WO2010125637A1 - 電力変換装置 - Google Patents

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WO2010125637A1
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unit
command value
speed
power converter
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French (fr)
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河野　雅樹
啓太 畠中
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三菱電機株式会社
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    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
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    • H02P21/18—Estimation of position or speed
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
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    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
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    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/24—Vector control not involving the use of rotor position or rotor speed sensors
    • H02P21/26—Rotor flux based control
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    • H02P1/00—Arrangements for starting electric motors or dynamo-electric converters
    • H02P1/02—Details of starting control
    • H02P1/029—Restarting, e.g. after power failure

Definitions

  • the present invention relates to a power conversion device capable of restarting an AC rotating machine without using a speed detector, and in particular, the process of the power conversion device due to a power failure during a process from coasting to restart or during operation.
  • the present invention relates to a power converter that restarts an AC rotating machine that is in a free-running state where AC output is interrupted.
  • the frequency, phase, and amplitude of the output voltage supplied from the power converter can It is necessary to match the voltage phase and amplitude. If there is a difference in voltage phase and amplitude, a large current flows through the power converter, and if there is a difference in frequency, an abrupt torque is generated in the AC rotating machine.
  • Patent Document 1 As means for solving such a problem, the prior art disclosed in Patent Document 1 below is an induction motor model unit that calculates a magnetic flux estimation value, and a current estimation value by inputting a magnetic flux estimation value from the induction motor model unit.
  • An AC rotating machine in a free-run state is provided with a magnetic flux estimation value correction unit that corrects the rise of the magnetic flux estimation value in the process from the coasting to the restart of the electric vehicle between the motor current estimation unit that calculates The instability when restarting has been reduced.
  • Patent Document 1 since an appropriate value calculated from a magnetic flux command or the like is set as the primary and secondary d-axis magnetic flux estimated value, the estimated speed value slightly decreases at the time of restart. As a result, there is a problem that the voltage on the DC side may increase. Further, the conventional technique of Patent Document 1 does not describe continuity using two speed estimation means.
  • the present invention has been made in view of the above, and provides a power converter capable of further reducing torque shock when restarting an AC rotating machine in a free-run state without using a rotation detector.
  • the purpose is to obtain.
  • the present invention includes a power converter that converts a DC voltage into an AC voltage and applies the AC voltage to an AC rotating machine, and the power converter based on an operation command from the outside.
  • a power converter including a control unit for controlling, based on current information detected by the AC rotating machine and a current command value based on the operation command, a first voltage command value for the power converter; , A first computing unit that computes and outputs a magnetic flux of the AC rotating machine and a first speed that is a free-running speed of the AC rotating machine, and the first speed input from the first computing unit And calculating and outputting a second voltage command value for the power converter and a second speed that is the driving speed of the AC rotating machine, with at least one of the magnetic flux of the AC rotating machine as an initial value. And 2 arithmetic units.
  • the value of the voltage command is determined according to the control mode signal, and the voltage command is switched according to the determination result.
  • FIG. 1 is a block diagram of a configuration example of the power conversion apparatus according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a time chart for explaining the operation of each signal by the power conversion apparatus according to the first embodiment.
  • FIG. 3 is a block diagram illustrating a configuration of the first calculation unit.
  • FIG. 4 is a block diagram illustrating a configuration of the current control unit.
  • FIG. 5 is a block diagram illustrating a configuration of the second arithmetic unit.
  • FIG. 6 is a block diagram illustrating a configuration of the voltage command switching unit.
  • FIG. 7 is a block diagram illustrating a configuration of the speed switching unit.
  • FIG. 8 is a configuration diagram illustrating a configuration example of the power conversion device according to the second embodiment.
  • FIG. 9 is a diagram of an example of a configuration showing the second arithmetic unit according to the second embodiment.
  • FIG. 10 is a diagram for explaining the operation of the speed correction unit.
  • FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration example of the power conversion device according to the first embodiment
  • FIG. 2 is a time chart illustrating the operation of each signal by the power conversion device according to the first embodiment
  • the power converter mainly includes a control switching unit 12 that functions as a control unit 60, a current command unit 11, a first calculation unit 9, a second calculation unit 10, a speed switching unit 7, and a voltage command.
  • the switching unit 8, the phase calculation unit 6, the three-phase / dq conversion unit 4, the dq / three-phase conversion unit 5, and the power converter 2 are configured.
  • the induction machine 1 that is an AC rotating machine is connected to a power converter 2 that converts direct current into alternating current of an arbitrary frequency, and the power converter 2 applies a three-phase voltage to the induction machine 1.
  • the AC-side current detection units 3a, 3b, and 3c detect three-phase phase currents iu, iv, and iw generated in the induction machine 1.
  • the phase currents iu, iv, iw are given to the dq / three-phase converter 5.
  • CT and the like as AC-side current detection units 3 a, 3 b, and 3 c are described in three connections connecting the power converter 2 and the induction machine 1.
  • the w-phase current detector 3c may be omitted.
  • the power conversion device can also be applied as a power conversion device that drives and controls an electromagnetic actuator such as a linear induction motor, a linear synchronous motor, and a solenoid in addition to the AC rotating machine. .
  • phase of the control coordinate axis that is a rotation two-axis coordinate based on a predetermined angular frequency ⁇ . Is ⁇ .
  • This phase ⁇ is a value obtained by integrating a predetermined angular frequency by the phase calculation unit 6.
  • the phase calculation unit 6 integrates a predetermined angular frequency ⁇ and outputs the result to the three-phase / dq conversion unit 4 and the dq / three-phase conversion unit 5 as the phase ⁇ .
  • the dq / three-phase conversion unit 5 converts the phase currents iu, iv, iw obtained from the current detection units 3a, 3b, 3c on the dq coordinate axis, which is current information, based on the phase ⁇ input from the phase calculation unit 6.
  • the d-axis current detection value id and the q-axis current detection value iq are converted into the d-axis current detection value id and the q-axis current detection value iq, and the d-axis current detection value id and the q-axis current detection value iq are output to the first calculation unit 9 and the second calculation unit 10, respectively. .
  • an operation command PB indicating a power running command P indicating acceleration or a notch command indicating brake command B is transmitted from the cab to the control switching unit 12. Is input.
  • the control switching unit 12 generates a control mode signal chsg in response to the input of the operation command PB.
  • the control switching unit 12 When an operation command PB is input from the outside, the control switching unit 12 first sets the control mode signal chsg to the control mode 1 signal that is the first control signal, and then the predetermined time after the operation command PB is input. After the elapse of time, the control mode signal chsg is set as a control mode 2 signal that is a second control signal.
  • the control mode 1 signal functions as a trigger for starting the speed estimation of the induction machine 1
  • the control mode 2 signal functions as a signal for switching control instead of the control mode 1 signal.
  • the predetermined time described above accurately calculates the free-run speed (hereinafter referred to as “angular frequency”) ⁇ 1 of the induction machine 1, which is the first speed, in consideration of the operating time characteristics of the first calculation unit 9.
  • angular frequency the free-run speed
  • the time of the control mode 1 signal is shorter than 0.1 seconds after the operation command PB is input.
  • the control mode signal chsg output from the control switching unit 12 is input to the current command unit 11, the voltage command switching unit 8, the speed switching unit 7, and the first calculation unit 9, respectively.
