WO2020152785A1

WO2020152785A1 - モータ制御方法、及び、モータ制御装置

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Publication number: WO2020152785A1
Application number: PCT/JP2019/001902
Authority: WO
Inventors: 弘征小松; 純本杉
Original assignee: 日産自動車株式会社
Priority date: 2019-01-22
Filing date: 2019-01-22
Publication date: 2020-07-30

Abstract

モータ制御方法は、回転子巻線を有する回転子と固定子巻線を有する固定子とを備える巻線界磁型同期モータにおいて、固定子巻線に流れる固定子電流と回転子巻線に流れる回転子電流とを制御するモータ制御方法である。このモータ制御方法によれば、巻線界磁型同期モータに所望のトルクを発生させるトルク指令値を設定し、トルク指令値と巻線界磁型同期モータの動作状況とに基づいて、固定子電流に対するｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値と、回転子電流に対するｆ軸電流指令値とを算出する。そして、回転子巻線に印加される電圧であって、ｆ軸電流指令値に対して回転子電流を所定の応答速度で制御するのに必要なｆ軸電圧を推定し、推定されたｆ軸電圧に対して電源電圧に基づいて定まる出力可能電圧が不足した場合には、当該不足分に応じてｄ軸電流指令値を補正し、ｄ軸電流指令値、ｑ軸電流指令値、及びｆ軸電流指令値に基づいて巻線界磁型同期モータを制御する。

Description

モータ制御方法、及び、モータ制御装置

　本発明は、モータ制御方法、及び、モータ制御装置に関する。

　ＪＰ２０１６－１５８４２９Ａでは、界磁巻線型の同期モータをベクトル制御で駆動するモータ制御装置において、トルク指令値の増加に伴う回転子電流（界磁電流）の増加の開始後に固定子電流を構成するｄ軸電流を制御して、モータの駆動開始時等の駆動トルクを増加させるタイミングにおける界磁電流の応答性を改善する技術が開示されている。

　ここで、界磁巻線型の同期モータでは、駆動トルクを増加させる時だけではなく、駆動トルクを減少させる時にも界磁電流の応答性が悪化するという課題がある。しかしながら、ＪＰ２０１６－１５８４２９Ａに開示された技術では、トルク指令値の増加に伴う界磁電流の増加の開始後を条件としてｄ軸電流を制御しているので、駆動トルクを減少させる際における界磁電流の応答性を改善することはできない。

　本発明は、界磁巻線型の同期モータにおいて、駆動トルクの増加方向、減少方向に関わらず、界磁電流の応答性を改善することができる技術を提供することを目的とする。

　本発明の一態様におけるモータ制御方法は、回転子巻線を有する回転子と、固定子巻線を有する固定子とを備える巻線界磁型同期モータにおいて、固定子巻線に流れる固定子電流と回転子巻線に流れる回転子電流とを制御するモータ制御方法である。このモータ制御方法によれば、巻線界磁型同期モータに所望のトルクを発生させるトルク指令値を設定し、トルク指令値と巻線界磁型同期モータの動作状況とに基づいて、固定子電流に対するｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値と、回転子電流に対するｆ軸電流指令値とを算出し、回転子巻線に印加される電圧であって、ｆ軸電流指令値に対して回転子電流を所定の応答速度で制御するのに必要なｆ軸電圧を推定する。そして、推定されたｆ軸電圧に対して電源電圧に基づいて定まる出力可能電圧が不足した場合には、当該不足分に応じてｄ軸電流指令値を補正し、ｄ軸電流指令値、ｑ軸電流指令値、及びｆ軸電流指令値に基づいて巻線界磁型同期モータを制御する。

　本発明の実施形態については、添付された図面とともに以下に詳細に説明する。

図１は、一実施形態のモータ制御方法が適用されるモータ制御システムのブロック図である。図２は、一実施形態の電流制御部の構成を示すブロック図である。図３は、一実施形態のｆ軸疑似非干渉電圧算出部の構成を示すブロック図である。図４は、一実施形態のｄ軸モデルの構成を示すブロック図である。図５は、一実施形態のｄ軸電流Ｆ／Ｂモデルの構成を示すブロック図である。図６は、一実施形態のｄ軸疑似非干渉電圧モデルの構成を示すブロック図である。図７は、一実施形態のｆ軸不足電圧算出部の構成を示すブロック図である。図８は、一実施形態のｆ軸モデルの構成を示すブロック図である。図９は、一実施形態のｆ軸電流Ｆ／Ｂモデルの構成を示すブロック図である。図１０は、一実施形態のｆ軸不足電圧算出モデルの構成を示すブロック図である。図１１は、一実施形態のｄ軸電流指令値補正部の構成を示すブロック図である。図１２は、一実施形態の制御演算の一制御周期を示すフローチャートである。図１３は、駆動トルクが減少方向にある場合における一実施形態のモータ制御方法の効果を説明するタイムチャートである。図１４は、駆動トルクが増加方向にある場合における一実施形態のモータ制御方法の効果を説明するタイムチャートである。

　[一実施形態]
　図１は、本発明の一実施形態に係るモータ制御方法を巻線界磁型同期モータに適用した場合のモータ制御システム１００の構成例を示すブロック図である。モータ制御システム１００は、例えば電気自動車に適用される。なお、モータ制御システム１００は、電気自動車以外に、ハイブリッド車両や、自動車以外の例えば鉄道等のシステムに適用することも可能である。

　本実施形態のモータ制御システム１００は、制御対象の巻線界磁型同期モータ１０１と、ＰＷＭ変換器１０２と、インバータ１０３と、電源電圧１０４と、ｆ軸電流出力部１０５と、電流センサ１０６と、Ａ／Ｄ変換器１０７と、座標変換器１０８と、磁極位置検出器１０９と、パルスカウンタ１１０と、角速度演算器１１１と、先読み補償部１１２と、電流指令値演算部１１３と、電流制御部１１４と、非干渉制御部１１５と、電圧指令値演算部１１６と、座標変換器１１７と、を備える。

　巻線界磁型同期モータ１０１（以下、単に「モータ１０１」という）は、回転子巻線（界磁巻線、ロータコイル）を有する回転子と、固定子巻線（電機子巻線、ステータコイル）を有する固定子とを備える巻線界磁型同期モータである。本実施形態のモータ制御システム１００が車両に搭載される場合、モータ１０１は車両の駆動源となる。詳細は後述するが、モータ１０１は、回転子巻線を流れる回転子電流(界磁電流)と、固定子巻線を流れる固定子電流とが制御されることによって制御される。

　ＰＷＭ変換器１０２は、後述の座標変換器１１７から出力される三相電圧指令値ｖ^* _u、ｖ^* _v、ｖ^* _wに基づいて、インバータ１０３が備えるスイッチング素子（例えばＩＧＢＴ）へのＰＷＭ＿Ｄｕｔｙ駆動信号（強電素子駆動信号）Ｄ^* _uu、Ｄ^* _ul、Ｄ^* _vu、Ｄ^* _vl、Ｄ^* _wu、Ｄ^* _wlを生成し、インバータ１０３に出力する。

