側の残留磁束を考慮する本発明の手法は、先願発明の演算式に“Vq+Aiq”の符号に応じた“Vd+Aid”の値を追加する構成となる。ここで、“Vd+Aid”は、“Vq+Aiq”から見ると干渉項である。このため、“Vq+Aiq”から見た“Vd+Aid”の項をd軸干渉項と呼ぶ。
また、本発明による新たなfサーチを用いた場合、図1に示す第2の演算部10に付与する初期値となる1次磁束φds及び2次磁束φdrを推定する必要がある。
1次磁束φdsに関しては、次式を用いて算出することができる。
Figure 2018163420
一方、2次磁束φdrに関しては、まず、残留磁束を考慮した(9)式を次式のように変換する。
Figure 2018163420
また、上記(17)式において、右辺第2項は定常状態では零である。さらに、誘導機の回転中では、右辺第3項における小括弧内の第1項は第2項に対して遙かに大きくなる。すなわち、小括弧内の第1項と第2項との間には次式の関係がある。
Figure 2018163420
上記(18)式の関係を用いることにより、上記(17)式は、次式の用に変形することができる。
Figure 2018163420
よって、上記(19)式に示される演算式を用いて、推定2次磁束である2次d軸磁束φdrを演算すればよい。
図2に戻り、上述した演算式と図2に示す制御系における構成部との対応関係について説明する。
まず、第1の角周波数ω1は、上述した(15)式により推定することができる。第1の角周波数ω1を演算するため、図2では、ゲイン付与部17b、加算器14b、減算器14c、乗算器14d、除算器14e及び符号抽出部15が実装されている。q軸電流iqは、ゲイン付与部17bにて上記(3)式に示されるAの値に相当するゲインが付与されてq軸電圧の物理量に換算され、加算器14bの一方のプラス端子に入力される。加算器14bの他方のプラス端子には、電流制御部16が生成したq軸電圧指令Vq*1が入力され、q軸電圧指令Vq*1と、Aの値に相当するゲインが付与されたq軸電流iqとの加算値が減算器14cのプラス端子に入力される。
符号抽出部15は、ゲイン付与部17bの出力の符号を監視している。ゲイン付与部17bの出力がプラス符号であるとき、乗算器14dでは、q軸電圧指令Vq*1に“1“が乗算されて減算器14cのマイナス端子に入力される。すなわち、ゲイン付与部17bの出力がプラス符号のときには、Aの値に相当するゲインが付与されたq軸電流iqと、q軸電圧指令Vq*1との差分値が減算器14cで演算されて、除算器14eに入力される。
一方、ゲイン付与部17bの出力がマイナス符号であるとき、乗算器14dでは、q軸電圧指令Vq*1に“−1“が乗算され、乗算器14dの出力が減算器14cのマイナス端子に入力される。すなわち、ゲイン付与部17bの出力がマイナス符号であるとき、Aの値に相当するゲインが付与されたq軸電流iqと、q軸電圧指令Vq*1との加算値が減算器14cで演算されて、除算器14eに入力される。
除算器14eでは、減算器14cの出力を1次d軸磁束φdsで乗算することにより、速度推定値である第1の角周波数ω1が演算される。
なお、図2のゲイン付与部17bでは、上記(3)式に示されるAの値に相当するゲインを付与しているが、ここでのゲインは、第1の角周波数ω1を求めるときの応答性に関する部分であり、先願発明に開示されるように1次抵抗Rsの値に相当するゲインを第1のゲインとして付与してもよい。
上記(14)又は(15)式における分子の第2項に示されるように、q軸誘起電圧にd軸干渉成分を加算もしくは減算することが要点であり、この制御系が確保されることで、初期速度推定の安定性を担保することができるという効果が得られる。
また、残留磁束となる2次d軸磁束φdrは、上述した(19)式により推定することができる。2次d軸磁束φdrを演算するため、図2では、2次d軸磁束演算部13が実装されているが、d軸電流idに加えて、積分部18によって生成された推定1次磁束である1次磁束φdsを入力信号にしている点が、先願発明との相違点である。