  • the current command unit 11 is a magnetic flux axis current command (hereinafter referred to as “d-axis current command”) id * 1 and a torque axis current command (hereinafter referred to as “q-axis current command”), which are current command values corresponding to the induction machine 1.
  • iq * 1 is generated and output in synchronization with the control mode 1 signal.
  • the current command unit 11 generates a magnetic flux axis current command id * 2 and a torque shaft current command iq * 2 and outputs them in synchronization with the control mode 2 signal.
  • the d-axis current command id * 1 outputs a predetermined value when the control mode signal chsg is in the control mode 1, and becomes a zero value when the control mode signal chsg is in the control mode 2. That is, a predetermined value is output in the control mode 1, and zero is output otherwise.
  • the q-axis current command iq * 1 outputs zero regardless of the control modes 1 and 2.
  • the d-axis current command id * 2 is zero when the control mode signal chsg is in the control mode 1, and outputs a predetermined value when the control mode signal chsg is in the control mode 2.
  • the q-axis current command iq * 2 is zero when the control mode signal chsg is in the control mode 1, and a predetermined value when the control mode signal chsg is in the control mode 2. Is output.
  • FIG. 3 is a block diagram showing the configuration of the first calculation unit 9.
  • the first calculation unit 9 includes, as main components, a current control unit 16, a secondary d-axis magnetic flux calculation unit 13, resistance gains (multipliers) 17a and 17b, subtractors 14a and 14b, an integration unit 18, and a divider. 15.
  • the first calculation unit 9 receives the d-axis current command id * 1, the q-axis current command iq * 1, the d-axis current detection value id, the q-axis current detection value iq, and the control mode signal chsg, and outputs the output voltage.
  • the magnetic flux amplitude is calculated based on the value obtained by subtracting the d-axis resistance drop from the d-axis voltage on the rotating two axes (dq axes) rotating in synchronization with each frequency, and the q-axis resistance drop is subtracted from the q-axis voltage.
  • the calculated value is divided by the magnetic flux amplitude described above to calculate the angular frequency ⁇ 1 of the induction machine 1 during free rotation.
  • Rs is an armature resistance.
  • torque ⁇ m output from the induction machine 1 is proportional to the magnitude of the outer product of the armature magnetic flux and the armature current, and can be expressed by equation (3).
  • Pm indicates the number of pole pairs of the motor.
  • the first calculation unit 9 performs the calculation of the right side of the equation (4) by the multiplier 17a, the subtractor 14a, and the integration unit 18, and the right side of the equation (5) by the multiplier 17b, the subtracter 14b, and the divider 15.
  • the current control unit 16 can maintain the q-axis current iq at zero by giving zero to the q-axis current command iq * 1 and can generate an unnecessary torque without causing unnecessary torque. There is an effect that the speed of 1 can be estimated.
  • the d-axis current command id * 1 may be given a predetermined value, and may be given a predetermined value, for example, a stepwise predetermined value or a first order delay.
  • the first calculation unit 9 operates only for a predetermined time (initial speed estimation time) set in advance when the operation command PB is input and the control mode signal chsg is in the control mode 1.
  • the predetermined time is 30 msec or more and shorter than 100 msec (0.1 seconds) in the induction machine 1 for trains.
  • the reason why the lower limit value is set to 30 msec is that, for example, in the case of a train motor (rated power: 100 kW to 600 kW), the secondary time constant of the motor is longer than 300 msec, and the current control unit 16 in the first calculation unit 9 This is because the inventor has found that only a control response longer than 1/10 time of the secondary time constant of 300 msec can be realized in consideration of the current control response. Therefore, the initial speed estimation time of 30 msec or more is required from the secondary time constant of 300 msec of the motor.
  • the feature of the first calculation unit 9 is that the speed (number of rotations) of the induction machine 1 during free run can be accurately detected by the predetermined time set in this way. In addition, by controlling in a time shorter than 0.1 seconds, it is possible to obtain an effect that the driver during the initial speed estimation period does not feel uncomfortable in acceleration and deceleration.
  • FIG. 4 is a block diagram showing a configuration of the current control unit 16.
  • the current control unit 16 includes subtractors 19a and 19b, switching units 20a and 20b that are current switching units, multipliers 21a and 21b that multiply the current control proportional gain Kp, 22a and 22b that multiply the current control integral gain KI, and an integration unit. 23a and 23b.
  • the current control unit 16 receives the d-axis current command id * 1, the q-axis current command iq * 1, the d-axis current detection value id, the q-axis current detection value iq, and the control mode signal chsg, and receives the q-axis voltage command Vq. * 1 and q-axis voltage command Vq * 1d are calculated.
  • the switching units 20a and 20b connect the contact B and the contact C when the control mode signal chsg is in the control mode 1, and connect the contact A and the contact C when other than the control mode 1. Since, for example, zero is input to the contact A as a value other than id * 1 and iq * 1, when shifting from the control mode 1 to the control mode 2, the d-axis voltage command Vd * 1 and the q-axis voltage command Vq As the value of * 1, the values of the integration units 23a and 23b are output. That is, the values accumulated in the integration units 23a and 23b are output as they are from the current control unit 16 via the adders 24a and 24b. Note that the value input to the contact A is not limited to zero.
  • the secondary d-axis magnetic flux calculation unit 13 of the first calculation unit 9 calculates the secondary d-axis magnetic flux ⁇ dr from the following equation (6).
  • Rr secondary resistance
  • M mutual inductance
  • Lr secondary inductance
  • the control mode signal chsg shifts from the control mode 1 to the control mode 2, that is, after the first computing unit 9 accurately detects the speed of the induction machine 1 during free run
  • the first computing unit 9 For shifting from the first voltage command value (Vd * 1, Vq * 1) which is the output of the second voltage command value (Vd * 2, Vq * 2) which is the output of the second arithmetic unit 10 explain.
  • FIG. 5 is a block diagram illustrating a configuration of the second arithmetic unit 10.
  • the 2nd calculating part 10 has the voltage command calculating part 25, the slip frequency calculating part 26, and the motor frequency estimation part 28 as a main structure.
  • the voltage command calculation unit 25 calculates the d-axis voltage command Vd * 2 and the q-axis voltage command Vq * 2 using the following equations (7) and (8) as vector control.
  • the frequency calculation unit 26 receives the d-axis current command id * 2 and the q-axis current command iq * 2 as input, and calculates the slip angular frequency ⁇ s using the following equation (9) as vector control from the motor constant.
  • the adder 27 adds the slip angular frequency ⁇ s calculated by the slip frequency calculating unit 26 and a motor angular frequency ⁇ r described later.
  • the motor frequency estimation unit 28 includes a magnetic flux estimation unit 30, integration units 31a, 31b, 31c, and 31d, and a rotor rotation frequency estimation unit 29.
  • the magnetic flux estimator 30 receives the d-axis voltage command Vd * 2 and the q-axis voltage command Vq * 2, and further uses the primary d-axis magnetic flux estimated value pds, the primary q-axis magnetic flux estimated value pqs, and the secondary d as feedback signals.
  • the axial magnetic flux estimated value pdr, the secondary q-axis magnetic flux estimated value pqr, the inverter angular frequency ⁇ 2 that is the second speed, and the motor angular frequency ⁇ r that is the output of the rotor rotational frequency estimating unit 29 are input. Based on these inputs, the magnetic flux estimator 30 calculates differential values dpds, dpqs, dpdr, dpqr of the respective magnetic flux estimated values by the equation (10).