　インバータ１０３は、３相６アームで構成され、相ごとに２つずつ計６つのスイッチング素子を備えた三相電圧型インバータである。インバータ１０３は、ＰＷＭ変換器１０２が生成する強電素子駆動信号に基づいて、電源電圧１０４の直流電圧を交流電圧ｖ_u、ｖ_v、ｖ_wに変換し、モータ１０１に供給する。

　電源電圧（バッテリ）１０４は、インバータ３とｆ軸電流出力部１０５の電力源であって、例えば積層型リチウムイオンバッテリである。電源電圧１０４は、インバータ３とｆ軸電流出力部１０５とに直流電力を供給する。

　ｆ軸電流出力部１０５は、電源電圧１０４から供給される電力を用いて、モータ１０１の回転子巻線に流れるｆ軸電流ｉ_fを制御するためのｆ軸電圧ｖ_fを出力する。ｆ軸電圧ｖ_fは、後述する電圧指令値演算部１１６から出力される第２のｆ軸電圧指令値ｖ^* _fに応じて算出される。換言すると、ｆ軸電流出力部１０５は、回転子巻線に印加するｆ軸電圧ｖ_fを第２のｆ軸電圧指令値ｖ^* _fと一致するように調整する。

　電流センサ１０６は、インバータ１０３からモータ１０１に供給される三相交流電流のうち、少なくとも２相の電流、例えば、ｕ相電流ｉ_u、ｖ相電流ｉ_vを検出する。検出された２相の電流ｉ_u、ｉ_vは、Ａ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換器１０７でデジタル信号（電流ｉ_us、ｉ_vs）に変換され、座標変換器１０８に入力される。なお、電流センサ１０６が２相の電流のみを検出する場合、残りの1相の電流ｉ_wsは、次式（１）により求めることができる。

　また、電流センサ１０６は、ｆ軸電流出力部１０５からモータ１０１に供給される回転子電流（ｆ軸電流ｉ_f）を検出する。検出されたｆ軸電流ｉ_fは、Ａ／Ｄ変換器１０７でデジタル信号に変換され、ｆ軸電流制御部１１６に出力される。

　磁極位置検出器１０９は、モータ１０１の固定子の電気角度を取得するために、当該固定子の位置（角度）に応じたＡ相Ｂ相Ｚ相のパルス（ＡＢＺパルス）をパルスカウンタ１１０に出力する。

　パルスカウンタ１１０は、ＡＢＺパルスに基づいてモータ１０１の電気角度θ_reを算出して、角速度演算器１１１に出力する。

　角速度演算器１１１は、入力される電気角度θ_reの時間変化率から、電気角速度ω_reと、機械角速度ω_rmとを算出する。機械角速度ω_rmは、電気角速度ω_reをモータ極対数ｐで除算することにより求められる。機械角速度ω_rmは、電流指令値演算部１１３に出力される。電気角速度ω_reは、非干渉制御部１１５と先読み補償部１１２とに出力される。

　先読み補償部１１２は、電気角度θ_reと電気角速度ω_reとを入力して、電気角速度ω_reと制御系が持つ無駄時間との乗算値を電気角度θ_reに加算することにより、先読み補償後電気角θ_re'を算出する。先読み補償後電気角θ_re'は、座標変換器１１７に出力される。

　座標変換器１０８は、３相交流座標系（ｕｖｗ軸）から直交２軸直流座標系（ｄ－ｑ軸）への変換を行う。具体的には、座標変換器１０８は、入力されるｕ相電流ｉ_us、ｖ相電流ｉ_vs、及び電気角度θ_reと、上記式（１）で求まるｗ相電流ｉ_wsとから、以下式（２）を用いて座標変換処理を行うことによって、ｄ軸電流ｉ_dとｑ軸電流ｉ_qを算出する。

　電流指令値演算部１１３は、トルク指令値とモータ１０１の動作状況とに基づいて、固定子電流に対するｄ軸電流指令値ｉ^* _d及びｑ軸電流指令値ｉ^* _qと、回転子電流（界磁電流）に対するｆ軸電流指令値ｉ^* _fとを算出する。より具体的には、電流指令値演算部１１３は、トルク指令値Ｔ^*、モータ回転数（機械角速度ω_rm）、及び、電源電圧（直流電圧）Ｖ_dcを入力とし、ｄ軸電流指令値ｉ^* _d、ｑ軸電流指令値ｉ^* _q、及びｆ軸電流指令値ｉ^* _fを算出する。ｄ軸電流指令値ｉ^* _d、ｑ軸電流指令値ｉ^* _q、及びｆ軸電流指令値ｉ^* _fは、予め記憶された、トルク指令値Ｔ^*、モータ回転数（機械角速度ω_rm）、及び、電源電圧Ｖ_dcと、ｄ軸電流指令値ｉ^* _d、ｑ軸電流指令値ｉ^* _q、及びｆ軸電流指令値ｉ^* _fの各々との関係を定めたマップデータを参照することにより求められる。なお、トルク指令値Ｔ^*は、モータ１０１に所望のトルクを発生させるための指令値であって、ドライバのアクセル操作等に応じて公知の方法により設定される。

　電流制御部１１４は、実際の電流（実電流）の計測値であるｄ軸電流ｉ_dをｄ軸電流指令値ｉ^* _dに定常偏差なく所望の応答性で追従させるためのｄ軸電圧指令値（第１のｄ軸電圧指令値）を算出して、電圧指令値演算部１１６に出力する。

　また、電流制御部１１４は、実際の電流（実電流）の計測値であるｑ軸電流ｉ_qをｑ軸電流指令値ｉ^* _qに定常偏差なく所望の応答性で追従させるためのｑ軸電圧指令値（第１のｑ軸電圧指令値）を算出して、電圧指令値演算部１１６に出力する。

　また、電流制御部１１４は、実際の電流（実電流）の計測値であるｆ軸電流ｉ_fをｆ軸電流指令値ｉ^* _fに定常偏差なく所望の応答性で追従させるためのｆ軸電圧指令値（第１のｆ軸電流指令値）を算出して、電圧指令値演算部１１６に出力する。

　電流制御部１１４の詳細は図２を参照して後述する。

　非干渉制御部１１５は、入力される電気角速度ω_reと、ｄ軸電流ｉ_dと、ｑ軸電流ｉ_qと、ｆ軸電流ｉ_fとから、ｄ軸、ｑ軸、及びｆ軸間の干渉電圧を相殺するために必要な非干渉電圧ｖ_{d_dcpl}、ｖ_{q_dcpl}、ｖ_{f_dcpl}を算出する。ただし、非干渉制御部１１５は、実際の電流（実電流）の計測値であるｄ軸電流ｉ_d、ｑ軸電流ｉ_q、及びｆ軸電流ｉ_fの代わりに、ｄ軸電流指令値ｉ^* _d、ｑ軸電流指令値ｉ^* _q、及びｆ軸電流指令値ｉ^* _fに基づいて算出される後述のｄ軸電流規範応答ｉ_{d_ref}、ｑ軸電流規範応答ｉ_{q_ref}、ｆ軸電流規範応答ｉ_{f_ref}（実電流）を用いて非干渉電圧ｖ_{d_dcpl}、ｖ_{q_dcpl}、ｖ_{f_dcpl}を算出してもよい。