先願発明ではd軸電流idのみを用いて2次d軸磁束φdrを推定しているのに対し、本願発明では、d軸電流id及び1次磁束φdsを用いて2次d軸磁束φdrを推定しているので、2次d軸磁束φdrの推定精度を高めることが可能となる。2次d軸磁束φdrは、トルク応答に寄与する項である。このため、d軸電流idに加え、1次磁束φdsを用いて2次d軸磁束φdrを推定することで、トルク応答への安定性を高めることができるという効果が得られる。
図3は、図2に示した電流制御部16の構成例を示すブロック図である。電流制御部16は、d軸電流指令id*1、q軸電流指令iq*1、d軸電流id、q軸電流iq、及び制御モード信号chsgを入力とし、d軸電圧指令Vd*1及びq軸電圧指令Vq*1を演算する構成部である。電流制御部16は、図3に示すように、減算器19a,19b、電流切替部である切替部20a,20b、電流制御比例ゲインKpを付与する乗算器21a,21b、電流制御積分ゲインKIを付与する乗算器22a,22b、積分部23a,23b、及び加算器24a,24bを有して構成される。
なお、電流制御部16の機能及び動作の詳細は、先願発明において詳細に記載されているため、ここでの説明は割愛する。
図4は、図2に示した第2の演算部10の構成例を示すブロック図である。第2の演算部10は、図1及び図4に示すように、電流指令部11が生成したd軸電流指令id*2及びq軸電流指令iq*2、dq/三相変換部5によって変換されたd軸電流id及びq軸電流iq、並びに第1の演算部9が演算した第1の角周波数ω1、1次d軸磁束φds及び2次d軸磁束φdrを入力とし、d軸電圧指令Vd*2、q軸電圧指令Vq*2、及び誘導機1の駆動速度である第2の速度を演算する構成部である。
ここで、物理量を表す単位は異なるが、誘導機1の駆動速度は、電力変換器2が誘導機1に印加している交流電圧の角周波数と同義である。このため、誘導機1の駆動速度である第2の速度を「第2の角周波数」と呼び、当該第2の角周波数を「ω2」で表す。
第2の演算部10は、図4に示すように、電圧指令演算部25、滑り周波数演算部26、加算器27、モータ周波数推定部28、ロータ回転周波数推定部29、磁束推定部30及び積分部31a,31b,31c,31dを有して構成される。
なお、第2の演算部10の機能及び動作の詳細は、先願発明において詳細に記載されているため、ここでの説明は割愛する。
図5は、図1に示した電圧指令切替部8の構成例を示すブロック図である。電圧指令切替部8は、図1及び図5に示すように、第1の演算部9が演算したd軸電圧指令Vd*1及びq軸電圧指令Vq*1、第2の演算部10が演算したd軸電圧指令Vd*2及びq軸電圧指令Vq*2、及び制御切替部12からの制御モード信号chsgを入力とし、制御モード信号chsgが制御モード1から制御モード2に切り替わると、d軸電圧指令Vd*1及びq軸電圧指令Vq*1の出力を、d軸電圧指令Vd*2及びq軸電圧指令Vq*2の出力に変更して三相/dq変換部4に出力する構成部である。電圧指令切替部8は、図5に示すように、切替部32a,32bと、比較器33a及び論理積部34aを備えた第1の電圧指令切替判断部50と、比較器33b及び論理積部34bを備えた第2の電圧指令切替判断部51と、を有して構成される。
なお、電圧指令切替部8の機能及び動作の詳細は、先願発明において詳細に記載されているため、ここでの説明は割愛する。
図6は、図1に示した速度切替部7の構成例を示すブロック図である。速度切替部7は、切替部35を有して構成される。速度切替部7には、第1の演算部9が演算した第1の角周波数ω1、第2の演算部10が演算した第1の角周波数ω2、及び制御切替部12からの制御モード信号chsgが入力される。制御モード信号chsgが制御モード1から制御モード2に切り替わると、速度切替部7の切替部35の接点aが接点bに切り替わり、第1の演算部9で演算された第1の角周波数ω1の出力が、第2の演算部10で演算された第2の角周波数ω2の出力に変更されて位相演算部6に出力される。このようにして、第1の角周波数ω1から第2の角周波数ω2の出力への変更が円滑に行われる。
次に、上述した本発明に係る制御手法を適用した場合の効果について、図7から図10の図面を参照して説明する。図7は、誘導機に残留磁束がない場合の従来技術に係る動作波形を示すタイムチャートであり、図8は、誘導機に残留磁束がない場合の本発明に係る動作波形を示すタイムチャートである。また、図9は、誘導機に残留磁束がある場合の従来技術に係る動作波形を示すタイムチャートであり、図10は、誘導機に残留磁束がある場合の本発明に係る動作波形を示すタイムチャートである。