  • the integration units 31a, 31b, 31c, and 31d integrate the differential values dpds, dpqs, dpdr, and dpqr of the estimated magnetic flux values according to the following equation (11) to obtain the estimated magnetic flux values pds, pqs, pdr, and pqr. Calculate.
  • the primary d-axis magnetic flux estimated value pds has the primary d-axis magnetic flux ⁇ ds calculated by the first calculating unit 9 as an initial value
  • the secondary magnetic flux estimated value pdr is the first
  • the secondary d-axis magnetic flux ⁇ dr calculated by the calculation unit 9 is used as an initial value.
  • the rotor rotation frequency estimation unit 29 receives the estimated magnetic flux values pds, pqs, pdr, and pqr as input, and calculates the d-axis current estimated value ids and the q-axis current estimated value iqs by the equation (12).
  • the rotor rotation frequency estimation unit 29 calculates the d-axis current error vector eid and the q-axis current error vector eiq from the dq-axis current estimation values ids and iqs and the dq-axis current detection values id and iq, as shown in Equation (13). Calculate with.
  • the rotor rotational frequency estimation unit 29 receives the dq axis current error vectors eid and eiq and the secondary d axis magnetic flux estimated value pdr and the secondary q axis magnetic flux estimated value pqr as input, and calculates the rotor rotational acceleration / deceleration calculation value a ⁇ r. Calculation is performed using equation (14).
  • kap rotor rotation acceleration / deceleration calculation proportional gain
  • Tapi rotor rotation acceleration / deceleration integration time constant
  • s Laplace operator.
  • the rotor rotation frequency estimation unit 29 integrates the rotor rotation acceleration / deceleration calculation value a ⁇ r calculated by the equation (14), and calculates the motor angular frequency ⁇ r calculated by the motor frequency estimation unit 28 by the equation (15). .
  • the motor angular frequency ⁇ r has the initial value of the angular frequency ⁇ 1 calculated by the first calculation unit 9 in the same manner as the calculation of the magnetic flux estimation value.
  • the calculated motor angular frequency ⁇ r is added to the slip angular frequency ⁇ s by the adder 27 to be the inverter angular frequency ⁇ 2, as shown by the equation (16).
  • FIG. 6 is a block diagram illustrating a configuration of the voltage command switching unit 8.
  • the voltage command switching unit 8 includes, as main components, a first voltage command switching determination unit 50, a second voltage command switching determination unit 51, and switching units 32a and 32b that are voltage switching units.
  • the first voltage command switching determination unit 50 includes a comparator 33a and a logical product unit 34a
  • the second voltage command switching determination unit 51 includes a comparator 33b and a logical product unit 34b.
  • the voltage command switching unit 8 includes the d-axis voltage command Vd * 1 and the q-axis voltage command Vq * 1 calculated by the first calculation unit 9, and the d-axis voltage command calculated by the second calculation unit 10.
  • Vd * 2, q-axis voltage command Vq * 2, and control mode signal chsg are input.
  • the voltage command switching unit 8 is a feature of the present embodiment. As shown in FIG. 2, even when the control mode signal chsg is switched from the control mode 1 to the control mode 2, Vd * 2 is smaller than Vd * 1. For example, Vd * 1 is set to the d-axis voltage command Vd *. This operation is realized by the comparator 33a, the logical product unit 34a, and the switching unit 32a, and the same operation is performed for the q-axis voltage commands Vq * 2, Vq * 1, and Vq *.
  • the comparator 33b and the logical product unit 34b have the value of Vq * 2 set to Vq * 1 at the time (t2) when the control mode 1 is changed to the control mode 2.
  • the switching unit 32b connects the contact B and the contact C and outputs Vq * 1 as Vq *.
  • the switching unit 32b connects the contact A and the contact C and outputs Vq * 2 as Vq *.
  • the change in the modulation factor PMF indicates the magnitude of the inverter output voltage command as a ratio to the maximum voltage that can be output by the inverter, but changes in substantially the same manner as the q-axis voltage command Vq *. .
  • FIG. 7 is a block diagram illustrating a configuration of the speed switching unit 7.
  • the speed switching unit 7 includes a switching unit 35 that receives the angular frequency ⁇ 1 calculated by the first calculation unit 9, the inverter angular frequency ⁇ 2 calculated by the second calculation unit 10, and the control mode signal chsg. It is configured.
  • the switching unit 35 connects the contact A and the contact C when the control mode signal chsg is switched from the control mode 1 to the control mode 2.
  • the inverter angular frequency ⁇ ⁇ b> 2 calculated by the second calculation unit 10 becomes ⁇ , and ⁇ is input to the phase calculation unit 6.
  • the power conversion device is configured so that the q-axis voltage command Vq * 1 and the d-axis that are the speed information of the induction machine 1 based on the current detected by the current detectors 3a to 3c.
  • the first calculation unit 9 for calculating the voltage command Vd * 1, the primary d-axis magnetic flux ⁇ ds and the secondary d-axis magnetic flux ⁇ dr calculated by the first calculation unit 9, and the estimated speed value ⁇ 1 as initial values are q-axis
  • the second arithmetic unit 10 that outputs the voltage command Vq * 2, the d-axis voltage command Vd * 2, and the inverter angular frequency ⁇ 2, so that the behavior of the motor angular frequency is quickly matched to the actual motor angular frequency. It is possible.
  • the values of the q-axis voltage command Vq * 1 and the q-axis voltage command Vq * 2 are determined according to the control mode signal chsg, and the values of the d-axis voltage command Vd * 1 and the d-axis voltage command Vd * 2 are determined.
  • control switching unit 12 in which the time of the control mode 1 signal is set to 0.1 seconds or less is provided, the power converter 2 and the induction machine 1 perform acceleration / deceleration operations after the operation command PB is input. Since the delay until the start is suppressed, it is possible to eliminate a sense of incongruity for the driver.
  • Embodiment 2 provides a correction gain that is a predetermined gain to the value of the speed estimation value ⁇ 1 calculated by the first calculation unit 9, thereby providing a speed that is higher than the actual motor frequency.
  • the estimated value is calculated, and the DC side voltage rise can be avoided.
  • the configuration and operation of the control device of the power conversion device according to the present embodiment will be described.
  • symbol is attached
  • FIG. 8 is a block diagram illustrating a configuration example of the power conversion device according to the second embodiment
  • FIG. 9 is a block diagram illustrating a configuration of the second arithmetic unit 36 according to the second embodiment.
  • the second calculation unit 36 multiplies the estimated speed value ⁇ 1 calculated by the first calculation unit 9 by a correction gain, and uses the angular frequency ⁇ 1h multiplied by the correction gain as an initial value of the speed of the rotor rotation frequency estimation unit 29.
  • a speed correction unit 37 that is a table to be set is provided.
  • ⁇ 1 estimated by the first calculation unit 9 is estimated as a solid line shown from t1 to t2 in FIG. 2, the value of this ⁇ 1 (solid line) is obtained from the actual rotational speed of the induction machine 1.
  • the induction machine 1 enters the regeneration mode.
  • the speed correction unit 37 multiplies the speed estimation value ⁇ 1 by a predetermined correction gain according to the value of the speed estimation value ⁇ 1 calculated by the first calculation unit 9 to obtain ⁇ 1h. To do.