　電圧指令値演算部１１６は、電流制御部１１４の出力である第１のｄ軸電圧指令値ｖ_{d_dsh}、第１のｑ軸電圧指令値ｖ_{q_dsh}、及び、第１のｆ軸電圧指令値ｖ_{f_dsh}を、非干渉制御部１１５の出力である非干渉電圧ｖ_{d_dcpl}、ｖ_{q_dcpl}、ｖ_{f_dcpl}を用いて補正（本実施形態では加算）する。そして、電圧指令値演算部１１６は、当該補正により得た、第２のｄ軸電圧指令値ｖ^* _d、及び、第２のｑ軸電圧指令値ｖ^* _qを座標変換器１１７に出力するとともに、第２のｆ軸電圧指令値ｖ^* _fをｆ軸電流出力部１０５に出力する。

　座標変換器１１７は、電気角速度ω_reで回転する直交２軸直流座標系（ｄ‐ｑ軸）から３相交流座標系（ｕｖｗ相）への変換を行う。具体的には、座標変換器１１７は、入力される第２のｄ軸電圧指令値ｖ^* _d、第２のｑ軸電圧指令値ｖ^* _q、及び、先読み補償後電気角θ_re'から、以下式（３）を用いて座標変換処理を行うことによって、ｕｖｗ各相の電圧指令値ｖ^* _u、ｖ^* _v、ｖ^* _wを算出する。

　以上が本実施形態のモータ制御システム１００が備える構成の概要である。なお、本実施形態では、上述した構成のうち、ＰＷＭ変換器１０２、Ａ／Ｄ変換器１０７、座標変換器１０８、パルスカウンタ１１０、角速度演算器１１１、先読み補償部１１２、電流指令値演算部１１３、電流制御部１１４、非干渉制御部１１５、電圧指令値演算部１１６、座標変換器１１７は、少なくとも一つ以上のコントローラで構成されるコントローラ１０が備える一機能部として構成される。コントローラ１０は、例えば、中央演算装置（ＣＰＵ）、読み出し専用メモリ（ＲＯＭ）、ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）、及び、入出力インタフェース（Ｉ／Ｏインタフェース）から構成される。

　［電流制御部］
　以下では、電流制御部１１４の詳細について説明する。まず、本実施形態の制御対象である巻線界磁型同期モータ１０１の電圧方程式について説明する。巻線界磁型同期モータ１０１の電圧方程式は、以下式（４）で表される。

　ただし、上記式（４）の各パラメータは、以下のとおりである。なお、式中のｓはラプラス演算子である。
ｉ_d    ：     ｄ軸電流
ｉ_q    ：     ｑ軸電流
ｉ_f    ：     ｆ軸電流
ｖ_d    ：     ｄ軸電圧
ｖ_q    ：     ｑ軸電圧
ｖ_f    ：     ｆ軸電圧
Ｌ_d    ：     ｄ軸インダクタンス
Ｌ_q    ：     ｑ軸インダクタンス
Ｌ_f    ：     ｆ軸インダクタンス
Ｍ     ：     固定子／回転子間の相互インダクタンス
Ｌ_d'   ：     ｄ軸動的インダクタンス
Ｌ_q'   ：     ｑ軸動的インダクタンス
Ｌ_f'   ：     ｆ軸動的インダクタンス
Ｍ'    ：     固定子／回転子間の動的相互インダクタンス
Ｒ_a    ：     固定子巻線抵抗
Ｒ_f    ：     回転子巻線抵抗
ω_re   ：     電気角速度

　ここで、非干渉制御部１１５による非干渉制御が理想的に機能すれば、上記式（４）の電圧方程式は、以下式（５）に示すように対角化することができる。

　上記式（５）によれば、ｄ軸、ｑ軸、及びｆ軸の電圧から電流までの特性は、それぞれ以下式（６）、（７）、及び（８）に示すとおりの一次遅れとなる。

　続いて、図２を参照して、電流制御部１１４の構成の詳細を説明する。

　図２は、本実施形態の電流制御部１１４を示すブロック図である。電流制御部１１４は、ｆ軸疑似非干渉電圧算出部２０１と、ｆ軸不足電圧算出部２０２と、ｄ軸電流指令値補正部２０３と、ｄ軸電流制御部２０４と、ｑ軸電流制御部２０５と、ｆ軸電流制御部２０６と、を含んで構成される。以下、各構成の詳細について図２から図１１を参照して説明する。

　ｆ軸疑似非干渉電圧算出部２０１は、電流指令値演算部１１３から出力されるｄ軸電流指令値ｉ^* _dを入力として、ｆ軸疑似非干渉電圧ｖ_{f_dcpl_dsh}を算出する。詳細は図３を用いて説明する。

　図３は、ｆ軸疑似非干渉電圧算出部２０１を示すブロック図である。ｆ軸疑似非干渉電圧算出部２０１は、ｄ軸モデル３０１と、ｄ軸電流フィードバック（Ｆ／Ｂ）モデル３０２と、ｆ軸疑似非干渉電圧モデル３０３とを含む。

　ｄ軸モデル３０１は、後述するｄ軸電流Ｆ／Ｂモデル３０２の出力値を入力として、ｄ軸電圧ｖ_dからｄ軸電流ｉ_dまでの特性をモデル化したｄ軸モデルを用いてフィルタリング処理することにより、ｄ軸電流規範応答ｉ_{d_ref}及びｄ軸電流規範応答の微分値ｓ・ｉ_{d_ref}を出力する。ｄ軸モデル３０１の詳細は図４を用いて説明する。

　図４は、ｄ軸モデル３０１を示すブロック図である。ｄ軸モデル３０１は、乗算器４０１と、減算器４０２と、除算器４０３と、積分器４０４とを含む。

　乗算器４０１は、積分器４０４の出力値であるｄ軸電流規範応答ｉ_{d_ref}に、モータ１０１が備える固定子巻線の抵抗値である固定子巻線抵抗Ｒ_aを乗算して、算出値を減算器４０２に出力する。

　減算器４０２は、ｄ軸電流Ｆ／Ｂモデル３０２の出力値から乗算器４０１の出力値を減算して、算出値を除算器４０３に出力する。

　除算器４０３は、減算器４０２の出力値に、ｄ軸動的インダクタンスＬ_d'を除算してｄ軸電流規範応答の微分値ｓ・ｉ_{d_ref}を算出する。ｄ軸電流規範応答の微分値ｓ・ｉ_{d_ref}は、積分器４０４と、後述のｆ軸疑似非干渉電圧モデル３０３とに出力される。

　積分器４０４は、ｄ軸電流規範応答の微分値ｓ・ｉ_{d_ref}を積分処理することによりｄ軸電流規範応答ｉ_{d_ref}を算出する。ｄ軸電流規範応答ｉ_{d_ref}は、乗算器４０１と、ｄ軸電流Ｆ／Ｂモデル３０２とに出力される。このように、積分器４０４の出力を電流規範応答とするとともに、積分器４０４の入力を電流規範応答の微分値として取得可能に構成することにより、電流規範応答の微分値を容易に求めることができる。