図7から図10の各図面において、横軸には時間をとり、縦軸方向では、上部側から、電流指令、電圧指令、変調率、相電流、磁束、及び推定速度である角周波数の波形を示している。図7から図10の何れの図面も、時刻t1で制御モード1信号が出力されることによりfサーチが開始され、時刻t2で制御モード2信号に切り替えられたときの動作波形が示されている。また、磁束の波形欄において、φdrとあるのは、残留磁束を示している。なお、その他の記号の意味は、本実施の形態中で説明した通りである。
誘導機に残留磁束がない場合の図7と図8とを比較すると、電圧指令、変調率及び角周波数に関し、本願発明の方が変動が小さいことが理解できる。しかしながら、従来技術の場合でも、角周波数の切り替わりは円滑に行われており、初期速度推定の安定性は確保されている。
これに対し、誘導機に残留磁束がある場合、図9に示す従来技術に係る動作波形では、残留磁束の推定に大きな誤差が生じ、推定速度である角周波数と電圧指令とが不安定に推移していることが分かる。
一方、図10に示す本発明に係る動作波形では、残留磁束の推定誤差が小さく、また、推定速度である角周波数と電圧指令とが安定的に推移していることが分かる。
以上説明したように、本実施の形態に係る電気車推進制御装置によれば、誘導機にて検出された電流情報と運転指令に基づく電流指令値とから、電力変換器に対するd軸電圧指令及びq軸電圧指令、並びに、誘導機の1次磁束及び2次磁束を演算すると共に、q軸電圧指令の項にd軸電圧指令による干渉項を加算又は減算することで、誘導機のフリーラン速度である第1の速度を演算することとしたので、速度センサレス制御における初期速度推定の安定性を向上することができる。
また、本実施の形態に係る電気車推進制御装置によれば、誘導機にて検出された電流情報をdq座標系の電流値であるd軸電流及びq軸電流に変換し、q軸電流に誘導機の1次抵抗に相当する第1のゲインに加え、誘導機の相互インダクタンスの2乗値と誘導機の2次抵抗との積を誘導機の2次インダクタンスの2乗値で除した値に相当するゲインをq軸電流に付与することでq軸電流をq軸電圧指令の物理量に換算してq軸電圧指令に加算又は減算することとしたので、初期速度推定の精度を高めることができ、初期速度推定の安定性を向上することができる。
最後に、本実施の形態における第1の演算部9及び第2の演算部10の機能の全部又は一部を実現するハードウェア構成について、図11及び図12の図面を参照して説明する。図11は、本実施の形態における第1の演算部9及び第2の演算部10の機能を具現するハードウェア構成の一例を示すブロック図である。図12は、本実施の形態における第1の演算部9及び第2の演算部10の機能を具現するハードウェア構成の他の例を示すブロック図である。
上述した第1の演算部9及び第2の演算部10の機能の全部又は一部を実現する場合には、図11に示すように、演算を行うCPU(Central Processing Unit:中央処理装置)200、CPU200によって読みとられるプログラムが保存されるメモリ202及び信号の入出力を行うインタフェース204を含む構成とすることができる。なお、CPU200は、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、プロセッサ、又はDSP(Digital Signal Processor)といった演算手段であってもよい。また、メモリ202とは、RAM(Random Access Memory)、ROM(Read Only Memory)、フラッシュメモリ、EPROM(Erasable Programmable ROM)、EEPROM(Electrically EPROM)といった不揮発性又は揮発性の半導体メモリが該当する。
具体的に、メモリ202には、第1の演算部9及び第2の演算部10の機能の全部又は一部を実行するプログラムが格納されている。CPU200は、インタフェース204を介して、必要な情報の授受を行うことにより、本実施の形態で説明された第1の演算部9及び第2の演算部10の演算処理を実行する。