  • FIG. 10 is a diagram for explaining the operation of the speed correction unit 37.
  • the horizontal axis of the graph represents the speed estimated value ⁇ 1 calculated by the first calculating unit 9, and the vertical axis represents the corrected speed estimated value ⁇ 1h.
  • FIG. 10 shows characteristics when the estimated speed value ⁇ 1 is multiplied by a correction gain of 1.00 and characteristics when the estimated speed value ⁇ 1 is multiplied by a predetermined correction gain.
  • the speed correction unit 37 gives a gain of, for example, 1.05 times to the estimated speed value ⁇ 1 in a region where the motor frequency is low, and gives a gain of, for example, 1.01 times in a region where the motor frequency is high.
  • the speed correction unit 37 is configured such that the gain given to the speed estimated value ⁇ 1 changes according to the value of the motor frequency.
  • the gain value is an example, and is not limited to these values.
  • the power conversion device includes the speed correction unit 37 that adds a predetermined gain to the initial value set in the rotor rotation frequency estimation unit 29. Since a value higher than the motor frequency of the induction machine 1 can be set, regenerative power is not applied to the capacitor 38, and it is possible to avoid a voltage increase on the DC side.
  • the second calculation unit 10 may be configured to calculate at least one of the d-axis magnetic flux ( ⁇ ds, ⁇ dr) and the angular frequency ⁇ 1 as an initial value.
  • the power converters shown in Embodiments 1 and 2 show an example of the contents of the present invention, and can be combined with other known techniques, and depart from the gist of the present invention. Of course, it is possible to change and configure such as omitting a part within the range.
  • the present invention can be applied to a power conversion device capable of restarting an AC rotating machine without using a speed detector, and in particular, restarting an AC rotating machine in a free-run state. This is useful as an invention that further reduces torque shock and DC voltage rise.

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Abstract

　直流電圧を交流電圧に変換して交流回転機１へ印加する電力変換器２と、外部からの運転指令ＰＢに基づき電力変換器２を制御する制御部６０とを備えた電力変換装置であって、交流回転機１にて検出されたｄ軸電流検出値ｉｄ、ｑ軸電流検出値ｉｑと運転指令ＰＢとに基づく電流指令値ｉｄ*１、ｉｑ*１とから、電力変換器２に対する第１の電圧指令値Ｖｄ*１、Ｖｑ*１と、交流回転機１の磁束φｄｓ、φｄｒと、角周波数ω１とを演算出力する第１の演算部９と、第１の演算部９から入力される磁束φｄｓ、φｄｒと角周波数ω１との少なくとも１つを初期値として、電力変換器２に対する第２の電圧指令値Ｖｄ*、Ｖｑ*２と、角周波数ω２とを演算出力する第２の演算部１０とを備える。

Description

電力変換装置
　本発明は、速度検出器を用いることなく交流回転機を再起動することが可能な電力変換装置に関するものであり、特に、惰行から再起動に至る過程や運転中に停電などによって電力変換装置の交流出力が中断され、自由回転（フリーラン）状態にある交流回転機を再起動する電力変換装置に関するものである。
　電力変換装置によって駆動されていないフリーラン状態の交流回転機を再起動する場合、電力変換装置から供給する出力電圧の周波数、位相、および振幅を、フリーラン状態の交流回転機の回転周波数、残留電圧位相、および振幅と一致させることが必要となる。もし、電圧位相および振幅に差があれば、電力変換装置に大きな電流が流れ、周波数に差があれば、交流回転機に急激なトルクを発生させることになる。
　このような問題を解消する手段として、下記特許文献１に示される従来技術は、磁束推定値を演算する誘導機電動機モデル部と、誘導電動機モデル部からの磁束推定値を入力して電流推定値を演算するモータ電流推定部との間に、電気車が惰行から再起動に至る過程で磁束推定値の立ち上げを補正する磁束推定値補正部を設けることにより、フリーラン状態にある交流回転機を再起動する際の不安定性を低減している。
特開２００２－３７４６９９号公報
　しかしながら、上記特許文献１に記載の従来技術では、１次、２次ｄ軸磁束推定値に磁束指令などから算出した適当な値を設定しているため、再起動時に速度推定値が若干低下することにより、直流側の電圧が上昇する場合があるという課題があった。また、上記特許文献１の従来技術には、２つの速度推定手段を用いた継続性については記載されていない。
　本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、回転検出器を用いることなく、フリーラン状態にある交流回転機を再起動する際におけるトルクショックの更なる低減が可能な電力変換装置を得ることを目的とする。