　ｄ軸電流Ｆ／Ｂモデル３０２（図３参照）は、ｄ軸電流指令値ｉ^* _dと、上述のｄ軸モデル３０１の出力であるｄ軸電流規範応答ｉ_{d_ref}を入力として、ｄ軸電流指令値ｉ^* _dにｄ軸電流規範応答ｉ_{d_ref}を定常偏差なく所望の応答性で追従させるためのｄ軸電流Ｆ／Ｂモデル出力値（ｄ軸電圧推定値）を算出して、ｄ軸モデル３０１に出力する。詳細は、図５を参照して説明する。

　図５は、ｄ軸電流Ｆ／Ｂモデル３０２の詳細を示すブロック図である。ｄ軸電流Ｆ／Ｂモデル３０２は、乗算器５０１、５０２と、減算器５０３と、を含んで構成される。

　乗算器５０１は、電流指令値演算部１１３から出力されるｄ軸電流指令値ｉ^* _dにゲインＧ_adを乗算し、算出した値を減算器５０３に出力する。ゲインＧ_adは、下記式（９）で表される。

　乗算器５０２は、ｄ軸モデル３０１から出力されるｄ軸電流規範応答ｉ_{d_ref}にゲインＧ_bdを乗算し、算出した値を減算器５０３に出力する。ゲインＧ_bdは、下記式（９）で表される。

　ただし、式（９）中のτ_mは、ｄ軸及びｑ軸の電流制御規範応答時定数、すなわち、実現したい所望の応答特性に相当する時定数である。

　そして、減算器５０３は、乗算器５０１の出力値から乗算器５０２の出力値を減算することによりｄ軸電流Ｆ／Ｂモデル出力値を算出して、上述のｄ軸モデル３０１に出力する。

　ｆ軸疑似非干渉電圧モデル３０３（図３参照）は、ｄ軸モデル３０１の出力であるｄ軸電流規範応答の微分値ｓ・ｉ_{d_ref}を入力して、ｆ軸疑似非干渉電圧ｖ_{f_dcpl_dsh}を出力する。ｆ軸疑似非干渉電圧モデル３０３の詳細は図６を用いて説明する。

　図６は、ｆ軸疑似非干渉電圧モデル３０３を示すブロック図である。ｆ軸疑似非干渉電圧モデル３０３は、乗算器６０１で構成される。

　乗算器６０１では、ｄ軸モデル３０１の出力であるｄ軸電流規範応答の微分値ｓ・ｉ_{d_ref}に、固定子／回転子間の動的相互インダクタンスＭ'を乗算することによりｆ軸疑似非干渉電圧ｖ_{f_dcpl_dsh}を算出する。ｆ軸疑似非干渉電圧ｖ_{f_dcpl_dsh}は、ｆ軸不足電圧算出部２０２（図２参照）に出力される。

　ｆ軸不足電圧算出部２０２は、ｆ軸疑似非干渉電圧ｖ_{f_dcpl_dsh}と、電源電圧Ｖ_dcと、ｆ軸電流指令値ｉ^* _fとを入力とし、ｆ軸不足電圧Δｖ_fを算出する。ｆ軸不足電圧算出部２０２の詳細は図７を用いて説明する。

　図７は、ｆ軸不足電圧算出部２０２を示すブロック図である。ｆ軸不足電圧算出部２０２は、ｆ軸モデル７０１と、ｆ軸電流Ｆ／Ｂモデル７０２と、ｆ軸不足電圧算出モデル７０３とを含む。

　ｆ軸モデル７０１は、後述する、ｆ軸電流Ｆ／Ｂモデル７０２から出力されるｆ軸電流Ｆ／Ｂモデル出力値を入力として、ｆ軸電圧からｆ軸電流までの特性をモデル化したモデル（モータ１０１のｆ軸モデル）によるフィルタリング処理を行い、ｆ軸電流規範応答ｉ_{f_ref}と、ｆ軸電流規範応答の微分値ｓ・ｉ_{f_ref}とを出力する。詳細は図８を参照して説明する。

　図８は、ｆ軸モデル７０１の詳細を示すブロック図である。ｆ軸モデル７０１は、乗算器８０１と、減算器８０２と、積分器８０４とを含んで構成される。

　乗算器８０１は、積分器８０４の出力であるｆ軸電流規範応答ｉ_{f_ref}に固定子巻線抵抗Ｒ_fを乗算して、得た値を減算器８０２に出力する。

　減算器８０２は、ｆ軸電流Ｆ／Ｂモデル７０２から出力されるｆ軸電流Ｆ／Ｂモデル出力値から乗算器８０１の出力値を減算して、算出した値を除算器８０３に出力する。

　除算器８０３は、減算器８０２の出力値をｆ軸動的インダクタンスＬ_f'で除算してｆ軸電流規範応答の微分値ｓ・ｉ_{f_ref}を算出する。ｆ軸電流規範応答の微分値ｓ・ｉ_{f_ref}は、積分器８０４に出力される。

　積分器８０４は、ｆ軸電流規範応答の微分値ｓ・ｉ_{f_ref}を積分処理することによりｆ軸電流規範応答ｉ_{f_ref}を算出する。ｆ軸電流規範応答ｉ_{f_ref}は、乗算器８０１と、ｆ軸電流Ｆ／Ｂモデル７０２とに出力される。

　ｆ軸電流Ｆ／Ｂモデル７０２（図７参照）は、ｆ軸電流指令値ｉ^* _fと、上述のｆ軸モデル７０１の出力であるｆ軸電流規範応答ｉ_{f_ref}を入力として、ｆ軸電流指令値ｉ^* _fにｆ軸電流規範応答ｉ_{f_ref}を定常偏差なく所望の応答性で追従させるためのｆ軸電流Ｆ／Ｂモデル出力値（ｆ軸電圧推定値）を算出する。ｆ軸電流Ｆ／Ｂモデル７０２の詳細は、図９を参照して説明する。

　図９は、ｆ軸電流Ｆ／Ｂモデル７０２を示すブロック図である。ｆ軸電流Ｆ／Ｂモデル７０２は、乗算器９０１、９０２と、減算器９０３と、を含んで構成される。

　乗算器９０１は、電流指令値演算部１１３から出力されるｆ軸電流指令値ｉ^* _fにゲインＧ_afを乗算し、算出した値を減算器９０３に出力する。ゲインＧ_afは、下記式（１０）で表される。

　乗算器９０２は、ｆ軸モデル７０１から出力されるｆ軸電流規範応答ｉ^* _{f_ref}にゲインＧ_bfを乗算し、算出した値を減算器９０３に出力する。ゲインＧ_bfは、下記式（１０）で表される。

　ただし、式（１０）中のτ_mは、ｆ軸の電流制御規範応答時定数、すなわち、実現したい所望の応答特性に相当する時定数である。

　減算器９０３は、乗算器９０１の出力値から乗算器９０２の出力値を減算することによりｆ軸電流Ｆ／Ｂモデル出力値を算出して、ｆ軸モデル７０１と、ｆ軸不足電圧算出モデル７０３とに出力する。なお、このｆ軸電流Ｆ／Ｂモデル出力値は、ｆ軸電圧ｖ_fの推定値（ｆ軸電圧推定値）である。