なお、図11に示すCPU200及びメモリ202は、図12のように処理回路203に置き換えてもよい。処理回路203は、例えば、単一回路、複合回路、プログラム化したプロセッサ、並列プログラム化したプロセッサ、ASIC(Application Specific Integrated Circuit)、FPGA(Field−Programmable Gate Array)、又は、これらを組み合わせたものが該当する。
なお、以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。
1 誘導機、2 電力変換器、3a,3b,3c 電流検出部、4 三相/dq変換部、5 dq/三相変換部、6 位相演算部、7 速度切替部、8 電圧指令切替部、9 第1の演算部、10 第2の演算部、11 電流指令部、12 制御切替部、13 2次d軸磁束演算部、14a,14b,24a,24b,27 加算器、14c,19a,19b 減算器、14d,21a,21b,22a,22b 乗算器、14e 除算器、15 符号抽出部、16 電流制御部、17a,17b ゲイン付与部、18,23a,23b,31a,31b,31c,31d 積分部、20a,20b 切替部、25 電圧指令演算部、26 滑り周波数演算部、28 モータ周波数推定部、29 ロータ回転周波数推定部、30 磁束推定部、32a,32b,35 切替部、33a,33b 比較器、34a,34b 論理積部、50 第1の電圧指令切替判断部、51 第2の電圧指令切替判断部、60 制御部、100 電気車推進制御装置。
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明に係る電気車推進制御装置は、電気車に搭載される誘導機に交流電圧を印加する電力変換器と、外部からの運転指令に基づき電力変換器を制御する制御部と、を備え、制御部は、第1の演算部を備える。第1の演算部は、誘導機にて検出された電流情報と運転指令に基づく電流指令値とから、電力変換器に対するd軸電圧指令及びq軸電圧指令、並びに、誘導機の1次磁束及び2次磁束を演算すると共に、q軸電圧指令の項にd軸電圧指令による干渉項を加算又は減算することで、誘導機のフリーラン速度である第1の速度を演算する

Claims (4)

  1. 電気車に搭載される誘導機に交流電圧を印加する電力変換器と、外部からの運転指令に基づき前記電力変換器を制御する制御部と、を備えた電気車推進制御装置であって、
    前記制御部は、
    前記誘導機にて検出された電流情報と前記運転指令に基づく電流指令値とから、前記電力変換器に対するd軸電圧指令及びq軸電圧指令、並びに、前記誘導機の1次磁束及び2次磁束を演算すると共に、前記q軸電圧指令の項に前記d軸電圧指令による干渉項を加算又は減算することで、前記誘導機のフリーラン速度である第1の速度を演算する第1の演算部と、
    前記第1の演算部から出力される前記第1の速度、前記1次磁束及び前記2次磁束を初期値として使用し、前記電力変換器に対する第2の電圧指令値と、前記誘導機の駆動速度である第2の速度とを演算する第2の演算部と、
    を備えたことを特徴とする電気車推進制御装置。
  2. 前記第1の演算部は、前記電流情報をdq座標系の電流値であるd軸電流及びq軸電流に変換し、前記q軸電流に前記誘導機の1次抵抗に相当する第1のゲインを付与することで前記q軸電流を前記q軸電圧指令の物理量に換算して前記q軸電圧指令に加算又は減算することを特徴とする請求項1に記載の電気車推進制御装置。
  3. 前記第1の演算部は、前記第1のゲインに加え、前記誘導機の相互インダクタンスの2乗値と前記誘導機の2次抵抗との積を前記誘導機の2次インダクタンスの2乗値で除した値に相当するゲインを前記q軸電流に付与することで、前記q軸電流を前記q軸電圧指令の物理量に換算して前記q軸電圧指令に加算又は減算することを特徴とする請求項2に記載の電気車推進制御装置。
  4. 前記第1の演算部は、前記1次磁束及び前記d軸電流に基づいて前記2次磁束を演算することを特徴とする請求項2又は3に記載の電気車推進制御装置。
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