　上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、直流電圧を交流電圧に変換して交流回転機へ印加する電力変換器と、外部からの運転指令に基づき前記電力変換器を制御する制御部とを備えた電力変換装置であって、前記交流回転機にて検出された電流情報と前記運転指令に基づく電流指令値とから、前記電力変換器に対する第１の電圧指令値と、前記交流回転機の磁束と、前記交流回転機のフリーラン速度である第１の速度とを演算出力する第１の演算部と、前記第１の演算部から入力される前記第１の速度と、前記交流回転機の磁束との少なくとも１つを初期値として、前記電力変換器に対する第２の電圧指令値と、前記交流回転機の駆動速度である第２の速度とを演算出力する第２の演算部と、を備えたことを特徴とする。
　本発明によれば、交流回転機が停止または自由回転中の如何にかかわらず、制御モード信号に応じて電圧指令の値を判断し、当該判断結果に応じて電圧指令を切替えるようにしたので、フリーラン状態にある交流回転機を再起動する際におけるトルクショックの更なる低減を実現することができるという効果を奏する。
図１は、実施の形態１にかかる電力変換装置の構成例を示すブロック図である。 図２は、実施の形態１にかかる電力変換装置による各信号の動作を説明するタイムチャートである。 図３は、第１の演算部の構成を示すブロック図である。 図４は、電流制御部の構成を示すブロック図である。 図５は、第２の演算部の構成を示すブロック図である。 図６は、電圧指令切替部の構成を示すブロック図である。 図７は、速度切替部の構成を示すブロック図である。 図８は、実施の形態２による電力変換装置の構成例を示す構成図である。 図９は、実施の形態２による第２の演算部を示す構成の一例の図である。 図１０は、速度補正部の動作を説明するための図である。
　１　誘導機（交流回転機）
　２　電力変換器
　３ａ，３ｂ，３ｃ　電流検出部
　４　三相／ｄｑ変換部
　５　ｄｑ／三相変換部
　６　位相演算部
　７　速度切替部
　８　電圧指令切替部
　９　第１の演算部
　１０　第２の演算部
　１１　電流指令部
　１２　制御切替部
　１３　２次ｄ軸磁束演算部
　１４ａ，１４ｂ　減算器
　１５　除算器
　１６　電流制御部
　１７ａ，１７ｂ　抵抗値ゲイン部
　１８，３１ａ，３１ｂ，３１ｃ，３１ｄ　積分部
　１９ａ，１９ｂ　減算器
　２０ａ，２０ｂ　切替部（電流切替部）
　２１ａ，２１ｂ，２２ａ，２２ｂ　掛算器
　２３ａ，２３ｂ　積分部
　２４ａ，２４ｂ，２７　加算器
　２５　電圧指令演算部
　２６　滑り周波数演算部
　２８　モータ周波数推定部
　２９　ロータ回転周波数推定部
　３０　磁束推定部
　３２ａ，３２ｂ　切替部（電圧切替部）
　３５　切替部
　３３ａ，３３ｂ　比較器
　３４ａ，３４ｂ　論理積部
　３６　第２の演算部
　３７　速度補正部
　３８　コンデンサ
　５０　第１の電圧指令切替判断部
　５１　第２の電圧指令切替判断部
　６０　制御部
　ｃｈｓｇ　制御モード信号
　ｄｐｄｓ，ｄｐｑｓ，ｄｐｄｒ，ｄｐｑｒ　微分値
　ｉｄ　ｄ軸電流検出値（電流情報）
　ｉｑ　ｑ軸電流検出値（電流情報）
　ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ　相電流（電流情報）
　ｉｄ*１　第１の演算部用ｄ軸電流指令（電流指令値）
　ｉｑ*１　第１の演算部用ｑ軸電流指令（電流指令値）
　ｉｄ*２　第２の演算部用ｄ軸電流指令（電流指令値）
　ｉｑ*２　第２の演算部用ｑ軸電流指令（電流指令値）
　ｉｄｓ　ｄ軸電流推定値
　ｉｑｓ　ｑ軸電流推定値
　Ｋｐ　電流制御比例ゲイン
　ＫＩ　電流制御積分ゲイン
　ＰＢ　運転指令
　ＰＭＦ　変調率
　ｐｄｓ　１次ｄ軸磁束推定値
　ｐｑｓ　１次ｑ軸磁束推定値
　ｐｄｒ　２次ｄ軸磁束推定値
　ｐｑｒ　２次ｑ軸磁束推定値
　Ｖｄ*　ｄ軸電圧指令（電圧指令値）
　Ｖｑ*　ｑ軸電圧指令（電圧指令値）
　Ｖｄ*１　第１の演算部で演算されたｄ軸電圧指令（第１の電圧指令値）
　Ｖｑ*１　第１の演算部で演算されたｑ軸電圧指令（第１の電圧指令値）
　Ｖｄ*２　第２の演算部で演算されたｄ軸電圧指令（第２の電圧指令値）
　Ｖｑ*２　第２の演算部で演算されたｑ軸電圧指令（第２の電圧指令値）
　φｄｓ　１次ｄ軸磁束
　φｄｒ　２次ｄ軸磁束
　ω１　自由回転中の誘導機の角周波数（第１の速度）
　ω２　インバータ角周波数（第２の速度）
　ωｒ　モータ角周波数
　ωｓ　滑り角周波数
　以下に、本発明にかかる電力変換装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
実施の形態１．
　図１は、実施の形態１にかかる電力変換装置の構成例を示すブロック図であり、図２は、実施の形態１にかかる電力変換装置による各信号の動作を説明するタイムチャートである。図１において、電力変換装置は、主たる構成として、制御部６０として機能する制御切替部１２、電流指令部１１、第１の演算部９、第２の演算部１０、速度切替部７、電圧指令切替部８、位相演算部６、三相／ｄｑ変換部４、ｄｑ／三相変換部５、および電力変換器２を有して構成されている。
　交流回転機である誘導機１は、直流を任意の周波数の交流に変換する電力変換器２に接続され、電力変換器２は、誘導機１に三相の電圧を印加する。交流側の電流検出部３ａ，３ｂ，３ｃは、誘導機１に発生する三相の相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを検出する。この相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは、ｄｑ／三相変換部５に与えられる。
　なお、図１では、電力変換器２と誘導機１とを接続する３本の結線に、交流側の電流検出部３ａ，３ｂ，３ｃとしてのＣＴ等（電流変成器）を記載しているが、他の公知の手法を用いて相電流を検出してもよい。また、ｉｕ＋ｉｖ＋ｉｗ＝０の関係が成立するので、例えばｕ相とｖ相の２結線にＣＴを配置すれば、ｗ相の相電流ｉｗは、ｕ、ｖ２相分の検出電流から求めることもできるので、ｗ相の電流検出部３ｃを省略しても良い。
　また、本実施の形態にかかる電力変換装置では、一例として交流回転機を誘導機１として制御した場合の実施の形態としてその効果を説明するが、誘導機１は、同期機でも同様の効果が期待できることは言うまでもない。また、本実施の形態にかかる電力変換装置は、交流回転機の他に、例えばリニアインダクションモータ、リニア同期モータやソレノイド等の電磁アクチュエータを駆動制御する電力変換装置としても適用することも可能である。
　また、公知の通り、三相電圧あるいは三相電流を回転直交二軸へ座標変換する時に、制御座標軸が必要となるが、所定の角周波数ωに基づいて回転二軸座標である制御座標軸の位相をθとする。この位相θは、所定の角周波数を位相演算部６で積分した値である。位相演算部６は、所定の角周波数ωを積分し、位相θとして三相／ｄｑ変換部４およびｄｑ／三相変換部５へ出力する。
　ｄｑ／三相変換部５は、位相演算部６から入力する位相θに基づき、電流検出部３ａ，３ｂ，３ｃから得られた相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを、電流情報であるｄｑ座標軸上でのｄ軸電流検出値ｉｄおよびｑ軸電流検出値ｉｑに変換し、ｄ軸電流検出値ｉｄおよびｑ軸電流検出値ｉｑを、第１の演算部９および第２の演算部１０にそれぞれ出力する。
　本実施の形態にかかる電力変換装置が、例えば電車に搭載されている場合、加速を示す力行指令Ｐもしくはブレーキ指令Ｂを示すノッチ指令などを意味する運転指令ＰＢが、運転台から制御切替部１２に入力される。制御切替部１２は、運転指令ＰＢの入力によって、制御モード信号ｃｈｓｇを生成する。