　ｆ軸不足電圧算出モデル７０３（図７参照）は、ｆ軸電流Ｆ／Ｂモデル出力値と、電源電圧Ｖ_dcと、ｆ軸疑似非干渉電圧ｖ_{f_dcpl_dsh}とを入力として、ｆ軸電流Ｆ／Ｂモデル出力値を所定の値（リミット値）でリミット処理することにより得たｆ軸不足電圧Δｖ_fを出力する。より具体的には、ｆ軸不足電圧算出モデル７０３は、ｆ軸電流指令値ｉ^* _fに対してｆ軸電流ｉｆを所望の応答速度で制御するために必要なｆ軸電圧ｖｆに相当するｆ軸電流Ｆ／Ｂモデル出力値に対する出力可能電圧の不足分をｆ軸不足電圧Δｖ_fとして算出する。なお、ここでの出力可能電圧は、後述するように電源電圧Ｖｄｃに応じて定まる電圧であって、ｆ軸電流出力部１０５が出力可能な電圧である。ｆ軸不足電圧算出モデル７０３の詳細は、図１０を参照して説明する。

　図１０は、ｆ軸不足電圧算出モデル７０３を示すブロック図である。ｆ軸不足電圧算出モデル７０３は、比較器１００１と、反転器１００２と、比較器１００３と、減算器１００４、１００５、１００６とを含んで構成される。

　比較器１００１の前段に設けられる減算器１００５においては、電源電圧１０４の電源電圧Ｖ_dcからｆ軸疑似非干渉電圧ｖ_{f_dcpl_dsh}を差し引いた減算値が求められる。そして、比較器１００１は、ｆ軸電流疑似Ｆ／Ｂモデル７０２からの出力値と、減算器１００５の出力値とを比較し、より小さな値を比較器１００３へと出力する。

　反転器１００２は、電源電圧Ｖ_dcの符号を反転させる。

　比較器１００３の前段には減算器１００６が設けられており、減算器１００６においては、反転器１００２の出力から、ｆ軸疑似非干渉電圧ｖ_{f_dcpl_dsh}を差し引いた減算値が求められる。そして、比較器１００３は、比較器１００１の出力値と、減算器１００６の出力値とを比較し、より大きな値を減算器１００４に出力する。

　このような構成により、ｆ軸不足電圧算出モデル７０３は、ｆ軸電流Ｆ／Ｂモデル７０２（減算器９０３）の出力値に対して所定の値（リミット値）に基づくリミット処理を実行することができる。本実施形態における所定の値（上下限値）は以下の通りである。すなわち、上限値には、電源電圧Ｖｄｃからｆ軸疑似非干渉電圧ｖ_{f_dcpl_dsh}を減算した値が設定される（上限値＝Ｖ_dc－ｖ_{f_dcpl_dsh}）。下限値には、－電源電圧Ｖ_dcからｆ軸非干渉電圧ｖ_{f_dcpl_dsh}を減算した値が設定される（下限値＝－Ｖ_dc－ｖ_{f_dcpl_dsh}）。なお、これら上限値と下限値との間の電圧が上述の出力可能電圧に相当する。

　上下限値がこのように設定されることにより、後段の電圧指令値演算部１１６において第１のｆ軸電圧指令値に非干渉電圧ｖ_{f_dcpl}が加算されても、算出された値が電源電圧Ｖ_dcに対して飽和してしまうことを回避することができる。また、上述のようなリミット処理を実行することにより、ｆ軸電圧の飽和の有無を判定する手段や、ｆ軸電圧の飽和の有無に応じてフィルタを切替えるフィルタ切替え手段等を要さずに、適切なｆ軸電圧指令値を算出することができる。

　なお、ｆ軸疑似非干渉電圧ｖ_{f_dcpl_dsh}は、ｆ軸疑似非干渉電圧算出部２０１において、後述するｄ軸電流指令値補正部２０３で補正される前のｄ軸電流指令値ｉ^* _dに基づいて算出される。すなわち、本実施形態における所定の上下限値（リミット値）は、電源電圧Ｖ_dcと、補正前のｄ軸電流指令値ｉ^* _dとに基づいて算出されたｆ軸疑似非干渉電圧ｖ_{f_dcpl_dsh}とに基づいて算出される。

　そして、減算器１００４は、ｆ軸電流Ｆ／Ｂモデル出力値から比較器１００３の出力値を差し引くことによりｆ軸不足電圧Δｖ_fを算出する。すなわち、ｆ軸不足電圧Δｖ_fは、ｆ軸電流Ｆ／Ｂモデル出力値と、ｆ軸電流Ｆ／Ｂモデル出力値を所定の上下限値でリミット処理して得た値との差分に応じて決定される。これにより、ｆ軸電流を所望の応答で制御するためのｆ軸電圧ｖｆに対する出力可能電圧の不足分を算出することができる。ｆ軸不足電圧Δｖ_fは、ｄ軸電流指令値補正部２０３に出力される。なお、このような構成によりｆ軸不足電圧Δｖ_fを算出し、ｆ軸電流を所望の応答性で制御することで、ｆ軸電流Ｆ／Ｂモデル７０２のゲイン（９０１、９０２）を、安定性を考慮して小さく設定する必要がないので、これらゲイン（９０１、９０２）を所望の応答性を満足するゲインに設定することができる（数式（１０）参照）。

　ｄ軸電流指令値補正部２０３（図２参照）は、ｄ軸電流指令値ｉ^* _dと、ｆ軸不足電圧Δｖ_fを入力とし、ｆ軸不足電圧Δｖ_fに基づいてｄ軸電流指令値ｉ^* _dを補正する。補正されたｄ軸電流指令値ｉ^* _dは、補正後ｄ軸電流指令値としてｄ軸電流制御部２０４に出力される。ｄ軸電流指令値補正部２０３の詳細について図１１を用いて説明する。

　図１１は、ｄ軸電流指令値補正部２０３を示すブロック図である。ｄ軸電流指令値補正部２０３は、フィルタ１１０１と、減算器１１０２とを含んで構成される。

　フィルタ１１０１は、Ｈ_{d_comp}（ｓ）なる関数で構成される。フィルタ１１０１は、入力されるｆ軸不足電圧Δｖ_fに対して、Ｈ_{d_comp}（ｓ）を用いたフィルタリング処理を行い、ｄ軸電流補正値ｉ_{d_comp}を減算器１１０２に出力する。Ｈ_{d_comp}（ｓ）の詳細については後述する。

　そして、減算器１１０２は、ｄ軸電流指令値ｉ^* _dからｄ軸電流補正値ｉ_{d_comp}を減算して、補正後ｄ軸電流指令値を算出する。これにより、ｄ軸電流指令値ｉ^* _dは、Ｈ_{d_comp}（ｓ）を用いて補正される。

　以下、Ｈ_{d_comp}（ｓ）の導出過程について説明する。まず、上記式（４）で示した電圧方程式より、ｆ軸電圧ｖ_fは次式（１１）で表される。

　式（１１）中の電流（ｄ軸電流ｉ_d、ｆ軸電流ｉ_f）を規範応答で置換するとｆ軸電圧ｖ_fは次式（１２）で表される。

　ここで、図１１を用いて説明したように、式（１２）にｄ軸電流補正値ｉ^* _dを補正するｄ軸電流補正値ｉ_{d_comp}を導入すると、ｆ軸電圧ｖ_fは次式（１３）で表される。

　そして、（１３）式の右辺第２項においてｆ軸不足電圧Δｖ_fを相殺することで、ｆ軸電圧飽和を抑制することができる。この時のｄ軸電流補正値ｉ_{d_comp}は次式（１４）となる。

　ｄ軸電流補正値ｉ_{d_comp}がこのように構成されることにより、ｆ軸不足電圧Δｖ_fに応じて、すなわち、ｆ軸電圧ｖ_fに対する出力可能電圧の不足分に応じてｄ軸電流指令値ｉ^* _dを補正することができる。その結果、ｆ軸電圧飽和が抑制されるので、ｆ軸電流ｉｆの応答特性を改善し、ｆ軸電流ｉｆを所望の応答性（応答速度）で動作させることができ、トルクの応答性を向上させることができる。また、ｆ軸不足電圧Δｖｆが正の場合は、ｄ軸電流指令値を負側（減少方向）に補正し、ｆ軸不足電圧Δｖｆが負の場合は、ｄ軸電流指令値を正側（増加方向）に補正するように構成されるので、トルク指令値の増加方向、減少方向に関わらず、ｆ軸電流ｉｆを所望の応答性（応答速度）で動作させることができる。

　なお、実際には、ｆ軸電圧が飽和したときのみｄ軸電流指令値ｉ^* _dが補正されることが好ましい。しかしながら、上記式（１４）では補正項が積分特性（１／ｓ）を持つため、ｆ軸電圧飽和時以外においてもｄ軸電流指令値ｉ^* _dを補正してしまう。そこで、次式（１５）で示すように、上記式（１４）にハイパスフィルタを追加することで積分特性を相殺する。これにより、Ｈ_{d_comp}（ｓ）をｆ軸電圧が飽和したときのみｄ軸電流指令値ｉ^* _dを補正するように構成することができる。

　ただし、式（１５）中のハイパスフィルタの時定数τ_hrは、チューニング要素であり、所望の応答性を得るために適宜調整される。

　以上がＨ_{d_comp}（ｓ）の詳細である。このような関数を用いて算出された補正後ｄ軸電流指令値は、ｄ軸電流制御部２０４（図２参照）に出力される。

　ｄ軸電流制御部２０４は、実際の電流（実電流）の計測値であるｄ軸電流ｉ_dをｄ軸電流指令値ｉ^* _dに定常偏差なく所望の応答性で追従させるための第１のｄ軸電圧指令値ｖ_{d_dsh}を算出して、電圧指令値演算部１１６に出力する。

　ｑ軸電流制御部２０５は、実際の電流（実電流）の計測値であるｑ軸電流ｉ_qをｑ軸電流指令値ｉ^* _qに定常偏差なく所望の応答性で追従させるための第１のｑ軸電圧指令値ｖ_{q_dsh}を算出して、電圧指令値演算部１１６に出力する。

　ｆ軸電流制御部２０６は、実際の電流（実電流）の計測値であるｆ軸電流ｉ_fをｆ軸電流指令値ｉ^* _fに定常偏差なく所望の応答性で追従させるための第１のｆ軸電圧指令値ｖ_{f_dsh}を算出して、電圧指令値演算部１１６に出力する。

　上記のｄ軸電流制御部２０４、ｑ軸電流制御部２０５、及び、ｆ軸電流制御部２０６は、ｄ軸、ｑ軸、及びｆ軸間の干渉電圧を相殺する制御（非干渉制御）が理想的に機能すれば、通常、１入力１出力の単純な特性（制御対象特性）となる（上記式（６）、（７）、及び（８）を参照）。従って、本実施形態のｄ軸電流制御部２０４、ｑ軸電流制御部２０５、及び、ｆ軸電流制御部２０６は、簡単なＰＩフィードバック補償器、又は、いわゆるロバストモデルマッチング補償器のような公知の補償器により実現することができる。

　以下では、これまで説明した一実施形態のモータ制御方法を適用した一制御周期の流れを、図１２を参照して説明する。

　図１２は、一実施形態のモータ制御方法を示すフローチャートである。図１２で示す開始から終了までにかかる一制御周期は、モータ制御システム１００が起動している間、一定の間隔で常時実行するように上記のコントローラ１０にプログラムされている。

　ステップＳ１１では、コントローラ１０（パルスカウンタ１１０、Ａ／Ｄ変換器１０７）は、ＡＢＺパルスに基づいて電気角度θ_reを算出するとともに、取得したｕ、ｖ相の電流ｉ_u、ｉ_v、及び、回転子巻線を流れるｆ軸電流ｉ_fから、デジタル信号としての電流ｉ_us、ｉ_vs、ｉ_fsを検出する。

　ステップＳ１２では、コントローラ１０（角速度演算器１１１）は、入力される電気角度θ_reの時間変化率から、電気角速度ω_reと機械角速度ω_rmとを算出する。

　ステップＳ１３では、コントローラ１０（先読み補償部１１２）は、電気角度θ_reと電気角速度ω_reとから、制御系が持つ無駄時間が考慮された先読み補償後電気角θ_re'を算出する。

　ステップＳ１４では、コントローラ１０（座標変換器１０８）は、ｕ、ｖ、ｗ各相の電流ｉ_us、ｉ_vs、ｉ_ws、及び電気角度θ_reから、ｄ、ｑ軸電流ｉ_d、ｉ_qを算出する。

　ステップＳ１５では、コントローラ１０（電流指令値演算部１１３）は、トルク指令値Ｔ^*、モータ回転数（機械角速度ω_rm）、及び、電源電圧Ｖ_dcから、ｄ軸電流指令値ｉ^* _d、ｑ軸電流指令値ｉ^* _q、及びｆ軸電流指令値ｉ^* _fを算出する。

　ステップＳ１６では、コントローラ１０（電流制御部１１４）は、ｄ、ｑ、ｆ軸電流ｉ_d、ｉ_q、ｉ_fをｄ、ｑ、ｆ軸電流指令値ｉ^* _d、ｉ^* _q、ｉ^* _fに定常偏差なく所望の応答性で追従させるためのｄ、ｑ、ｆ軸各相の第１の電圧指令値ｖ_{d_dsh}、ｖ_{q_dsh}、ｖ_{f_dsh}を算出する。

　ステップＳ１７では、コントローラ１０（非干渉制御部１１５）は、ｄ、ｑ、ｆ軸電流ｉ_d、ｉ_q、ｉ_fと、電気角速度ω_reとから、ｄ軸、ｑ軸、及びｆ軸間の干渉電圧を相殺するために必要な非干渉電圧ｖ_{d_dcpl}、ｖ_{q_dcpl}、ｖ_{f_dcpl}を算出する。

　ステップＳ１８では、コントローラ１０（電圧指令値演算部１１６）は、ｄ、ｑ、ｆ各軸の第１の電圧指令値ｖ_{d_dsh}、ｖ_{q_dsh}、ｖ_{f_dsh}を、非干渉電圧ｖ_{d_dcpl}、ｖ_{q_dcpl}、ｖ_{f_dcpl}を用いて補正することにより、ｄ、ｑ、ｆ各軸の第２の電圧指令値ｖ^* _d、ｖ^* _q、ｖ^* _fを算出する。