　制御切替部１２は、外部からの運転指令ＰＢが入力されると、まず制御モード信号ｃｈｓｇを第１の制御信号である制御モード１信号とし、次に運転指令ＰＢが入力されてから所定の時間が経過してから、制御モード信号ｃｈｓｇを第２の制御信号である制御モード２信号とする。制御モード１信号は、誘導機１の速度推定を開始するトリガとして機能し、制御モード２信号は、制御モード１信号に代えて制御を切替えるための信号として機能する。
　また、上述した所定の時間は、第１の演算部９の動作時間特性を考慮し、第１の速度である誘導機１のフリーラン速度（以下「角周波数」と称する）ω１を正確に演算するのに必要十分な時間として設定する。本実施の形態では、制御モード１信号の時間は、運転指令ＰＢが入力されてから、０．１秒より短い時間とする。そのことにより、運転手が運転指令ＰＢを入力してから、電力変換器２および誘導機１の加減速動作の遅れを気にすることがなくなるという効果が得られる。例えば、この時間が長ければ、力行指令Ｐが入力されても電力変換器および誘導機１がなかなか加速しないので運転手が違和感を覚えるが、制御モード１を短くすれば、そのような運転手の違和感を解消することができる。
　制御切替部１２から出力された制御モード信号ｃｈｓｇは、電流指令部１１、電圧指令切替部８、速度切替部７、および第１の演算部９にそれぞれ入力される。電流指令部１１は、誘導機１に対応した電流指令値である磁束軸電流指令（以下「ｄ軸電流指令」称する）ｉｄ*１およびトルク軸電流指令（以下「ｑ軸電流指令」と称する）ｉｑ*１を生成し、制御モード１信号と同期して出力する。また、電流指令部１１は、磁束軸電流指令ｉｄ*２およびトルク軸電流指令ｉｑ*２を生成し、制御モード２信号と同期して出力する。
　図２において、ｄ軸電流指令ｉｄ*１は、制御モード信号ｃｈｓｇが制御モード１である時に所定の値を出力して、制御モード信号ｃｈｓｇが制御モード２になった時に零の値になる。すなわち、制御モード１の時に所定の値を出力し、それ以外は零を出力する。また、ｑ軸電流指令ｉｑ*１は、制御モード１，２にかかわらず零を出力する。
　ｄ軸電流指令ｉｄ*２は、制御モード信号ｃｈｓｇが制御モード１の時は零であり、制御モード信号ｃｈｓｇが制御モード２になった時に所定の値を出力する。ｑ軸電流指令ｉｑ*２は、ｄ軸電流指令ｉｄ*２と同様に、制御モード信号ｃｈｓｇが制御モード１の時は零であり、制御モード信号ｃｈｓｇが制御モード２になった時に所定の値を出力する。
（第１の演算部）
　図３は、第１の演算部９の構成を示すブロック図である。第１の演算部９は、主たる構成として、電流制御部１６、２次ｄ軸磁束演算部１３、抵抗値ゲイン（掛算器）１７ａ、１７ｂ、減算器１４ａ、１４ｂ、積分部１８、および除算器１５を有して構成されている。
　第１の演算部９は、ｄ軸電流指令ｉｄ*１、ｑ軸電流指令ｉｑ*１、ｄ軸電流検出値ｉｄ、ｑ軸電流検出値ｉｑ、および制御モード信号ｃｈｓｇを入力とし、出力電圧の各周波数に同期して回転する回転二軸（ｄ－ｑ軸）上のｄ軸電圧からｄ軸抵抗降下を減算した値に基づいて磁束振幅を演算し、ｑ軸電圧からｑ軸抵抗降下を減算した値を、前述した磁束振幅で除算して、自由回転中の誘導機１の角周波数ω１を演算する。
　以下、第１の演算部９による角周波数ω１の演算について説明する。回転二軸（ｄ－ｑ軸）が所定の角周波数ω１で回転している場合、誘導機１の電機子（１次）磁束のｄ軸成分とｑ軸成分は（１）、（２）式で表現できる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　ここで、Ｒｓは、電機子抵抗である。また、誘導機１が出力するトルクτｍは、電機子磁束と電機子電流の外積の大きさに比例し、（３）式で表現できる。なお、Ｐｍはモータの極対数を示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　回転二軸のｄ軸方向と電機子磁束の方向が一致している場合、φｑｓ＝０となる。そこで、（１）、（２）式にφｑｓ＝０を代入すると、（４）、（５）式を得る。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　すなわち、回転二軸（ｄ－ｑ軸）を、（４）、（５）式に従って演算した角周波数ωに同期して回転するようにすれば、回転二軸のｄ軸方向と電機子磁束の方向は一致する。そこで、第１の演算部９は、掛算器１７ａ、減算器１４ａ、積分部１８によって、（４）式右辺の演算を行い、掛算器１７ｂ、減算器１４ｂ、除算器１５によって（５）式右辺の演算を行って得た角周波数ω１に同期して回転するように、回転二軸（ｄ－ｑ軸）を定めたので、ｄ軸方向と電機子磁束の方向を一致させてｑ軸電機子磁束φｑｓ＝０を保つことができる。
　また、電流制御部１６には、ｑ軸電流指令ｉｑ*１に零を与えることによって、ｑ軸電流ｉｑを零に保つことができ、不要なトルクを発生させることなく、自由回転中の誘導機１の速度を推定ができる効果がある。なお、ｄ軸電流指令ｉｄ*１は、所定の値を与えれば良く、例えば、ステップ的な所定な値や一次遅れで所定の値を与えても良い。
　第１の演算部９は、運転指令ＰＢが入力され、制御モード信号ｃｈｓｇが制御モード１である時、あらかじめ設定された所定の時間（初期速度推定時間）のみ動作する。その所定の時間は、電車用の誘導機１では、３０ｍｓｅｃ以上で１００ｍｓｅｃ（０．１秒）より短い時間である。なお、下限値を３０ｍｓｅｃとした理由は、例えば電車用のモータ（定格電力：１００ｋＷ～６００ｋＷ）の場合、モータの２次時定数が３００ｍｓｅｃより長く、第１の演算部９内の電流制御部１６の電流制御応答を考慮すると、２次時定数３００ｍｓｅｃの１／１０の時間よりも長い制御応答しか実現できないことを発明者が発見したためである。そのため、モータの２次時定数３００ｍｓｅｃより、３０ｍｓｅｃ以上の初期速度推定時間が必要となる。
　このように設定された所定の時間によって、フリーラン中の誘導機１の速度（回転数）を正確に検出できる点が第１の演算部９の特徴である。また、０．１秒より短い時間で制御することにより、初期速度推定期間による運転手が加速、減速に違和感を持たないという効果を得ることができる。
　図４は、電流制御部１６の構成を示すブロック図である。電流制御部１６は、減算器１９ａ，１９ｂ、電流切替部である切替部２０ａ，２０ｂ、電流制御比例ゲインＫｐを掛ける掛算器２１ａ，２１ｂ、電流制御積分ゲインＫＩを掛ける２２ａ，２２ｂ、および積分部２３ａ，２３ｂを有して構成されている。
　電流制御部１６は、ｄ軸電流指令ｉｄ*１、ｑ軸電流指令ｉｑ*１、ｄ軸電流検出値ｉｄ、ｑ軸電流検出値ｉｑ、および制御モード信号ｃｈｓｇを入力とし、ｑ軸電圧指令Ｖｑ*１およびｑ軸電圧指令Ｖｑ*１ｄを演算する。
　切替部２０ａ，２０ｂは、制御モード信号ｃｈｓｇが制御モード１の場合、接点Ｂと接点Ｃを接続し、制御モード１以外のとき、接点Ａと接点Ｃを接続する。接点Ａにはｉｄ*１、ｉｑ*１以外の値として、例えば零が入力されているため、制御モード１から制御モード２に移行した時、ｄ軸電圧指令Ｖｄ*１およびｑ軸電圧指令Ｖｑ*１の値は、積分部２３ａ，２３ｂの値が出力されることになる。つまり、積分部２３ａ，２３ｂに溜まった値が、加算器２４ａ，２４ｂを介して、電流制御部１６からそのまま出力される。なお、接点Ａに入力される値は、零に限定されるものではない。
　また、図３において、第１の演算部９の２次ｄ軸磁束演算部１３は、以下に示す（６）式から２次ｄ軸磁束φｄｒ演算する。なお、Ｒｒ：二次抵抗、Ｍ：相互インダクタンス、Ｌｒ：２次インダクタンスを示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　次に、制御モード信号ｃｈｓｇが制御モード１から制御モード２に移行した時、すなわち第１の演算部９によってフリーラン中の誘導機１の速度を正確に検出した後、第１の演算部９の出力である第１の電圧指令値（Ｖｄ*１、Ｖｑ*１）から第２の演算部１０の出力である第２の電圧指令値（Ｖｄ*２、Ｖｑ*２）に移行させる手段について説明する。