　そして、ステップＳ１９では、コントローラ１０（座標変換器１１７）は、第２のｄ軸電圧指令値ｖ^* _d、第２のｑ軸電圧指令値ｖ^* _q、及び、先読み補償後電気角θ_re'から、ｕｖｗ各相の電圧指令値ｖ^* _u、ｖ^* _v、ｖ^* _wを算出する。

　以上が本実施形態のモータ制御方法による制御フローの概要である。以下では、図１３及び図１４を参照して、本実施形態のモータ制御方法による作用効果について説明する。

　図１３は、本実施形態のモータ制御方法による制御結果を示すタイムチャートである。横軸は時間を表し、縦軸は、左側の上から順に、ｄ軸電流［Ａ］、ｑ軸電流［Ａ］、及び、ｆ軸電流［Ａ］を表し、右側の上から順に、ｆ軸電圧［Ｖ］、トルク［Ｎ］を表している。ｄ軸電流［Ａ］、ｑ軸電流［Ａ］、及び、ｆ軸電流［Ａ］に係る図中の破線は電流指令値を示している。トルク［Ｎ］に係る図中の破線はトルク指令値を示している。そして、この電流指令値又はトルク指令値に対する実電流又は実トルクの応答を、本実施形態は実線で、従来技術による制御（従来例）は一点鎖線で示している。

　図１３で示されるのは、トルク指令値が減少方向にある場合における本実施形態と従来例との比較結果である。

　時刻ｔ０では、トルク指令値Ｔ＊がステップで減少方向に印加されることに伴い、ｄ軸電流指令値ｉ^* _d、ｑ軸電流指令値ｉ^* _q、及びｆ軸電流指令値ｉ^* _fがステップで印加される。

　時刻ｔ１では、ｄ軸電流ｉ_d、ｑ軸電流ｉ_q、ｆ軸電流ｉ_fが、印加されたｄ軸電流指令値ｉ^* _d、ｑ軸電流指令値ｉ^* _q、ｆ軸電流指令値ｉ^* _fを目標に収束していく。ただし、従来例では、ｆ軸電圧ｖ_fが出力可能下限電圧（－Ｖｄｃ）で飽和するため、ｆ軸電流ｉ_fの応答（応答速度）が低下してしまう。その結果、トルクの応答も低下してしまう。

　一方、本実施形態のモータ制御方法によれば、ｆ軸電流ｉ_fを所望の応答で制御するための電圧（ｆ軸Ｆ／Ｂモデル出力値）と、電源電圧Ｖ_dcに基づく出力可能電圧との差分であるｆ軸不足電圧Δｖ_fに応じて、ｄ軸電流ｉ_dを過渡的に補正するので、ｆ軸電圧ｖ_fの飽和が抑制され、ｆ軸電流ｉ_fの応答を早くすることができる。その結果、図で示すとおり、トルクの応答を従来例に比べて早くすることができている。

　続いて、図１４で示されるのは、トルク指令値が増加傾向にある場合における本実施形態のモータ制御と、ｆ軸不足電圧Δｖ_fに応じてｄ軸電流ｉｄを補正する機能をＯＦＦにした場合の実施形態（比較例）のモータ制御との比較結果である。

　図１４も図１３と同様に横軸は時間を表し、縦軸は、左側の上から順に、ｄ軸電流［Ａ］、ｑ軸電流［Ａ］、及び、ｆ軸電流［Ａ］を表し、右側の上から順に、ｆ軸電圧［Ｖ］、トルク［Ｎ］を表している。ｄ軸電流［Ａ］、ｑ軸電流［Ａ］、及び、ｆ軸電流［Ａ］に係る図中の破線は電流指令値を示している。トルク［Ｎ］に係る図中の破線はトルク指令値を示している。そして、この電流指令値又はトルク指令値に対する実電流又は実トルクの応答を、本実施形態は実線で、比較例による制御は一点鎖線で示している。

　時刻ｔ０では、トルク指令値Ｔ^*がステップで増加方向に印加されることに伴い、ｄ軸電流指令値ｉ^* _d、ｑ軸電流指令値ｉ^* _q、及びｆ軸電流指令値ｉ^* _fがステップで印加される。

　時刻ｔ１では、ｄ軸電流ｉ_d、ｑ軸電流ｉ_q、ｆ軸電流ｉ_fが、印加されたｄ軸電流指令値ｉ^* _d、ｑ軸電流指令値ｉ^* _q、ｆ軸電流指令値ｉ^* _fを目標に収束していく。ただし、比較例では、ｆ軸電圧ｖ_fが出力可能上限電圧（Ｖ_dc）で飽和するため、ｆ軸電流ｉ_fの応答（応答速度）が低下してしまう。その結果、トルクの応答も低下してしまう。

　このように、本実施形態では、ｆ軸電圧の不足分に応じてｄ軸電流指令値を補正するモータ制御方法を適用することにより、ｆ軸電圧飽和が抑制されえ、ｆ軸電流を所望の応答性で動作させることができる。これにより、トルクの応答性を向上させることができる。

　また、本実施形態によれば、ｆ軸電圧の不足分に応じてｄ軸電流指令値を連続的に補正するため、トルク指令値の増加／減少方向に応じたスイッチ等による非連続なパラメータ或いは仕様の切り替え等を要さずに、トルク指令値の増加／減少方向に関わらずにトルクの応答性を向上させることができる。

　以上、一実施形態のモータ制御方法は、回転子巻線を有する回転子と、固定子巻線を有する固定子とを備える巻線界磁型同期モータ１０１において、固定子巻線に流れる固定子電流と回転子巻線に流れる回転子電流とを制御するモータ制御方法である。このモータ制御方法によれば、巻線界磁型同期モータ１０１に所望のトルクを発生させるトルク指令値Ｔ^*を設定し、トルク指令値Ｔ^*と巻線界磁型同期モータ１０１の動作状況とに基づいて、固定子電流に対するｄ軸電流指令値ｉ^* _d及びｑ軸電流指令値ｉ^* _qと、回転子電流に対するｆ軸電流指令値ｉ^* _fとを算出する。そして、回転子巻線に印加される電圧であって、ｆ軸電流指令値に対して回転子電流を所定の応答速度で制御するのに必要なｆ軸電圧ｖｆ（ｆ軸電流Ｆ／Ｂモデル出力値（ｆ軸電圧推定値））を推定（算出）し、推定されたｆ軸電圧に対して電源電圧Ｖ_dcに基づいて定まる出力可能電圧が不足した場合には、当該不足分に応じてｄ軸電流指令値ｉ^* _dを補正し、ｄ軸電流指令値ｉ^* _d、ｑ軸電流指令値ｉ^* _q、及びｆ軸電流指令値ｉ^* _fに基づいて巻線界磁型同期モータ１０１を制御する。

　これにより、ｆ軸電圧ｖ_fに対する出力可能電圧の不足分に応じてｄ軸電流指令値ｉ^* _dが補正されるので、ｆ軸電圧飽和が抑制され、ｆ軸電流ｉ_fを所望の応答性で動作させることができる。その結果、トルク指令値の増加傾向、減少方向に関わらず、トルクの応答性を向上させることができる。