（第２の演算部）
　図５は、第２の演算部１０の構成を示すブロック図である。第２の演算部１０は、主たる構成として、電圧指令演算部２５、滑り周波数演算部２６、およびモータ周波数推定部２８を有して構成されている。
　電圧指令演算部２５は、ベクトル制御とし以下の（７）、（８）式を用いて、ｄ軸電圧指令Ｖｄ*２およびｑ軸電圧指令Ｖｑ*２を演算する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　周波数演算部２６は、ｄ軸電流指令ｉｄ*２、ｑ軸電流指令ｉｑ*２を入力として、モータ定数からベクトル制御として以下の（９）式を用いて、滑り角周波数ωｓを演算する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
　加算器２７は、滑り周波数演算部２６で演算された滑り角周波数ωｓと後述するモータ角周波数ωｒとを加算する。モータ周波数推定部２８は、磁束推定部３０、積分部３１ａ，３１ｂ，３１ｃ，３１ｄ、およびロータ回転周波数推定部２９を有して構成されている。
　磁束推定部３０は、ｄ軸電圧指令Ｖｄ*２およびｑ軸電圧指令Ｖｑ*２を入力とし、更にフィードバック信号として１次ｄ軸磁束推定値ｐｄｓ、１次ｑ軸磁束推定値ｐｑｓ、２次ｄ軸磁束推定値ｐｄｒ、２次ｑ軸磁束推定値ｐｑｒ、第２の速度であるインバータ角周波数ω２、およびロータ回転周波数推定部２９の出力であるモータ角周波数ωｒを入力とする。磁束推定部３０は、これら入力に基づいて、各磁束推定値の微分値ｄｐｄｓ，ｄｐｑｓ，ｄｐｄｒ，ｄｐｑｒを（１０）式で演算する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
　積分部３１ａ，３１ｂ，３１ｃ，３１ｄは、次の（１１）式により、各磁束推定値の微分値ｄｐｄｓ，ｄｐｑｓ，ｄｐｄｒ，ｄｐｑｒを積分して、各磁束推定値ｐｄｓ，ｐｑｓ，ｐｄｒ，ｐｑｒを演算する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
　（１１）式に示すように、１次ｄ軸磁束推定値ｐｄｓは、第１の演算部９で演算された１次ｄ軸磁束φｄｓを初期値とし、２次磁束推定値ｐｄｒは、第１の演算部９で演算された２次ｄ軸磁束φｄｒを初期値とする。そのことにより、モータ周波数推定部２８で演算されるモータ角周波数ωｒの挙動を、実モータ角周波数に素早く一致させることができるという効果が得られる。
　ロータ回転周波数推定部２９は、各磁束推定値ｐｄｓ，ｐｑｓ，ｐｄｒ，ｐｑｒを入力とし、ｄ軸電流推定値ｉｄｓおよびｑ軸電流推定値ｉｑｓを（１２）式で演算する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
　また、ロータ回転周波数推定部２９は、ｄｑ軸の電流推定値ｉｄｓ、ｉｑｓとｄｑ軸の電流検出値ｉｄ、ｉｑとから、ｄ軸電流誤差ベクトルｅｉｄおよびｑ軸電流誤差ベクトルｅｉｑを（１３）式で演算する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
　また、ロータ回転周波数推定部２９は、ｄｑ軸の電流誤差ベクトルｅｉｄ、ｅｉｑと２次ｄ軸磁束推定値ｐｄｒ、２次ｑ軸磁束推定値ｐｑｒとを入力とし、ロータ回転加減速演算値ａωｒを（１４）式で演算する。ただし、ｋａｐ：ロータ回転加減速演算比例ゲイン、Ｔａｐｉ：ロータ回転加減速積分時定数、ｓ：ラプラス演算子である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000016
　また、ロータ回転周波数推定部２９は、（１４）式で演算したロータ回転加減速演算値ａωｒを積分して、モータ周波数推定部２８で演算されるモータ角周波数ωｒを（１５）式で演算する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000017
　モータ角周波数ωｒは、磁束推定値の演算と同様に、第１の演算部９で演算された角周波数ω１を初期値とする。演算されたモータ角周波数ωｒは、（１６）式で示されるように、加算器２７で滑り角周波数ωｓと加算され、インバータ角周波数ω２となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000018
（電圧指令切替部）
　図６は、電圧指令切替部８の構成を示すブロック図である。電圧指令切替部８は、主たる構成として、第１の電圧指令切替判断部５０、第２の電圧指令切替判断部５１、および電圧切替部である切替部３２ａ，３２ｂを有して構成されている。第１の電圧指令切替判断部５０は、比較器３３ａおよび論理積部３４ａを有し、第２の電圧指令切替判断部５１は、比較器３３ｂおよび論理積部３４ｂを有している。
　また、電圧指令切替部８は、第１の演算部９で演算されたｄ軸電圧指令Ｖｄ*１およびｑ軸電圧指令Ｖｑ*１と、第２の演算部１０で演算されたｄ軸電圧指令Ｖｄ*２およびｑ軸電圧指令Ｖｑ*２と、制御モード信号ｃｈｓｇとを入力とする。
　この電圧指令切替部８は、本実施の形態の特徴であり、図２に示すように、制御モード信号ｃｈｓｇが制御モード１から制御モード２に切り替わっても、Ｖｄ*２がＶｄ*１より小さければ、Ｖｄ*１をｄ軸電圧指令Ｖｄ*とすることである。この動作は、比較器３３ａ、論理積部３４ａ、および切替部３２ａによって実現しており、同様の動作をｑ軸電圧指令Ｖｑ*２，Ｖｑ*１，Ｖｑ*についても行う。
　この動作を図２を用いて詳細に説明すると、例えば、比較器３３ｂおよび論理積部３４ｂは、制御モード１が制御モード２に変わった時点（ｔ２）で、Ｖｑ*２の値がＶｑ*１より小さいと判断した場合、切替部３２ｂは、接点Ｂと接点Ｃを接続してＶｑ*１をＶｑ*として出力する。そして、Ｖｑ*２の値がＶｑ*１と約一致した時点（ｔ３）で、切替部３２ｂは、接点Ａと接点Ｃを接続してＶｑ*２をＶｑ*として出力する。なお、図２において、変調率ＰＭＦの変化は、インバータ出力電圧指令の大きさをインバータが出力可能な最大電圧に対する割合で示したものであるが、ｑ軸電圧指令Ｖｑ*と略同様に変化する。
（速度切替部）
　図７は、速度切替部７の構成を示すブロック図である。速度切替部７は、第１の演算部９で演算された角周波数ω１と、第２の演算部１０で演算されたインバータ角周波数ω２と、制御モード信号ｃｈｓｇとを入力とする切替部３５を有して構成されている。
　切替部３５は、制御モード信号ｃｈｓｇが制御モード１から制御モード２に切り替わると、接点Ａと接点Ｃを接続する。その結果、第２の演算部１０で演算されたインバータ角周波数ω２がωとなり、位相演算部６にωが入力される。
　以上に説明したように、本実施の形態にかかる電力変換装置は、電流検出部３ａ～３ｃで検出された電流に基づいて誘導機１の速度情報であるｑ軸電圧指令Ｖｑ*１およびｄ軸電圧指令Ｖｄ*１を演算する第１の演算部９と、第１の演算部９で演算された１次ｄ軸磁束φｄｓおよび２次ｄ軸磁束φｄｒならびに速度推定値ω１を初期値としてｑ軸電圧指令Ｖｑ*２およびｄ軸電圧指令Ｖｄ*２ならびにインバータ角周波数ω２を出力する第２の演算部１０と、を備えるようにしたので、モータ角周波数の挙動を実モータ角周波数に素早く一致させることが可能である。また、制御モード信号ｃｈｓｇに応じて、ｑ軸電圧指令Ｖｑ*１およびｑ軸電圧指令Ｖｑ*２の値を判断しｄ軸電圧指令Ｖｄ*１およびｄ軸電圧指令Ｖｄ*２の値を判断して電圧指令を出力する電圧指令切替部８と、制御モード信号ｃｈｓｇに応じて速度推定値ω１またはインバータ角周波数ω２を切替えて位相演算部６に出力する速度切替部７と、を備えるようにしたので、従来技術に比して誘導機１が再起動した時のトルクショックを軽減することが可能である。また、制御モード１信号の時間が０．１秒以下に設定された制御切替部１２を備えるようにしたので、運転指令ＰＢが入力されてから電力変換器２および誘導機１が加減速動作を開始するまでの遅れが抑制されるので、運転手に対する違和感を解消することが可能である。
実施の形態２．
　本実施の形態にかかる電力変換装置は、第１の演算部９で演算された速度推定値ω１の値に、所定のゲインである補正ゲインを与えることによって、実際のモータ周波数より高い値の速度推定値を演算し、直流側の電圧上昇を回避することができるように構成されている。以下、本実施の形態にかかる電力変換装置の制御装置の構成および動作を説明する。なお、第１の実施の形態と同様の部分については、同じ符号を付してその説明を省略し、異なる部分についてのみ述べる。
　図８は、実施の形態２にかかる電力変換装置の構成例を示すブロック図であり、図９は、実施の形態２にかかる第２の演算部３６の構成を示すブロック図である。第２の演算部３６は、第１の演算部９で演算された速度推定値ω１に補正ゲインを掛け、その補正ゲインを掛けた角周波数ω１ｈを、ロータ回転周波数推定部２９の速度の初期値として設定するテーブルである速度補正部３７を備えている。
　以下、速度推定値ω１に補正ゲインを与える理由について説明する。第１の演算部９によって推定されたω１が、図２のｔ１からｔ２に示される実線のように推定された場合において、このω１の値（実線）が、実際の誘導機１の回転速度よりも下回ったとき、誘導機１は回生モードになる。このように、誘導機１が回生モードになった場合、回生された電力は、電力変換器２に印加され、電力変換器２の一時側に配設されているコンデンサ３８の電圧が上昇することになる。このような事態を回避する手段として、速度補正部３７は、第１の演算部９で演算された速度推定値ω１の値に応じて、速度推定値ω１に所定の補正ゲインを掛けてω１ｈとする。
　図１０は、速度補正部３７の動作を説明するための図である。グラフの横軸は、第１の演算部９で演算された速度推定値ω１を示し、縦軸は、補正後の速度推定値ω１ｈである。また、図１０には、速度推定値ω１に１．００倍の補正ゲインを掛けた場合の特性と、速度推定値ω１に所定の補正ゲインを掛けた場合の特性が示されている。
　速度補正部３７は、モータ周波数が低い領域では速度推定値ω１に、例えば１．０５倍のゲインを与え、モータ周波数が高い領域では、例えば１．０１倍のゲインを与える。このように、速度補正部３７は、モータ周波数の値に応じて速度推定値ω１に与えるゲインが変わるように構成されている。なお、ゲインの値は、一例を示すものであり、これらの値に限定されるものではない。
　以上に説明したように、本実施の形態にかかる電力変換装置は、ロータ回転周波数推定部２９に設定される初期値に所定のゲインを付加する速度補正部３７を備えるようにしたので、実際の誘導機１のモータ周波数よりも高い値が設定できるので、回生電力がコンデンサ３８に印加されることがなく、直流側の電圧上昇を回避することが可能である。
　なお、第２の演算部１０は、ｄ軸磁束（φｄｓ、φｄｒ）および角周波数ω１の少なくとも一つを初期値として演算するように構成してもよい。また、実施の形態１および２に示した電力変換装置は、本発明の内容の一例を示すものであり、更なる別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、一部を省略する等、変更して構成することも可能であることは無論である。
　以上のように、本発明は、速度検出器を用いることなく交流回転機を再起動することが可能な電力変換装置に適用可能であり、特に、フリーラン状態にある交流回転機を再起動する際におけるトルクショックや直流側の電圧上昇を一層低減する発明として有用である。

Claims (11)

  1. 　直流電圧を交流電圧に変換して交流回転機へ印加する電力変換器と、
    　外部からの運転指令に基づき前記電力変換器を制御する制御部とを備えた電力変換装置であって、
    　前記交流回転機にて検出された電流情報と前記運転指令に基づく電流指令値とから、前記電力変換器に対する第１の電圧指令値と、前記交流回転機の磁束と、前記交流回転機のフリーラン速度である第１の速度とを演算出力する第１の演算部と、
    　前記第１の演算部から入力される前記第１の速度と、前記交流回転機の磁束との少なくとも１つを初期値として、前記電力変換器に対する第２の電圧指令値と、前記交流回転機の駆動速度である第２の速度とを演算出力する第２の演算部と、
    　を備えたことを特徴とする電力変換装置。
  2. 　前記運転指令が入力されると第１の制御信号を生成出力し、
    　前記運転指令の入力から所定時間後に前記第１の制御信号に代えて第２の制御信号を生成出力する制御切替部を備え、
    　前記第１の演算部は、前記第１の制御信号に基づき前記第１の電圧指令値と、前記交流回転機の磁束と、前記第１の速度とを演算出力し、
    　前記第２の演算部は、前記第２の制御信号に基づき前記第２の電圧指令値と、前記第２の速度を演算出力すること、
    　を特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 　前記第１の電圧指令値と、前記第２の電圧指令値とに基づき、前記電力変換器の電圧指令値を演算出力する電圧指令値切替部を備えたことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  4. 　前記第２の電圧指令値と前記第１の電圧指令値とが約一致した時点で、前記第１の電圧指令値から前記第２の電圧指令値に切替える電圧指令切替部を備えたことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  5. 　前記電圧指令切替部は、
    　前記第２の電圧指令値と前記第１の電圧指令値とが約一致したか否かを判断する電圧指令切替判断部と、
    　前記判断の結果に従って前記第１の電圧指令値から前記第２の電圧指令値に切替える電圧切替部と、
    　を備えたことを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。
  6. 　前記第１の制御信号から前記第２の制御信号に切替わった時点で、前記第１の速度を前記第２の速度に切替える速度切替部を備えたことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  7. 　前記第１の演算部は、
    　前記第１の制御信号から第２の制御信号に切替わった後には、積分された前記第１の電圧指令値を出力する電流制御部を備えたこと特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  8. 　前記電流制御部は、
    　前記第１の制御信号から前記第２の制御信号に切替わった場合、前記電流指令値を零に切替えて出力する電流切替部を備えたことを特徴とする請求項７に記載の電力変換装置。
  9. 　前記第１の演算部は、
    　前記ｄ軸磁束を演算する際にｑ軸磁束を零として算出することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  10. 　前記第２の演算部は、
    　前記第１の速度に所定のゲインを掛ける速度補正部を備えたことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  11. 　前記所定時間は、０．１秒より短い時間であることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
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