　また、一実施形態のモータ制御方法によれば、ｆ軸電圧ｖ_fが出力可能電圧の上限値よりも大きい場合には、ｄ軸電流指令値ｉ^* _dを負側に補正し、ｆ軸電圧ｖ_fが出力可能電圧の下限値よりも小さい場合には、ｄ軸電流指令値ｉ^* _dを正側に補正する。これにより、トルク指令値の増加傾向、減少方向に応じて、ｄ軸電流指令値ｉ^* _dを適切に補正して、トルク指令値の増加傾向、減少方向に関わらず、ｆ軸電流ｉ_fを所望の応答性で動作させることができる。

　また、一実施形態のモータ制御方法によれば、ｆ軸電圧ｖ_fから回転子電流を構成するｆ軸電流ｉ_fまでの特性をモデル化したｆ軸モデル７０１と、ｆ軸電流指令値ｉ^* _fとｆ軸モデル７０１の出力とが入力されるｆ軸電流フィードバック（Ｆ／Ｂ）モデル７０２と、により疑似的なＦ／Ｂ系を構成し、ｆ軸電流Ｆ／Ｂモデルの出力値（ｆ軸電流Ｆ／Ｂモデル出力値（ｆ軸電圧推定値））を所定の上下限値でリミット処理することにより得た値が、ｆ軸電流Ｆ／Ｂモデルの出力値に対して不足する場合には、当該不足分（Δｖ_f）に応じてｄ軸電流指令値ｉ^* _dを補正する。ｆ軸電圧ｖ_fに対する出力可能電圧の不足分に応じたｄ軸電流指令値ｉ^* _dの補正をこのような構成により実現することにより、安定性を考慮してｆ軸電流Ｆ／Ｂモデル７０２のゲイン（９０１、９０２）を小さく設定する必要がないので、これらゲイン（９０１、９０２）を所望の応答性を満足するゲインに設定することができる（数式（１０）参照）。

　また、一実施形態のモータ制御方法によれば、固定子電流のｄ軸及び回転子電流のｆ軸間の干渉電圧を非干渉化するためのｆ軸疑似非干渉電圧ｖ_{f_dcpl_dsh}を補正がなされる前のｄ軸電流指令値ｉ^* _dに基づいて算出し、上記の所定の上下限値は、電源電圧Ｖ_dcとｆ軸疑似非干渉電圧ｖ_{f_dcpl_dsh}とに基づいて算出される。このように補正前のｄ軸電流指令値ｉ^* _dに基づいて上下限値を設定することにより、ｆ軸電圧ｖ_fに対する電源電圧Ｖ_dcの不足分を適切に算出することができる。その結果、後段の電圧指令値演算部１１６において第１のｆ軸電圧指令値ｖ_{f_dsh}に非干渉電圧ｖ_{f_dcpl}が加算されても、算出された値が電源電圧Ｖ_dcに対して飽和してしまうことを回避して、ｆ軸電流ｉ_fを所望の応答性で制御することができる。

　以上、本発明の実施形態について説明したが、上記実施形態は本発明の適用例の一部を示したに過ぎず、本発明の技術的範囲を上記実施形態の具体的構成に限定する趣旨ではない。本発明は、上述した実施形態に限定されることはなく、様々な変形や応用が可能である。例えば、図１で示す構成の一部はコントローラ１０の一機能部として構成される旨上述したが、同様の機能を発揮可能な限り、コントローラ１０の一機能部として構成される必要は必ずしもない。例えば、パルスカウンタ１１０は、コントローラ１０の一機能部として構成される必要はなく、パルスカウント機能を備えるデバイスとしてコントローラ１０とは別個に設けられても良い。

Claims

　回転子巻線を有する回転子と、固定子巻線を有する固定子とを備える巻線界磁型同期モータにおいて、前記固定子巻線に流れる固定子電流と前記回転子巻線に流れる回転子電流とを制御するモータ制御方法であって、
　前記巻線界磁型同期モータに所望のトルクを発生させるトルク指令値を設定し、
　前記トルク指令値と前記巻線界磁型同期モータの動作状況とに基づいて、前記固定子電流に対するｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値と、前記回転子電流に対するｆ軸電流指令値とを算出し、
　前記回転子巻線に印加される電圧であって、前記ｆ軸電流指令値に対して前記回転子電流を所定の応答速度で制御するのに必要なｆ軸電圧を推定し、
　推定された前記ｆ軸電圧に対して電源電圧に基づいて定まる出力可能電圧が不足した場合には、当該不足分に応じて前記ｄ軸電流指令値を補正し、
　前記ｄ軸電流指令値、前記ｑ軸電流指令値、及び前記ｆ軸電流指令値に基づいて前記巻線界磁型同期モータを制御する、
モータ制御方法。
　請求項１に記載のモータ制御方法において、
　前記ｆ軸電圧が前記出力可能電圧の上限値よりも大きい場合には、前記ｄ軸電流指令値を負側に補正し、
　前記ｆ軸電圧が前記出力可能電圧の下限値よりも小さい場合には、前記ｄ軸電流指令値を正側に補正する、
モータ制御方法。
　請求項１又は２に記載のモータ制御方法において、
　前記ｆ軸電圧から前記回転子電流を構成するｆ軸電流までの特性をモデル化したｆ軸モデルと、
　前記ｆ軸電流指令値と前記ｆ軸モデルの出力とが入力されるｆ軸電流フィードバック（Ｆ／Ｂ）モデルと、により疑似的なＦ／Ｂ系を構成し、
　前記ｆ軸電流Ｆ／Ｂモデルの出力値を所定の上下限値でリミット処理することにより得た値が前記ｆ軸電流Ｆ／Ｂモデルの出力値に対して不足する場合には、当該不足分に応じて前記ｄ軸電流指令値を補正する、
モータ制御方法。
　請求項３に記載のモータ制御方法において、
　前記固定子電流のｄ軸及び前記回転子電流のｆ軸間の干渉電圧を非干渉化するためのｆ軸疑似非干渉電圧を前記補正がなされる前のｄ軸電流指令値に基づいて算出し、
　前記所定の上下限値は、前記電源電圧と前記ｆ軸疑似非干渉電圧とに基づいて算出される、
モータ制御方法。
　回転子巻線を有する回転子と、固定子巻線を有する固定子とを備える巻線界磁型同期モータと、前記固定子巻線に流れる固定子電流と前記回転子巻線に流れる回転子電流とを制御するコントローラとを備えるモータ制御装置であって、
　前記コントローラは、
　前記巻線界磁型同期モータに所望のトルクを発生させるトルク指令値を設定し、
　前記トルク指令値と前記巻線界磁型同期モータの動作状況とに基づいて、前記固定子電流に対するｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値と、前記回転子電流に対するｆ軸電流指令値とを算出し、
　前記回転子巻線に印加される電圧であって、前記ｆ軸電流指令値に対して前記回転子電流を所定の応答速度で制御するのに必要なｆ軸電圧を推定し、
　推定された前記ｆ軸電圧に対して電源電圧に基づいて定まる出力可能電圧が不足した場合には、当該不足分に応じて前記ｄ軸電流指令値を補正し、
　前記ｄ軸電流指令値、前記ｑ軸電流指令値、及び前記ｆ軸電流指令値に基づいて前記巻線界磁型同期モータを制御する、
モータ制御装置。